JP3067720B2 - Ｏｆｄｍ復調器用シンボルタイミング検出回路 - Google Patents
Ｏｆｄｍ復調器用シンボルタイミング検出回路Info
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- JP3067720B2 JP3067720B2 JP9320534A JP32053497A JP3067720B2 JP 3067720 B2 JP3067720 B2 JP 3067720B2 JP 9320534 A JP9320534 A JP 9320534A JP 32053497 A JP32053497 A JP 32053497A JP 3067720 B2 JP3067720 B2 JP 3067720B2
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- Japan
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- signal
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- symbol timing
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はディジタル無線通信
システムに用いるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆ
ｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌ
ｅｘｉｎｇ）信号の復調回路に関する。特に復調回路に
おいてシンボルタイミングを検出する検出回路に関す
る。
システムに用いるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆ
ｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌ
ｅｘｉｎｇ）信号の復調回路に関する。特に復調回路に
おいてシンボルタイミングを検出する検出回路に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】ＯＦＤＭ信号は各サブキャリアごとに、
各入力信号に対してＱＰＳＫ（Ｑｕａｄａｒａｔｕｒｅ
Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）等の変調さ
れた信号に対して逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）回路
を行いＯＦＤＭ変調波信号を生成する。ＯＦＤＭでは通
常ガードインターバル（ＧＩ）と呼ばれる遅延波の影響
を除去する区間でＩＦＦＴ出力の信号を繰り返して送信
する。ＯＦＤＭ変調波信号の受信同期にはこの繰り返し
信号区間の相関を利用する手法が一般的である。また、
パケット伝送はデータを短いパケットに分けて送信する
方法であり、多くの端末がランダムにデータを生成する
場合には、回線交換型と比較して高効率に情報伝送が可
能である。しかし、パケットごとに同期を確立する必要
がある。パケット伝送では送信後に受信確認信号（ＡＣ
Ｋ）が受信側から送信されるまで、遅延があまりに大き
いと、スループットが低下してしまうため、物理層では
出来るだけ高速に信号処理を行うことが要求され、同期
確立には高速のバースト検出とシンボルタイミング検出
が求められる。
各入力信号に対してＱＰＳＫ（Ｑｕａｄａｒａｔｕｒｅ
Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）等の変調さ
れた信号に対して逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）回路
を行いＯＦＤＭ変調波信号を生成する。ＯＦＤＭでは通
常ガードインターバル（ＧＩ）と呼ばれる遅延波の影響
を除去する区間でＩＦＦＴ出力の信号を繰り返して送信
する。ＯＦＤＭ変調波信号の受信同期にはこの繰り返し
信号区間の相関を利用する手法が一般的である。また、
パケット伝送はデータを短いパケットに分けて送信する
方法であり、多くの端末がランダムにデータを生成する
場合には、回線交換型と比較して高効率に情報伝送が可
能である。しかし、パケットごとに同期を確立する必要
がある。パケット伝送では送信後に受信確認信号（ＡＣ
Ｋ）が受信側から送信されるまで、遅延があまりに大き
いと、スループットが低下してしまうため、物理層では
出来るだけ高速に信号処理を行うことが要求され、同期
確立には高速のバースト検出とシンボルタイミング検出
が求められる。
【０００３】図４に従来技術のＯＦＤＭ復調器用ピーク
検出回路の構成例を示す。（参考文献：Ｔ．Ｍ．Ｓｃｈ
ｍｉｄｌ ａｎｄ Ｄ．Ｃ．Ｃｏｘ，“Ｌｏｗ−Ｏｖｅ
ｒｈｅａｄ，Ｌｏｗ−Ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ ［Ｂｕｒ
ｓｔ］ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｏ
ＦＤＭ，”ＩＣＣ’９６，ｐｐ１３０１−１３０
６．）。図において、ＯＦＤＭ受信信号ａ２０１は遅延
回路２０１に入力される。遅延回路２０１ではＴｗ時間
だけ受信信号が遅延される。ここで、ＴｗはＯＦＤＭ信
号の変調及び復調に用いるＩＦＦＴ及びＦＦＴのウィン
ドウの時間幅である。遅延回路２０１の出力信号ａ２０
２は共役複素信号生成回路２０２に入力される。共役複
素出力信号ａ２０３は、受信信号ａ２０１と乗算回路２
０３で乗算される。乗算回路出力ａ２０４は移動平均フ
ィルタ２０４に入力される。フィルタではＴｗ／２の平
均化が行われる。フィルタ出力ａ２０５は自乗回路２０
５に入力され自乗回路出力信号ａ２０６を出力する。ま
た、受信信号ａ２０１は自乗回路２０６で自乗回路出力
信号ａ２０７に変換される。その後、移動平均フィルタ
２０７に入力される。フィルタではＴｗ／２の平均化が
行われる。フィルタの出力信号ａ２０８は自乗回路に入
力され、自乗回路出力信号ａ２０９として出力される。
除算回路２０９では、自乗回路信号ａ２０６を自乗回路
出力信号ａ２０９で割る正規化演算が行われる。除算回
路出力ａ２０１０はＴｗ時間だけバッファ２０１０に蓄
えられる。バッファ回路出力信号ａ２０１１はピーク検
出回路２０１１に入力される。ピーク検出回路２０１１
では、バッファ信号のピーク位置を検出して、そのタイ
ミングをシンボルタイミング信号ａ２０１２として出力
とする。
検出回路の構成例を示す。（参考文献：Ｔ．Ｍ．Ｓｃｈ
ｍｉｄｌ ａｎｄ Ｄ．Ｃ．Ｃｏｘ，“Ｌｏｗ−Ｏｖｅ
ｒｈｅａｄ，Ｌｏｗ−Ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ ［Ｂｕｒ
ｓｔ］ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｏ
ＦＤＭ，”ＩＣＣ’９６，ｐｐ１３０１−１３０
６．）。図において、ＯＦＤＭ受信信号ａ２０１は遅延
回路２０１に入力される。遅延回路２０１ではＴｗ時間
だけ受信信号が遅延される。ここで、ＴｗはＯＦＤＭ信
号の変調及び復調に用いるＩＦＦＴ及びＦＦＴのウィン
ドウの時間幅である。遅延回路２０１の出力信号ａ２０
２は共役複素信号生成回路２０２に入力される。共役複
素出力信号ａ２０３は、受信信号ａ２０１と乗算回路２
０３で乗算される。乗算回路出力ａ２０４は移動平均フ
ィルタ２０４に入力される。フィルタではＴｗ／２の平
均化が行われる。フィルタ出力ａ２０５は自乗回路２０
５に入力され自乗回路出力信号ａ２０６を出力する。ま
た、受信信号ａ２０１は自乗回路２０６で自乗回路出力
信号ａ２０７に変換される。その後、移動平均フィルタ
２０７に入力される。フィルタではＴｗ／２の平均化が
行われる。フィルタの出力信号ａ２０８は自乗回路に入
力され、自乗回路出力信号ａ２０９として出力される。
除算回路２０９では、自乗回路信号ａ２０６を自乗回路
出力信号ａ２０９で割る正規化演算が行われる。除算回
路出力ａ２０１０はＴｗ時間だけバッファ２０１０に蓄
えられる。バッファ回路出力信号ａ２０１１はピーク検
出回路２０１１に入力される。ピーク検出回路２０１１
では、バッファ信号のピーク位置を検出して、そのタイ
ミングをシンボルタイミング信号ａ２０１２として出力
とする。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】パケット伝送では、Ｔ
ＤＭＡのように同じタイミングで信号が送信されて来る
わけではなくランダムにパケットが送信されてくる。こ
のため受信パケットごとに同期を確立する必要がある。
また、パケット伝送では信号送受信の確認は上位レイヤ
のＡＣＫ信号のやりとりで行われるため、パケット受信
ごとに行われる同期に時間がかかると、スループットが
低下する。
ＤＭＡのように同じタイミングで信号が送信されて来る
わけではなくランダムにパケットが送信されてくる。こ
のため受信パケットごとに同期を確立する必要がある。
また、パケット伝送では信号送受信の確認は上位レイヤ
のＡＣＫ信号のやりとりで行われるため、パケット受信
ごとに行われる同期に時間がかかると、スループットが
低下する。
【０００５】従来の構成では、図４に示されるように２
Ｔｗの信号期間に渡り受信信号を蓄積してその中からピ
ーク位置を検出している。そのため、２Ｔｗ時間分だけ
送信側から見ればＡＣＫが返ってくる時間が遅れること
になり、スループットの低下が問題となっていた。
Ｔｗの信号期間に渡り受信信号を蓄積してその中からピ
ーク位置を検出している。そのため、２Ｔｗ時間分だけ
送信側から見ればＡＣＫが返ってくる時間が遅れること
になり、スループットの低下が問題となっていた。
【０００６】本発明ではこの問題を解決し、シンボルタ
イミング検出に信号の蓄積を少なくしシンボルタイミン
グを迅速に検出できる、ＯＦＤＭ復調器用シンボルタイ
ミング検出回路を提供することを目的とする。
イミング検出に信号の蓄積を少なくしシンボルタイミン
グを迅速に検出できる、ＯＦＤＭ復調器用シンボルタイ
ミング検出回路を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】従来の構成では、信号の
蓄積回路を用いてピーク検出を行いシンボルタイミング
検出を行うため、シンボルタイミング検出に時間がかか
ることが問題があった。
蓄積回路を用いてピーク検出を行いシンボルタイミング
検出を行うため、シンボルタイミング検出に時間がかか
ることが問題があった。
【０００８】本発明では、図２の動作に示すように、短
い蓄積時間でシーケンシャルな信号処理でシンボルタイ
ミング検出を行う。まず、スレッショルドを越えた信号
があればそのタイミングをシンボルタイミングとして記
憶する。つまり、ある一定期間ＴD だけ、そのシンボル
タイミングを保持することになる。もし、ＴD の期間に
保持された信号より高いピークを持つ信号が入力されれ
ば、その位置をシンボルタイミングとして新たに記憶す
る。逆に、ＴD の期間に高いピークのシンボルが入力さ
れなければ、保持していたシンボルタイミングを、受信
ＯＦＤＭ信号のシンボルタイミングとして出力する。
い蓄積時間でシーケンシャルな信号処理でシンボルタイ
ミング検出を行う。まず、スレッショルドを越えた信号
があればそのタイミングをシンボルタイミングとして記
憶する。つまり、ある一定期間ＴD だけ、そのシンボル
タイミングを保持することになる。もし、ＴD の期間に
保持された信号より高いピークを持つ信号が入力されれ
ば、その位置をシンボルタイミングとして新たに記憶す
る。逆に、ＴD の期間に高いピークのシンボルが入力さ
れなければ、保持していたシンボルタイミングを、受信
ＯＦＤＭ信号のシンボルタイミングとして出力する。
【０００９】一方、検出されたシンボルタイミングは真
のシンボルタイミングからの揺らぎが確率的に生じる。
ＯＦＤＭ信号はガードインターバルを用いて遅延波の影
響を除去しているため、シンボルタイミングを前方に誤
って検出するときは誤り率に及ぼす影響が少ないが、誤
って後ろにシフトしてシンボルタイミングとして検出し
てしまうと、ＦＦＴウィンドウ内に次のシンボルの信号
が入り込んで来るため、誤り率が大きく劣化する。よっ
て、本発明では、図２に示すようにシーケンシャルにシ
ンボルタイミングを検出した後、ＦＦＴのウィンドウを
前方にシフトしてウィンドウを開いている。
のシンボルタイミングからの揺らぎが確率的に生じる。
ＯＦＤＭ信号はガードインターバルを用いて遅延波の影
響を除去しているため、シンボルタイミングを前方に誤
って検出するときは誤り率に及ぼす影響が少ないが、誤
って後ろにシフトしてシンボルタイミングとして検出し
てしまうと、ＦＦＴウィンドウ内に次のシンボルの信号
が入り込んで来るため、誤り率が大きく劣化する。よっ
て、本発明では、図２に示すようにシーケンシャルにシ
ンボルタイミングを検出した後、ＦＦＴのウィンドウを
前方にシフトしてウィンドウを開いている。
【００１０】このように本発明では、信号の蓄積回路に
よる時間遅延を大幅に削減し、シーケンシャルでのシン
ボルタイミング検出を可能にする。
よる時間遅延を大幅に削減し、シーケンシャルでのシン
ボルタイミング検出を可能にする。
【００１１】
【発明の実施の形態】図１は本発明によるＯＦＤＭ復調
器用シンボルタイミング検出回路の実施形態を示す。本
実施形態はＤＱＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｑ
ｕａｄａｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅ
ｙｉｎｇ）の復調に遅延検波を用いている。図１では、
ＯＦＤＭ受信信号ａ１は遅延回路１に入力される。遅延
回路１ではＴｗ時間だけ受信信号が遅延される。ここ
で、ＴｗはＯＦＤＭ信号の変調及び復調に用いるＩＦＦ
Ｔ及びＦＦＴのウィンドウの時間幅である。遅延回路１
の出力信号ａ２は共役複素信号生成回路２に入力され
る。共役複素出力信号ａ３は、受信信号ａ１と乗算回路
４で複素乗算される。乗算回路出力ａ４は移動平均フィ
ルタ４に入力される。フィルタではＴｗ時間の平均化が
行われる。フィルタ出力ａ５は自乗回路５に入力され自
乗回路出力信号ａ６を出力する。また、受信信号ａ１は
自乗回路６で自乗回路出力信号ａ７に変換される。その
後、移動平均フィルタ７に入力される。フィルタではＴ
ｗ時間の平均化が行われる。フィルタの出力信号ａ８は
自乗回路に入力され、自乗回路出力信号ａ９として出力
される。除算回路９では自乗回路出力信号ａ６を自乗回
路信号ａ９で除算する正規化演算が行われる。比較回路
１１では除算回路出力信号ａ１１と固定値出力回路１０
の出力信号との比較が行われる。比較回路出力信号ａ１
１はサンプルホールド回路１２に入力される。一方、カ
ウンタ２７ではクロックの値をカウントし、タイミング
情報信号ａ２７を出力している。サンプルホールド回路
１２では、比較回路出力信号ａ１１が入力された時点で
のタイミング情報を、最大ＴD 時間の間に渡り保持して
いる。比較回路１３では比較回路出力信号ａ１１とサン
プルホールド回路出力信号ａ１２との比較が行われ、比
較回路出力信号ａ１１の値が大きければ、サンプルホー
ルド回路に保持されているシンボルタイミング情報と、
カウンタ回路１４の値をリセット信号ａ１３によりリセ
ットする。また、サンプルホールド回路出力信号ａ１２
が大きければ出力信号ａ１３３を出力しカウンタ回路１
４に入力する。カウンタ回路１４では出力信号ａ１３３
の回数をＴD の間計測する。カウンタ回路はＴD 時間計
測しサンプルホールド回路１２に保持されているタイミ
ングにピークが存在すると判定したとき、カウンタ回路
出力信号ａ１４４を出力する。シンボルタイミング検出
回路１４４では、サンプルホールド回路１２に保持され
ている値をシンボルタイミング検出として出力する。シ
ンボルタイミング信号ａ１５５はＦＦＴのウィンドウタ
イミングを制御するウィンドウ制御回路２２に入力さ
れ、ＦＦＴウィンドウＴF の前方シフトが行われる。
器用シンボルタイミング検出回路の実施形態を示す。本
実施形態はＤＱＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｑ
ｕａｄａｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅ
ｙｉｎｇ）の復調に遅延検波を用いている。図１では、
ＯＦＤＭ受信信号ａ１は遅延回路１に入力される。遅延
回路１ではＴｗ時間だけ受信信号が遅延される。ここ
で、ＴｗはＯＦＤＭ信号の変調及び復調に用いるＩＦＦ
Ｔ及びＦＦＴのウィンドウの時間幅である。遅延回路１
の出力信号ａ２は共役複素信号生成回路２に入力され
る。共役複素出力信号ａ３は、受信信号ａ１と乗算回路
４で複素乗算される。乗算回路出力ａ４は移動平均フィ
ルタ４に入力される。フィルタではＴｗ時間の平均化が
行われる。フィルタ出力ａ５は自乗回路５に入力され自
乗回路出力信号ａ６を出力する。また、受信信号ａ１は
自乗回路６で自乗回路出力信号ａ７に変換される。その
後、移動平均フィルタ７に入力される。フィルタではＴ
ｗ時間の平均化が行われる。フィルタの出力信号ａ８は
自乗回路に入力され、自乗回路出力信号ａ９として出力
される。除算回路９では自乗回路出力信号ａ６を自乗回
路信号ａ９で除算する正規化演算が行われる。比較回路
１１では除算回路出力信号ａ１１と固定値出力回路１０
の出力信号との比較が行われる。比較回路出力信号ａ１
１はサンプルホールド回路１２に入力される。一方、カ
ウンタ２７ではクロックの値をカウントし、タイミング
情報信号ａ２７を出力している。サンプルホールド回路
１２では、比較回路出力信号ａ１１が入力された時点で
のタイミング情報を、最大ＴD 時間の間に渡り保持して
いる。比較回路１３では比較回路出力信号ａ１１とサン
プルホールド回路出力信号ａ１２との比較が行われ、比
較回路出力信号ａ１１の値が大きければ、サンプルホー
ルド回路に保持されているシンボルタイミング情報と、
カウンタ回路１４の値をリセット信号ａ１３によりリセ
ットする。また、サンプルホールド回路出力信号ａ１２
が大きければ出力信号ａ１３３を出力しカウンタ回路１
４に入力する。カウンタ回路１４では出力信号ａ１３３
の回数をＴD の間計測する。カウンタ回路はＴD 時間計
測しサンプルホールド回路１２に保持されているタイミ
ングにピークが存在すると判定したとき、カウンタ回路
出力信号ａ１４４を出力する。シンボルタイミング検出
回路１４４では、サンプルホールド回路１２に保持され
ている値をシンボルタイミング検出として出力する。シ
ンボルタイミング信号ａ１５５はＦＦＴのウィンドウタ
イミングを制御するウィンドウ制御回路２２に入力さ
れ、ＦＦＴウィンドウＴF の前方シフトが行われる。
【００１２】以上、固定値出力回路１０からウィンドウ
制御回路２２までの構成が請求項のＯＦＤＭ復調器用シ
ンボルタイミング検出回路の特徴とするところであり、
それぞれ、第１の比較手段、サンプルホールド手段、第
２の比較手段、カウンタ手段、シンボルタイミング検出
手段、及び制御手段に対応している。
制御回路２２までの構成が請求項のＯＦＤＭ復調器用シ
ンボルタイミング検出回路の特徴とするところであり、
それぞれ、第１の比較手段、サンプルホールド手段、第
２の比較手段、カウンタ手段、シンボルタイミング検出
手段、及び制御手段に対応している。
【００１３】また、搬送波周波数誤差検出はフィルタ出
力ａ５を用いて行われる。ｔａｎ-1回路１５でウィンド
ウ制御回路出力信号ａ２２に基づき搬送波周波数誤差検
出が行われ、周波数誤差信号ａ１５が出力される。分周
回路１６では１／Ｎに分周される。但し、ＮはＦＦＴポ
イント数である。分周回路出力ａ１６は共役複素信号生
成回路１７に入力される。共役複素信号ａ１７はサンプ
ルホールド回路１８に入力される。サンプルホールド回
路１８は同期が確立した時点で共役複素信号ａ１７をサ
ンプルホールドする。
力ａ５を用いて行われる。ｔａｎ-1回路１５でウィンド
ウ制御回路出力信号ａ２２に基づき搬送波周波数誤差検
出が行われ、周波数誤差信号ａ１５が出力される。分周
回路１６では１／Ｎに分周される。但し、ＮはＦＦＴポ
イント数である。分周回路出力ａ１６は共役複素信号生
成回路１７に入力される。共役複素信号ａ１７はサンプ
ルホールド回路１８に入力される。サンプルホールド回
路１８は同期が確立した時点で共役複素信号ａ１７をサ
ンプルホールドする。
【００１４】一方、受信信号はシンボルタイミング検出
部、周波数誤差検出部で信号処理を行う間遅延回路１９
で、Ｔｗ＋ＧＩの期間だけ遅延され遅延受信信号ａ２０
が出力される。その後、遅延回路２０でピーク検出に要
する期間だけ信号遅延が行われ遅延受信信号ａ２１が出
力される。乗算回路２１では、サンプルホールド回路出
力信号ａ１８と遅延受信信号ａ２０の乗算が行われ、乗
算回路出力信号ａ２１を出力する。
部、周波数誤差検出部で信号処理を行う間遅延回路１９
で、Ｔｗ＋ＧＩの期間だけ遅延され遅延受信信号ａ２０
が出力される。その後、遅延回路２０でピーク検出に要
する期間だけ信号遅延が行われ遅延受信信号ａ２１が出
力される。乗算回路２１では、サンプルホールド回路出
力信号ａ１８と遅延受信信号ａ２０の乗算が行われ、乗
算回路出力信号ａ２１を出力する。
【００１５】直列並列変換回路２３では、ａ２２のＦＦ
Ｔウィンドウ制御信号を用いて直列信号を並列信号に変
換する。ここで信号の読み込みタイミングを制御してＧ
Ｉの繰り返しを取り去る。並列信号ａ２３に変換された
後ＦＦＴ回路２４に入力され、ＯＦＤＭ信号から、各サ
ブキャリアごとのＤＱＰＳＫ変調信号ａ２４に変換され
る。遅延検波回路２５では差動符号化がほどかれ、並列
出力信号ａ２５を出力する。並列直列変換回路２１では
並列出力信号ａ２５から出力信号ａ２６を出力する。
Ｔウィンドウ制御信号を用いて直列信号を並列信号に変
換する。ここで信号の読み込みタイミングを制御してＧ
Ｉの繰り返しを取り去る。並列信号ａ２３に変換された
後ＦＦＴ回路２４に入力され、ＯＦＤＭ信号から、各サ
ブキャリアごとのＤＱＰＳＫ変調信号ａ２４に変換され
る。遅延検波回路２５では差動符号化がほどかれ、並列
出力信号ａ２５を出力する。並列直列変換回路２１では
並列出力信号ａ２５から出力信号ａ２６を出力する。
【００１６】図３には、図１に示されたＯＦＤＭ復調器
用シンボルタイミング検出回路の計算機シミュレーショ
ンの結果が示されている。シミュレーションは搬送波周
波数誤差＝５０ｋＨｚ、６波レイリーフェージング環境
下での結果である。シミュレーションには、バースト検
出、シンボルタイミング検出、自動周波数制御を考慮し
ている。これより、請求項に記載の構成回路を用いて、
搬送波周波数誤差があるときにも、きちんとシンボルタ
イミング検出が行われていることがわかる。これより本
請求項の構成を用いることで、信号の蓄積回路を大幅に
削減したシンボルタイミング検出を実現できる。
用シンボルタイミング検出回路の計算機シミュレーショ
ンの結果が示されている。シミュレーションは搬送波周
波数誤差＝５０ｋＨｚ、６波レイリーフェージング環境
下での結果である。シミュレーションには、バースト検
出、シンボルタイミング検出、自動周波数制御を考慮し
ている。これより、請求項に記載の構成回路を用いて、
搬送波周波数誤差があるときにも、きちんとシンボルタ
イミング検出が行われていることがわかる。これより本
請求項の構成を用いることで、信号の蓄積回路を大幅に
削減したシンボルタイミング検出を実現できる。
【００１７】
【発明の効果】以上述べた通り、本発明によるＯＦＤＭ
復調用シンボルタイミング検出回路は従来技術と比較し
て、信号の蓄積回路を大幅に削減してもシンボルタイミ
ング検出が可能である。
復調用シンボルタイミング検出回路は従来技術と比較し
て、信号の蓄積回路を大幅に削減してもシンボルタイミ
ング検出が可能である。
【図１】本発明の実施の形態を示すブロック図である。
【図２】本発明の特徴となるシーケンシャルにシンボル
タイミングを検出する回路の動作説明図である。
タイミングを検出する回路の動作説明図である。
【図３】図１に記載の実施形態による構成の計算機シミ
ュレーションの結果を示す図である。
ュレーションの結果を示す図である。
【図４】従来のピーク検出によるシンボルタイミング検
出回路の構成図である。
出回路の構成図である。
ａ２０１ ＯＦＤＭ受信信号 ａ２０２ 遅延回路出力信号 ａ２０３ 共役複素出力信号 ａ２０４ 乗算回路出力信号 ａ２０５ フィルタ出力 ａ２０６ 自乗回路出力信号 ａ２０７ 自乗回路出力信号 ａ２０８ フィルタ出力信号 ａ２０９ 自乗回路出力信号 ａ２０１０ シンボルタイミング信号 ａ２０１１ 蓄積回路出力信号 ａ１ ＯＦＤＭ受信信号 ａ２ 遅延回路出力信号 ａ３ 共役複素出力信号 ａ４ 乗算回路出力信号 ａ５ フィルタ出力 ａ６ 自乗回路出力信号 ａ７ 自乗回路出力信号 ａ８ フィルタ出力信号 ａ９ 自乗回路出力信号 ａ１０ シンボルタイミング信号 ａ１１ 比較回路出力信号 ａ１２ サンプルホールド回路出力信号 ａ１３ リセット信号 ａ１４ サンプルホールド出力信号 ａ１５ 周波数誤差信号 ａ１６ 分周回路出力信号 ａ１７ 共役複素信号 ａ１８ サンプルホールド回路 ａ１９ 遅延受信信号 ａ２０ 遅延受信信号 ａ２１ 乗算回路出力信号 ａ２２ 制御信号 ａ２３ 並列信号 ａ２４ ＤＱＰＳＫ変調信号 ａ２５ 並列直列変換信号 ａ２６ 出力信号 ａ２７ カウンタ出力信号 ａ１３３ 比較回路出力信号 ａ１４４ カウンタ回路出力信号 ａ１５５ シンボルタイミング信号 ２０１ 遅延回路 ２０２ 共役複素信号生成回路 ２０３ 乗算回路 ２０４ 移動平均フィルタ ２０５ 自乗演算回路 ２０６ 自乗演算回路 ２０７ 移動平均フィルタ ２０８ 自乗回路 ２０９ 除算回路 １ 遅延回路 ２ 共役複素信号生成回路 ３ 乗算回路 ４ 移動平均フィルタ ５ 自乗演算回路 ６ 自乗演算回路 ７ 移動平均フィルタ ８ 自乗回路 ９ 除算回路 １０ 固定値回路 １１ 比較回路 １２ サンプルホールド回路 １３ 比較回路 １４ カウンタ回路 １５ ｔａｎ-1回路 １６ 分周回路 １７ 共役複素信号生成回路 １８ サンプルホールド回路 １９ 遅延回路 ２０ 遅延回路 ２１ 乗算回路 ２２ ＦＦＴウィンドウタイミング制御回路 ２３ 直列並列変換回路 ２４ ＦＦＴ回路 ２５ 遅延検波回路 ２６ 並列直列変換回路 ２７ カウンタ回路 １４４ シンボルタイミング検出回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 高梨 斉 東京都新宿区西新宿三丁目19番２号 日 本電信電話株式会社内 (72)発明者 守倉 正博 東京都新宿区西新宿三丁目19番２号 日 本電信電話株式会社内 (56)参考文献 特開 平11−145930（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−327122（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−321733（ＪＰ，Ａ) 信学技報ＲＣＳ97−210 信学技報ＲＣＳ97−74 信学技報ＲＣＳ98−21 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04J 11/00
Claims (1)
- 【請求項１】 繰り返し送信される同一の受信信号につ
いて前記繰り返しの時間長だけ遅延させた受信信号と遅
延しない受信信号との前記繰り返し時間長にわたる相関
演算出力信号を、前記遅延しない受信信号の前記繰り返
し時間長にわたる受信電力信号で除算する正規化演算か
ら得られる出力信号をしきい値と比較する第１の比較手
段と、 前記第１の比較手段出力を一定時間サンプルホールド
し、第２の比較手段出力によりリセットされるサンプル
ホールド手段と、 前記サンプルホールド手段出力と前記第１の比較手段出
力を比較する第２の比較手段と、 前記第２の比較手段出力をカウントするカウンタ手段
と、 前記サンプルホールド手段出力のシンボルタイミング
を、前記カウンタ手段出力により検出を行うシンボルタ
イミング検出手段と、 前記シンボルタイミング検出手段の出力に基づいて高速
フーリエ変換ウィンドウのタイミングを制御する制御手
段と、 を備えることを特徴とするＯＦＤＭ復調器用シンボルタ
イミング検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9320534A JP3067720B2 (ja) | 1997-11-07 | 1997-11-07 | Ｏｆｄｍ復調器用シンボルタイミング検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9320534A JP3067720B2 (ja) | 1997-11-07 | 1997-11-07 | Ｏｆｄｍ復調器用シンボルタイミング検出回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11145931A JPH11145931A (ja) | 1999-05-28 |
| JP3067720B2 true JP3067720B2 (ja) | 2000-07-24 |
Family
ID=18122516
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9320534A Expired - Lifetime JP3067720B2 (ja) | 1997-11-07 | 1997-11-07 | Ｏｆｄｍ復調器用シンボルタイミング検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3067720B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3486576B2 (ja) * | 1999-05-18 | 2004-01-13 | シャープ株式会社 | Ｏｆｄｍ受信装置及びその周波数オフセット補償方法 |
| JP2002101067A (ja) * | 2000-09-22 | 2002-04-05 | Kddi Research & Development Laboratories Inc | 受信装置の相関ピーク検出方法及び装置 |
| JP2003319005A (ja) * | 2002-02-20 | 2003-11-07 | Mitsubishi Electric Corp | シンボルタイミング補正回路、受信機、シンボルタイミング補正方法、及び復調処理方法 |
| JP4946623B2 (ja) * | 2007-05-18 | 2012-06-06 | 株式会社Ｊｖｃケンウッド | デジタル無線機の受信部 |
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-
1997
- 1997-11-07 JP JP9320534A patent/JP3067720B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (3)
| Title |
|---|
| 信学技報ＲＣＳ９７−２１０ |
| 信学技報ＲＣＳ９７−７４ |
| 信学技報ＲＣＳ９８−２１ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH11145931A (ja) | 1999-05-28 |
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