JP2011067010A - 車両のモータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータ制御の安定性を維持しつつ、エネルギ効率が向上した車両のモータ駆動装置を提供する。
【解決手段】車両のモータ駆動装置は、電圧コンバータ１２と、インバータ１４を矩形波制御モードと過変調制御モードとを用いて制御し、モータＭ１の実電流値と過変調制御モードを適用した場合の電流指令値との関係が切替条件を満たすか否かに基づいて矩形波制御モードから過変調制御モードに制御モードを切替える制御装置３０とを備える。制御装置３０は、電圧コンバータ１２が昇圧動作を開始した直後には、通常時よりも、制御モードの切替が発生しやすいように切替条件を変更する。
【選択図】図１

Description

この発明は車両のモータ駆動装置に関し、より特定的には、切替可能な複数の制御モードを有する車両のモータ駆動装置に関する。

直流電圧をインバータによって交流電圧に変換して車両のモータを駆動制御する構成が一般的に用いられている。このような構成では、モータを高効率に駆動するために、一般的にはベクトル制御に基づくパルス幅変調（ＰＷＭ）に従ってモータ電流が制御される。また、モータ出力を向上するために、矩形波電圧をモータに印加して駆動制御する矩形波電圧位相制御モードとＰＷＭ制御に従ったＰＷＭ電流制御モードとを切り替えてモータを制御する構成が、たとえば特開２００７−３０６６９９号公報に示すように知られている。

この文献に開示されたモータの駆動制御装置では、基本的に、モータの状態、より具体的にはその電圧振幅や電流位相に基づいてＰＷＭ電流制御モード（以下、単にＰＷＭ制御モードとも称する）および矩形波電圧位相制御モード（以下、単に矩形波電圧制御モードとも称する）の間のモード切替判定が実行される。

特開２００７−３０６６９９号公報 特開２００７−０２０３８３号公報 特開２００８−２５３０００号公報

モータを駆動する場合、直流電源の電圧を電圧コンバータで昇圧してインバータに供給する構成も知られている。このようなインバータの電圧を可変に制御する構成では、矩形波電圧制御モード実行中にインバータの電圧を変化させると、矩形波が歪んでしまい三相コイルに印加される電圧にアンバランスが生じる。するとモータのＵ，Ｖ，Ｗ相の電流にオフセットが発生してしまう。そのため、矩形波制御モードでは、インバータの電圧を最大昇圧電圧に固定することが一般的であった。この場合、電圧コンバータを用いてインバータの電圧を変更するときにはＰＷＭ制御モードで行なう。

近年、技術の進歩に伴いインバータに対する細かな制御も可能となってきている。そこで、電圧コンバータでインバータ電圧の変更中であっても矩形波制御モードを適用し、スイッチング損を低減させエネルギ効率をさらに向上させることについても可能性がある。これは、ハイブリッド自動車では燃費向上につながり、電気自動車やプラグインハイブリッド自動車では、充電電力による航続距離の拡大につながる。

しかしながら、インバータ電圧を電圧コンバータで昇圧開始する直後は、モータ電流のｄｑ軸電流値は正方向に大きく変化する。この変化が大きい場合には、矩形波制御モードではトルク乱れ（トルク不足）が発生しバッテリ電流が大きく乱れてしまう。したがって速やかに矩形波制御モードから制御性の良いＰＷＭ制御モードに制御モードの切り替えを行なう必要がある。すなわち、従来の仕様では、矩形波制御モードから過変調ＰＷＭ制御モードへの切替条件の設定は、「矩形波制御モードでは、インバータの電圧を最大昇圧電圧に固定する」ことを前提として設定されていた。このため、矩形波制御モードを適用する範囲を拡大してエネルギ効率を向上させるには、切替条件の見直しを行なう必要がある。

この発明の目的は、モータ制御の安定性を維持しつつ、エネルギ効率が向上した車両のモータ駆動装置を提供することである。

この発明は、要約すると、車両のモータ駆動装置であって、直流電源の電圧を昇圧する電圧コンバータと、電圧コンバータから電圧が供給され、モータを駆動するインバータと、インバータを矩形波制御モードと過変調制御モードとを用いて制御し、モータの実電流値と過変調制御モードを適用した場合の電流指令値との関係が切替条件を満たすか否かに基づいて矩形波制御モードから過変調制御モードに制御モードを切替える制御装置とを備える。制御装置は、電圧コンバータが昇圧動作を開始した直後には、電圧コンバータが昇圧動作をしていない時および電圧コンバータが昇圧動作を開始して所定時間経過した時を含む通常時よりも、制御モードの切替が発生しやすいように切替条件を変更する。

好ましくは、切替条件は、実電流値の電流指令値からの逸脱を示す逸脱量がしきい値よりも大きい場合に切替を発生させるという条件を含む。制御装置は、電圧コンバータが昇圧動作を開始した直後には通常時よりも、制御モードの切替が発生しやすいようにしきい値を変更する。

より好ましくは、しきい値は、モータ電流のｄ軸電流の差を判定する第１のしきい値と、モータ電流のｄｑ平面における位相角の差を判定する第２のしきい値とを含む。制御装置は、電圧コンバータが昇圧動作を開始した直後には通常時よりも第１または第２のしきい値を制御モードの切替が発生しやすいように変更する。

好ましくは、切替条件は、通常時には、モータ電流のｄ軸電流の差とモータ電流のｄｑ平面における位相角の差のいずれか一方が所定の条件を満たす場合に切替を発生させるという第１の条件を含み、電圧コンバータが昇圧動作を開始した直後には、位相角の差のみに基づいて切替を発生させる第２の条件を含む。

より好ましくは、過変調制御モードを適用した場合の電流指令値の位相角からモータの実電流値の位相角を引いた値をΔＩφとし、正のしきい値をＩφｔ１とすると、第１の条件は、ΔＩφ＞Ｉφｔ１が成立するという条件を含み、第２の条件は、ΔＩφ＞０が成立するという条件を含む。

好ましくは、切替条件は、通常時には、モータ電流のｄ軸電流の差とモータ電流のｄｑ平面における位相角の差のいずれか一方が所定の条件を満たす場合に切替を発生させるという第１の条件を含み、電圧コンバータが昇圧動作を開始した直後には、モータ電流のｄ軸電流の差とモータ電流のｑ軸電流の差とに基づいて切替を発生させる第２の条件を含む。

より好ましくは、過変調制御モードを適用した場合の電流指令値のｄ軸電流値からモータの実電流値のｄ軸電流値を引いた値をΔＩｄとし、過変調制御モードを適用した場合の電流指令値のｑ軸電流値からモータの実電流値のｑ軸電流値を引いた値をΔＩｑとすると、第２の条件は、ΔＩｄ＜０またはΔＩｑ＞０が成立するという条件を含む。

本発明によれば、ハイブリッド自動車、電気自動車または燃料電池自動車等のモータを搭載する車両において、モータ制御の安定性を維持しつつ、エネルギ効率を向上させることができる。

本発明の実施の形態に従うモータの駆動制御装置によって制御されるモータ駆動制御システムの全体構成図である。 本発明の実施の形態によるモータ駆動制御システムにおけるモータＭ１の制御モードを概略的に説明する図である。 モータＭ１の動作状態と上述の制御モードとの対応関係を説明する図である。 図１の制御装置３０によって実現されるモータの駆動制御装置を説明するためのブロック図である。 図４のモード切替判定部において実行される処理を説明するためのフローチャートである。 矩形波電圧制御モードから過変調制御モードへの切り替わり時の電流値について説明するための波形図である。 図５のステップＳ４の処理の詳細を説明するためのフローチャートである。 ΔＩφ，ΔＩｄについて説明するための図である。 ステップＳ４の変形例であるステップＳ４Ａの内容を説明するためのフローチャートである。 実施の形態２における制御モード切替判定について説明するための図である。 ステップＳ４の変形例であるステップＳ４Ｂの内容を説明するためのフローチャートである。 実施の形態３における制御モード切替判定について説明するための図である。

以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では、図中の同一または相当部分には同一の符号を付してその詳細な説明は原則的には繰返さないものとする。

［全体システム構成］
図１は、本発明の実施の形態に従うモータの駆動制御装置によって制御されるモータ駆動制御システムの全体構成図である。

図１を参照して、モータ駆動制御システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、モータＭ１と、制御装置３０とを備える。

モータＭ１は、たとえば、ハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動用電動機である。あるいは、このモータＭ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、モータＭ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。すなわち、本実施の形態において、「モータ」は、交流駆動の電動機、発電機および電動発電機（モータジェネレータ）を含み得る。

直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、電圧コンバータ１２とを含む。

直流電源Ｂは、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電装置により構成される。直流電源Ｂが出力する直流電圧Ｖｂおよび入出力される直流電流Ｉｂは、電圧センサ１０および電流センサ１１によってそれぞれ検知される。

システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および正極母線６の間に接続され、システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの負極端子および負極母線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。

電圧コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。電力用スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、正極母線７および負極母線５の間に直列に接続される。電力用スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。

この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと正極母線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、正極母線７および負極母線５の間に接続される。

インバータ１４は、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とを含む。Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７は、正極母線７および負極母線５の間に互いに並列に設けられる。各相アームは、正極母線７および負極母線５の間に直列接続されたスイッチング素子を含む。Ｕ相アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を含む。Ｖ相アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６を含む。Ｗ相アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８を含む。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。

代表的には、モータＭ１は、３相の永久磁石モータである。Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一方端は中性点に共通接続されている。さらに、各相コイルの他方端は、各相アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。

電圧コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧Ｖｂを昇圧した直流電圧ＶＨ（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」または「インバータ電圧」とも称する）をインバータ１４へ供給する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のオン期間およびＱ２のオン期間が交互に設けられ、昇圧比は、これらのオン期間の比に応じたものとなる。

また、電圧コンバータ１２は、降圧動作時には、平滑コンデンサＣ０を介してインバータ１４から供給された直流電圧ＶＨ（システム電圧）を降圧して直流電源Ｂを充電する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のみがオンする期間と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方がオフする期間とが交互に設けられ、降圧比は上記オン期間のデューティ比に応じたものとなる。

平滑コンデンサＣ０は、電圧コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、システム電圧ＶＨを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。

インバータ１４は、モータＭ１のトルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０から直流電圧が供給されると制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するようにモータＭ１を駆動する。また、インバータ１４は、モータＭ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるようにモータＭ１を駆動する。これにより、モータＭ１は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

さらに、モータ駆動制御システム１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時には、モータＭ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を平滑コンデンサＣ０を介して電圧コンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサ２４は、モータＭ１に流れるモータ電流ＭＣＲＴを検出し、その検出したモータ電流を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。

回転角センサ（レゾルバ）２５は、モータＭ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角θに基づきモータＭ１の回転数（回転速度）および角速度ω（ｒａｄ／ｓ）を算出できる。なお、回転角センサ２５については、回転角θを制御装置３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。

本発明の実施の形態における駆動制御装置に対応する制御装置３０は、電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、予め記憶されたプログラムに従うソフトウェア処理および／または電子回路によるハードウェア処理により、モータ駆動制御システム１００の動作を制御する。

代表的な機能として、制御装置３０は、入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ、電圧センサ１０によって検出された直流電圧Ｖｂ、電流センサ１１によって検出された直流電流Ｉｂ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４からのモータ電流ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ２５からの回転角θ等に基づいて、後述する制御方式によりモータＭ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、電圧コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。すなわち、電圧コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成して、電圧コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。

電圧コンバータ１２の昇圧動作時には、制御装置３０は、平滑コンデンサＣ０側に出力されるシステム電圧ＶＨをフィードバック制御し、システム電圧ＶＨが電圧指令値となるようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。

また、制御装置３０は、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを他のＥＣＵから受けると、モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ１４へ出力する。これにより、インバータ１４は、モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換して電圧コンバータ１２へ供給する。

さらに、制御装置３０は、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、電圧コンバータ１２へ出力する。これにより、モータＭ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。

［制御モードの説明］
制御装置３０によるモータＭ１の制御についてさらに詳細に説明する。

図２は、本発明の実施の形態によるモータ駆動制御システムにおけるモータＭ１の制御モードを概略的に説明する図である。

図２に示すように、本発明の実施の形態によるモータ駆動制御システム１００では、モータＭ１の制御、すなわち、インバータ１４における電力変換について、３つの制御モードを切替えて使用する。

正弦波ＰＷＭ制御は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相アーム素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティ比が制御される。周知のように、電圧指令の相関波形が正弦波となる正弦波ＰＷＭ制御モードでは、この基本波成分振幅をインバータ入力電圧の約０．６１倍程度までしか高めることができない。

一方、矩形波電圧制御では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分をモータに印加する。これにより、変調率は０．７８まで高められる。

過変調ＰＷＭ制御は、上記電圧指令の振幅を歪ませた上で上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。この結果、基本波成分を歪ませることができ、変調率を正弦波ＰＷＭ制御モードでの最高変調率から０．７８の範囲まで高めることができる。

モータＭ１では、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるため、必要となる駆動電圧（モータ必要電圧）が高くなる。電圧コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨはこのモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。その一方で、電圧コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨには限界値（ＶＨ最大電圧）が存在する。

従来は、モータ必要電圧がＶＨ最大電圧より低い領域では、正弦波ＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御によるＰＷＭ制御モードが適用されて、ベクトル制御に従ったモータ電流のフィードバック制御によって出力トルクがトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに制御されていた。その一方で、モータ必要電圧がＶＨ最大電圧に達すると、システム電圧ＶＨをＶＨ最大電圧に設定した上で矩形波電圧制御モードが適用されていた。矩形波電圧制御では、基本波成分の振幅が固定されるため、トルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波電圧パルスの位相制御によってトルク制御が実行される。

［実施の形態１］
本実施の形態のモータ制御装置は、モータ必要電圧がＶＨ最大電圧に達する以前であっても、変調率に基づいて正弦波ＰＷＭ制御モード→過変調ＰＷＭ制御モード→矩形波制御モードを行なう。そして、電圧を変更するときには通常よりもモード切り替えが早く発生するように、電圧変更直後は制御モードの切替判定方式を変更する。

図３は、モータＭ１の動作状態と上述の制御モードとの対応関係を説明する図である。
図３に示されるように、概略的には、低回転数域Ｒ１ではトルク変動を小さくするために正弦波ＰＷＭ制御モードが用いられ、中回転数域Ｒ２では過変調ＰＷＭ制御モード、高回転数域Ｒ３では、矩形波電圧制御モードが適用される。特に、過変調ＰＷＭ制御モードおよび矩形波電圧制御モードの適用により、モータＭ１の出力向上が実現される。このように、図２に示した制御モードのいずれを用いるかについては、実現可能な変調率の範囲内で決定される。

図４は、図１の制御装置３０によって実現されるモータの駆動制御装置を説明するためのブロック図である。図４に示されたモータ制御のための各ブロックは、制御装置３０によるハードウェア的あるいはソフトウェア的な処理によって実現される。

図４を参照して、ＰＷＭ制御部２００は、ＰＷＭ制御モードの選択時に、モータＭ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御に従ってインバータ１４のスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。ＰＷＭ制御部２００は、電流指令生成部２１０と、電流制御部２２０と、ＰＷＭ回路２３０とを含む。

矩形波電圧制御部３００は、矩形波電圧制御モードの選択時に、モータＭ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するような電圧位相の矩形波電圧が発生されるように、インバータ１４のスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。矩形波電圧制御部３００は、演算部３０５と、トルク検出部３１０と、電圧位相制御部３２０と、矩形波発生部３３０とを含む。

モード切替判定部４００は、図３に示したＰＷＭ制御モードおよび矩形波電圧制御モード間のモード切替を判定する。さらに、モード切替判定部４００は、ＰＷＭ制御モード中でも、正弦波ＰＷＭ制御モードおよび過変調ＰＷＭ制御の切替を判定する機能を有する。過変調ＰＷＭ制御の選択時には、制御信号ＯＭがオン状態にされる。

切替スイッチ４１０は、モード切替判定部４００によって選択される制御モードに従って、Ｉ側およびＩＩ側のいずれかに設定される。

ＰＷＭ制御モードの選択時には、切替スイッチ４１０はＩ側に設定されており、ＰＷＭ制御部２００によって設定されたスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従い、擬似的な正弦波電圧がモータＭ１に印加される。一方、矩形波電圧制御モードの選択時には、切替スイッチ４１０はＩＩ側に設定されており、矩形波電圧制御部３００によって設定されたスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従い、インバータ１４により矩形波電圧がモータＭ１に印加される。

次に、各ブロックの機能の詳細を説明する。
ＰＷＭ制御部２００において、電流指令生成部２１０は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに基づき、電流振幅｜Ｉ｜および電流位相φｉを生成する。電流制御部２２０は、たとえば比例積分（ＰＩ）制御に基づき、電流センサ２４によって検出されたモータ電流ＭＣＲＴと、電流指令生成部２１０によって生成された電流振幅｜Ｉ｜および電流位相φｉとの差に応じて、モータＭ１への印加電圧の指令値（以下、単に電圧指令とも称する）を生成する。電圧指令は、その電圧振幅｜Ｖ｜および電圧位相φｖによって表わされる。ここで電圧位相φｖはｑ軸を基準とした電圧ベクトルの角度である。

電流制御部２２０は、制御信号ＯＭがオンされる過変調制御モードの選択時には、電圧指令の電圧振幅｜Ｖ｜を歪ませることにより、変調率が０．６１よりも大きくなるように電圧指令を生成する。

ＰＷＭ回路２３０は、電流制御部２２０からの電圧振幅｜Ｖ｜および電圧位相φｖによって示される電圧指令と搬送波との比較に基づき、インバータ１４の各相アームの素子のオン・オフを制御することによって、モータＭ１の各相に疑似正弦波電圧を生成する。

このようにして、ＰＷＭ制御部２００によって、モータＭ１のモータ電流ＭＣＲＴを電流指令生成部２１０によって設定されたモータ電流と合致させるためのフィードバック制御が実行されることになる。

一方、矩形波電圧制御部３００において、トルク検出部３１０は、モータＭ１の出力トルクを検出する。トルク検出部３１０は、公知のトルクセンサを用いて構成することもできるが、下記（１）式に示す演算に従って出力トルクＴｑを検出するように構成することもできる。
Ｔｑ＝Ｐｍ／ω
＝（ｉｕ・ｖｕ＋ｉｖ・ｖｖ＋ｉｗ・ｖｗ）／ω …（１）
ここで、ＰｍはモータＭ１に供給される電力を表わし、ωはモータＭ１の角速度を表わす。また、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗはモータＭ１の各相電流値を示し、ｖｕ，ｖｖ，ｖｗはモータＭ１に供給される各相電圧を表わす。ｖｕ，ｖｖ，ｖｗにはインバータ１４に設定される電圧指令を用いてもよいし、インバータ１４からモータＭ１に供給される実際の値を電圧センサにより検出して用いてもよい。また、出力トルクＴｑは、モータＭ１の設計値で決まるものなので、電流の振幅および位相から推定してもよい。

演算部３０５は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対する、トルク検出部３１０によって検出された出力トルクＴｑの偏差であるトルク偏差ΔＴｑを演算する。演算部３０５により生成されたトルク偏差ΔＴｑは、電圧位相制御部３２０へ供給される。

電圧位相制御部３２０では、トルク偏差ΔＴｑに応じて電圧位相φｖを生成する。この電圧位相φｖはモータＭ１に印加されるべき矩形波電圧の位相を示す。具体的には、電圧位相制御部３２０は、電圧位相φｖを生成する際のパラメータとして、トルク偏差ΔＴｑとともにインバータ１４に入力されるシステム電圧ＶＨやモータＭ１の角速度ωを用い、それらを所定の演算式に代入して、あるいは等価の処理を施して、必要な電圧位相φｖを生成する。

矩形波発生部３３０は、電圧位相制御部３２０からの電圧位相φｖに従った矩形波電圧を発生するように、インバータ１４のスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。このようにして、矩形波電圧制御部３００によって、モータＭ１のトルク偏差に応じて矩形波電圧の位相を調整するフィードバック制御が実行されることになる。

図５は、図４のモード切替判定部において実行される処理を説明するためのフローチャートである。このフローチャートの処理は、所定のメインルーチンから一定時間ごとまたは所定の条件が成立するごとに呼び出されて実行される。

図５を参照して、まず、ステップＳ１において、現在の制御モードがＰＷＭ制御モードか否かが判断される。ステップＳ１において、現在の制御モードがＰＷＭ制御モードであった場合にはステップＳ２に処理が進み、制御モードがＰＷＭ制御モードでない、すなわち矩形波制御モードであった場合にはステップＳ４に処理が進む。

ステップＳ２においては、電圧指令｜Ｖ｜，φｖに基づいて変調率が計算される。そしてステップＳ３においてＰＷＭ制御モードから矩形波制御モードへの切替条件が成立するか否かが判断される。切り替えが発生する条件は、たとえばステップＳ２で計算された変調率が０．７８以上である場合とすることができる。

ステップＳ３において、切替条件が成立した場合にはステップＳ６に処理が進み矩形波制御モードが選択される。一方、切替条件が成立しなかった場合にはステップＳ５に処理が進みＰＷＭ制御モードが選択される。

ステップＳ５においてＰＷＭ制御モードが選択された場合には、さらにステップＳ７において変調率が正弦波ＰＷＭ制御を選択する条件を満たすか否かが判断される。この条件は、たとえば、変調率が０．６１以下であることとすることができる。ステップＳ７において条件が成立している場合には、ステップＳ９において正弦波ＰＷＭ制御モードが選択され、成立していなかった場合には、ステップＳ８において過変調ＰＷＭ制御モードが選択される。

ステップＳ１において、現在の制御モードが矩形波制御モードであった場合には、ステップＳ４に処理が進み、矩形波制御モードからＰＷＭ制御モードへの切替条件が成立するか否かが判断される。この矩形波制御モードからＰＷＭ制御モードへの切替条件については、後に図６以降で詳しく説明することとする。

ステップＳ４において切替条件が成立した場合には、ステップＳ８に処理が進み過変調ＰＷＭ制御モードが選択される。一方、ステップＳ４において切替条件が成立しなかった場合には、ステップＳ６に処理がすすみ矩形波電圧制御モードが維持される。

ステップＳ６，Ｓ８，Ｓ９のいずれかにおいて、制御モードが確定した場合には、ステップＳ１０に処理が進み制御はメインルーチンに移される。

図６は、矩形波電圧制御モードから過変調制御モードへの切り替わり時の電流値について説明するための波形図である。

図６において、電圧指令値ＶＨ＊と電圧値ＶＨ、Ｖｂとが重ね合わせて示され、その下に昇圧開始指令のタイミングと本実施の形態の切替条件が適用される前（改善前）と適用後（改善後）の制御モードの切り替わりタイミングが示されている。さらにその下には、電流値Ｉｄと電流指令値Ｉｄ＊、電流値Ｉｑと電流指令値Ｉｑ＊がそれぞれ重ねあわされて示されている。

まず、時刻ｔ０〜ｔ１においては、各電圧、電流値は指令値と一致した状態にある。時刻ｔ１において、昇圧指令値がバッテリ電圧Ｖｂに対して増加し始める。しかし、ただちに電圧コンバータ１２は昇圧動作を開始しない。したがって、時刻ｔ１〜ｔ２の間は電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊に対して電流値Ｉｄ，Ｉｑが低下した状態となる。

ここで、時刻ｔ２において電圧指令値ＶＨ＊とバッテリ電圧値Ｖｂとの偏差がしきい値ΔＶｔより大きくなったことに応じて、昇圧開始指令がオフ状態からオン状態に変化する。これに応じて時刻ｔ２〜ｔ３では電圧コンバータ１２が昇圧動作電圧を開始しシステム電圧ＶＨが急に増加して指令値ＶＨ＊に一致するようになる。

時刻ｔ１〜ｔ４の電圧指令値ＶＨ＊の増加量は急激な電圧増加によるモータ電流の乱れを防止するため、一定のレートで制限されている。しかし、電圧コンバータ１２の動作開始については、しきい値ΔＶｔを超えないと発生しない。したがって、時刻ｔ２〜ｔ３のシステム電圧ＶＨの増加は制限された電圧指令値ＶＨ＊の増加速度よりもかなり早い速度で発生している。従来は、制御モードの切替速度が遅く、時刻ｔ２〜ｔ３の間は追従性の悪い矩形波制御モードでモータ制御が実行されていた。そしてその間、電流Ｉｄ１，Ｉｑ１は急激に増加して大きなピークが発生していた。時刻ｔ３で制御モードが矩形波制御モードから過変調制御モードに変更されると電流フィードバック制御がかかり、その結果時刻ｔ３〜ｔ４においては電流値が減少し、時刻ｔ４以降は電流値Ｉｄ１，Ｉｑ１は電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊にそれぞれ一致するようになる。

本実施の形態においては昇圧開始直後での矩形波モードから過変調モードへの切替条件を変更したので、図６に示すように矩形モードから過変調モードに切り替わるタイミングが時刻ｔ４とｔ３の中間に早められる。その結果、電流値Ｉｄ２，Ｉｑ２に示すように電流ピークが小さくなる。

図７は、図５のステップＳ４の処理の詳細を説明するためのフローチャートである。
図７を参照して、まずステップＳ２１において、昇圧開始直後か否かが判断される。具体的には、図６の時刻ｔ２において昇圧開始指令がオフ状態からオン状態に変化した時点から所定の時間内は昇圧直後であると判断される。

ステップＳ２１において昇圧開始直後でないと判断された場合はステップＳ２２において通常の切替判定条件が適用される。ステップＳ２２では、電流位相角の差ΔＩφ、Ｉｄ電流値の差ΔＩｄに対して、以下の条件が成立するか否かが判断される。
ΔＩφ＞Ｉφｔ１ …（２）
ΔＩｄ＜Ｉｄｔ１ …（３）
図８は、ΔＩφ，ΔＩｄについて説明するための図である。

図８を参照して、矢印Ａ１は過変調制御モードが適用された場合に算出される電流指令値Ｉ＊を示し、矢印Ａ２は矩形波制御モードから過変調制御モードに切り替わる時点での実電流値Ｉを示す。そして、ΔＩφ，ΔＩｄは、次式（４）、（５）で定義することとする。
ΔＩφ＝Ｉφ＊−Ｉφ …（４）
ΔＩｄ＝Ｉｄ＊−Ｉｄ …（５）
ラインＬ１は過変調制御が実行される場合の電流指令値の制御線を示し、ラインＬ２は、矩形波制御から過変調制御に切り替わったときに実電流値がｄｑ平面上で移動した軌跡を示している。

図８に示した状態において、ラインＬ１よりもＩｑがプラス側、Ｉｄがプラス側に向けての領域では電流が乱れて制御はずれが発生し、矩形波制御が実行できなくなる領域である。ただしラインＬ１を少しくらいは外れていても矩形波制御は維持することができる。

式（４）、（５）に示した定義から、図８の場合はΔＩｄ＜０、ΔＩφ＞０の状態である。

そして、特にラインＬ２に示した軌跡の移動方向では、矩形波制御が実行できなくなる領域に実電流値があることを示すには、しきい値Ｉｄｔ１、Ｉφｔ１とすると上記の式（２）または（３）の少なくともいずれかが成立することで判断できる。

再び、図７を参照してステップＳ２２において式（２）または（３）の少なくともいずれかが成立した場合には、ステップＳ２３に処理が進み、いずれも成立しなかった場合にはステップＳ２４に処理が進む。ステップＳ２３では制御モードとして過変調ＰＷＭ制御が選択され、ステップＳ２４では制御モードとして矩形制御が維持される。

ステップＳ２１において昇圧開始直後と判断された場合にはステップＳ２５に処理が進む。ステップＳ２５の判定条件は次式（６）、（７）のいずれかが成立するか否かである。
ΔＩφ＞Ｉφｔ２ …（６）
ΔＩｄ＞Ｉｄｔ２ …（７）
ステップＳ２５の処理は、ステップＳ２２としきい値が異なっている。ステップＳ２５で用いられるしきい値Ｉφｔ２、Ｉｄｔ２は、ステップＳ２２のしきい値よりも切り替えが発生しやすいように設定されている。

具体的には、図８と式（４）、（５）で説明したようにΔＩφとΔＩｄは符号が異なるので、Ｉφｔ２＜Ｉφｔ１、Ｉｄｔ２＞Ｉｄｔ１となるようにしきい値が設定されている。ただしΔＩｄが負の値である関係から｜Ｉｄｔ２｜＜｜Ｉｄｔ１｜である。

ステップＳ２５において式（６）または（７）の少なくともいずれかが成立した場合には、ステップＳ２６に処理が進み、いずれも成立しなかった場合にはステップＳ２７に処理が進む。ステップＳ２６では制御モードとして過変調ＰＷＭ制御が選択され、ステップＳ２７では制御モードとして矩形制御が維持される。

ステップＳ２３，Ｓ２４，Ｓ２６，Ｓ２７のいずれかの処理が終了し制御モードが決定された後にはステップＳ２８に処理が進み、制御は図５のフローチャートに移される。

以上説明したように、実施の形態１においてはしきい値が昇圧開始直後しばらくの間は矩形波制御から過変調ＰＷＭ制御への切り替えが発生しやすくなるように変更されるので、図６に示すように切り替えが早く発生しＩｄ２，Ｉｑ２のピーク（電流乱れ）を小さく抑えることができる。

［実施の形態２］
実施の形態１では矩形波制御モードから過変調ＰＷＭ制御に切り替えが発生しやすくなるように、昇圧開始直後は判定条件のしきい値を変更する（しきい値の大きさを小さくする）ことを述べた。しかし、モード切り替えを発生しやすくするには他の変形例も考えられる。

図９は、ステップＳ４の変形例であるステップＳ４Ａの内容を説明するためのフローチャートである。

図９のフローチャートは、実施の形態１の切替条件を説明する図７のフローチャートのステップＳ２５に代えてステップＳ２５Ａを含む。図９のフローチャートの他の部分は、図７と同様であり説明は繰返さない。

ステップＳ２５Ａでは次式（８）が成立するか否かが判断される。
ΔＩφ＞０ …（８）
実施の形態１では、ΔＩφおよびΔＩｄのいずれかが式（２）または（３）の条件を満たす場合に矩形波制御から過変調制御に制御モードを切替えていた。これに対し、実施の形態２では、判定条件をもっと簡単にするとともに、式（２）のしきい値Ｉφｔとして最も厳しい判定値となるゼロを採用する。

図１０は、実施の形態２における制御モード切替判定について説明するための図である。

図１０を参照して、矢印Ｂ１は過変調制御モードが適用された場合に算出される電流指令値Ｉ＊を示し、矢印Ｂ２は矩形波制御モードから過変調制御モードに切り替わる時点での実電流値Ｉを示す。図１０に示すように、過変調制御モードが適用された場合に算出される電流指令値の軌跡Ｌ１と、矩形波制御中の実電流値の軌跡Ｌ３とが交差した直後には、ΔＩφ＞０となる。これにより電流が大きく乱れる前に速やかに過変調制御モードに移行する。このため、実施の形態１よりも簡単な判定条件でも同様な効果を得ることができる。

［実施の形態３］
実施の形態３では切替判定条件のさらに他の変形例について述べる。

図１１は、ステップＳ４の変形例であるステップＳ４Ｂの内容を説明するためのフローチャートである。

図１１のフローチャートは、実施の形態１の切替条件を説明する図７のフローチャートのステップＳ２５に代えてステップＳ２５Ｂを含む。図９のフローチャートの他の部分は、図７と同様であり説明は繰返さない。

ステップＳ２５Ｂでは次式（９）、（１０）が成立するか否かが判断される。
ΔＩｄ＜０ …（９）
ΔＩｑ＞０ …（１０）
図１２は、実施の形態３における制御モード切替判定について説明するための図である。

図１２を参照して、矢印Ｃ１は過変調制御モードが適用された場合に算出される電流指令値Ｉ＊を示し、矢印Ｃ２は矩形波制御モードから過変調制御モードに切り替わる時点での実電流値Ｉを示す。図１２に示すように、過変調制御モードが適用された場合に算出される電流指令値の軌跡Ｌ１と、矩形波制御中の実電流値の軌跡Ｌ４とが交差した直後には、ΔＩｄ＜０、ΔＩｑ＞０となる。これにより電流が大きく乱れる前に速やかに過変調制御モードに移行する。このため、実施の形態１、２と同様な効果を得ることができる。

最後に、再び図１等を参照して本実施の形態について総括する。
車両のモータ駆動装置は、直流電源（バッテリＢ）の電圧を昇圧する電圧コンバータ１２と、電圧コンバータ１２から電圧が供給され、モータＭ１を駆動するインバータ１４と、インバータ１４を矩形波制御モードと過変調制御モードとを用いて制御し、モータＭ１の実電流値と過変調制御モードを適用した場合の電流指令値との関係が切替条件を満たすか否かに基づいて矩形波制御モードから過変調制御モードに制御モードを切替える制御装置３０とを備える。制御装置３０は、電圧コンバータ１２が昇圧動作を開始した直後には、電圧コンバータ１２が昇圧動作をしていない時および電圧コンバータ１２が昇圧動作を開始して所定時間経過した時を含む通常時よりも、制御モードの切替が発生しやすいように切替条件を変更する。

好ましくは、切替条件は、実電流値Ｉの電流指令値Ｉ＊からの逸脱を示す逸脱量がしきい値よりも大きい場合に切替を発生させるという条件を含む。制御装置３０は、電圧コンバータが昇圧動作を開始した直後には通常時よりも、制御モードの切替が発生しやすいようにしきい値を変更する。

より好ましくは、図７に示すように、しきい値は、モータ電流のｄ軸電流の差を判定する第１のしきい値Ｉｄｔと、モータ電流のｄｑ平面における位相角の差を判定する第２のしきい値Ｉφｔとを含む。制御装置は、電圧コンバータが昇圧動作を開始した直後には通常時（ステップＳ２２：しきい値Ｉｄｔ１、Ｉφｔ１）よりも第１または第２のしきい値を制御モードの切替が発生しやすいように（ステップＳ２５：しきい値Ｉｄｔ２、Ｉφｔ２に）変更する。

好ましくは、図９に示すように、切替条件は、通常時には、モータ電流のｄ軸電流の差とモータ電流のｄｑ平面における位相角の差のいずれか一方が所定の条件を満たす場合に切替を発生させるという第１の条件を含み（ステップＳ２２）、電圧コンバータが昇圧動作を開始した直後には、位相角の差のみに基づいて切替を発生させる第２の条件を含む（ステップＳ２５Ａ）。

より好ましくは、過変調制御モードを適用した場合の電流指令値の位相角からモータの実電流値の位相角を引いた値をΔＩφとし、正のしきい値をＩφｔ１とすると、第１の条件は、ΔＩφ＞Ｉφｔ１が成立するという条件を含み（ステップＳ２２）、第２の条件は、ΔＩφ＞０が成立するという条件を含む（ステップＳ２５Ａ）。

好ましくは、図１１に示すように、切替条件は、通常時には、モータ電流のｄ軸電流の差とモータ電流のｄｑ平面における位相角の差のいずれか一方が所定の条件を満たす場合に切替を発生させるという第１の条件を含み（ステップＳ２２）、電圧コンバータが昇圧動作を開始した直後には、モータ電流のｄ軸電流の差とモータ電流のｑ軸電流の差とに基づいて切替を発生させる第２の条件を含む（ステップＳ２５Ｂ）。

より好ましくは、過変調制御モードを適用した場合の電流指令値のｄ軸電流値からモータの実電流値のｄ軸電流値を引いた値をΔＩｄとし、過変調制御モードを適用した場合の電流指令値のｑ軸電流値からモータの実電流値のｑ軸電流値を引いた値をΔＩｑとすると、第２の条件は、ΔＩｄ＜０またはΔＩｑ＞０が成立するという条件を含む（ステップＳ２５Ｂ）。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

５ 負極母線、６，７ 正極母線、１０ 電圧センサ、１０＃ 直流電圧発生部、１１ 電流センサ、１２ 電圧コンバータ、１３ 電圧センサ、１４ インバータ、１５ Ｕ相アーム、１６ Ｖ相アーム、１７ Ｗ相アーム、２４ 電流センサ、２５ 回転角センサ、３０ 制御装置、１００ モータ駆動制御システム、２００ ＰＷＭ制御部、２１０ 電流指令生成部、２２０ 電流制御部、２３０ ＰＷＭ回路、３００ 矩形波電圧制御部、３０５ 演算部、３１０ トルク検出部、３２０ 電圧位相制御部、３３０ 矩形波発生部、４００ モード切換判定部、４１０ 切換スイッチ、Ｂ 直流電源、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ モータ、Ｑ１〜Ｑ８ スイッチング素子、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー。

Claims (7)

1. 直流電源の電圧を昇圧する電圧コンバータと、
   前記電圧コンバータから電圧が供給され、モータを駆動するインバータと、
   前記インバータを矩形波制御モードと過変調制御モードとを用いて制御し、前記モータの実電流値と過変調制御モードを適用した場合の電流指令値との関係が切替条件を満たすか否かに基づいて前記矩形波制御モードから前記過変調制御モードに制御モードを切替える制御装置とを備え、
   前記制御装置は、前記電圧コンバータが昇圧動作を開始した直後には、前記電圧コンバータが昇圧動作をしていない時および前記電圧コンバータが昇圧動作を開始して所定時間経過した時を含む通常時よりも、前記制御モードの切替が発生しやすいように前記切替条件を変更する、車両のモータ駆動装置。
2. 前記切替条件は、前記実電流値の前記電流指令値からの逸脱を示す逸脱量がしきい値よりも大きい場合に切替を発生させるという条件を含み、
   前記制御装置は、前記電圧コンバータが昇圧動作を開始した直後には前記通常時よりも、前記制御モードの切替が発生しやすいように前記しきい値を変更する、請求項１に記載の車両のモータ駆動装置。
3. 前記しきい値は、モータ電流のｄ軸電流の差を判定する第１のしきい値と、前記モータ電流のｄｑ平面における位相角の差を判定する第２のしきい値とを含み、
   前記制御装置は、前記電圧コンバータが昇圧動作を開始した直後には前記通常時よりも前記第１または第２のしきい値を前記制御モードの切替が発生しやすいように変更する、請求項２に記載の車両のモータ駆動装置。
4. 前記切替条件は、前記通常時には、モータ電流のｄ軸電流の差と前記モータ電流のｄｑ平面における位相角の差のいずれか一方が所定の条件を満たす場合に切替を発生させるという第１の条件を含み、前記電圧コンバータが昇圧動作を開始した直後には、前記位相角の差のみに基づいて前記切替を発生させる第２の条件を含む、請求項１に記載の車両のモータ駆動装置。
5. 前記過変調制御モードを適用した場合の前記電流指令値の位相角から前記モータの実電流値の位相角を引いた値をΔＩφとし、正のしきい値をＩφｔ１とすると、
   前記第１の条件は、ΔＩφ＞Ｉφｔ１が成立するという条件を含み、
   前記第２の条件は、ΔＩφ＞０が成立するという条件を含む、請求項４に記載の車両のモータ駆動装置。
6. 前記切替条件は、前記通常時には、モータ電流のｄ軸電流の差と前記モータ電流のｄｑ平面における位相角の差のいずれか一方が所定の条件を満たす場合に切替を発生させるという第１の条件を含み、前記電圧コンバータが昇圧動作を開始した直後には、前記モータ電流のｄ軸電流の差と前記モータ電流のｑ軸電流の差とに基づいて前記切替を発生させる第２の条件を含む、請求項１に記載の車両のモータ駆動装置。
7. 前記過変調制御モードを適用した場合の前記電流指令値のｄ軸電流値から前記モータの実電流値のｄ軸電流値を引いた値をΔＩｄとし、前記過変調制御モードを適用した場合の前記電流指令値のｑ軸電流値から前記モータの実電流値のｑ軸電流値を引いた値をΔＩｑとすると、
   前記第２の条件は、ΔＩｄ＜０またはΔＩｑ＞０が成立するという条件を含む、請求項６に記載の車両のモータ駆動装置。

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