JP2011188663A - 電力変換装置およびパワーコンディショナ - Google Patents

Abstract

【課題】直流電力から交流電力への変換効率を高めた電力変換装置を提供する。
【解決手段】太陽電池パネル１からの直流電圧を第１チョッパ回路５で、系統周波数でチョッピングして電圧レベルが、正側に変化する第１方形波電圧列を生成し、第２チョッパ回路６で、系統周波数の２倍の周波数でチョッピングして電圧レベルが、負側に変化する第２方形波電圧列を生成すると共に、前記両方形波電圧列を加算して、正負両側に交互に正弦波的に変化する第３方形波電圧列を形成し、第３チョッパ回路７で、第３方形波電圧列を正弦波電圧との差分の正負に応じたタイミングで定まる周波数でチョッピングして充放電出力させ、その充放電出力を、前記差分を補正するように、ＰＷＭ周波数でＰＷＭ制御して、正負両側に連続して変化する正弦波電圧を生成するようにしている。更に、出力電圧のスパイクノイズを抑制する。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電力をチョッピングして交流電力に変換するチョッパ式の電力変換装置およびそれを用いたパワーコンディショナに関するものである。

特に、本発明は、太陽電池や燃料電池などの直流電力源で発電される直流電力を系統に連系した交流電力に変換するのに好適な電力変換装置およびそれを用いたパワーコンディショナに関するものである。

近年、地球環境保護の観点から、環境への影響が少ない太陽電池、燃料電池、等による発電システムの開発が活発に進められている。

かかる発電システムでは、太陽電池等の発電を行なう直流電力源からの直流電力を、パワーコンディショナによって系統に連系した商用周波数の交流電力に変換すると共に、変換後の交流電力を、商用電力系統に接続されている家庭内負荷に供給する一方で、そうした電力源が発生する電力が家庭内負荷の消費電力を上回る場合には余剰電力を系統側へ逆潮流するようにしたものがある。

そうした発電システムに用いるパワーコンディショナは、一般には、太陽電池等で発電した直流電力を交流電力に変換するインバータと、系統連系のための保護装置と、を備えている。そして、かかるパワーコンディショナには、絶縁トランスによって直流部と交流部とを電気的に絶縁した絶縁型と、絶縁トランスを用いない非絶縁型とがある。これら両型を比較すると、後者の非絶縁型の方が、前者よりも、電力変換効率に優れていることから、より多用されている。（例えば、特許文献１参照。）

特開２００２−１０４９６号公報

図１８に、非絶縁型のパワーコンディショナを備えた太陽光発電システムの構成例を示す。

このパワーコンディショナ３６は、商用電源２と連系運転するようになっている。

パワーコンディショナ３６は、太陽電池パネル１からの発電出力を平滑化する平滑コンデンサ３３と、ＰＷＭ制御のインバータ３４と、リアクトルとコンデンサとからなるフィルタ３５と、図示しない制御回路と、を備えている。

このパワーコンディショナ３６においては、平滑コンデンサ３３で太陽電池パネル１からの発電出力を平滑化する。インバータ３４はダイオードを逆並列に接続した４個のＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチ素子３７〜４０によって構成されている。そして、パワーコンディショナ３６においては、インバータ３４内のスイッチ素子３７〜４０を１８ｋＨｚ前後といった高い周波数でのＯＮ／ＯＦＦさせるスイッチング制御により、平滑コンデンサ３３で平滑化した太陽電池パネル１の発電出力を商用電力系統に同期した交流電力に変換出力する。そしてパワーコンディショナ３６は、こうして変換した交流電力を、フィルタ３５を介して図示しない負荷に供給したり、あるいは、系統側に逆潮流したりする。

かかるパワーコンディショナ３６が備えるＰＷＭ制御のインバータ３４は、太陽電池パネル１からの、例えば８００Ｖ程度の高い直流電力を、上記した１８ｋＨｚ前後といった高い周波数でスイッチ素子３７〜４０をスイッチング動作させて交流電力に変換する必要がある。そのため、従来のパワーコンディショナ３６を備えた電力変換装置においては、パワーコンディショナ３６内における電力変換に際して大きなスイッチング損失が発生する構成であり、その結果として、電力の変換効率が低いという課題がある。

本発明は、上述のような点に鑑みて為されたものであって、直流電力から交流電力への変換効率を高めた電力変換装置およびそれを用いたパワーコンディショナを提供することを目的とする。

（１）本発明の電力変換装置は、
直流電圧を第１周波数でチョッピングして、電圧レベルが第１基準電位に対して正側に変化する複数の方形波電圧からなる第１方形波電圧列を、生成する第１手段と、
前記第１方形波電圧列の電位を第２基準電位とし、前記第１手段の出力を前記第１周波数より高い第２周波数でチョッピングして電圧レベルが前記正側の第１方形波電圧列より低電圧で前記第２基準電位に対して負側に変化する複数の方形波電圧からなる第２方形波電圧列を生成すると共に、前記第１、第２方形波電圧列を加算することでそれらが前記第１基準電位に対してその正負両側に交互に正弦波的に変化する第３方形波電圧列を形成する第２手段と、
前記第３方形波電圧列を正弦波電圧との差分の正負に応じたタイミングで定まる第３周波数でチョッピングして充放電出力する第３手段と、
前記第３手段の充放電出力を、前記第３方形波電圧列と前記正弦波電圧との差分を補正するように、前記第３周波数よりも高いＰＷＭ周波数でＰＷＭ制御すると共に、前記第３方形波電圧列と前記ＰＷＭ出力とで前記第１基準電位に対して正負両側に連続して変化する正弦波電圧を得る第４手段とを具備し、
前記第１手段は、２つの第１、第２スイッチ素子を直列接続してなる第１スイッチ回路を含み、前記第１スイッチ回路は、直流電力源の正負両極間に接続された第１コンデンサに並列接続され、
前記第２手段は、第２コンデンサと第２スイッチ回路との並列接続回路を含み、前記並列接続回路の並列接続一方側が、前記第１、第２スイッチ素子の直列接続部に接続され、前記第２スイッチ回路は、２つの第３、第４スイッチ素子を直列接続してなり、
前記第３手段は、第３スイッチ回路と第３コンデンサとの並列接続回路を含み、前記第３スイッチ回路は、２つの第５、第６スイッチ素子を直列接続してなり、前記第５、第６スイッチ素子の直列接続部が、前記第３、第４スイッチ素子の直列接続部に接続され、
前記第４手段は、第３手段の前記並列接続回路に並列に接続された第４スイッチ回路を含み、前記第４スイッチ回路は、２つの第７、第８スイッチ素子を直列接続してなり、
前記第１コンデンサ、前記第２コンデンサ、および、前記第３コンデンサの各両端電圧をそれぞれ計測する各計測回路と、
前記各計測回路の計測値に基づいて、前記第１〜第８の各スイッチ素子を制御する制御手段と、
前記各計測回路のゲインを校正するゲイン校正手段と、
を具備している。

本発明の電力変換装置によると、第１手段では、第１周波数の正側に変化する第１方形波電圧列を生成する。第２手段では、第１周波数よりも高い第２周波数の負側に変化する第２方形波電圧列を生成すると共に、第１、第２方形波電圧列を加算することで正弦波的に交互に正負両側に変化する第３方形波電圧列を生成する。第３手段では、第３方形波電圧列と正弦波電圧との差分の正負に応じたタイミングで定まる第３周波数で充放電させる。

これにより、第１〜第３手段のチョッピングの周波数である第１〜第３周波数は、正弦波の正または負の半周期内で多数の方形波電圧列を生成する従来のＰＷＭ制御のインバータのスイッチング周波数よりもはるかに低くすることが可能となる。

その結果、本発明では、スイッチング回数を低減できるとともに、スイッチ素子としてスイッチング損失が多少大きくなっても導通損失の少ない素子を選択することができる。

また、第４手段では、第３方形波電圧列と正弦波電圧との差分の電圧をＰＷＭ制御するので、従来のＰＷＭ制御のインバータでスイッチングする電圧に比べて、低い電圧でスイッチングすることができる。この点から、本発明では、スイッチング損失を低減できる。

以上から本発明では、従来のインバータに比べて、電力変換効率を向上させることができる。

更に、第１〜第３手段の第１〜第３コンデンサの両端電圧を各計測回路で計測し、その計測値に基づいて、制御手段は、第１〜第８の各スイッチ素子をＯＮ／ＯＦＦ制御するのであるが、本発明では、第１〜第３コンデンサの両端電圧を計測する各計測回路のゲインをゲイン校正手段によって校正するので、各計測回路を構成する部品のバラツキなどに起因して、同一の電圧に対して計測値が異なるといった誤差が生じることがなく、これによって、制御手段による第１〜第８の各スイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦの切換えの瞬間に、前記誤差に起因して出力電圧にスパイク状のノイズが生じるといったことを防止することができる。

（２）本発明の電力変換装置の一つの実施態様では、前記制御手段は、前記第１コンデンサ、前記第２コンデンサおよび第３コンデンサの内の二つのコンデンサの両端に同一の電圧が印加されるように、前記第４手段の出力を短絡するとともに、前記第１〜第８の各スイッチ素子を制御し、
前記ゲイン校正手段は、前記同一の電圧が印加された二つのコンデンサにそれぞれ対応する二つの計測回路の計測値に基づいて、ゲインを校正するようにしてもよい。

この実施態様によると、制御手段によって二つのコンデンサに同一の電圧が印加されるように制御し、ゲイン校正手段は、二つのコンデンサに対応する二つの計測回路のゲインを校正することができ、自動的にゲインの校正を行うといったことが可能となる。

（３）上記（２）の実施態様では、前記制御手段は、前記第１コンデンサ、前記第２コンデンサおよび第３コンデンサの内の一つのコンデンサを基準とし、この基準のコンデンサを含む二つのコンデンサ毎に、それらの両端に同一の電圧が印加されるように制御し、
前記ゲイン校正手段は、前記同一の電圧が印加される前記基準のコンデンサに対応する計測回路の計測値を基準として他の二つの計測回路のゲインを校正するようにしてもよい。

この実施態様によると、一つのコンデンサ、例えば、第１コンデンサと第２コンデンサとに同一の電圧を印加し、第１コンデンサに対応する計測回路の計測値を基準として、第２コンデンサに対応する計測回路のゲインを校正し、更に、第１コンデンサと第３コンデンサとに同一の電圧を印加し、第１コンデンサに対応する計測回路の計測値を基準として、第３コンデンサに対応する計測回路のゲインを校正することができる。

（４）本発明のパワーコンディショナは、
直流電力源からの直流電力を、商用電源に系統連系した交流電力に変換するパワーコンディショナにおいて、
前記直流電力源からの直流電圧を、系統周波数である第１周波数でチョッピングして電圧レベルが第１基準電位に対して正側に変化する複数の方形波電圧からなる第１方形波電圧列を、生成する第１手段と、
前記第１方形波電圧列の電位を第２基準電位とし、前記第１手段の出力を前記第１周波数より所定倍高い第２周波数でチョッピングして電圧レベルが前記正側の第１方形波電圧列より低電圧で前記第２基準電位に対して負側に変化する複数の方形波電圧からなる第２方形波電圧列を生成すると共に、前記第１、第２方形波電圧列を加算することでそれらが前記第１基準電位に対してその正負両側に交互に正弦波的に変化する第３方形波電圧列を形成する第２手段と、
前記第３方形波電圧列を正弦波電圧との差分の正負に応じたタイミングで定まる第３周波数でチョッピングして充放電出力させる第３手段と、
前記第３手段の充放電出力を、前記第３方形波電圧列と前記正弦波電圧との差分を補正するように、前記第３周波数よりも高いＰＷＭ周波数でＰＷＭ制御すると共に、前記第３方形波電圧列と前記ＰＷＭ出力とで前記第１基準電位に対して正負両側に連続して変化する正弦波電圧を得ると共に、この正弦波電圧を負荷側に出力する第４手段とを具備し、
前記第１手段は、２つの第１、第２スイッチ素子を直列接続してなる第１スイッチ回路を含み、前記第１スイッチ回路は、直流電力源の正負両極間に接続された第１コンデンサに並列接続され、
前記第２手段は、第２コンデンサと第２スイッチ回路との並列接続回路を含み、前記並列接続回路の並列接続一方側が、前記第１、第２スイッチ素子の直列接続部に接続され、前記第２スイッチ回路は、２つの第３、第４スイッチ素子を直列接続してなり、
前記第３手段は、第３スイッチ回路と第３コンデンサとの並列接続回路を含み、前記第３スイッチ回路は、２つの第５、第６スイッチ素子を直列接続してなり、前記第５、第６スイッチ素子の直列接続部が、前記第３、第４スイッチ素子の直列接続部に接続され、
前記第４手段は、第３手段の前記並列接続回路に並列に接続された第４スイッチ回路を含み、前記第４スイッチ回路は、２つの第７、第８スイッチ素子を直列接続してなり、
前記第１コンデンサ、前記第２コンデンサ、および、前記第３コンデンサの各両端電圧をそれぞれ計測する各計測回路と、
前記各計測回路の計測値に基づいて、前記第１〜第８の各スイッチ素子を制御する制御手段と、
前記各計測回路のゲインを校正するゲイン校正手段と、
を具備している。

本発明のパワーコンディショナによると、第１〜第３手段によって、正負両側に交互に正弦波的に変化する第３方形波電圧列を生成すると共に、第３方形波電圧列と正弦波電圧との差分の正負に応じて充放電させるようになっている。

これにより、第１〜第３手段のチョッピングの周波数、すなわち、スイッチ素子のスイッチング周波数は、正弦波の正または負の半周期内で多数の方形波電圧列を生成する従来のＰＷＭ制御のインバータのスイッチング周波数よりもはるかに低くすることが可能となっている。

その結果、本発明では、スイッチング損失を低減できるとともに、スイッチ素子として導通損失の少ない素子を選択することができる。加えて、第４手段では、正負両側に交互に変化する方形波電圧列と正弦波電圧との差分の電圧をＰＷＭ制御するようになっている。これにより、従来のＰＷＭ制御のインバータでスイッチングする電圧に比べて、低い電圧でのスイッチングとなり、スイッチング損失を低減できる。

以上から、本発明では、従来のパワーコンディショナに比べて、電力変換効率を向上させることができる。

更に、第１〜第３手段の第１〜第３コンデンサの両端電圧を各計測回路で計測し、その計測値に基づいて、制御手段は、第１〜第８の各スイッチ素子をＯＮ／ＯＦＦ制御するのであるが、本発明では、第１〜第３コンデンサの両端電圧を計測する各計測回路のゲインをゲイン校正手段によって校正するので、各計測回路を構成する部品のバラツキなどに起因して、同一の電圧に対して計測値が異なるといった誤差が生じることがなく、これによって、制御手段による第１〜第８の各スイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦの切換えの瞬間に、前記誤差に起因して出力電圧にスパイク状のノイズが生じるといったことを防止することができる。

本発明によれば、直流電圧をチョッピングすることによって、正負両側に交互に正弦波的に変化する方形波電圧列を生成するようになっている。これにより、かかる方形波電圧列を生成するためのチョッピングの周波数、すなわち、スイッチ素子のスイッチング周波数は、正弦波の正または負の半周期内で多数の方形波電圧列を生成する従来のＰＷＭ制御のインバータのスイッチング周波数よりもはるかに低くすることが可能となっている。

その結果、本発明では、スイッチング損失を大幅に低減することができるとともに、スイッチ素子として導通損失の少ない素子を選択することができる。加えて、本発明では、正負両側に交互に変化する方形波電圧列と正弦波電圧との差分の電圧をＰＷＭ制御するようになっているので、従来のＰＷＭ制御のインバータでスイッチングする電圧と比較した場合、より低電圧でのスイッチングとなっている。その点からも本発明では、スイッチング損失を低減できる。以上から本発明では、電力変換効率を、従来例に比べて、格段に高めることができる。

更に、第１〜第３手段の第１〜第３コンデンサの両端電圧を計測する各計測回路のゲインを校正するので、各計測回路を構成する部品のバラツキなどに起因して、計測値に誤差が生じることがなく、これによって、各計測回路の計測値に基づいて、第１〜第８の各スイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを制御する制御手段によるＯＮ／ＯＦＦの切換えの瞬間に、誤差に起因して出力電圧にスパイク状のノイズが生じるといったことを防止することができる。

本発明の実施形態に係る太陽光発電システムの構成図である。 図１のパワーコンディショナの動作説明に供する図である。 図１の第１チョッパ回路の動作原理を説明するための図である。 図１の第２チョッパ回路の動作原理を説明するための図である。 図１の第３チョッパ回路の動作原理を説明するための図である。 図５の各部の電圧波形を示す図である。 入力電圧が８００Ｖの場合の各部の電圧を示す図である。 入力電圧が５２０Ｖである場合の各部の電圧を示す図である。 図１の各部の波形を示す図である。 単相３線の場合の構成図である。 三相３線の場合の構成図である。 三相４線の場合の構成図である。 本実施形態と従来方式の特性を示す図である。 図１３の従来方式の構成図である。 本発明の他の実施形態の構成図である。 本発明のゲイン校正の手順を説明するための図１に対応する図である。 本発明のゲイン校正の手順を説明するための図１に対応する図である。 従来例の構成図である。

以下、図面によって本発明の実施の形態について詳細に説明する。

図１は、本発明の一つの実施の形態に係る太陽光発電システムの構成図であり、単相２線の場合の構成を示している。

この実施形態の太陽光発電システムは、太陽電池パネル１と、太陽電池パネル１からの直流電力を交流電力に変換し、商用電源２と連系運転するパワーコンディショナ３とを備えている。

太陽電池パネル１は、複数の太陽電池モジュールを直列、並列に接続して所要の発電電力を得られるように構成されている。

この実施形態の太陽電池パネル１は、アモルファスシリコン製の薄膜太陽電池から構成されている。

この実施形態のパワーコンディショナ３は、絶縁トランスを備えていない非絶縁型(トランスレス)のパワーコンディショナである。

このパワーコンディショナ３は、平滑コンデンサである第１コンデンサ４と、第１〜第３チョッパ回路５〜７と、ノイズフィルタ８と、各部を制御する制御回路９とを備えており、この制御回路９は、第１〜第３チョッパ回路５〜７を制御するためのゲート信号を出力するとともに、後述のように計測回路のゲインを校正する制御部９ａと、各部の電圧および出力電流を計測する計測部９ｂとを備えている。

第１〜第３チョッパ回路５〜７および制御回路９は、太陽電池パネル１に対してカスケード接続されたチョッパコンバータを構成する。

太陽電池パネル１の負極側はグランドされている。図中で示す（ａ）点はグランドであり、このグランドの電圧はゼロである。（ｂ）点は、太陽電池パネル１の正極側である。

太陽電池パネル１の正負両極間に、第１コンデンサ４が並列に接続されている。

第１チョッパ回路５は、第１コンデンサ４に並列に接続されている。

第１チョッパ回路５は、直列接続した２つの第１、第２スイッチ素子１０、１１を含む。第１、第２スイッチ素子１０、１１にはダイオードが各々逆並列に接続されている。第１チョッパ回路５は、これら２つの第１、第２スイッチ素子１０、１１により第１スイッチ回路を構成している。

第１チョッパ回路５において、第１、第２スイッチ素子１０、１１は、制御回路９からのゲート信号によって、系統周波数、例えば５０Ｈｚと同じ第１周波数ｆ₁で交互にＯＮ／ＯＦＦ制御される。これら第１、第２スイッチ素子１０、１１は、第２、第３チョッパ回路６、７のスイッチ素子１２〜１７と同様に、例えば、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成されている。なお、スイッチ素子は、ＭＯＳＦＥＴに限らず、ＩＧＢＴ、トランジスタ等の他のスイッチ素子であってもよい。

第２チョッパ回路６は、第２コンデンサ１８と、ダイオードを逆並列に接続した２つの第３、第４スイッチ素子１２、１３を直列接続してなる第２スイッチ回路と、を含む。第２コンデンサ１８と第２スイッチ回路とは互いに並列接続されている。第３、第４スイッチ素子１２、１３は、制御回路９からのゲート信号によって、第１周波数ｆ₁の２倍の周波数である第２周波数ｆ₂、例えば、１００Ｈｚで交互にＯＮ／ＯＦＦ制御される。

この第２チョッパ回路６において第２コンデンサ１８と第２スイッチ回路との並列接続一端側は、第１チョッパ回路５において第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部に接続されている。その接続点を図中（ｃ）で示す。図中（ｃ）（ｄ）は第２コンデンサ１８の両コンデンサ電極側に該当する。

第３チョッパ回路７は、ダイオードを逆並列に接続した２つの第５、第６スイッチ素子１４、１５を直列接続してなる第３スイッチ回路と、第３コンデンサ１９と、ダイオードを逆並列に接続した２つの第７、第８スイッチ素子１６、１７を直列接続してなる第４スイッチ回路とを含む。第３チョッパ回路７において、これら第３スイッチ回路、第３コンデンサ１９および第４スイッチ回路は互いに並列接続されている。これら回路の並列接続一端側と他端側とをそれぞれ図中（ｆ）（ｇ）で示す。第３コンデンサ１９の両コンデンサ電極側はこの（ｆ）（ｇ）に該当する。

第５、第６スイッチ素子１４、１５は、制御回路９からのゲート信号によって、第１周波数ｆ₁の３倍の周波数である第３周波数ｆ₃、例えば、１５０Ｈｚで交互にＯＮ／ＯＦＦ制御される。

第７、第８スイッチ素子１６、１７は、制御回路９からのゲート信号によって、高周波数ｆ４、例えば、１８ｋＨｚでＰＷＭ制御される。

第３チョッパ回路７の第５、第６スイッチ素子１４、１５の直列接続部は、第２チョッパ回路６の第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部に接続されている。その接続点を図中（ｅ）で示す。

また、第３チョッパ回路７の第７、第８スイッチ素子１６、１７の直列接続部に、リアクトル２０と第４コンデンサ２１とからなるノイズフィルタ８が接続されている。その接続点を図中（ｈ）で示す。

このノイズフィルタ８には、図示しない負荷および商用電源２が接続されている。

制御回路９は、系統電圧Ｖｓおよび系統電流Ｉｓを、計測部９ｂの図示しない差動増幅回路等を介して計測し、従来と同様に商用電源２の系統周波数に同期した正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ^*を算出するとともに、第１〜第３コンデンサ４、１８、１９の両端の電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２、Ｖｄ３を計測部９ｂの計測回路を介して計測して、各チョッパ回路５〜７を制御するためのゲート信号を生成する。

前記電圧Ｖｄ１は、グランドである（ａ）点電圧を基準として（ｂ）点に現れる太陽電池パネル１の直流出力電圧である。

電圧Ｖｄ２は、第２チョッパ回路６の第２コンデンサ１８の一方のコンデンサ電極点（ｄ）を基準とした他方のコンデンサ電極点（ｃ）での充電電圧である。

電圧Ｖｄ３は、第３チョッパ回路７の第３コンデンサ１９の一方のコンデンサ電極点（ｆ）を基準とした他方のコンデンサ電極点（ｇ）での充電電圧である。

図２は、この実施形態の各チョッパ回路５〜７の動作の概略を説明するための図であり、同図（Ａ）は図１の要部の構成図、同図（Ｂ）〜（Ｄ）は、同図（Ａ）中の電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３をそれぞれ示しており、同図（Ｂ），（Ｃ）には、上述の系統に同期した正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ^*の波形を細い実線で示している。

前記電圧Ｖ１は、グランドである（ａ）点の電位を第１基準電位とした第１チョッパ回路５の第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点の電圧である。

電圧Ｖ２は、前記（ｃ）点の電位を第２基準電位とした第２チョッパ回路６の第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部である（ｅ）点の電圧である。

電圧Ｖ３は、第３チョッパ回路７の第５、第６のスイッチ素子１４、１５の直列接続部である（ｅ）点を基準とした第７、第８のスイッチ素子１６、１７の直列接続部である（ｈ）点の電圧である。

第１チョッパ回路５では、商用電源２の系統周波数と同じ５０Ｈｚの場合、系統周波数と同じ５０Ｈｚの第１周波数ｆ₁で第１、第２スイッチ素子１０、１１を交互にＯＮ／ＯＦＦ制御する。

これにより、第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点の電圧Ｖ１は、同図（Ｂ）に示すように、正側に立ち上がる複数の方形波電圧からなる第１方形波電圧列となる。この電圧Ｖ１の方形波の電圧レベルは、太陽電池パネル１の直流出力電圧Ｖｄ１となる。

第２チョッパ回路６では、第１周波数ｆ₁の２倍の周波数である１００Ｈｚの第２周波数ｆ₂で第３，第４スイッチ素子１２、１３を交互にＯＮ／ＯＦＦ制御する。

これにより、第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部である（ｅ）点の電圧Ｖ２は、同図（Ｃ）に示すように、第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点を基準として、負側に立ち下がる複数の方形波電圧からなる第２方形波電圧列となる。

この電圧Ｖ２の方形波の電圧レベルは、直流出力電圧Ｖｄ１の１／２となるように制御される。

この第２チョッパ回路６の第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部である（ｅ）点の電圧Ｖ２は、グランドである（ａ）点を基準とした場合、すなわち、第１基準電位を基準とした場合は、後述の図４（Ｄ）に示すように、（ａ）−（ｃ）点間の電圧Ｖ１と、（ｃ）−（ｅ）点間電圧Ｖ２とを合計した正負に交互に変化する正弦波状に対応した階段状波形の電圧Ｖ１＋Ｖ２となる。この階段状の電圧Ｖ１＋Ｖ２は、図４（Ｄ）に細い実線で示される上述の正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ^*と同期して正負に交互に変化する。

第３チョッパ回路７では、この階段状波形の電圧Ｖ１＋Ｖ２と、正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ^*との差電圧を補償するように第５、第６スイッチ素子１４、１５を、第１周波数ｆ₁の３倍の周波数である１５０Ｈｚの第３周波数ｆ₃で交互にＯＮ／ＯＦＦ制御し、また、第７、第８スイッチ素子１６、１７を、１８ｋＨｚの周波数ｆ４でＰＷＭ制御する。

これによって、図２（Ａ）の第３チョッパ回路７の第７、第８のスイッチ素子１６、１７の直列接続部である（ｈ）点の電圧Ｖ３は、第５、第６のスイッチ素子１４、１５の直列接続部である（ｅ）点を基準としてＰＷＭの平均値で示すと、図２(Ｄ)に示すように、階段状波形の電圧Ｖ１＋Ｖ２（図４（Ｄ））と、正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ^*との差電圧に対応したものとなる。

したがって、第３チョッパ回路６の第７、第８スイッチ素子１６、１７の直列接続部である（ｈ）点の電圧Ｖ３は、グランドである（ａ）点の第１基準電位を基準とした場合には、商用電源２に同期した目標電圧の指令値Ｖ^*に対応した正弦波状の電圧となる。

以下、第１〜第３チョッパ回路５〜７の動作原理を更に詳細に説明する。

図３は、第１チョッパ回路５の動作原理を説明するための図であり、同図（Ａ）は太陽電池パネル１、第１コンデンサ４および第１チョッパ回路５を、同図（Ｂ）は（ａ）−（ｃ）間電圧Ｖ１をそれぞれ示している。特に、同図（Ｂ）には、正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ^*を細い実線で示している。

太陽電池パネル１の正極側である（ｂ）点には、グランドである（ａ）点の電位を第１基準電位として第１コンデンサ４で平滑化された太陽電池パネル１の直流出力電圧Ｖｄ１が現れる。

第１チョッパ回路５において、直流出力電圧Ｖｄ１は、５０Ｈｚの第１周波数ｆ₁で交互にＯＮ／ＯＦＦ制御される第１、第２スイッチ素子１０、１１によってチョッピングされる。

第１スイッチ素子１０がＯＮ、第２スイッチ素子１１がＯＦＦのときは、（ｂ）点電圧である第１コンデンサ４の充電電圧Ｖｄ１が、第１チョッパ回路５の第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点に現れる。

第１スイッチ素子１０がＯＦＦ、第２スイッチ素子１１がＯＮのときは、（ａ）点のグランド電圧が、第１チョッパ回路５の第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点に現れる。

したがって、上述のように、第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点の電圧Ｖ１は、同図（Ｂ）に示すように、グランド電位を第１基準電位として正側に立ち上がる複数の方形波電圧からなる第１方形波電圧列となる。この電圧Ｖ１は、（ａ）点を基準とした第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点の電圧であり、方形波の電圧レベルは、太陽電池パネル１の直流出力電圧Ｖｄ１、例えば、８００Ｖとなる。

この第１チョッパ回路５では、系統の電圧と位相が一致した方形波電圧列を生成するので、有効電力を出力することができる。

図４は、第２チョッパ回路６の動作原理を説明するための図であり、同図（Ａ）は第１チョッパ回路５および第２チョッパ回路６を、同図（Ｂ）は電圧Ｖ１を、同図（Ｃ）は電圧Ｖ２を、同図（Ｄ）は電圧Ｖ１＋Ｖ２をそれぞれ示しており、同図（Ｂ）〜（Ｄ）は、正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ^*を細い実線で併せて示している。

第２チョッパ回路６において、同図（Ｂ）に示される（ｃ）点の電圧Ｖ１は、１００Ｈｚの第２周波数ｆ₂で交互にＯＮ／ＯＦＦ制御される第３，第４スイッチ素子１２、１３により、チョッピングされる。

第３スイッチ素子１２がＯＮ、第４スイッチ素子１３がＯＦＦのときは、第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部である（ｅ）点は、第１チョッパ回路５の第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点と同電位となり、第３スイッチ素子１２がＯＦＦ、第４スイッチ素子１３がＯＮのときは、第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部である（ｅ）点の電位は、（ｃ）点の電位よりもマイナスとなる。したがって、第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部である（ｅ）点の電圧Ｖ２は、上述のように、第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点の電位を第２基準電位として同図（Ｃ）に示すように、負側に立ち下がる複数の方形波電圧からなる第２方形波電圧列となる。

なお、第１チョッパ回路５の第１スイッチ素子１０がＯＮ、第２スイッチ素子１１がＯＦＦしたときに、第２チョッパ回路６の第３スイッチ素子１２がＯＦＦ、第４スイッチ素子１３がＯＮすることによって、第２コンデンサ１８が充電される。また、第１チョッパ回路５の第１スイッチ素子１０がＯＦＦ、第２スイッチ素子１１がＯＮしているときに、第２チョッパ回路６の第３スイッチ素子１２がＯＦＦ、第４スイッチ素子１３がＯＮすることによって、第２コンデンサ１８の充電電荷はそれらＯＮしているスイッチ素子１１，１３を介して放電される。このように第２コンデンサ１８は、図４（Ｃ）に示すように、充電期間Ｔ１に亘る充電と、放電期間Ｔ２に亘る放電とを交互に繰り返し、（ｃ）点の第２基準電位を基準にして負側に立ち下がる方形波電圧が生成される。この方形波の電圧レベルＶｄ２は、太陽電池パネル１の直流出力電圧Ｖｄ１の１／２（Ｖｄ２＝−Ｖｄ１／２）、例えば、４００Ｖである。

前記電圧Ｖ２は、第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点を基準とした第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部である（ｅ）点の電圧である。したがって、第２チョッパ回路６では、グランドである（ａ）点の電位を第１基準電位として（ｅ）点には、同図（Ｂ）の（ａ）−（ｃ）点間電圧Ｖ１と、同図（Ｃ）の（ｃ）−（ｅ）点間電圧Ｖ２とを合計した、同図（Ｄ）に示す正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ^*の変化に対応して交互に正負に変化する階段状波形の電圧Ｖ１＋Ｖ２が現れることになる。

この第２チョッパ回路６では、負側に立ち下がる方形波電圧列を生成するので、偶数次の高調波を除去することができ、また、等しい電力で充電と放電とを繰り返すので原理的な有効電力は、ゼロとなる。

また、充放電は，後述の図９（Ｃ）の系統電流Ｉｓが第２コンデンサ１８を流れることで行われる。図９（Ｃ）の系統電流Ｉｓが正のとき図４（Ｃ）のＴ１の期間第２コンデンサ１８は正弦波電流で充電される。このため、実際の動作ではＴ１期間徐々にＶ２は減少する。同様に、図９（Ｃ）の系統電流Ｉｓが負のとき図４（Ｃ）のＴ２の期間第２コンデンサ１８は正弦波電流で放電される。このため、実際の動作ではＴ２期間徐々にＶ２は増加する。

図５は、第３チョッパ回路７の動作原理を説明するための図であり、図６（Ａ）は前記階段状波形の電圧Ｖ１＋Ｖ２を、同図（Ｂ）は、第５、第６のスイッチ素子１４、１５の直列接続部である（ｅ）点を基準として、第７、第８スイッチ素子１６、１７の直列接続部である（ｈ）点の電圧Ｖ３をＰＷＭの平均値で示したものであり、図６（Ａ）には、正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ^*を細い実線で併せて示している。

第５，第６スイッチ素子１４、１５は、図６（Ａ）に示す（ｅ）点の階段状波形の電圧Ｖ１＋Ｖ２と正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ^*との差電圧の正負に応じたタイミングでＯＮ／ＯＦＦ制御される。その結果、上記電圧Ｖ１＋Ｖ２は、そのＯＮ／ＯＦＦ制御のタイミングで第３コンデンサ１９に充放電される。

換言すれば、電圧Ｖ１＋Ｖ２＞正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ^*の関係式が成立するときは、差電圧は正であり、第５スイッチ素子１４がＯＮ、第６スイッチ素子１５がＯＦＦに制御される結果、電圧Ｖ１＋Ｖ２は第３コンデンサ１９に充電される。

一方、電圧Ｖ１＋Ｖ２＜正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ^*の関係式が成立するときは、差電圧は負であり、第５スイッチ素子１４がＯＦＦ、第６スイッチ素子１５がＯＮに制御される結果、第３コンデンサ１９に充電された電圧は放電される。

上記差電圧の大小関係の周期は、第３周波数ｆ３である１５０Ｈｚであり、結果として、第５，第６スイッチ素子１４、１５は、その第３周波数ｆ₃で交互にＯＮ／ＯＦＦ制御される。

更に、第３チョッパ回路７では、電圧Ｖ１＋Ｖ２と正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ^*との差電圧を補正するデューティで、第１周波数ｆ₁よりも数百倍高い周波数である１８ｋＨｚの第４周波数ｆ₄で第７、第８スイッチ素子１６、１７をＰＷＭ制御する。これによって、第７，第８スイッチ素子１６、１７の直列接続部である（ｈ）点には、図６（Ｂ）に示すように、階段状波形の電圧Ｖ１＋Ｖ２と正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ^*との差電圧に対応する電圧Ｖ３が現れる。この電圧Ｖ３は、ＰＷＭの平均値を示しており、この電圧Ｖ３は、第５、第６のスイッチ素子１４、１５の直列接続部である（ｅ）点を基準とした第７、第８のスイッチ素子１６、１７の直列接続部である（ｈ）点の電圧である。

したがって、第３チョッパ回路７では、グランドである（ａ）点の第１基準電位を基準として、第７、第８のスイッチ素子１６、１７の直列接続部である（ｈ）点には、図６（Ａ）に示される（ａ）−（ｅ）点間電圧Ｖ１＋Ｖ２と、図６（Ｂ）に示される（ｅ）−（ｈ）点間電圧Ｖ３とを合計した、図６（Ａ）の細い実線で示される電力系統周波数の変化と同相の正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ^*が現れることになる。

この第３チョッパ回路７では、系統周波数の３倍の周波数でチョッピングするとともに、正弦波電圧との差分をなくしているので、第３次以上の高調波を抑制することができる。

次に、図１の制御回路９による各チョッパ回路５〜７のチョッパ制御について、更に詳細に説明する。

制御回路９は、第１チョッパ回路５の第１、第２スイッチ素子１０、１１に対するゲート信号によって、上述の図３（Ｂ）の正側に立ち上がる複数の方形波電圧のパルス幅を制御する。

すなわち、第１チョッパ回路５の出力電圧の基本波成分を、系統電源の基本波電圧と一致させるように制御するものであり、方形波電圧のパルス幅δが、例えば、次式で算出される値になるように制御する。

δ＝ｓｉｎ^-1[（√２πＶ）／（２Ｖｄ１）]
ここで、Ｖは、系統電源の電圧Ｖｓの実効値である。

このパルス幅δを、Δδ₁だけ調整すると、基本波電圧を増減することができ、このΔδ₁を、計測した上述の電圧Ｖｄ３とその目標値Ｖｄ３^*との誤差に係数を乗じて算出する。

制御回路９は、第２チョッパ回路６の第３、第４スイッチ素子１２、１３に対するゲート信号によって、上述の図４（Ｃ）に示される電圧Ｖｄ２が、第１チョッパ回路５の電圧Ｖｄ１の１／２になるように制御する。

すなわち、第２チョッパ回路６の第３、第４スイッチ素子１２、１３がゲート信号によってＯＮ／ＯＦＦ制御されると、上述のように第２コンデンサ１８が充電と放電とを繰り返し、図４（Ｃ）に示す負側に立ち下がる複数の方形波電圧列を生成するのであるが、充電期間Ｔ１、すなわち、充電に対応する方形波のパルス幅は、第１チョッパ回路５から出力される方形波のパルス幅と同じであり、放電期間Ｔ２、すなわち、放電に対応する方形波のパルス幅は、充電に対応する方形波のパルス幅を、Δδ₂だけ微調整したものである。

このΔδ₂は、計測した電圧Ｖｄ２と目標とする電圧Ｖｄ２^*との誤差に係数値を乗じて算出する。この目標とする電圧Ｖｄ２^*を、計測した電圧Ｖｄ１の１／２の電圧としている。

制御回路９は、太陽電池パネル１の発電出力の変動に応じて、方形波電圧のパルス幅を上述のように制御する。

図７および図８に、太陽電池パネル１からの入力電圧Ｖｄ１が変動した場合の正側および負側の方形波電圧Ｖ１，Ｖ２のシミュレーション波形を示す。図７は、入力電圧Ｖｄ１が８００Ｖの場合を、図８は、入力電圧Ｖｄ１が５２０Ｖである場合をそれぞれ示している。

図７（Ａ）、図８（Ａ）は正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ^*を示す。図７（Ｂ）、図８（Ｂ）は第１チョッパ回路５による正側の電圧Ｖ１を示す。図７（Ｃ）、図８（Ｃ）は第２チョッパ回路６による負側の電圧Ｖ２を示す。

入力電圧Ｖｄ１が低くなると、図８（Ｂ）に示す正側の方形波および図８（Ｃ）に示す負側の方形波のいずれのパルス幅も、図７に比べて広くなるように制御することが分かる。

また、制御回路９は、上述の図６（Ａ）に示す階段波状の電圧Ｖ１＋Ｖ２と、正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ^*との差電圧の正負に応じてタイミングで、第３チョッパ回路７の第５、第６スイッチ素子１４、１５を交互にＯＮ／ＯＦＦ制御し、更に、前記差電圧を補正するようなデューティで、第７、第８スイッチ素子１６、１７を高周波数でＰＷＭ制御し、上述のように目標電圧の指令値Ｖ^*の正弦波電圧を生成する。

図９は、図１の各部のシミュレーション波形を示すものであり、いずれもグランドを基準としている。

図９（Ａ）は系統電圧Ｖｓ、図９（Ｂ）は第３チョッパ回路７の出力電圧Ｖ、図９（Ｃ）は系統電流Ｉｓ、図９（Ｄ）は電圧Ｖ１およびＶ２（破線）、図９（Ｅ）は電圧Ｖ３、図９（Ｆ）は電圧Ｖｄ２およびＶｄ３（破線）である。

この実施形態では、上述のように、第１チョッパ回路５の第１、第２スイッチ素子１０、１１は、例えば、８００Ｖの電圧を５０Ｈｚの第１周波数ｆ₁でスイッチングし、第２チョッパ回路６の第３、第４スイッチ素子１２、１３は、例えば、４００Ｖの電圧を１００Ｈｚの第２周波数ｆ₂でスイッチングし、第３チョッパ回路７の第５、第６スイッチ素子１４、１５は、例えば、２６０Ｖの電圧を１５０Ｈｚの第３周波数ｆ₃でスイッチングしている。すなわち、これらスイッチ素子１０〜１５は、従来のパワーコンディショナのＰＷＭ制御のインバータのＰＷＭ周波数に比べて、はるかに低い周波数でスイッチングしている。

また、第３チョッパ回路７の第７、第８スイッチ素子１６、１７は、階段波状の電圧Ｖ１＋Ｖ２と、正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ^*との差電圧である２６０Ｖ程度の電圧を１８ｋＨｚの高い周波数でＰＷＭ制御している。すなわち、第７、第８スイッチ素子１６、１７では、従来のパワーコンディショナのＰＷＭ制御のインバータに比べて、低い電圧をスイッチングしている。

このように、第１〜第３チョッパ回路５〜７の第１〜６スイッチ素子１０〜１５では、従来のＰＷＭ制御に比べて、はるかに低い周波数でスイッチングしているので、スイッチング損失を低減できるとともに、導通損失の低いスイッチ素子や安価なスイッチ素子を選択することができる一方、第３チョッパ回路７の第７、第８スイッチ素子１６、１７では、従来のＰＷＭ制御に比べて低い電圧をスイッチングするので、スイッチング損失を低減することが可能となる。

これによって、パワーコンディショナ３の電力変換効率を、従来例のパワーコンディショナに比べて向上させることができる。

なお、方形波電圧生成手段は、第１チョッパ回路５、第２チョッパ回路６、第３チョッパ回路７の第５、第６スイッチ素子１４、１５および第３コンデンサ１９、並びに、それらを制御する制御回路９を含み、正弦波電圧生成手段は、第３チョッパ回路７の第７、第８スイッチ素子１６、１７およびそれらを制御する制御回路９を含む。

この実施形態では、太陽電池パネル１は、上述のようにアモルファスシリコン製の薄膜太陽電池から構成されている。

かかるアモルファスシリコン製の太陽電池では、その負極側電位がグランド電位より低くなると、経年劣化を起こすことが知られており、その対策のため、その負極側をグランド電位にする必要がある。

しかしながら、上述の図１８に示される非絶縁型のパワーコンディショナ３６では、直流側と交流側とでは、基準電位のレベルが異なるために、パワーコンディショナ３６の入力側である太陽電池の負極側をグランド電位にすることができない。これに対して、本発明では、直流側と交流側との基準電位のレベルが同じであるので、太陽電池の負極側をグランド電位にすることが可能となる。

上述の実施形態では、単相２線の場合に適用して説明したけれども、本発明の他の実施形態として、図１０に示すように単相３線、図１１に示すように三相３線、あるいは、図１２に示すように三相４線に適用してもよい。

図１３は、図１５に示す三相４線の場合の本実施形態と、図１４に示される従来方式との特性を比較して示すものであり、横軸は出力電力（Ｗ）を、縦軸は効率（％）を示している。同図において、実線は、本実施形態の特性を示し、太い実線はＳＪ（スーパージャンクション）ＭＯＳＦＥＴを、細い実線はＩＧＢＴを、スイッチ素子としてそれぞれ使用した場合の特性を示しており、破線は、従来方式の特性を示している。

なお、この図１３は、系統線間電圧４００Ｖ、入力電圧５７０Ｖの場合を示している。また、従来方式は、図１４に示すように、リアクトル２８、ダイオード２９、ＩＧＢＴ３０およびスイッチ３１を含む昇圧回路３２、平滑コンデンサ４１およびＰＷＭ制御のインバータ４２を備える非絶縁型のパワーコンディショナである。

この図１３に示すように、本実施形態では、従来方式に比べて、効率が向上していることが分かる。

更に、この実施形態では、出力電圧にスパイク状のノイズ等が生じないように次のようにしている。

正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ^*は、上述のように、計測した電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２、Ｖｄ３を参照して算出されるものである。

ここで、電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２、Ｖｄ３は、制御回路９の計測部９ｂにおいて、対応する各計測回路を用いて計測するのであるが、各計測回路を構成する部品のバラツキなどに起因して、同じ電圧であるにも拘らず、計測値が異なる場合があり、特に、温度の低い場所や高い場所では、計測値の相違が大きくなる。

このように電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２、Ｖｄ３をそれぞれ計測する各計測回路に誤差が生じると、上述のように正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ^*に誤差が生じ、スイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦの切換えの瞬間に、誤差の分だけずれた電圧を生成してスパイク状のノイズが生じることになる。

このため、この実施形態では、同じ計測電圧に対して、各計測回路の計測値が一致するように、各計測回路のゲインを自動校正するようにしている。

この実施形態では、電圧Ｖｄ１の計測回路を基準として、電圧Ｖｄ２、Ｖｄ３の計測回路のゲインを校正するようにしている。

図１６は、電圧Ｖｄ１の計測回路を基準として、電圧Ｖｄ２の計測回路を校正する場合の構成図であり、上述の図１に対応する部分には、同一の参照符号を付す。

この実施形態では、運転の開始前に、図示しない連系リレーを開いて系統と切り離した状態で、出力短絡リレー５０を閉じて、第１コンデンサ４の両端の電圧Ｖｄ１と第２コンデンサ１８の両端の電圧Ｖｄ２とが同じ電圧になるように各スイッチ素子１０〜１７のＯＮ／ＯＦＦを制御する。

具体的には、第１スイッチ素子１０、第４スイッチ素子１３、第６スイッチ素子１５および第８スイッチ素子１７をＯＮする一方、第２スイッチ素子１１、第３スイッチ素子１２、第５スイッチ素子１４および第７スイッチ素子１６をＯＦＦし、第１コンデンサ４の両端の電圧Ｖｄ１と第２コンデンサ１８の両端の電圧Ｖｄ２とが同じ電圧となるようにスイッチング制御し、各電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２を計測する。

これによって、電圧Ｖｄ２の計測回路の計測値が、電圧Ｖｄ１の計測回路の計測値に一致するように補正するための補正係数が次式によって算出される。

補正係数＝電圧Ｖｄ１の計測値÷電圧Ｖｄ２の計測値
この補正係数が求められた後の通常の運転時には、計測回路で計測される電圧Ｖｄ２の計測値（補正前計測値）に、前記係数を乗じることによって、電圧Ｖｄ２の計測値を補正した補正後の計測値を得ることができる。

すなわち、電圧Ｖｄ２の補正後の計測値は、次式で算出される。

電圧Ｖｄ２の補正後の計測値＝補正係数×電圧Ｖｄ２の補正前の計測値
このようにして同一の電圧に対する電圧Ｖｄ１の計測回路と電圧Ｖｄ２の計測回路の計測値を一致させることができる。

図１７は、電圧Ｖｄ１の計測回路を基準として、電圧Ｖｄ３の計測回路を校正する場合の構成図であり、上述の図１に対応する部分には、同一の参照符号を付す。

電圧Ｖｄ２の計測回路の校正の場合と同様に、連系リレーを開いて系統と切り離した状態で、出力短絡リレー５０を閉じて、第１コンデンサ４の両端の電圧Ｖｄ１と第３コンデンサ１９の両端の電圧Ｖｄ３とが同じ電圧になるように各スイッチ素子１０〜１７のＯＮ／ＯＦＦを制御する。

具体的には、第１スイッチ素子１０、第３スイッチ素子１２、第５スイッチ素子１４および第８スイッチ素子１７をＯＮする一方、第２スイッチ素子１１、第４スイッチ素子１３、第６スイッチ素子１５および第７スイッチ素子１６をＯＦＦし、第１コンデンサ４の両端の電圧Ｖｄ１と第３コンデンサ１９の両端の電圧Ｖｄ３とが同じ電圧となるようにスイッチング制御し、各電圧Ｖｄ１、Ｖｄ３をそれぞれ計測する。

これによって、電圧Ｖｄ３の計測回路の計測値が、電圧Ｖｄ１の計測回路の計測値に一致するように補正するための補正係数が次式によって算出される。

補正係数＝電圧Ｖｄ１の計測値÷電圧Ｖｄ３の計測値
この補正係数が求められた後の通常の運転時には、計測回路で計測される電圧Ｖｄ３の計測値（補正前計測値）に、前記係数を乗じることによって、電圧Ｖｄ３の計測値を補正した補正後の計測値を得ることができる。

すなわち、電圧Ｖｄ３の補正後の計測値は、次式で算出される。

電圧Ｖｄ３の補正後の計測値＝補正係数×電圧Ｖｄ３の補正前の計測値
このようにして同一の電圧に対する電圧Ｖｄ１の計測回路と電圧Ｖｄ３の計測回路の計測値を一致させることができる。

以上のようにして、同一の電圧に対する電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２、Ｖｄ３の各計測回路の計測値を一致させることができ、これによって、計測値の誤差に起因する交流電圧のスパイクノイズを抑制することができる。

本発明は、電力変換装置として有用である。

１ 太陽電池パネル
２ 商用電源
３ パワーコンディショナ
５ 第１チョッパ回路
６ 第２チョッパ回路
７ 第３チョッパ回路
９ 制御回路
１０〜１７ 第１〜第８スイッチ素子

Claims (4)

1. 直流電圧を第１周波数でチョッピングして、電圧レベルが第１基準電位に対して正側に変化する複数の方形波電圧からなる第１方形波電圧列を、生成する第１手段と、
   前記第１方形波電圧列の電位を第２基準電位とし、前記第１手段の出力を前記第１周波数より高い第２周波数でチョッピングして電圧レベルが前記正側の第１方形波電圧列より低電圧で前記第２基準電位に対して負側に変化する複数の方形波電圧からなる第２方形波電圧列を生成すると共に、前記第１、第２方形波電圧列を加算することでそれらが前記第１基準電位に対してその正負両側に交互に正弦波的に変化する第３方形波電圧列を形成する第２手段と、
   前記第３方形波電圧列を正弦波電圧との差分の正負に応じたタイミングで定まる第３周波数でチョッピングして充放電出力する第３手段と、
   前記第３手段の充放電出力を、前記第３方形波電圧列と前記正弦波電圧との差分を補正するように、前記第３周波数よりも高いＰＷＭ周波数でＰＷＭ制御すると共に、前記第３方形波電圧列と前記ＰＷＭ出力とで前記第１基準電位に対して正負両側に連続して変化する正弦波電圧を得る第４手段とを具備し、
   前記第１手段は、２つの第１、第２スイッチ素子を直列接続してなる第１スイッチ回路を含み、前記第１スイッチ回路は、直流電力源の正負両極間に接続された第１コンデンサに並列接続され、
   前記第２手段は、第２コンデンサと第２スイッチ回路との並列接続回路を含み、前記並列接続回路の並列接続一方側が、前記第１、第２スイッチ素子の直列接続部に接続され、前記第２スイッチ回路は、２つの第３、第４スイッチ素子を直列接続してなり、
   前記第３手段は、第３スイッチ回路と第３コンデンサとの並列接続回路を含み、前記第３スイッチ回路は、２つの第５、第６スイッチ素子を直列接続してなり、前記第５、第６スイッチ素子の直列接続部が、前記第３、第４スイッチ素子の直列接続部に接続され、
   前記第４手段は、第３手段の前記並列接続回路に並列に接続された第４スイッチ回路を含み、前記第４スイッチ回路は、２つの第７、第８スイッチ素子を直列接続してなり、
   前記第１コンデンサ、前記第２コンデンサ、および、前記第３コンデンサの各両端電圧をそれぞれ計測する各計測回路と、
   前記各計測回路の計測値に基づいて、前記第１〜第８の各スイッチ素子を制御する制御手段と、
   前記各計測回路のゲインを校正するゲイン校正手段と、
   を具備したことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記制御手段は、前記第１コンデンサ、前記第２コンデンサおよび第３コンデンサの内の二つのコンデンサの両端に同一の電圧が印加されるように、前記第４手段の出力を短絡するとともに、前記第１〜第８の各スイッチ素子を制御し、
   前記ゲイン校正手段は、前記同一の電圧が印加された二つのコンデンサにそれぞれ対応する二つの計測回路の計測値に基づいて、ゲインを校正する請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御手段は、前記第１コンデンサ、前記第２コンデンサおよび第３コンデンサの内の一つのコンデンサを基準とし、この基準のコンデンサを含む二つのコンデンサ毎に、それらの両端に同一の電圧が印加されるように制御し、
   前記ゲイン校正手段は、前記同一の電圧が印加される前記基準のコンデンサに対応する計測回路の計測値を基準として他の二つの計測回路のゲインを校正する請求項２に記載の電力変換装置。
4. 直流電力源からの直流電力を、商用電源に系統連系した交流電力に変換するパワーコンディショナにおいて、
   前記直流電力源からの直流電圧を、系統周波数である第１周波数でチョッピングして電圧レベルが第１基準電位に対して正側に変化する複数の方形波電圧からなる第１方形波電圧列を、生成する第１手段と、
   前記第１方形波電圧列の電位を第２基準電位とし、前記第１手段の出力を前記第１周波数より所定倍高い第２周波数でチョッピングして電圧レベルが前記正側の第１方形波電圧列より低電圧で前記第２基準電位に対して負側に変化する複数の方形波電圧からなる第２方形波電圧列を生成すると共に、前記第１、第２方形波電圧列を加算することでそれらが前記第１基準電位に対してその正負両側に交互に正弦波的に変化する第３方形波電圧列を形成する第２手段と、
   前記第３方形波電圧列を正弦波電圧との差分の正負に応じたタイミングで定まる第３周波数でチョッピングして充放電出力させる第３手段と、
   前記第３手段の充放電出力を、前記第３方形波電圧列と前記正弦波電圧との差分を補正するように、前記第３周波数よりも高いＰＷＭ周波数でＰＷＭ制御すると共に、前記第３方形波電圧列と前記ＰＷＭ出力とで前記第１基準電位に対して正負両側に連続して変化する正弦波電圧を得ると共に、この正弦波電圧を負荷側に出力する第４手段とを具備し、
   前記第１手段は、２つの第１、第２スイッチ素子を直列接続してなる第１スイッチ回路を含み、前記第１スイッチ回路は、直流電力源の正負両極間に接続された第１コンデンサに並列接続され、
   前記第２手段は、第２コンデンサと第２スイッチ回路との並列接続回路を含み、前記並列接続回路の並列接続一方側が、前記第１、第２スイッチ素子の直列接続部に接続され、前記第２スイッチ回路は、２つの第３、第４スイッチ素子を直列接続してなり、
   前記第３手段は、第３スイッチ回路と第３コンデンサとの並列接続回路を含み、前記第３スイッチ回路は、２つの第５、第６スイッチ素子を直列接続してなり、前記第５、第６スイッチ素子の直列接続部が、前記第３、第４スイッチ素子の直列接続部に接続され、
   前記第４手段は、第３手段の前記並列接続回路に並列に接続された第４スイッチ回路を含み、前記第４スイッチ回路は、２つの第７、第８スイッチ素子を直列接続してなり、
   前記第１コンデンサ、前記第２コンデンサ、および、前記第３コンデンサの各両端電圧をそれぞれ計測する各計測回路と、
   前記各計測回路の計測値に基づいて、前記第１〜第８の各スイッチ素子を制御する制御手段と、
   前記各計測回路のゲインを校正するゲイン校正手段と、
   を具備したことを特徴とするパワーコンディショナ。

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