JP2012015791A - 送信回路及び移動通信端末 - Google Patents

Abstract

【課題】送信回路におけるＰＡの電力効率をより改善することを課題とする。
【解決手段】送信回路は、方向性結合器を介して増幅器から出力された信号について所定範囲の周波数を通過させ、通過された所定範囲の周波数から２次高調波レベルを抽出する。また、送信回路は、高周波信号の出力レベルの設定値と、主信号及び高周波信号のレベル差に相当する設定値との差分を出力する。また、送信回路は、出力された差分と２次高調波レベルとを比較し、２次高調波の方が大きい場合に増幅器の電源電圧を上げるように制御し、差分の方が大きい場合に増幅器の電源電圧を下げるように制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、送信回路及び移動通信端末に関する。

従来、携帯電話機等の移動通信端末については、ＲＦ（Radio Frequency）回路部に含まれる各種機能部のうち、ＰＡ（Power Amplifier）による消費電力が大きいことが知られている。かかるＰＡは、信号処理部等の制御回路による電圧制御信号に基づいて電源電圧が制御される。また、信号処理部及びＲＦ回路部に含まれる所定の機能部は、移動通信端末における送信回路と呼ばれる。

ここで、図１４を用いて、従来技術に係る送信回路の構成を説明する。図１４は、従来技術に係る送信回路の構成例を示す図である。例えば、図１４に示すように、送信回路１０は、ＡＧＣ（Automatic Gain Control）アンプ１と、ＰＡ２と、方向性結合器３と、検波器４と、比較器５と、制御回路６と、ＤＣ／ＤＣ（Direct Current）コンバータ７とを有する。

ＡＧＣアンプ１は、例えば、ＲＦ信号が入力された場合に、増幅の利得を調整して出力する。ＰＡ２は、例えば、ＡＧＣアンプ１から出力された信号を増幅して出力する。方向性結合器３は、例えば、ＰＡ２から方向性結合器３への方向の電力に対応する信号を取り出して、アイソレータ等へＲＦ信号を出力するとともに、検波器４の方向にも出力するカプラの一種である。

検波器４は、例えば、方向性結合器３によって出力された信号について、元の信号波を復元して出力する。つまり、検波器４は、ＰＡ２による出力レベルを抽出する。比較器５は、例えば、ＲＦ信号出力レベル設定値と、検波器４による出力とを比較してＡＧＣアンプ１に出力する。このとき、ＡＧＣアンプ１は、比較器５による出力をＡＧＣの制御値とする。

制御回路６は、例えば、ＰＡ２による出力電力を元に隣接チャネル漏洩電力比（ACLR：Adjacent Channel Leakage Ratio）の仕様を満たす電源電圧に関するテーブルを予め保持する。そして、制御回路６は、テーブルとＲＦ信号出力レベル設定値とに基づき、ＤＣ／ＤＣコンバータ７に制御電圧を出力する。ＤＣ／ＤＣコンバータ７は、制御回路６によって出力された制御電圧に基づいて、ＰＡ２に印加する電源電圧を制御する。

従来技術では、出力電力が最大のときに合わせてＰＡ２のバックオフが設計される。図１５を用いて、バックオフについて説明する。図１５は、バックオフを説明する図である。なお、図１５では、縦軸は出力電力を示し、横軸は入力電力を示す。

例えば、図１５に示すように、バックオフは、１ｄＢ圧縮利得から実際に出力しているレベルとの差を示すものである。詳細には、入力電力に対する出力電力は、図１５に示すように、ＰＡ２が飽和するまで増加し、該ＰＡ２が飽和する場合に飽和カーブを描くことになる。但し、図１５において、ＰＡ２が飽和しない場合の電力は破線で示す。

この破線から実際の飽和カーブに対する出力が、１ｄＢ下がる点を「Ｐ_１ｄＢ」と呼ぶ。ここで、図１５において、「Ｐ_１ｄＢ」から横軸と平行に引いた線は一点鎖線で示す。そして、バックオフは、「Ｐ_１ｄＢ」を含む一点鎖線との垂線が実際の出力と交差するまでの量のことである。

図１６を用いて、バックオフと出力電力との関係について説明する。図１６は、バックオフと出力電力との関係を示す図である。なお、図１６では、縦軸はバックオフを示し、横軸は出力電力を示す。かかるバックオフは、上述したように、出力電力が最大のときに合わせて設計されるため、図１６に示すように、最大電力の出力時の電源電圧のままであれば、出力電力が小さい場合にバックオフの量が大きくなる。

図１７を用いて、消費電力と出力電力との関係について説明する。図１７は、消費電力と出力電力との関係を示す図である。なお、図１７では、縦軸は消費電力を示し、横軸は出力電力を示す。例えば、図１７に示すように、消費電力と出力電力との関係は、ＰＡ２による出力電力が小さくなるに従って、該ＰＡ２の消費電力、すなわち効率が悪くなる。

図１８を用いて、消費電力とバックオフとの関係について説明する。図１８は、消費電力とバックオフとの関係を示す図である。なお、図１８では、縦軸は消費電力を示し、横軸はバックオフを示す。例えば、図１８に示すように、消費電力とバックオフとの関係は、バックオフが大きくなるに従って、消費電力、すなわち効率が悪くなる。

これらから、従来技術に係る送信回路１０では、ＰＡ２による出力電力が小さい場合に、ＡＣＬＲの仕様に対して余裕を持たせるように、該ＡＣＬＲの歪みに応じたＰＡ２の電源電圧を下げる制御を行ない、該ＰＡ２の効率を改善している。

特開２００５−３３３６７４号公報 特開２００９−１９４６９９号公報 特開平７−２４９９４２号公報

しかしながら、従来技術では、送信回路におけるＰＡの電力効率が好ましくないという課題がある。具体的には、従来技術では、出力電力のみに基づいてＰＡの電源電圧を制御しているとともに、ＡＣＬＲの仕様に対して余裕を持たせた電源電圧にせざるを得ないため、ＰＡの電力効率に改善の余地がある。

そこで、本願に開示する技術は、上記に鑑みてなされたものであって、送信回路におけるＰＡの電力効率をより改善することが可能である送信回路及び移動通信端末を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本願に開示する送信回路は、方向性結合器を介して増幅器から出力された信号について所定範囲の周波数を通過させるフィルタを有する。また、送信回路は、フィルタによって通過させられた所定範囲の周波数の信号から元の信号波を復元する検波器を有する。また、送信回路は、高周波信号の出力レベルの設定値と、主信号及び高周波信号のレベル差に相当する判定値との差分を出力する差分回路を有する。また、送信回路は、差分回路による出力を示す差分回路出力と、検波器による出力を示す検波器出力とを比較して、検波器出力の方が大きい場合に増幅器の電源電圧を上げる旨の信号を出力する比較器を有する。かかる比較器は、差分回路出力の方が大きい場合に、増幅器の電源電圧を下げる旨の信号を出力する。また、送信回路は、比較器によって出力された信号に基づいて、増幅器の電源電圧を制御する電源電圧制御部を有する。

本願に開示する送信回路及び移動通信端末の一つの様態は、送信回路におけるＰＡの電力効率をより改善することができるという効果を奏する。

図１は、実施例１に係る送信回路の構成例を示す図である。 図２は、ＩＭ３とＡＣＬＲとの関係を説明する図である。 図３は、ＩＭ３と２次高調波との関係を説明する図である。 図４は、ＰＡの電源電圧とバックオフとの関係を説明する図である。 図５は、主信号及び２次高調波のＤＵとバックオフとの関係を説明する図である。 図６Ａは、ＡＣＬＲを満たす場合の２次高調波レベルと主信号レベルとの関係を示す図である。 図６Ｂは、検波器の出力レベルと入力レベルとの関係を示す図である。 図７は、実施例１に係る送信回路による処理の流れの例を示すフローチャートである。 図８は、実施例２に係る送信回路の構成例を示す図である。 図９Ａは、Ｎ次高調波によるＩＭを説明する図である。 図９Ｂは、Ｎ次高調波によるＩＭを説明する図である。 図１０は、ワイヤード・オア回路の動作を説明する図である。 図１１は、実施例２に係る送信回路による処理の流れの例を示すフローチャートである。 図１２は、実施例３に係る送信回路の構成例を示す図である。 図１３は、実施例３に係る送信回路による処理の流れの例を示すフローチャートである。 図１４は、従来技術に係る送信回路の構成例を示す図である。 図１５は、バックオフを説明する図である。 図１６は、バックオフと出力電力との関係を示す図である。 図１７は、消費電力と出力電力との関係を示す図である。 図１８は、消費電力とバックオフとの関係を示す図である。

以下に添付図面を参照して、本願に開示する送信回路及び移動通信端末の実施例を説明する。なお、以下の実施例により本発明が限定されるものではない。また、各実施例は、内容を矛盾させない範囲で適宜組み合わせることが可能である。

［実施例１に係る送信回路の構成］
最初に、図１を用いて、実施例１に係る送信回路の構成を説明する。図１は、実施例１に係る送信回路の構成例を示す図である。例えば、図１に示すように、送信回路１００は、ＡＧＣアンプ１０１と、ＰＡ１０２と、方向性結合器１０３と、検波器１０４と、比較器１０５とを有する。加えて、送信回路１００は、ＢＰＦ（Band Pass Filter）１０６と、検波器１０７と、差分回路１０８と、比較器１０９と、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０とを有する。また、送信回路１００は、携帯電話機等の移動通信端末１０００に含まれる。

上記構成において、ＡＧＣアンプ１０１は、例えば、ＲＦ信号が入力された場合に、増幅の利得を調整して出力する。ＰＡ１０２は、例えば、ＡＧＣアンプ１０１から出力された信号を増幅して出力する。方向性結合器１０３は、例えば、ＰＡ１０２から方向性結合器１０３への方向の電力に対応する信号を取り出して、ＲＦ信号を出力するとともに、検波器１０４の方向にも出力するカプラの一種である。

検波器１０４は、例えば、方向性結合器１０３によって出力された信号について、元の信号波を復元して出力する。つまり、検波器１０４は、ＰＡ１０２による出力レベルを抽出する。比較器１０５は、例えば、ＲＦ信号出力レベル設定値と、検波器１０４による出力とを比較してＡＧＣアンプ１０１に出力する。

詳細には、比較器１０５は、ＲＦ信号出力レベル設定値と検波器１０４による出力とを比較して、ＰＡ１０２による出力レベルが低い場合に、ＡＧＣアンプ１０１の利得を差分だけ上げる制御を行なう。一方、比較器１０５は、ＲＦ信号出力レベル設定値と検波器１０４による出力とを比較して、ＰＡ１０２による出力レベルが高い場合に、ＡＧＣアンプ１０１の利得を差分だけ下げる制御を行なう。このようにして、ＡＧＣアンプ１０１は、比較器１０５による出力をＡＧＣの制御値とすることで、ＰＡ１０２の出力を規定の出力レベルに制御する。

ＢＰＦ１０６は、例えば、方向性結合器１０３を介してＰＡ１０２から出力された信号について所定範囲の周波数を通過させる。かかる所定範囲の周波数は、例えば、２次高調波である。検波器１０７は、例えば、ＢＰＦ１０６によって通過させられた所定範囲の周波数の信号から元の信号波を復元する。つまり、検波器１０７は、ＰＡ１０２による出力レベルを抽出する。

差分回路１０８は、例えば、高周波信号の出力レベルの設定値と、主信号及び高周波信号のレベル差であるＤＵ（Desired to Undesired signal ratio）に相当する判定値との差分を出力する。つまり、差分回路１０８による出力は、２次高調波レベルに相当する。比較器１０９は、例えば、差分回路１０８による出力を示す差分回路出力と、検波器１０７による出力を示す検波器出力とを比較する。

そして、比較器１０９は、検波器出力の方が大きい場合に、ＰＡ１０２の電源電圧を上げる旨の信号を出力する。つまり、比較器１０９は、差分回路出力よりも検波器出力の方が大きい場合に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０の制御電圧を上げることによって検波器１０７の出力を下げ、検波器出力と差分回路出力とが同一になるように制御する。

一方、比較器１０９は、差分回路出力の方が大きい場合に、ＰＡ１０２の電源電圧を下げる旨の信号を出力する。つまり、比較器１０９は、検波器出力よりも差分回路出力の方が大きい場合に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０の制御電圧を下げることによって検波器１０７の出力を上げ、検波器出力と差分回路出力とが同一になるように制御する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０は、例えば、比較器１０９によって出力された信号に基づいて、ＰＡ１０２の電源電圧を制御する。つまり、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０は、主信号と２次高調波とのＤＵが一定になるようにＰＡ１０２の電源電圧を制御することになる。

ここで、図２を用いて、３次相互変調歪（IM３：Inter Modulation ３）とＡＣＬＲとの関係を説明する。図２は、ＩＭ３とＡＣＬＲとの関係を説明する図である。例えば、図２に示すように、ＡＣＬＲは、ＩＭ３の集合体であり、大半が送信回路１００のＩＭ３によって決定する。

図３を用いて、ＩＭ３と２次高調波との関係を説明する。図３は、ＩＭ３と２次高調波との関係を説明する図である。例えば、図３に示すように、ＩＭ３のＵｐｐｅｒである「２ｆ_２−ｆ_１」は、「ｆ_２」の２次高調波と「ｆ_１」との周波数変換成分である。また、ＩＭ３のＬｏｗｅｒである「２ｆ_１−ｆ_２」は、「ｆ_１」の２次高調波と「ｆ_２」の周波数変換成分である。これらから、２次高調波とＩＭ３との間には、相関関係があることが分かる。

「ｆ_１」と「ｆ_２」とのレベルは、ＡＧＣアンプ１０１、ＰＡ１０２、方向性結合器１０３、検波器１０４及び比較器１０５のループで一定に保たれている。ＡＣＬＲ（≒ＩＭ３）は、「ｆ_１」及び「ｆ_２」と「２ｆ_１」及び「２ｆ_２」との周波数変換にて生成されるため、「２ｆ_１」及び「２ｆ_２」のレベルにより決定できる。すなわち、ＡＣＬＲはＩＭ３の集合体であるため、主信号出力レベルが既知であれば２次高調波をモニタすることでＡＣＬＲレベルが分かる。

図４を用いて、ＰＡ１０２の電源電圧とバックオフとの関係を説明する。図４は、ＰＡ１０２の電源電圧とバックオフとの関係を説明する図である。なお、図４では、縦軸は電源電圧を示し、横軸はバックオフを示す。例えば、図４に示すように、ＰＡ１０２は、電源電圧によりバックオフ量が変化し、電源電圧を上げればバックオフ量も増加し、電源電圧を下げればバックオフ量も減少する。

図５を用いて、主信号及び２次高調波のＤＵとバックオフとの関係を説明する。図５は、主信号及び２次高調波のＤＵとバックオフとの関係を説明する図である。なお、図５では、縦軸は主信号と高調波とのＤＵを示し、横軸はバックオフを示す。例えば、図５に示すように、主信号及び２次高調波のＤＵが減少する場合には、バックオフ量も減少し、主信号及び２次高調波のＤＵが増加する場合には、バックオフ量も増加する。このように、バックオフ量は、主信号及び２次高調波のレベル差であるＤＵと相関関係を有する。

図６Ａを用いて、ＡＣＬＲを満たす場合の２次高調波レベルと主信号出力レベルとの関係を説明する。図６Ａは、ＡＣＬＲを満たす場合の２次高調波レベルと主信号レベルとの関係を示す図である。なお、図６Ａでは、縦軸はＡＣＬＲを満たしているときの２次高調波レベルを示し、横軸は主信号出力レベルを示す。また、以下では、説明の簡略化のために、主信号出力レベルに対し、ＡＣＬＲの仕様を満たしているときの２次高調波レベルのＤＵが一定である場合を説明する。図６ＡにおいてＤＵは、−１５ｄＢである。

また、図６Ｂを用いて、検波器の出力レベルと入力レベルとの関係を説明する。図６Ｂは、検波器の出力レベルと入力レベルとの関係を示す図である。なお、図６Ｂでは、縦軸は検波器出力レベルを示し、横軸は検波器入力レベルを示す。また、検波器は、図１に示した検波器１０４及び検波器１０７を指す。検波器１０４及び検波器１０７は、周波数依存がなく、入力レベルに対する出力レベルが同一である。

例えば、図６Ａに示すように、主信号出力レベルが「５ｄＢｍ」である場合に、２次高調波レベルは、「−１０ｄＢｍ」である。また、主信号出力レベルが「１０ｄＢｍ」である場合に、２次高調波レベルは、「−５ｄＢｍ」である。また、主信号出力レベルが「１５ｄＢｍ」である場合に、２次高調波レベルは、「０ｄＢｍ」である。また、主信号出力レベルが「２０ｄＢｍ」である場合に、２次高調波レベルは、「５ｄＢｍ」である。また、主信号出力レベルが「２５ｄＢｍ」である場合に、２次高調波レベルは、「１０ｄＢｍ」である。

ここで、方向性結合器１０３による出力が「２０ｄＢｍ」である場合に、検波器１０４及び検波器１０７に入力されるレベルを「０ｄＢ」とすると、このときの検波器１０４及び検波器１０７による出力は、図６Ｂより出力レベル「Ｘ」である。これにより、ＡＧＣアンプ１０１〜比較器１０５を含むループでは、ＲＦ信号出力レベル設定値に「Ｘ」を設定し、主信号出力レベルが「２０ｄＢｍ」より低い場合にＡＧＣアンプ１０１の利得を上げ、高い場合に利得を下げる制御を行なって出力レベルを「２０ｄＢｍ」に保つ。

また、主信号出力レベルが「２０ｄＢｍ」である場合に、ＡＣＬＲの仕様を満たすことのできる２次高調波レベルは、図６Ａより「＋５ｄＢｍ」である。ＡＣＬＲが仕様を満たすときの検波器１０７の入力レベルは、図６Ｂより「−１５ｄＢ」であり、このときの検波器１０７による出力は、出力レベル「Ｙ」である。これにより、差分回路１０８から比較器１０９への入力が「Ｙ」である場合には、検波器１０７による出力が「Ｙ」より大きい場合にＰＡ１０２の電源電圧を上げ、小さい場合にＰＡ１０２の電源電圧を下げる制御が行なわれる。これにより、送信回路１００は、２次高調波レベルをＡＣＬＲの仕様を満たすレベルに保つ。

また、ＲＦ信号出力レベル設定値には、「Ｘ」が設定されている。この「Ｘ」から「Ｙ」を得るために判定値を利用し、該判定値には、「Ｘ−Ｙ」の値が格納される。すなわち、これらのパラメタについては、「差分回路１０８による出力＝ＲＦ信号出力レベル設定値−判定値＝Ｘ−判定値＝Ｘ−（Ｘ−Ｙ）＝Ｙ」が得られることになる。

要するに、送信回路１００は、主信号及び２次高調波のＤＵからＡＣＬＲレベルが分かるため、主信号及び２次高調波のＤＵを一定に保つようにＰＡ１０２の電源電圧を制御する。換言すると、送信回路１００は、ＡＧＣアンプ１０１〜比較器１０５の回路でＲＦ信号の出力を一定に保つ制御を行ない、ＢＰＦ１０６〜ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０の回路でＰＡ１０２のバックオフ量を変え、２次高調波を一定に保つ制御を行なう。この結果、送信回路１００は、ＰＡ１０２の出力電力に関係なくＡＣＬＲ等の歪みの仕様を満たしつつ、該ＰＡ１０２の効率を好適なものとし、送信回路１００を含む移動通信端末１０００の消費電力をより改善することができる。

［実施例１に係る送信回路による処理フロー］
次に、図７を用いて、実施例１に係る送信回路１００による処理の流れを説明する。図７は、実施例１に係る送信回路１００による処理の流れの例を示すフローチャートである。なお、以下では、ＰＡ１０２の電源電圧制御に係る処理について説明する。

例えば、図７に示すように、ＢＰＦ１０６は、ＰＡ１０２による出力がある場合に（ステップＳ１０１肯定）、方向性結合器１０３を介してＰＡ１０２によって出力された信号から２次高調波を取り出す（ステップＳ１０２）。なお、ＢＰＦ１０６は、ＰＡ１０２による出力がない場合に（ステップＳ１０１否定）、該ＰＡ１０２による出力待ちの状態になる。

そして、検波器１０７は、ＢＰＦ１０６によって取り出された２次高調波のレベルを抽出する（ステップＳ１０３）。また、差分回路１０８は、ＲＦ信号出力レベル設定値と判定値との差分を出力する（ステップＳ１０４）。なお、検波器１０７による出力と差分回路１０８による出力とについては、その処理順序を問わない。

続いて、比較器１０９は、検波器１０７によって出力された検波器出力と、差分回路１０８によって出力された差分回路出力とを比較する（ステップＳ１０５）。比較器１０９による比較では、検波器出力の方が大きい場合にＰＡ１０２の電源電圧を上げるように制御され、差分回路出力の方が大きい場合にＰＡ１０２の電源電圧を下げるように制御される。その後、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０は、比較器１０９によるＰＡ１０２に対する電源電圧制御に従って、該ＰＡ１０２の電源電圧を制御する（ステップＳ１０６）。

［実施例１による効果］
上述したように、送信回路１００は、ＰＡ１０２の出力信号から２次高調波を抽出し、高周波信号の出力レベルの設定値と主信号及び高周波信号のレベル差に相当する判定値との差分を求める。そして、送信回路１００は、求められた差分と２次高調波とが同一になるようにＰＡ１０２の電源電圧を制御する。この結果、送信回路１００は、出力電力のみに基づいてＰＡの電源電圧を制御するためにＡＣＬＲの仕様に対して余裕を持たせることを要する従来技術と比較して、送信回路におけるＰＡの電力効率をより改善することができる。

また、送信回路１００は、ＡＣＬＲの仕様を満たすようにＰＡ１０２の電源電圧を制御するので、ＡＣＬＲ最適化のためのマッチングが不要であるとともに、これにより回路構成についてより簡素化を実現することができる。また、送信回路１００は、ＡＣＬＲ最適化のためのマッチングを要する従来技術と比較して、マッチングが不要になるので広帯域化を実現することができる。

ところで、上記実施例１では、２次高調波を用いてＰＡの電源電圧を制御する場合を説明したが、さらにＮ次高調波を用いてＰＡの電源電圧を制御することもできる。そこで、実施例２では、Ｎ次高調波を用いてＰＡの電源電圧を制御する場合を説明する。

［実施例２に係る送信回路の構成］
図８を用いて、実施例２に係る送信回路の構成を説明する。図８は、実施例２に係る送信回路の構成例を示す図である。なお、図８では、実施例１に係る送信回路１００と同様の構成や機能を有するブロックについては同一の符号を付している。以下では、実施例１に係る送信回路１００と同一の処理についてはその説明を省略する。

例えば、図８に示すように、送信回路２００は、ＡＧＣアンプ１０１と、ＰＡ１０２と、方向性結合器１０３と、検波器１０４と、比較器１０５とを有する。加えて、送信回路２００は、ＢＰＦ１０６と、検波器１０７と、差分回路１０８と、比較器２０９と、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１０とを有する。さらに、送信回路２００は、ＢＰＦ２１１と、検波器２１２と、差分回路２１３と、比較器２１４と、ワイヤード・オア（Wired OR）回路２１５とを有する。また、送信回路２００は、携帯電話機等の移動通信端末２０００に含まれる。

上記構成において、比較器２０９は、例えば、差分回路１０８による出力を示す差分回路出力と、検波器１０７による出力を示す検波器出力とを比較し、より大きい方を出力する。ＢＰＦ２１１は、例えば、方向性結合器１０３を介してＰＡ１０２から出力された信号について所定範囲の周波数を通過させる。かかる所定範囲の周波数は、例えば、Ｎ次高調波（Ｎは自然数）である。

検波器２１２は、例えば、ＢＰＦ２１１によって通過させられた所定範囲の周波数の信号から元の信号波を復元する。つまり、検波器２１２は、ＰＡ１０２による出力レベルを抽出する。差分回路２１３は、例えば、高周波信号の出力レベルの設定値と、主信号及び高周波信号のレベル差であるＤＵに相当する判定値との差分を出力する。つまり、差分回路２１３による出力は、Ｎ次高調波レベルに相当する。

比較器２１４は、例えば、差分回路２１３による出力を示すＮ次用差分回路出力と、検波器２１２による出力を示すＮ次用検波器出力とを比較し、より大きい方を出力する。ワイヤード・オア回路２１５は、例えば、比較器２０９による出力と比較器２１４による出力とを比較して、より大きい方の出力に基づいてＰＡ１０２の電源電圧を制御する信号を出力する。ＤＣ／ＤＣコンバータ２１０は、例えば、ワイヤード・オア回路２１５によって出力された信号に基づいて、ＰＡ１０２の電源電圧を制御する。

ここで、図９Ａ及び図９Ｂを用いて、Ｎ次高調波によるＩＭ（Inter Modulation）を説明する。図９Ａ及び図９Ｂは、Ｎ次高調波によるＩＭを説明する図である。一般的な送信回路では、図９Ａの円で示すように、Ｎ次高調波によって発生するＩＭに起因してスプリアス放射線等の仕様を満足できない場合がある。加えて、一般的な送信回路では、図９Ｂの円で示すように、２次高調波レベルを一定に保つ制御が行なわれないために、ＡＣＬＲの仕様を満足できない場合がある。

このことを鑑みて、送信回路２００では、２次高調波に影響されるＡＣＬＲの仕様と、Ｎ次高調波に起因して発生するＩＭによるスプリアス放射等の仕様との両方を満足する制御を行なう。すなわち、送信回路２００は、Ｎ次高調波レベルがＩＭに起因して発生するスプリアス放射線等の仕様を満たせないレベルを出力する場合に、ＢＰＦ２１１〜ワイヤード・オア回路２１５の制御ブロックでＰＡ１０２の電源電圧を制御する。さらに、送信回路２００は、２次高調波によりＡＣＬＲの仕様が満たせないレベルを出力する場合に、ＢＰＦ１０６〜差分回路１０８、比較器２０９及びワイヤード・オア回路２１５の制御ブロックでＰＡ１０２の電源電圧を制御する。

図１０を用いて、ワイヤード・オア回路２１５の動作を説明する。図１０は、ワイヤード・オア回路２１５の動作を説明する図である。なお、図１０では、実線はワイヤード・オア回路２１５による出力を示し、破線は比較器２０９による出力を示し、一点鎖線は比較器２１４による出力を示している。

例えば、図１０の実線で示すように、ワイヤード・オア回路２１５は、ＡＣＬＲやスプリアス放射等の仕様を満たすように、比較器２０９による２次高調波と比較器２１４によるＮ次高調波とで大きい方を選択して、ＰＡ１０２の電源電圧を上げる。なお、ワイヤード・オア回路２１５は、図８に示すようにダイオードを利用している。これらの結果、送信回路２００は、ＡＣＬＲとＮ次高調波で発生するスプリアス放射との両方の仕様を満たしつつ、ＰＡ１０２の効率をより改善することができる。

［実施例２に係る送信回路による処理フロー］
次に、図１１を用いて、実施例２に係る送信回路２００による処理の流れを説明する。図１１は、実施例２に係る送信回路２００による処理の流れの例を示すフローチャートである。なお、以下では、ＰＡ１０２の電源電圧制御に係る処理について説明する。

例えば、図１１に示すように、ＢＰＦ１０６及びＢＰＦ２１１は、ＰＡ１０２による出力がある場合に（ステップＳ２０１肯定）、方向性結合器１０３を介してＰＡ１０２によって出力された信号から２次高調波及びＮ次高調波を取り出す（ステップＳ２０２）。なお、ＢＰＦ１０６及びＢＰＦ２１１は、ＰＡ１０２による出力がない場合に（ステップＳ２０１否定）、該ＰＡ１０２による出力待ちの状態になる。

そして、検波器１０７及び検波器２１２は、ＢＰＦ１０６及びＢＰＦ２１１によって取り出された２次高調波レベル及びＮ次高調波レベルを抽出する（ステップＳ２０３）。また、差分回路１０８及び差分回路２１３は、ＲＦ信号出力レベル設定値と判定値との差分を出力する（ステップＳ２０４）。なお、検波器１０７及び検波器２１２による出力と、差分回路１０８及び差分回路２１３による出力とについては、その処理順序を問わない。

続いて、比較器１０９及び比較器２１４は、検波器１０７及び検波器２１２によって出力された検波器出力及びＮ次用検波器出力と、差分回路１０８及び差分回路２１３によって出力された差分回路出力及びＮ次用差分回路出力とを比較する。このとき、比較器１０９及び比較器２１４は、検波器出力及びＮ次用検波器出力と、差分回路出力及びＮ次用差分回路出力とのそれぞれについて、より大きい方を出力する（ステップＳ２０５）。

その後、ワイヤード・オア回路２１５は、比較器２０９及び比較器２１４によって出力された２次高調波とＮ次高調波とを比較して、より大きい方を選択してＰＡ１０２の電源電圧を上げる旨の信号を出力する（ステップＳ２０６）。そして、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１０は、ワイヤード・オア回路２１５によるＰＡ１０２に対する電源電圧制御に従って、該ＰＡ１０２の電源電圧を制御する（ステップＳ２０７）。

［実施例２による効果］
上述したように、送信回路２００は、ＡＣＬＲとＮ次高調波で発生するスプリアス放射との仕様を満たさない方を基準にしてＰＡ１０２の電源電圧を制御するので、両方の仕様を満たしつつ該ＰＡ１０２の電力効率をより改善することができる。

ところで、上記実施例１では、ＲＦ信号出力レベル設定値と主信号及び高周波信号のレベル差に相当する判定値とを用いてＰＡの電源電圧を制御する場合を説明したが、ＲＦ信号出力レベル設定値とチャネル情報に基づいた判定値とを用いることもできる。そこで、実施例３では、ＲＦ信号出力レベル設定値とチャネル情報に基づいた判定値とを用いてＰＡの電源電圧を制御する場合を説明する。

［実施例３に係る送信回路の構成］
図１２を用いて、実施例３に係る送信回路の構成を説明する。図１２は、実施例３に係る送信回路の構成例を示す図である。なお、図１２では、実施例１に係る送信回路１００と同様の構成や機能を有するブロックについては同一の符号を付している。以下では、実施例１に係る送信回路１００と同一の処理についてはその説明を省略する。

例えば、図１２に示すように、送信回路３００は、ＡＧＣアンプ１０１と、ＰＡ１０２と、方向性結合器１０３と、検波器１０４と、比較器１０５とを有する。加えて、送信回路３００は、ＢＰＦ１０６と、検波器１０７と、判定値ＭＡＰ３１６と、差分回路３０８と、比較器３０９と、ＤＣ／ＤＣコンバータ３１０とを有する。また、送信回路３００は、携帯電話機等の移動通信端末３０００に含まれる。

上記構成において、判定値ＭＡＰ３１６は、例えば、チャネルに対する判定値を保持し、チャネル情報に基づいて判定値を切り替える。装置要求にチャネル依存がある場合には、例えば、ＰＨＳ（Personal Handyphone System）帯等にＰＡ１０２の歪み成分が漏れによって仕様割れを起こすことがある。よって、判定値ＭＡＰ３１６は、チャネルについて、ＰＡ１０２の歪み成分により仕様割れを起こさせないための判定値をＭＡＰ化している。

差分回路３０８は、例えば、高周波信号の出力レベルの設定値と、判定値ＭＡＰ３１６によって出力されたチャネル情報に基づいた判定値との差分を出力する。比較器３０９は、例えば、差分回路３０８による出力を示す差分回路出力と、検波器１０７による出力を示す検波器出力とを比較する。

そして、比較器３０９は、検波器出力の方が大きい場合に、ＰＡ１０２の電源電圧を上げる旨の信号を出力する。つまり、比較器３０９は、差分回路出力よりも検波器出力の方が大きい場合に、ＤＣ／ＤＣコンバータ３１０の制御電圧を上げることによって検波器１０７の出力を下げ、検波器出力と差分回路出力とが同一になるように制御する。

一方、比較器３０９は、差分回路出力の方が大きい場合に、ＰＡ１０２の電源電圧を下げる旨の信号を出力する。つまり、比較器３０９は、検波器出力よりも差分回路出力の方が大きい場合に、ＤＣ／ＤＣコンバータ３１０の制御電圧を下げることによって検波器１０７の出力を上げ、検波器出力と差分回路出力とが同一になるように制御する。ＤＣ／ＤＣコンバータ３１０は、例えば、比較器３０９によって出力された信号に基づいて、ＰＡ１０２の電源電圧を制御する。

［実施例３に係る送信回路による処理フロー］
次に、図１３を用いて、実施例３に係る送信回路３００による処理の流れを説明する。図１３は、実施例３に係る送信回路３００による処理の流れの例を示すフローチャートである。なお、以下では、ＰＡ１０２の電源電圧制御に係る処理について説明する。

例えば、図１３に示すように、ＢＰＦ１０６は、ＰＡ１０２による出力がある場合に（ステップＳ３０１肯定）、方向性結合器１０３を介してＰＡ１０２によって出力された信号から２次高調波を取り出す（ステップＳ３０２）。なお、ＢＰＦ１０６は、ＰＡ１０２による出力がない場合に（ステップＳ３０１否定）、該ＰＡ１０２による出力待ちの状態になる。

そして、検波器１０７は、ＢＰＦ１０６によって取り出された２次高調波のレベルを抽出する（ステップＳ３０３）。また、差分回路３０８は、ＲＦ信号出力レベル設定値と、判定値ＭＡＰ３１６から得られるチャネル情報に基づいた判定値との差分を出力する（ステップＳ３０４）。なお、検波器１０７による出力と差分回路３０８による出力とについては、その処理順序を問わない。

続いて、比較器３０９は、検波器１０７によって出力された検波器出力と、差分回路３０８によって出力された差分回路出力とを比較する（ステップＳ３０５）。比較器３０９による比較では、検波器出力の方が大きい場合にＰＡ１０２の電源電圧を上げるように制御され、差分回路出力の方が大きい場合にＰＡ１０２の電源電圧を下げるように制御される。その後、ＤＣ／ＤＣコンバータ３１０は、比較器３０９によるＰＡ１０２に対する電源電圧制御に従って、該ＰＡ１０２の電源電圧を制御する（ステップＳ３０６）。

［実施例３による効果］
上述したように、送信回路３００は、装置要求にチャネル依存がある場合に、チャネル情報に基づいた判定値を用いて切り替えるので、ＰＡの歪み成分の漏れによる仕様割れを防止しつつ、ＰＡの電力効率を改善することができる。

さて、これまで本願に開示する送信回路の実施例について説明したが、上述した実施例以外にも種々の異なる形態にて実施されてよいものである。そこで、（１）Ｎ次高調波とチャネル情報、（２）装置の構成、において異なる実施例を説明する。

（１）Ｎ次高調波とチャネル情報
上記実施例２では、２次高調波、Ｎ次高調波及び設定値を用いてＰＡ１０２の電源電圧を制御し、上記実施例３では、２次高調波及びチャネル情報に基づいた設定値を用いてＰＡ１０２の電源電圧を制御する場合を説明した。これらから、本願では、２次高調波、Ｎ次高調波及びチャネル情報に基づいた設定値を適宜組み合わせて実施することもできる。

（２）装置の構成
また、上記文書中や図面中等で示した処理手順、制御手順、具体的名称、各種のデータやパラメタ等を含む情報については、特記する場合を除いて任意に変更することができる。例えば、比較器１０９、比較器２０９、比較器２１４及び比較器３０９等に入力される差分回路出力と検波器出力とは、入力タイミングの順序は問わない。

また、図示した送信回路１００等の各構成要素は、機能概念的なものであり、必ずしも物理的に図示の如く構成されていることを要しない。すなわち、各装置の分散・統合の具体的形態は、図示のものに限られず、その全部又は一部を各種の負担や使用状況などに応じて、任意の単位で機能的または物理的に分散・統合することができる。例えば、ＡＧＣアンプ１０１、検波器１０４及び比較器１０５等は、必ずしも図示した構成でなくても良く、ＰＡ１０２に対する電圧制御に関係する構成要素以外は図示のものに限られない。

１００ 送信回路
１０１ ＡＧＣアンプ
１０２ ＰＡ
１０３ 方向性結合器
１０４ 検波器
１０５ 比較器
１０６ ＢＰＦ
１０７ 検波器
１０８ 差分回路
１０９ 比較器
１１０ ＤＣ／ＤＣコンバータ
１０００ 移動通信端末

Claims (5)

1. 方向性結合器を介して増幅器から出力された信号について所定範囲の周波数を通過させるフィルタと、
   前記フィルタによって通過させられた所定範囲の周波数の信号から元の信号波を復元する検波器と、
   高周波信号の出力レベルの設定値と、主信号及び高周波信号のレベル差に相当する判定値との差分を出力する差分回路と、
   前記差分回路による出力を示す差分回路出力と、前記検波器による出力を示す検波器出力とを比較して、検波器出力の方が大きい場合に前記増幅器の電源電圧を上げる旨の信号を出力し、差分回路出力の方が大きい場合に前記増幅器の電源電圧を下げる旨の信号を出力する比較器と、
   前記比較器によって出力された信号に基づいて、前記増幅器の電源電圧を制御する電源電圧制御部と
   を有することを特徴とする送信回路。
2. 前記電源電圧制御部は、前記主信号と前記高周波信号とのレベル差を一定に保つように、前記増幅器の電源電圧を制御することを特徴とする請求項１に記載の送信回路。
3. 前記フィルタは、前記増幅器から出力された信号のうち２次高調波について所定範囲の周波数を通過させ、
   前記比較器は、前記差分回路出力と前記検波器出力とを比較して、より大きい方を出力し、
   前記増幅器から出力された信号のうちＮ次高調波（Ｎは自然数）について所定範囲の周波数を通過させるＮ次用フィルタと、
   前記Ｎ次用フィルタによって通過させられた所定範囲の周波数の信号から元の信号波を復元するＮ次用検波器と、
   前記設定値と、前記判定値と同一のＮ次用判定値との差分を出力するＮ次用差分回路と、
   前記Ｎ次用差分回路による出力を示すＮ次用差分回路出力と、前記Ｎ次用検波器による出力を示すＮ次用検波器出力とを比較して、より大きい方を出力するＮ次用比較器と、
   前記比較器による出力と前記Ｎ次用比較器による出力とを比較して、より大きい方の出力に基づいて前記増幅器の電源電圧を制御する信号を出力する論理回路と、
   をさらに有し、
   前記電源電圧制御部は、前記論理回路によって出力された信号に基づいて、前記増幅器の電源電圧を制御することを特徴とする請求項１に記載の送信回路。
4. 前記差分回路は、高周波信号の出力レベルの設定値と、チャネル情報に基づいた判定値との差分を出力することを特徴とする請求項１に記載の送信回路。
5. 方向性結合器を介して増幅器から出力された信号について所定範囲の周波数を通過させるフィルタと、
   前記フィルタによって通過させられた所定範囲の周波数の信号から元の信号波を復元する検波器と、
   高周波信号の出力レベルの設定値と、主信号及び高周波信号のレベル差に相当する判定値との差分を出力する差分回路と、
   前記差分回路による出力を示す差分回路出力と、前記検波器による出力を示す検波器出力とを比較して、検波器出力の方が大きい場合に前記増幅器の電源電圧を上げる旨の信号を出力し、差分回路出力の方が大きい場合に前記増幅器の電源電圧を下げる旨の信号を出力する比較器と、
   前記比較器によって出力された信号に基づいて、前記増幅器の電源電圧を制御する電源電圧制御部と
   を有する送信回路を含むことを特徴とする移動通信端末。

Images