JP2018522364A - Ｌｅｄ組立体のための効率的な照明回路 - Google Patents

Abstract

照明回路と、照明回路を動作させる方法とが記載されている。整流器１４は、交流電圧Vのための入力部を持つ。少なくとも第１及び第２ＬＥＤ組立体２０、２２は、前記整流器１４から電力を供給されるよう接続される。前記第１ＬＥＤ組立体２０は、前記整流器１４の第１出力部２６に電気的に接続されると共に、スイッチングコンバータ回路の入力部２６と電気的に直列接続される。前記第２ＬＥＤ組立体２２は、前記スイッチングコンバータ回路４４の出力部４８に電気的に接続される。制御装置３０は、前記第１ＬＥＤ組立体２０の動作を制御するために前記直列接続部におけるタップ４６に接続される。

Description

本発明は、照明回路、及び照明回路を動作させる方法に関する。詳細には、本発明は、交流電圧のための入力部を備える整流器から電力を供給されるよう接続される少なくとも第１及び第２ＬＥＤ組立体を含む照明回路に関する。

ＬＥＤのための既知のタイプのドライバ回路は、タップ・リニアドライバ(tapped linear driver)である。タップ・リニアドライバ（ＴＬＤ）構造においては、ＬＥＤは、典型的には、直列に配設され、整流された電源電圧などの変動する動作電圧供給される。スイッチ又は電流源などの制御装置は、タップ、即ち、直列接続部における接続点に接続される。適切な制御により、ＬＥＤ素子のグループは、瞬間的に利用可能な供給電圧に依存して動作される。

WO 2010/027254 A1は、各ＬＥＤユニットが１つ以上のＬＥＤを有する２つ以上のＬＥＤユニットの直列接続を有するＬＥＤ組立体を記載する。各ＬＥＤユニットは、ＬＥＤユニットを短絡するための制御可能なスイッチを具備する。バックコンバータ又はブーストコンバータであり得るコンバータが、入力電源をＬＥＤのための適切な電流源に変換することによって、ＬＥＤユニットに電力を供給する。制御ユニットが、供給電圧の電圧レベルを表わす信号を受信し、信号に従ってスイッチを制御する。

様々な動作条件下で優れた効率を備える単純且つ安価な照明回路を提供することが目的とみなされ得る。

この目的は、請求項１に記載の照明回路、及び請求項１３に記載の動作方法によって達成される。従属請求項は、本発明の好ましい実施例について言及している。

本発明によれば、交流電圧、とりわけ、電源電圧のための入力部を備える整流器からＬＥＤ組立体に電力が供給される。前記整流器は、例えばハーフブリッジなどの如何なるタイプのものであってもよいが、フルブリッジ整流器が好ましい。従って、好ましくは、前記整流器の出力部において供給される電圧は、整流された正弦波電圧であるだろう。

本文脈において、「ＬＥＤ組立体」という用語は、（発光ダイオード、ＯＬＥＤなどを含むあらゆるタイプの固体照明素子であり得る）単一のＬＥＤ素子、又は例えば、直列、並列、若しくは任意の直列／並列構成で電気的に接続される複数のこのようなＬＥＤ素子を有する回路のいずれかを示すだろう。好ましくは、各ＬＥＤ組立体は、２つの端子、一般には、陽極及び陰極端子しか含まない。前記ＬＥＤ組立体が複数のＬＥＤ素子を有する場合には、これらは、好ましくは、例えば電気的な直列接続などにおいて、一緒にしか動作できず、別々には動作できない。本発明の単純な実施例は第１及び第２ＬＥＤ組立体しか含まないかもしれないが、２つより多くの、例えば、３つ、４つ又はそれ以上の別々に動作可能なＬＥＤ組立体を設けることは一般に好ましいだろう。

本発明によれば、前記第１ＬＥＤ組立体は、前記整流器の第１出力部に、とりわけ直列接続で、電気的に接続されると共に、更に、スイッチングコンバータ回路の入力部と直列に電気的に接続される。この「直列に」という用語は、前記第１ＬＥＤ組立体が、前記整流器の出力部又は前記スイッチングコンバータ回路のいずれか、又はその両方に、直接又は間接的に、接続されてもよく、即ち、間に他の回路又は構成要素が配設されてもよいような回路の一般的な構造を指す。幾つかの実施例においては、前記第１ＬＥＤ組立体は、前記整流器の出力部又は前記スイッチングコンバータ回路の入力部のいずれか、又はその両方に、直接、電気的に接続され得る。好ましくは、前記直列接続は、前記第１ＬＥＤ組立体を通る電流が、少なくとも前記第１ＬＥＤ組立体のアクティブな動作状態においては、前記スイッチングコンバータ回路の入力部に流れ込む電流と実質的に等しくなり得るようなものである。

前記スイッチングコンバータ回路は、少なくとも入力部及び出力部を有し、スイッチング動作によって、前記入力部において供給された入力電圧を前記出力部において出力される出力電圧に変換する役割を果たす。前記スイッチングコンバータは、例えば、バックコンバータ、ブーストコンバータ、バックブーストコンバータ、ＳＥＰＩＣなどのようなあらゆる既知のタイプのものであり得る。一般に好ましくは、前記スイッチングコンバータ回路は、エネルギを蓄積することができる、コンデンサなどであるが、好ましくはインダクタであるリアクタンス素子を少なくとも１つ有する。前記スイッチングコンバータ回路は、更に好ましくは、例えば、トランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ、リレー又は他の既知の電子スイッチング素子などの少なくとも１つの制御可能なスイッチング素子と、前記制御可能なスイッチング素子を制御するための制御回路とを有する。前記制御回路は、繰り返し交互に導電状態と非導電状態とにするよう前記制御可能なスイッチング素子を制御することができ、これは、本文脈においては、前記非導電状態における抵抗が、前記導電状態における抵抗と比べて、著しく、少なくとも１桁高いというように理解される。制御されたスイッチング動作により、例えば、コンデンサの電圧及び／又は導体を通る電流などの、前記リアクタンス素子に蓄積されるエネルギの電気パラメータは、変えられることができ、故に、スイッチング動作を連続的に交互にすることによって、前記入力電圧から制御された出力電圧が得られ得る。前記出力電圧の大きさは、前記スイッチング動作のタイミングを変えることによって制御され得る。前記スイッチングコンバータ回路のトポロジに依存して、前記出力電圧は、例えば、（例えば、バックコンバータなどで）前記入力電圧より低いかもしれず、又は（例えば、ブーストコンバータなどで）前記入力電圧より高いかもしれず、又は（例えば、バックブーストコンバータなどで）動作のモードに依存して前記入力電圧より低い又は低いかもしれない。

本発明によれば、第２ＬＥＤ組立体は、前記スイッチングコンバータ回路の出力部に電気的に接続される。従って、前記第２ＬＥＤ組立体は、前記スイッチングコンバータ回路から電力を供給され得る。スイッチングコンバータ回路は、余剰電圧又は電力が、リニアドライバのように消費されず、利用可能な電圧及び／又は電力が、前記第２ＬＥＤ組立体の動作に適した値に変換されることから、一般に高い効率を持つ。好ましい実施例に関連して明らかになるだろうように、前記第２ＬＥＤ組立体は、前記スイッチングコンバータ回路によって排他的に給電されるよう接続されてもよく、又は他の例においては、前記第２ＬＥＤ組立体は、前記整流器の前記第１出力部と前記第１ＬＥＤ組立体との直列接続部からも電力を供給されるよう接続されてもよい。

更に、制御装置は、前記第１ＬＥＤ組立体の動作を制御するために、少なくとも、前記直列接続部における、前記第１ＬＥＤ組立体と前記スイッチングコンバータ回路の入力部との間のタップに接続され、設けられる。「制御装置」という用語は、ここでは、前記第１ＬＥＤ組立体の動作を制御するのに適した、とりわけ、前記ＬＥＤ組立体を通る電流を制御するのに好ましいあらゆる素子又は回路を指し得る。好ましい実施例に関連して明らかになるだろうように、あり得るタイプの制御装置は、例えば、前記第１ＬＥＤ組立体を制御可能にバイパスすることを可能にするスイッチング素子を含む制御可能なバイパス回路、又は制御される電流源であり得る。

前記制御装置は、前記直列接続部におけるタップに接続される。従って、本発明による回路の提案構造は、前記直列接続部に設けられる前記スイッチングコンバータ回路の入力部を加えた、タップ・リニアドライバ（ＴＬＤ）の既知のトポロジに相当し得る。従って、制御ユニットは、好ましくは前記整流された電圧の瞬間的に利用可能な大きさに依存して、前記制御装置を制御するのに好ましい。とりわけ、前記制御ユニットは、或るしきい値レベルの前記整流された電圧が利用可能である場合に、又は或る電流しきい値レベルに到達した場合に、前記第１ＬＥＤ組立体を作動させるよう前記制御装置を制御し得る。例えば、電圧しきい値レベルは、前記第１ＬＥＤ組立体の順電圧に相当してもよく、又は前記第１ＬＥＤ組立体の順電圧より高く選ばれてもよい。

本発明者は、線形レギュレータを用いる既知のＴＬＤ回路においては、とりわけ、より高い入力電圧のために、著しい損失が生じ得ることに気づいた。電流及び／又は電圧の既知の線形制御の場合には、あらゆる電圧不整合（即ち、瞬間的に利用可能な電圧と、前記ＬＥＤ組立体による電圧降下との間の差）が、前記ドライバ回路において消費される電力の増大をもたらすだろう。スイッチングコンバータ回路の使用により、とりわけ電圧不整合の場合に、電力はより効率的に用いられ得る。

本発明による照明回路及び方法は、既知のＴＬＤ構造における他の問題、即ち、前記ＬＥＤ組立体の非常に異なる動作時間にも対処し得る。既知のＴＬＤアーキテクチャにおいては、幾つかのＬＥＤ組立体は、相対的に高いレベルの前記入力電圧でしか作動されない。従って、正弦波的に変化する入力電圧の場合には、これらのＬＥＤ組立体の作動期間は、前記回路内の他のＬＥＤ組立体の作動期間を著しく下回る。本発明によれば、前記スイッチングコンバータ回路が、前記第２ＬＥＤ組立体に電力を供給し得ることから、好ましい実施例から明らかになるだろうように、交流供給電圧の各半周期内の前記第２ＬＥＤ組立体の作動期間を増加させることが可能である。これは、生成される光のより良好な分布と、利用可能なＬＥＤ組立体の使用の改善をもたらし得る。

本発明に従って提案される照明回路及び方法は、ＬＥＤに動作電力を供給するためにスイッチングコンバータのみを用いるものに比べて著しい利点も供給する。好ましくは、前記スイッチングコンバータ回路の出力部からの電力は、前記第２ＬＥＤ組立体には供給されるが、前記第１ＬＥＤ組立体には供給されない。従って、前記スイッチングコンバータ回路のレイアウト及び寸法決めは、前記第２ＬＥＤ組立体の動作電力に対する備えしかする必要がない。従って、前記第１及び第２ＬＥＤ組立体の両方に電力を供給するために必要とされるだろうものと比べて、より単純で、より高価ではないスイッチングコンバータ回路が用いられ得る。

本発明の好ましい実施例によれば、前記直列接続部における前記タップに接続される前記制御装置は、少なくとも導電状態及び非導電状態に制御可能なスイッチング素子を含み得る。前記スイッチング素子は、前記導電状態において前記第１ＬＥＤ組立体をバイパスするよう接続され得る。従って、前記非導電状態においては、前記直列接続部に流れる電流が、前記第１ＬＥＤ組立体を通過するだろう。

他の例においては、前記制御装置は、前記タップと前記整流器の第２出力部への帰還路との間に接続され得る制御可能な電流源回路を含み得る。好ましくは、検出抵抗器が、前記制御可能な電流源に電流フィードバック信号を供給し得る。前記検出抵抗器は、前記帰還路に設けられ得る。

上記のように、前記第１及び第２ＬＥＤ組立体に加えて、他の個々に動作可能なＬＥＤ組立体を設けることは好ましいかもしれない。例えば、第３ＬＥＤ組立体が、前記直列接続部において、前記整流器の前記出力部と、前記スイッチングコンバータの前記入力部との間に電気的に接続され、設けられ得る。とりわけ、前記第１ＬＥＤ組立体に直列に、例えば、前記整流器の前記第１出力部と前記第１ＬＥＤ組立体との間又は前記第１ＬＥＤ組立体と前記スイッチングコンバータの前記入力部との間に、直接又は間接的に、１つ以上の他のＬＥＤ組立体が接続され得る。前記第３ＬＥＤ組立体は、少なくとも前記第１ＬＥＤ組立体と一緒に、例えば、前記第３ＬＥＤ組立体の動作を制御するよう前記直列接続部におけるタップに接続されている前記第３ＬＥＤ組立体の動作を制御するための制御装置（例えば、制御可能な電流源又はバイパス回路のいずれか）と共に、ＴＬＤ構成を形成するよう設けられ得る。この方法においては、全体的な回路構成は、前記直列接続部に設けられる前記スイッチングコンバータを加えた多段ＴＬＤに相当し得る。例えば第３ＬＥＤ組立体などの他のＬＥＤ組立体の場合には、前記制御ユニットは、前記ＬＥＤ組立体が、前記瞬間的に利用可能な整流された電圧に依存して複数の段階で作動されるように、前記ＬＥＤ組立体と関連する前記制御装置を制御することが好ましい。例えば、第１しきい値未満の低い整流された電圧での第１段階においては、前記制御装置は、前記ＬＥＤ組立体のいずれも作動されないように、制御される。前記第１しきい値レベルに達するときに、例えば、前記第１ＬＥＤ組立体が、関連する制御装置をそれに応じて制御することによって、作動され得る。第２しきい値レベルに達するときに、前記第１ＬＥＤ組立体及び少なくとも１つの他のＬＥＤ組立体が作動され得るなどである。

本発明の或る好ましい実施例においては、コンデンサが前記スイッチングコンバータ回路に接続され得る。好ましくは、前記スイッチングコンバータ回路は、少なくとも２つの入力端子を有し、前記コンデンサは、これらの２つの端子の間に接続され得る。前記コンデンサは、とりわけ、少なくとも前記第１ＬＥＤ組立体及び／又は前記第２ＬＥＤ組立体に電気的に直列接続され得る。例えば、前記コンデンサは、一方の側においては、前記直列接続部における、前記第１ＬＥＤ組立体と前記スイッチングコンバータ回路の前記入力部との間のタップに接続されることができ、他方の側においては、整流器の前記第２出力部への前記帰還路に接続されることができる。その場合、前記コンデンサは、前記スイッチングコンバータ回路のための入力電圧を安定させる役割を果たす。前記コンデンサが、直接又は間接的に、少なくとも前記第１ＬＥＤ組立体及び／又は前記第２ＬＥＤ組立体並びに前記帰還路と直列に電気的に接続される場合には、前記コンデンサの両端の電圧は、前記直列接続部内の前記第１ＬＥＤ組立体及びあり得る他のＬＥＤ組立体による電圧降下を引いた（且つ電気経路内の、前記整流器、電流源及びあり得る他の構成要素による付加的な電圧降下を引いた）前記瞬間的に利用可能な入力電圧に等しいだろう。

前記コンデンサにわたる電圧は、前記回路、とりわけ、前記制御装置及び前記スイッチングコンバータ回路などの前記回路の制御可能な構成要素の動作に依存して、異なるように制御され得る。前記回路が、前記コンデンサにわたる残留電圧が実質的に一定のままであるように、前記コンデンサが、前記電源電圧の多くの半周期にわたって、この実質的に一定の電圧まで充電されたままであるように（即ち、半周期の間の電圧変動が実質的に全電圧未満であるように）、動作される場合には、前記コンデンサは、残留電圧コンデンサと呼ばれ得る。このモードの動作を達成するよう前記回路の制御を行うためには、前記残留電圧コンデンサに並列に制御可能な電流源を設けることは好ましいだろう。他の例においては、前記スイッチングコンバータが前記残留電圧コンデンサにわたって安定した平均電圧レベルを維持することを可能にするよう前記電流のフィードバック信号を供給し得る制御可能な電流源が、前記残留電圧コンデンサと直列に設けられ得る。

前記コンバータ回路は、前記コンデンサの両端の電圧を入力として用いて、前記第２ＬＥＤ組立体に電力を供給するよう動作することができ、これは、例えば線形レギュレータにおいては電圧を消費するのとは対照的に、効率を著しく向上させる。

他の好ましい実施例においては、少なくとも１つの安定化コンデンサが、前記ＬＥＤ組立体のうちの少なくとも１つと並列に接続され得る。前記安定化コンデンサは、より安定した光出力を達成するよう前記ＬＥＤ組立体にわたる電圧を安定させる役割を果たし得る。安定化コンデンサは、例えば、少なくとも前記第１ＬＥＤ組立体だけでなく、全ての他のＬＥＤ組立体にも並列に、接続され得る。

本発明のとりわけ好ましい実施例においては、前記第２ＬＥＤ組立体が、前記第１ＬＥＤ組立体と電気的に直列接続され得る。従って、前記スイッチングコンバータの前記出力部から供給される電力は、前記直列接続部の少なくとも１つのＬＥＤ組立体に供給され得る。電流の逆流を防止するために、前記スイッチングコンバータ回路の前記出力部からのフィードバック経路に、及び／又は前記ＬＥＤ組立体の直列接続部に、ブロッキングダイオードが設けられ得る。前記第２ＬＥＤ組立体は、例えば、直接又は間接的に、前記第１ＬＥＤ組立体と前記スイッチングコンバータ回路の前記入力部との間に電気的に接続され得る。従って、とりわけ好ましい実施例においては、前記第２ＬＥＤ組立体は、前記スイッチングコンバータ回路の入力部及び出力部の間に接続され得る。この構成においては、特に、入力電圧より出力電圧を供給することができるブースト又はバックブーストタイプのスイッチングコンバータ回路が好ましい。

他の好ましい実施例においては、少なくとも前記第１ＬＥＤ組立体と電気的に直列接続される電流源が、設けられ得る。前記電流源は、更に、他のＬＥＤ組立体及び／又は前記第２ＬＥＤ組立体と直列に設けられ得る。前記電流源は、従来のＴＬＤ構成から知られているように前記直列接続部を通る電流を調整する役割を果たし得る。

下記の実施例を参照して、本発明のこれら及び他の態様を説明し、明らかにする。

本発明の第１実施例の回路図を示す。 本発明の第２実施例の回路図を示す。 本発明の第３実施例の回路図を示す。 本発明の第４実施例の回路図を示す。 本発明の第５実施例の回路図を示す。 本発明の第６実施例の回路図を示す。 本発明の第７実施例の回路図を示す。 本発明の第２実施例に対応する本発明の第８実施例の回路図を示す。 本発明の第８及び第９実施例による回路における時間にわたる電力の図を示す。 本発明の第８及び第９実施例による回路における時間にわたる電力の図を示す。 本発明の第９実施例の回路図を示す。 本発明の第９実施例の場合の時間にわたる電力を示す図を示す。 従来技術の回路の回路図を示す。 従来技術の回路の回路図を示す。 図１２の回路の場合の時間にわたる電力の図を示す。

図１２及び１３は、電源電圧によって給電される整流器１４の出力から複数のＬＥＤ組立体、示されている例においては３つのＬＥＤ組立体２０、２２、２４を駆動するための広く知られているドライバ回路１０及び１２を示している。

回路１０、１２においては、ＬＥＤ組立体２０、２２、２４は、タップ・リニアドライバ（ＴＬＤ）の構成で配設されている。両方の回路１０、１２において、ＬＥＤ組立体２０、２２、２４は、整流器１４の２つの出力部の間に直列に接続される。リニアドライバ１６、図１２及び１３の例においては制御可能な電流源回路は、整流器１４の出力部の間でＬＥＤ組立体２０、２２、２４と直列に接続される。制御可能な電流源１６は、帰還路３１に接続される。

ここでは制御装置と呼ばれる電気素子／回路は、直列接続におけるタップ２６、２７、２８、２９、とりわけ、ＬＥＤ組立体２０、２２、２４の間の接続点２６、２８に接続される。

単一電流源ＴＬＤ回路を示している図１２に示されている回路１０の例においては、制御装置は、各々がＬＥＤ組立体２０、２２、２４に並列に接続される制御可能なスイッチ３０、３２、３４である。従って、スイッチ３０、３２、３４は、バイパス素子を形成し、個々のＬＥＤ組立体２０、２２、２４は、スイッチ３０、３２、３４が導電状態にある場合には、対応するＬＥＤ組立体２０、２２、２４が作動しないようにされるように、スイッチ３０、３２、３４によってバイパスされ得る。

制御ユニット（図示せず）が、いずれの場合においても、整流された電圧の瞬間値と、現在作動されているＬＥＤ組立体２０、２２、２４の順電圧の合計との間の電圧不整合が最小化されるように、ＬＥＤ組立体の適切な直列接続が、整流器１４の出力部に接続されるように、整流された正弦波の電源電圧の瞬間的な大きさに依存してスイッチ３０、３２、３４の動作を制御する。

複数電流源ＴＬＤ回路を示している図１３の回路１２の例においては、制御装置は、制御可能な電流源１６に加えて、制御可能な電流源４０、４２である。制御可能な電流源４０、４２、１６は、各々、帰還路３１に設けられる電流測定抵抗器（シャント）によって供給される電流測定信号に従って制御され得る。

異なる回路１０、１２の両方において、示されているタップ・リニアドライブ構成は、本質的限界を持つ。詳細には、ＬＥＤストリング電圧（ＬＥＤ組立体２０、２２、２４の、作動されている場合の順電圧の合計）が、電源入力電圧振幅と整合させられる必要がある。あらゆる過電圧が、ドライバ、示されている例においてはリニア電流源１６における損失の増大をもたらす。

図１４は、電源電圧の半周期の間の時間tにわたって示される電力Pの図を示している。点線として示されているのは、平均公称入力電力P_nom,inである。実線として示されているのは、時間的に変化する公称入力電力P_nom,in (t)である。公称電源入力電圧が印加される場合には、リニアドライバ１６における平均電力損失は、破線P_diss,cs (t)で示されているように相対的に低いだろう。しかしながら、電源電圧が変動し、増加された電圧（高い電源）が印加される場合には、ＴＬＤドライバの総平均損失は、一点鎖線P_diss,cs,high (t)で示されているように急激に増加する。例えば、公称電源時の平均総電力損失は、3.8Wであり得るが、高い電源（20%増加された振幅）時の総平均損失は、例えば9.4Wまで増加し得る。従って、図１２の単一電流源回路１０が関係するか、又は図１３の複数電流源回路１２が関係するかにかかわらず、ＴＬＤの概念は、とりわけ、高い電源などの、様々な動作条件に適切に応答しない。

図１は、第１実施例による回路１８を示している。整流器１４が、整流器出力部１６、２８において整流された電圧V_Rを出力するために、交流電圧V、とりわけ電源に接続される。

第１整流器出力部２６には第１ＬＥＤ組立体２０が接続される。（各ＬＥＤ組立体は、例えば、個別のＬＥＤ素子の直列接続又は並列接続であり得る。）ＬＥＤ組立体２０は、スイッチングコンバータ回路４４（ＳＭＰＳ）の２つの入力部３６、３８の一方に接続される。従って、第１ＬＥＤ組立体２０は、整流器１４の出力部２６と、スイッチングコンバータ回路４４の入力部３６との間の直列接続部において、接続される、示されている例においては、直接、即ち、間に他の構成要素なしに、接続される。従って、第１ＬＥＤ組立体２０と、スイッチングコンバータ回路４４の入力部３６とが、整流器１４の出力部２６に直列に電気的に接続される。

スイッチング素子３０が、制御装置として、第１ＬＥＤ組立体２０に並列に接続される、即ち、一方の側において、整流器１４の第１出力部２６に接続されると共に、他方の側において、直列接続部における相互接続タップ４６に接続される。スイッチング素子３０は、ＬＥＤ組立体２０が整流器１４の出力部２６から流れる電流によって動作させられ得るようにＬＥＤ組立体２０が作動される非導電状態と、スイッチング素子３０が、バイパス経路を接続し、斯くして、ＬＥＤ組立体２０を作動しないようにする導電状態とのいずれかを呈するよう、制御ユニット（図示せず）によって制御され得る制御可能なスイッチング素子である。

スイッチングコンバータ回路４４は、例えば、バックコンバータ、ブーストコンバータ、バックブーストコンバータなどのようなあらゆる既知のタイプ又はトポロジのものであり得る。スイッチングコンバータ回路４４は、当業者には広く知られているように、（図１乃至７には示されていない）リアクタンス素子に接続されているスイッチング素子の連続的な切り替えによって、入力部３６、３８において供給される電圧を、出力部４８、５０において供給される出力電圧に変換する。スイッチングコンバータ回路４４の特定の回路の例は、図８及び１０に関連して更に記述されるだろう。

スイッチングコンバータ回路４４の出力部４８、５０には第２ＬＥＤ組立体２２が接続される。従って、スイッチングコンバータ回路４４は、第２ＬＥＤ組立体２２に電力を供給する。ＳＭＰＳ ４４の入力部３６、３８に入力電圧が十分な大きさで供給される場合には、出力電圧V_SWが、第２ＬＥＤ組立体２２の動作に適した所定のレベルで制御される。

制御ユニット（図示せず）は、既知のＴＬＤ構成におけるスイッチング素子と同じように、即ち、整流された電圧V_Rの瞬間的な利用可能な値に依存して、又は他の例においては、第１ＬＥＤ組立体２０を通る（若しくはスイッチ３０が閉じられる場合にはスイッチ３０を通る、即ち、タップ２６からタップ３６への）電流に依存して、スイッチング素子３０を操作する。

V_Rの大きさは、電源電圧Vの各半周期内で、ゼロから正弦波的に変化する。電圧V_Rが、（上で説明したように、例えば、個別のＬＥＤ素子の直列接続であり得る）ＬＥＤ組立体２０の順電圧に相当し得るしきい値未満である間、スイッチング素子３０は、ＬＥＤ組立体２０が作動しないようにされるように、導電状態に設定される。従って、半周期の最初の期間においては、V_Rが上昇するので、スイッチングコンバータ回路４４の入力端子３６、３８間の残留電圧も上昇する。スイッチングコンバータ回路４４は、第２ＬＥＤ組立体２２を駆動するために、この入力電圧をスイッチ出力電圧(switched output voltage)V_SWに変換する。

整流された電圧V_Rの値がしきい値を上回る値まで増加するときに、スイッチン素子３０は、制御ユニットによって非導電状態へ制御され、それによって、第１ＬＥＤ組立体２０を作動させる。ＬＥＤ組立体２０の順電圧は一定のままであることから、その後、スイッチングコンバータ回路４４の入力部３６、３８の間には再び増加する残留電圧があるだろう。なぜなら、整流された電圧V_Rは更に増加するからである。残留電圧がスイッチングコンバータ回路４４に供給するのに十分に大きい場合には、第２ＬＥＤ組立体２２にも電力が供給される。

半周期の後半においては、電圧V_Rの値は絶え間なく減少する。V_Rがしきい値未満の値まで下落する場合には、スイッチング素子３０は導電状態に設定される。この場合にもまた、スイッチングステップ中のあらゆる残留電圧が、第２ＬＥＤ組立体２２に電力を供給するために、スイッチングコンバータ回路４４によって出力電圧V_SWに変換される。

電流に基づくスイッチ３０の制御をもたらす他の実施例においては、電流値が測定される。スイッチ３０が開いており（即ち、非導電状態にあり）、ＬＥＤ組立体２０が動作している場合には、電流がモニタされる。第１電流しきい値に到達するときに、スイッチ３０が閉じられる（即ち、導電状態に設定されるよう制御される）。スイッチ３０が閉じられている状態では、スイッチ３０が再び開けられる第２電流しきい値に到達するまで、電流が更にモニタされる。

第１実施例１８に関連して図１において示し、上で説明したのと同じ基本概念が、図２に示されているような、第２実施例による回路５２によっても実現され得る。ここでは、同様のパーツには同様の参照符号が用いられており、違いだけが更に説明されるだろう。

第２実施例による回路５２は、第１ＬＥＤ組立体２０の操作のための制御装置のタイプだけ、第１実施例による回路１８と異なる。第２実施例による回路５２は、第１ＬＥＤ組立体２０及びスイッチングコンバータ回路４４の入力部３６の直列接続部におけるタップ４６と、整流器１４の第２出力部２８への帰還路との間に接続される制御装置として、第１実施例におけるスイッチング素子３０の代わりに、制御可能な電流源４０を含む。制御可能な電流源４０の制御は、類似のＴＬＤ回路と同じように（例えば、図１３において示し、上で説明したのと同じように）行われ、電流源４０は、帰還路内の検出抵抗器によって供給される電流値に従って制御される。従来技術の複数電流源ＴＬＤ回路（図１３）の電流源１６が、ＳＭＰＳ ４４に置き換えられる。

第１及び第２実施例による回路の両方とも、ＴＬＤ駆動概念と同様のアーキテクチャを含むが、ＴＬＤ構造の直列接続部内にスイッチングコンバータ（ＳＭＰＳ、スイッチング電源）を含むハイブリッドドライバの概念を実現する。完全にＳＭＰＳに頼るＬＥＤドライバと比べて、サイズ及びコストは著しく減らされる。なぜなら、全出力電力の例えば約50%のような一部しかＳＭＰＳにおける電力変換を必要としないからである。更に、ハイブリッドドライバの概念は、ＬＥＤ組立体２０、２２の両方を同様の平均電流レベルで駆動することによって、ＬＥＤ組立体２０、２２の優れた利用を達成する。これは、熱をより良く拡散させるのに役立つと共に、より一様な光分布という利点も有する。ＬＥＤ組立体の一部を十分に活用しないことが防止される。

ハイブリッドドライバは、既知のＴＬＤドライバと比べて、リニアドライバにおいて浪費される余分な損失なしに高い電源に対処するのにより適している。従って、ＳＭＰＳにおける変換により変換によって電力損失が減らされるので、効率が改善される。

図３は、第３実施例による回路５４を示している。第３実施例による回路５４及び他の実施例における他の回路は、幾つかの部分において、上記の実施例による回路１８、５２に対応する。図３及び残りの図において、同様の参照符号は同様のパーツを指す。以下においては、個々の実施例の間の違いだけを更に説明する。

図３に示されている回路５４においては、スイッチングコンバータ回路４４の入力部３６、３８間に、コンデンサ５６が、設けられ、接続される。コンデンサ５６は、整流された電圧V_Rの、第１ＬＥＤ組立体２０による電圧降下の差し引き後に残っている電圧まで充電されるだろう。コンデンサ５６は、スイッチングコンバータ回路４４の入力部３６、３８間の電圧を安定させるのに役立ち得る。リニアドライバにおいて残留電圧を浪費するのではなく、前記電圧が、ＳＭＰＳ ４４を通して第２ＬＥＤ組立体２２に給電するのに用いられる。

図４は、第４実施例による回路５８を示している。図４に示されている回路５８は、第１実施例による回路１８と比べて、第１及び第２ＬＥＤ組立体２０、２２以外に、第３ＬＥＤ組立体２４を有する。３つのＬＥＤ組立体２０、２２、２４全てが、（後で説明する、第１ＬＥＤ組立体２０と第２ＬＥＤ組立体２２との間の付加的なブロッキングダイオード６０と共に）直列に電気的に接続される。スイッチング素子３０、３４は、各々のＬＥＤ組立体２０、２４に並列に接続される。スイッチング素子３２は、ＬＥＤ組立体２２及びブロッキングダイオード６０の直列接続部に並列に接続される。

リニア電流源１６は、ＬＥＤ組立体２０、２２、２４に直列に電気的に接続される。

図４に示されている回路５８は、単一電流源ハイブリッドＴＬＤドライバの実施の例である。第１、第２及び第３ＬＥＤ組立体２０、２２、２４は、制御ユニット（図示せず）により、それらの各々のスイッチング素子３０、３２、３４によって制御される。制御は、従来のＴＬＤのために知られているように、即ち、整流された電圧V_Rの第１及び第２しきい値に従って、行われる。整流された電圧V_Rが、第１しきい値未満であるのか、第１及び第２しきい値の間であるのか、又は第２しきい値を上回るのかに依存して、スイッチ３０、３２、３４の対応する制御によって、いずれも作動されない、第１ＬＥＤ組立体２０だけが作動される、第１及び第２ＬＥＤ組立体２０、２２が作動される、又は第１、第２及び第３ＬＥＤ組立体２０、２２、２４が作動される。

残っている余剰電圧は、効率的なＳＭＰＳ ４４によって変換され、前記ＳＭＰＳ ４４の出力部４８から、ブロッキングダイオード６４を備えるフィードバック分岐６２を通して、前記直列接続部におけるタップ６６に戻される。従って、第２ＬＥＤ組立体２２は、ＳＭＰＳ ４４から電力を受け取る。ブロッキングダイオード６０、６４は、電流の逆流を防止する。

図４による回路５８においては、フィードバック線６２が、ＳＭＰＳの出力部４８を、前記ＳＭＰＳの入力部３６に、第２ＬＥＤ組立体２２が間に接続されている状態で、接続する。従って、第２ＬＥＤ組立体２２に電力を供給するためには、ＳＭＰＳ ４４の出力電圧は、入力電圧より高くなければならない。この理由のため、この実施例においては、バックブーストコンバータタイプのＳＭＰＳ ４４が好ましい。

各半周期内の、ＬＥＤ組立体２０、２２、２４の現在作動されている直列接続部が、瞬間的に利用可能な整流された電圧V_Rに厳密に整合される時点においては、著しい残留電圧はなく、故に、ＳＭＰＳ ４４は作動していないかもしれない。しかしながら、ＴＬＤ制御のステップ間においては、残留電圧が増加するので、ＳＭＰＳが、第２ＬＥＤ組立体２２に電力を供給するよう残留電圧を変換し、斯くして、効率を向上させる。

高い電源電圧Vが印加され、大きな不整合が存在する場合には、ＳＭＰＳ ４４は、損失を防止するのにとりわけ有効であるだろう。

図５は、第５実施例による回路７０を示している。回路７０は、複数電流源ハイブリッドＴＬＤの実施の例を示している。第４実施例による回路５８と同様に、ＳＭＰＳ ４４の出力４８は、第２ＬＥＤ組立体２２に電力を供給するよう、フィードバック線６２を通してフィードバックされる。図５に示されている回路７０においては、制御は、ＬＥＤ組立体２０、２４のための制御装置の役割を果たす制御可能な電流源４０、４１を通して行われる。

電流源４０の電流検出抵抗器によって、回路７０を通る全電流が測定される。各半周期の開始時には、電流源４０は、低い電流値に設定されるだろう。電源ゼロ交差後、整流された電源電圧V_RがＬＥＤ組立体２４の順電圧と等しくなるまで、電流は流れないだろう。

その後、ＬＥＤ組立体２４を通る電流は、V_Rの増加と共に増加し続けるだろう。電圧V_Rが、ＬＥＤ組立体２４及び２０の順電圧の合計と等しい値に到達するときに、電流源４１は導通し始めるだろう。

電流源４１の電流は電流源４０の電流検出抵抗器も流れることから、電流源４０を通る電流は、電流源４１によって供給される電流と同じ量だけ減らされるだろう。従って、ＬＥＤ組立体２４を通る電流は、電流源４１が引き継ぐので、変わらないだろう。

短い期間内、電流源４１が前記電流を引き継ぎ、電流源４０が作動しないようにされるだろう。

整流された電源電圧V_Rの最大瞬間電圧の近くでは、電流源の役割を果たすＳＭＰＳ ４４が、同じように、ＬＥＤ組立体２０、２２、２４を通る全電流を引き継ぐだろう、即ち、帰還路に流れる全電流により、検出抵抗器が、電流源４０、４１が作動しないようにされるだろうような高い電流測定信号を供給するだろう。

図６は、第６実施例による回路７２を示している。回路７２は、構造において、図５の回路７０に対応する。回路７２においては、制御は、図５の回路７０と同様に、制御可能な電流源４０、４１及び７８によって行われる。以下においては、違いだけを更に説明する。

回路７２においては、ＬＥＤ組立体２０、２２、２４の各々に並列に安定化コンデンサ７４が接続される。安定化コンデンサ７４は、ＬＥＤ組立体２０、２２、２４の光出力を安定させると共にフリッカを減らす役割を果たす。ＬＥＤ組立体２０、２２、２４の動作中、安定化コンデンサ７４は、各ＬＥＤ組立体２０、２２、２４の順電圧まで充電される。小さい電圧又は電流変動がある場合には、ＬＥＤ組立体２０、２２、２４の動作は、それによって安定させられる。

更に、回路７２は、残留電圧コンデンサとして相対的に大きいコンデンサ５６を有する。残留電圧コンデンサ５６は、ＳＭＰＳ ４４の入力部に並列に、即ち、ＳＭＰＳ ４４の入力端子３６、３８の間に接続される電解コンデンサである。

更に、回路７２は、帰還路において、ＳＭＰＳ ４４の入力部３６、３８と直列に電気的に接続される第３の制御可能な電流源７８を有する。

ブロッキングダイオード７６は、電流の逆流を防止するようＬＥＤ組立体２０、２２、２４の直列接続部内に接続される。

直列接続される電流源７８及び大きな残留電圧コンデンサ７６を含む回路７２は、平均電力ハイブリッドコンバータ、即ち、高い電源電圧時の電力損失を十分に減らしながら、小さいＳＭＰＳという点では最も大きな節減を達成するよう設計される本提案ハイブリッドＴＬＤ−ＳＭＰＳ構造の回路である。平均電力ハイブリッドコンバータは、高い電源の間、平均余剰電圧のレベルまで充電するだろう直列フィルイン・コンデンサ(series fill-in capacitor)５６を有する。電源振幅変動が、一方の（半）周期でしか生じないが、一般に、電源電圧の多くの周期の間続くと仮定すると、コンデンサ５６に充電される残留電圧は、多くの周期にわたって実質的に一定であるだろう、即ち、各（半）周期内の変動は、全体の値に比べて小さいだろう。この理由のため、この回路におけるコンデンサ５６は、残留電圧コンデンサとみなされ得る。

回路７２の制御は、残留電圧コンデンサ５６の実質的に一定の電圧を達成するよう行われる。これは、例えば、制御可能な電流源７８が、ＳＭＰＳ ４４が残留電圧コンデンサの両端の平均電圧レベルを制御することを可能にするフィードバック信号をＳＭＰＳ ４４の制御部に供給する場合に、達成され得る。他の例においては、（例えば、下で更に説明する図７における電流源１６について示されているように）残留電圧コンデンサ５６に並列に制御可能なリニア電流源が設けられ得る。その場合、ＳＭＰＳ ４４は、リニア電流源を通る電流及び電圧降下を直接測定し、それに応じて残留電圧コンデンサ５６の両端の電圧を制御してもよい。

低い電源電圧においては、このコンデンサの両端の電圧は、非常に低くなり、通常、ゼロの近くになるだろう。高い電源電圧時には、コンデンサ５６の両端の電圧は、残留電圧と等しく高くなる、即ち、電源電圧の高い振幅と電源電圧の公称振幅との間の差になるだろう。コンデンサの充電は、コンデンサ５６がＬＥＤ組立体２０、２２、２４と直列に配置されるので、ＴＬＤドライバ制御ユニット（図示せず）によって制御され、残留電圧コンデンサ５６の放電は、ＳＭＰＳコンバータ４４によって制御される。

平均電力ハイブリッドコンバータ回路７２の主な利点は、高い電源電圧時の電力損失を減らす一方で、相対的に小さいサイズのＳＭＰＳ ４４しか必要としないという目的を達成しようとすることである。上で図１４に関して記述したように、高い電源の間のピーク電力は、例えば10乃至20Wのように相対的に高くなり得る。図６に示されている平均電力ハイブリッドコンバータ回路７２は、ＬＥＤの最後の段、即ち、第２ＬＥＤ組立体２２に戻すよう連続的な平均電力を変換するために、相対的に高い静電容量５６を用いる。この理由のため、ＳＭＰＳコンバータ４４は、ピーク消費電力の半分未満用にしか設計される必要がない。静電容量５６が相対的に大きいことから、コンデンサ５６は、コンデンサ５６の両端にほぼ一定の電圧を持ち、故に、入力端子３６の電位は、高い電源条件に対して調節するために制御されることができる。通常の及び高い電源の動作中、制御可能な電流源４０、４１、７８を含むＴＬＤドライバにおける損失は、ほぼ同様であるだろう。従って、平均電力ハイブリッドコンバータ回路７２は、高い電源の間の良好な効率を得るための最小コストのソリューションである。

図７は、第７実施例による回路８０を示している。回路８０の構造は、３つのＬＥＤ組立体２０、２２、２４及び関連する並列に接続されるバイパススイッチ３０、３２、３４を備える単一電流源ハイブリッドＴＬＤコンバータのものである。第４実施例（図４）による回路５８と同様に、電流源１６は、ＳＭＰＳ ４４の第１及び第２入力部３６、３８の間に、ＬＥＤ組立体２０、２２、２４と直列に接続される。ＳＭＰＳ ４４の出力部４８において供給される出力電圧は、第２ＬＥＤ組立体２２に動作電力を供給するために、フィードバック線６２を通して直列接続部のタップ６６にフィードバックされ、ブロッキングダイオード６０、６４が電流の逆流を防止する。

図７に示されているような回路８０においては、コンデンサ５６は、ＳＭＰＳ ４４の入力部３６、３８の間に、制御可能な電流源１６に並列に接続される。

第７実施例による回路８０は、所定のピーク電力ハイブリッドＴＬＤコンバータであり得る。ピーク電力ハイブリッドＴＬＤコンバータ８０は、平均電力ハイブリッドコンバータＴＬＤコンバータ回路７２（図６）と比較して、より高い電力のＳＭＰＳコンバータ４４を必要とするが、公称動作条件における効率の改善を達成する。ピーク電力ハイブリッドＴＬＤコンバータのためには、とりわけ、ＬＥＤ組立体２０、２２、２４と直列に単一の電流源１６を備えると共に、ＬＥＤ組立体２０、２２、２４と並列にスイッチング素子３０、３２、３４を備える回路８０の示されている構造が好ましい。ピーク電力ハイブリッドＴＬＤコンバータ回路は、一定の出力電力、又は高い電源整合性の最低コストでの実施のいずれかのために最適化され得る。高い電源時、出力電力が尊重される必要がある場合には、ハイブリッドＴＬＤドライバの入力電流は、より高い電源電圧を基準にして低くされる必要がある。結果として、ＳＭＰＳ ４４のピーク電力は２倍になる。しかしながら、ＳＭＰＳ ４４のこのピーク電力は、公称条件下でＬＥＤ組立体２０、２２、２４に供給される総ピーク電力の30%にしか相当しないかもしれず、故に、この電力をフィードバック線６２を通して第２ＬＥＤ組立体２２にフィードバックすることによって効率は依然として向上され得る。

図９ａは、電源電圧の半周期内の時間の関数としての出力電力の、従来のＴＬＤドライバ（P_out,high,TLD、一点鎖線）と、ピーク電力コンバータを備えるハイブリッドＴＬＤドライバ（P_out,hyb、点線）と、総入力電力（P_in,high、実線）との間の比較を示している。

ピーク電力ハイブリッドＴＬＤドライバ回路８０を構成要素コストに対して最適化するために、ＳＭＰＳ ４４は可能な限り小さく設計されている。従って、ピーク電力ハイブリッドＴＬＤドライバ回路８０の設計は、公称電源に対して最適化されることができ、高い電源の間の出力電力は、ＳＭＰＳ ４４の電力制約を満たすために制限され得る。

例として、図９ｂが、電源電圧Vの半周期の間の時間tにわたる電力Pのグラフを示している。実線として示されているのは、ハイブリッド回路８０の総出力電力P_out,high,hypである。ＳＭＰＳコンバータの出力電力P_{out,high,SMPS}は、点線として示されている。回路８０のＴＬＤ部分の出力電力P_out,high,TLDは、一点鎖線として示されている。

図９ｂに示されているように、ハイブリッドＴＬＤドライバのピーク電力が、公称電源電圧下で動作するための構成要素コストに対して最適化される場合には、総出力電力は、高い電源の間、公称電源条件と比べて40%も低下し得る。

図８は、図１に示されている回路１８のより詳細な例として回路８２を示している。

回路８２においては、入力電源電圧Vは、入力フィルタ回路８４においてフィルタにかけられ、整流器１４において整流され、他のフィルタ回路８６において再びフィルタにかけられる。結果として生じる、整流され、フィルタにかけられた電圧が、第１ＬＥＤ組立体２０及びＳＭＰＳ ４４の直列接続部に印加される。

図８の例においては、第１ＬＥＤ組立体２０は、２つの個別のＬＥＤ素子の並列接続から成る。安定化コンデンサ７４は、第１ＬＥＤ組立体２０に並列に接続される。スイッチング素子３０は、制御可能なバイパスを供給するよう第１ＬＥＤ組立体２０に並列に接続される。ブロッキングダイオード８６は、安定化コンデンサ７４からの電流の逆流を防止するために第１ＬＥＤ組立体２０に直列に接続される。

ＳＭＰＳ ４４は、ブーストコンバータの既知のトポロジで配設される、インダクタンスLと、出力ダイオードDと、スイッチング素子SとしてのＭＯＳＦＥＴとを有する。制御ユニット８８は、検出抵抗器R_Sにわたる検出電圧V_Sのフィードバック信号に基づいてスイッチング素子Sを制御する役割を果たす。ＳＭＰＳ ４４の制御回路８８は、整流され、フィルタにかけられた入力電圧の大きさを表す分圧器R₁、R₂からの電圧信号を受信する。

ブーストコンバータ４４は、出力端子４８、５０において出力電圧を供給し、前記出力電圧は、第２ＬＥＤ組立体２２を動作させるために用いられ、安定化コンデンサ７４によって安定させられる。示されている例においては、第２ＬＥＤ組立体２２は、４つの個別のＬＥＤ素子の並列接続である。

図１０は、第９実施例による回路９０の回路図を示している。回路９０は、第４実施例による回路５８の構造に対応するより詳細な例である。

回路５８に加えて、安定化コンデンサ７４が、電流の逆流を防止するために直列にブロッキングダイオード７６を備えるＬＥＤ組立体２０、２２、２４の各々に並列に接続される。

図１０に示されているように、回路９０におけるＳＭＰＳ ４４は、インダクタンスLと、スイッチング素子SとしてのＭＯＳＦＥＴと、出力ダイオードDとを含むバックブーストコンバータである。

ＳＭＰＳ ４４の制御回路（図示せず）は、フィードバック線６２を介してＬＥＤ組立体２０、２２、２４の直列接続部内のタップ６６にフィードバックされる出力電圧を出力端子４８において供給するためのスイッチング素子Sの制御のために供給される。

図１１は、その上部においては、回路９０のリニア電流源１６による電圧降下Vを示している。

下部においては、電力Pが時間tにわたって示されている。ＳＭＰＳ ４４がない場合、実線として示されている曲線が、リニア電流源１６における損失に対応する。ＳＭＰＳ ４４による電力の抽出により、実際に生じる損失は、著しく低くなり、一点鎖線として示されている。

これは、どのように、図１０において示されているバックブーストコンバータ４４を用いて、リニア電流源１６における損失が著しく減らされることができ、結果として生じる電力が第２ＬＥＤ組立体２２にフィードバックされるかを示している。これは、回路９０の著しく改善された効率と、ＬＥＤの改善された使用とをもたらす。従来のＴＬＤ構造においては、第２ＬＥＤ組立体２２は、各半周期内で最も少ない動作時間を持つだろう。ＳＭＰＳ ４４からの出力電圧の使用により、第２ＬＥＤ組立体２２の動作時間は増大され、光出力及び熱損失の両方の、ＬＥＤ組立体２０、２２、２４の間での改善された配分をもたらす。

図面及び上記において、本発明を詳細に図示及び記載しているが、このような図示及び記載は、説明的なもの又は例示的なものとみなされるべきであり、限定するものとみなされるべきではなく、本発明は、開示されている実施例に限定されない。

例えば、単一電流源構造又は複数電流源構造、ＬＥＤ組立体に並列のスイッチング素子３０、３２、３４、ＬＥＤ組立体２０、２２、２４に並列に電気的に配設される安定化コンデンサ７４、残留電圧コンデンサ５６、フィードバック線６２などのような、上の実施例において様々な構成で示されている個々の素子は、異なるように組み合わされ得る。ＳＭＰＳ ４４は、代わりに、示されているブースト及びバックブーストコンバータ以外の、バックコンバータ、sepicコンバータ又は他のタイプのような異なるトポロジのスイッチングコンバータ回路で実現されてもよい。

請求項に記載の発明を実施する当業者は、図面、明細及び添付の請求項の研究から、開示されている実施例に対する他の変形を、理解し、達成し得る。請求項において、「有する」という用語は、他の要素又はステップを除外せず、単数形表記は、複数性を除外しない。単に、特定の手段が、相互に異なる従属請求項において引用されているという事実は、これらの手段の組み合わせが有利になるように用いられることができないことを示すものではない。請求項における如何なる参照符号も、請求項を限定するものとして解釈されるべきではない。

Claims (13)

1. 交流電圧のための入力部を備える整流器と、
   前記整流器から電力を供給されるよう接続される少なくとも第１及び第２ＬＥＤ組立体とを含む照明回路であって、
   前記第１ＬＥＤ組立体が、前記整流器の第１出力部と電気的に直列接続され、前記第１ＬＥＤ組立体が、更に、スイッチングコンバータ回路の入力部と電気的に直列接続され、
   前記第２ＬＥＤ組立体が、前記スイッチングコンバータ回路の出力部に電気的に接続され、
   前記第１ＬＥＤ組立体の動作を制御するための制御装置が、前記直列接続部におけるタップに接続される照明回路。
2. 前記制御装置が、少なくとも導電状態及び非導電状態に制御可能なスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子が、前記導電状態において前記第１ＬＥＤ組立体をバイパスするよう接続される請求項１に記載の照明回路。
3. 前記制御装置が、前記タップと前記整流器の第２出力部への帰還路との間に接続される制御可能な電流源を有する請求項１乃至２のいずれか一項に記載の照明回路。
4. 前記スイッチングコンバータ回路が、少なくとも、リアクタンス素子、制御可能なスイッチング素子、及び繰り返し交互に導電状態と非導電状態とにするよう前記制御可能なスイッチング素子を制御するための制御回路を有する請求項１乃至３のいずれか一項に記載の照明回路。
5. 少なくとも第３ＬＥＤ組立体が、前記直列接続部において、前記整流器の前記第１出力部と、前記スイッチングコンバータの前記入力部との間に電気的に接続され、
   前記第３ＬＥＤ組立体の動作を制御するための制御装置が、前記直列接続部におけるタップに接続される請求項１乃至４のいずれか一項に記載の照明回路。
6. 前記スイッチングコンバータ回路が、少なくとも２つの入力端子を有し、
   前記２つの入力端子の間にコンデンサが接続される請求項１乃至５のいずれか一項に記載の照明回路。
7. 前記コンデンサが、少なくとも前記第１ＬＥＤ組立体に電気的に直列接続される請求項６に記載の照明回路。
8. 前記ＬＥＤ組立体のうちの少なくとも１つが、直列、並列又は直列／並列接続において電気的に接続される複数のＬＥＤ素子を有する請求項１乃至７のいずれか一項に記載の照明回路。
9. 安定化コンデンサが、前記ＬＥＤ組立体のうちの少なくとも１つと電気的に並列接続される請求項１乃至８のいずれか一項に記載の照明回路。
10. 前記第２ＬＥＤ組立体が、前記第１ＬＥＤ組立体と電気的に直列接続される請求項１乃至９のいずれか一項に記載の照明回路。
11. 前記第２ＬＥＤ組立体が、前記第１ＬＥＤ組立体と前記スイッチングコンバータ回路の入力部との間に電気的に接続される請求項１乃至１０のいずれか一項に記載の照明回路。
12. 電流源が、前記第１ＬＥＤ組立体と電気的に直列接続される請求項１乃至１１のいずれか一項に記載の照明回路。
13. 照明回路を動作させる方法であり、
    整流器に交流電圧を供給して、前記整流器から少なくとも第１及び第２ＬＥＤ組立体に電力を供給するステップを有する方法であって、
    前記第１ＬＥＤ組立体が、前記整流器の第１出力部と電気的に直列接続され、前記第１ＬＥＤ組立体が、スイッチングコンバータ回路の入力部と電気的に直列接続され、
    前記第２ＬＥＤ組立体が、前記スイッチングコンバータ回路の出力部に電気的に接続され、
    前記第１ＬＥＤ組立体の動作を制御するための制御装置が、前記直列接続部におけるタップに接続される方法。

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