JP2010021699A - 通信機、通信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】広い周波数帯域幅を使用する場合でも、伝送効率を低下させずに、振幅および位相の時間変化を補正できる通信機及び通信方法を得る。
【解決手段】この通信機は、データシンボル列をなす送信信号を互いに異なる複数の周波数帯域を用いて送信する通信機であって、データシンボル列を、所定のシンボル数単位で複数の周波数帯域にそれぞれ配列する配列部と、所定の波形を有する第１の基準シンボルを生成する第１のシンボル生成部と、複数の周波数帯域にそれぞれ配列されるデータシンボル列に対し、複数の周波数帯域それぞれの中心周波数に対応する時間間隔で第１の基準シンボルをデータシンボル列へ挿入する第１の挿入部とを具備したことを特徴とする。
【選択図】図３

Description

この発明は、無線を利用した通信機及び通信方法に関する。

無線通信では、マルチパスやドップラー効果の影響により受信信号の振幅および位相が時間的に変化する。そこで、従来の無線通信では、予め定められた波形の基準信号（以下、既知シンボルと称す）を所定の時間間隔（シンボル間隔）でデータシンボル間に挿入し、受信側でこの既知シンボルを用いて振幅および位相の時間変化を補正している。しかし、実際の信号伝送には寄与しない既知シンボルを挿入することで、信号伝送の効率が低下する。このため、受信信号の振幅および位相の時間変化の状況や誤り率などに応じて、この既知シンボルをデータシンボル間に挿入する時間間隔を制御する方法が提案されている（特許文献１、２参照）。
特許３４９１５４９号公報 特開２００３−３３３００８号公報

近年、通信速度を高速化するため、無線通信の周波数帯域幅を数ＧＨｚに拡大することが検討されている。しかし、受信信号の振幅や位相の時間変化は、周波数に比例して大きくなる。このため、高周波数帯域では、既知シンボルをデータシンボル間に挿入する時間間隔を短くする必要がある。しかし、従来の通信機は、使用している周波数帯域に関係なく既知シンボルを一律の時間間隔でシンボル間に挿入している。その結果、低周波数帯域においても既知シンボルを挿入する時間間隔が短く、信号の伝送効率が低下する。
上記に鑑み、本発明は、広い周波数帯域幅を使用する場合でも、伝送効率を低下させずに、振幅および位相の時間変化を補正できる通信機及び通信方法を得ることを目的とする。

本発明の一態様に係る通信機は、データシンボル列をなす送信信号を互いに異なる複数の周波数帯域を用いて送信する通信機であって、データシンボル列を、所定のシンボル数単位で複数の周波数帯域にそれぞれ配列する配列部と、所定の波形を有する第１の基準シンボルを生成する第１のシンボル生成部と、複数の周波数帯域にそれぞれ配列されるデータシンボル列に対し、複数の周波数帯域それぞれの中心周波数に対応する時間間隔で第１の基準シンボルをデータシンボル列へ挿入する第１の挿入部とを具備したことを特徴とする。

本発明の一態様に係る通信方法は、データシンボル列をなす送信信号を互いに異なる複数の周波数帯域を用いて送信する通信方法であって、データシンボル列を、所定のシンボル数単位で複数の周波数帯域にそれぞれ配列するステップと、所定の波形を有する第１の基準シンボルを生成するステップと、複数の周波数帯域にそれぞれ配列されるデータシンボル列に対し、複数の周波数帯域それぞれの中心周波数に対応する時間間隔で第１の基準シンボルをデータシンボル列へ挿入するステップとを具備したことを特徴とする。

本発明によれば、広い周波数帯域幅を使用する場合でも、伝送効率を低下させずに、振幅および位相の時間変化を補正できる通信機及び通信方法を得ることができる。

以下、図面を参照して、本発明の実施形態を詳細に説明する。
（第１の実施形態）
図１は、本発明の一つの実施形態に係る基地局（通信機）１および通信端末（通信機）６Ａ乃至６Ｃを示した図である。図２は、第１の実施形態に係る送信機１と受信機６Ａ乃至６Ｃとの間で使用される通信方式を説明するための模式図である。図２中の符号ＢＷ１は、この第１の実施形態に係る基地局１および通信端末６Ａ乃至６Ｃ間の無線通信で使用される周波数帯域幅である。

基地局１は、通信端末６Ａ乃至６Ｃとの間で無線通信を行う。この第１の実施形態では、この無線通信に図２に示すＯＦＤＭ（直交波周波数分割多重）方式が使用される。ＯＦＤＭ方式では、送信するデータを中心周波数の異なる複数の搬送波（以下、サブキャリアと称す）０からＮ−１（Ｎは自然数）に配列して逆高速フーリエ変換し、周波数軸を時間軸に変換してデータを送信する。

このＯＦＤＭでは、サブキャリアの周波数はお互いのサブキャリアが直交するように選ばれる。このため、各サブチャネル同士の混信がなくなり、干渉ガード帯域が不必要となる。その結果、送受信機の設計を単純化できる。具体的には従来のＦＤＭ（周波数分割多重）と異なり、各サブチャネルに対し別々のフィルタを用意する必要がないという利点を有する。また、この直交性のおかげで高いスペクトル効率を得ることができ、送信帯域として配列された周波数帯をほとんど全て利用することが可能である。

次に、この第１の実施形態に係る基地局１の構成および動作について説明する。なお、ここでは、基地局１についてのみ説明するが、基地局１の構成および動作と、通信端末６Ａ乃至６Ｃの構成および動作は同一である。

図３は、この第１の実施形態に係る基地局１の構成を示したブロック図である。図４は、この第１の実施形態に係る基地局１の送信時の動作を示したフローチャートである。図５は、第１の実施形態に係る多重部１４およびキャリア変調部１５の動作を説明する図である。図６は、この第１の実施形態に係る基地局１の受信時の動作を示したフローチャートである。

（基地局１の送信時の動作）
初めに、符号化部１１は、前段より入力されるデジタルデータに誤り検出符号を付加する。この誤り検出符号には、パリティ符号、定比率符号、巡回符号、ハッシュ関数などが利用される。次に、符号化部１１は、誤り検出符号を付加したデジタルデータを、所定の符号化方式および符号化率で誤り訂正符号化し、符号化データを生成する（ステップＳ１１）。この誤り訂正符号化には、ハミング符号、ＢＣＨ符号、リード・ソロモン符号などが利用される。次に、符号化部１１は、生成した符号化データを変調部１２へ入力する。

変調部１２は、所定の変調方式により、符号化部１１から入力された符号化データの振幅および位相を変調してデータシンボル列を生成する（ステップＳ１２）。この変調方式には、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）やＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）、６４ＱＡＭなどの変調方式がある。次に、変調部１２は、生成したデータシンボル列を多重部１４へ入力する。

なお、図３には示していないが、符号化部１１と変調部１２との間にインターリーバなどを具備し、符号化データを所定の順序で並び変えるようにしても良い。

既知信号生成部１３は、予め定められた波形の信号である既知シンボルを多重部１４へ入力する。この既知シンボルは、パイロットシンボルとも呼ばれ、波形、すなわち振幅および位相の値が既知のシンボルである。この既知シンボルは、通信端末６Ａ乃至６Ｃにおいて、受信した信号の振幅および位相の時間変化の補正に利用される。

多重部１４は、既知信号生成部１３から入力された既知シンボルを、変調部１２から入力されたデータシンボル列のデータシンボル間に挿入して多重データを生成する（ステップＳ１３）。図５に示すように、多重部１４は、各サブキャリアの周波数に応じて、既知シンボルをデータシンボル間に挿入する時間間隔を変化させている。

次に、多重部１４は、生成した多重データをキャリア変調部１５へ入力する。なお、多重部１４の構成および動作については、後で図７乃至８を用いて詳細に説明する。

キャリア変調部１５は、多重部１４から入力された多重データをマルチキャリア変調して変調信号を生成する（ステップＳ１４）。このマルチキャリア変調では、以下の処理を行う。

初めに、多重データを所定のシンボル数であるスロット単位で直並列変換して、データシンボルを各サブキャリアに配列する。キャリア変調部１５は、図５に示すように、所定のシンボル数を一つの単位（Unit）としてデータシンボル列を各サブキャリア０乃至Ｎ−１に配列する。

すなわち、キャリア変調部１５は、Ｕｎｉｔ１を、スロットを構成する先頭のシンボルの０番のサブキャリアからＮ−１番のサブキャリアに順次配列し、Ｕｎｉｔ２を、次のシンボルの０番のサブキャリアからＮ−１番のサブキャリアというふうに順次配列する。この動作を繰り返し、Ｕｎｉｔ７の配列を行うとスロット１のシンボル配置が終了する。

なお、図５では、各スロットのシンボル数を７としているが、各スロットのシンボル数をいくつにするかは任意である。また、各サブキャリアに対するデータシンボルの配列は、任意のシンボルから始めてもかまわない。

次に、キャリア変調部１５は、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行い、周波数上のデータを時間上のデータに変換する。次に、キャリア変調部１５は、この逆高速フーリエ変換後の時間軸上のデータにガードインターバル（ＧＩ）および同期用プリアンブル信号を付加して変調信号を生成する。次に、キャリア変調部１５は、生成した変調信号をＤ／Ａ変換部１６へ入力する。

Ｄ／Ａ変換部１６は、キャリア変調部１５から入力された変調信号をデジタル信号からアナログ信号へ変換して送信アナログ信号を生成する（ステップＳ１５）。次に、Ｄ／Ａ変換部１６は、生成した送信アナログ信号を送信処理部１７に入力する。

送信処理部１７は、Ｄ／Ａ変換部１６から入力された送信アナログ信号に対して、直交変調、アップコンバート（周波数変換）、フィルタによる帯域制限、電力増幅などの送信処理を行い、送信信号を生成する（ステップＳ１６）。アンテナ３１は、送信処理部１７で生成された送信信号を送信する。

（基地局１の受信時の動作）
初めに、アンテナ３１は、通信端末６Ａ乃至６Ｃから送信された送信信号を受信する（以下、アンテナ３１で受信した信号を受信信号と称す）。

受信処理部２１は、アンテナ３１で受信した受信信号に対して、電力増幅、フィルタによる帯域制限、ダウンコンバート（周波数変換）、直交復調などの受信処理を行い（ステップＳ２１）、受信アナログ信号を生成する。次に、受信処理部２１は、生成したアナログ信号をＡ／Ｄ変換部２２へ入力する。

Ａ／Ｄ変換部２２は、入力された受信アナログ信号をアナログ信号からデジタル信号へ変換して受信デジタル信号を生成する（ステップＳ２２）。次に、Ａ／Ｄ変換部２２は、生成した受信デジタル信号を同期部２３及びキャリア復調部へ入力する。

同期部２３は、Ａ／Ｄ変換部２２から入力された受信デジタル信号から同期用のプリアンブル信号を用いて受信タイミングを検出し、この検出した受信タイミングをキャリア復調部２４に通知する。

キャリア復調部２４は、Ａ／Ｄ変換部２２から入力された受信デジタル信号をマルチキャリア復調する。すなわち、同期部２３から通知された受信タイミングに基づいてガードインターバルを除去し、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を行い、既知シンボルが挿入されたデータシンボル列である多重データを生成する（ステップＳ２３）。次に、キャリア復調部は、生成した多重データのうち既知シンボルを伝搬路推定部２５へ、データシンボルを復調部２６へ入力する。

伝搬路推定部２５は、キャリア復調部から入力された既知シンボルに基づいて、マルチパスやドップラー効果により生じた受信信号の振幅および位相の時間的変化を推定する。次に、伝搬路推定部２５は、この推定結果を復調部２６へ入力する。

復調部２６は、伝搬路推定部２５から入力された推定結果からデータシンボルの位相および振幅のずれを補正する。次に、復調部２６は、補正後のデータシンボルを復調して符号化データを生成する（ステップＳ２４）。次に、復調部２６は、生成した符号化データを復号部２７へ入力する。

復号部２７は、復調部２６から入力された符号化データを復号したデジタルデータを後段へ出力する（ステップＳ２５）。

（多重部１４の構成および動作の詳細）
次に、この実施形態に係る基地局１の多重部１４の構成および動作について説明する。図７は、多重部１４の構成を示したブロック図である。図８は、第１の実施形態に係るフォーマットデータの一例を示した図である。なお、図８では、周波数を縦軸に表し、時間を横軸に示している。図９は、各サブキャリアに配列されたデータに既知シンボルを挿入する時間間隔を決定する方法の一例を説明する図である。

フォーマット記録部１４１は、既知信号生成部１３から入力される既知シンボルを、変調部１２から入力されるデータシンボル列のどの位置に挿入するかを記載したフォーマットデータを記録する。このフォーマットデータは、１スロットに含まれるシンボル数（図８の例では、１３＊Ｎ）分の挿入位置を保持しており、挿入部１４２は、このフォーマットデータを参照して、スロット単位で既知シンボルをデータシンボル列へ挿入する。

そして、挿入部１４２は、データシンボル列に既知シンボルを挿入する動作をスロット単位で繰り返す。なお、各サブキャリアにおける既知シンボルを挿入する時間間隔の算出方法は、後で図９を使用して説明する。

挿入部１４２は、フォーマット記録部１４１に記録されているフォーマットデータに基づいて、変調部１２から入力されるデータシンボル列に、既知信号生成部１３から入力される既知シンボルを挿入する。この際、挿入部１４２は、１つのスロット（Slot）内において、所定のサブキャリア間隔および所定の時間間隔（シンボル間隔）で、既知シンボルが配置されるようにデータシンボル間に既知シンボルを挿入する。

図８の例では、多重部１４は、相対的に周波数が高いサブキャリアに配列されたデータシンボルには、既知シンボルを３シンボルごとに挿入する。また、相対的に周波数が低いサブキャリアに配列されたデータシンボルには、既知シンボルを６シンボルごとに挿入する。

つまり、この実施形態に係る多重部１４は、この実施形態で使用される周波数帯域ＢＷ１内において相対的に周波数が高いサブキャリアでは、既知シンボルを挿入する時間間隔を短くしている。また、相対的に周波数が低いサブキャリアでは、既知シンボルを挿入する時間間隔を長くしている。

次に、多重部１４のフォーマット記録部１４１に記録されるフォーマットデータの算出方法について説明する。図９中の符号ＢＷ１は、この第１の実施形態に係る基地局１および通信端末６Ａ乃至６Ｃ間の無線通信で使用される周波数帯域幅である。符号ＦＣは、この周波数帯域幅の中心周波数である。符号ΔＦは、サブキャリア間の周波数差である。符号ΔＴは、シンボル長である。

この場合の各サブキャリアにおける既知シンボルを挿入する時間間隔ＩＮＴｉ（ｉは各サブキャリアに付与された固有番号であり、０からＮ−１（Ｎは自然数）の範囲の値をとる）は、以下の（１）式で決定できる。また、（２）式は、（１）式中の符号Ｆｄｉを表す。
ＩＮＴｉ＝１／（Ｆｄｉ×ΔＴ）…（１）
Ｆｄｉ＝｛Ｖ×（ＦＣ−ＢＷ１／２＋ΔＦ×ｉ）｝／Ｃ…（２）

ここで、式（１）中の符号Ｆｄｉは、マルチパスやドップラー効果により、各サブキャリアに配列された信号に生ずる振幅や位相の時間的な変化の大きさを表すパラメータであり、（２）式で表される。符号Ｃは光の速度である。符号Ｖは、基地局１もしくは通信端末６Ａ乃至６Ｃの移動速度である。

なお、式（１）では、マルチパスやドップラー効果による振幅や位相の時間的な変化を補正するために最低限必要な既知シンボルを挿入する時間間隔ＩＮＴｉが算出される。そこで、１以上の任意の定数をＦｄｉに乗算して式（１）を算出してもよい。これにより、既知シンボルを挿入する時間間隔ＩＮＴｉが短くなり、マルチパスやドップラー効果による振幅や位相の時間的な変化の補正に余裕ができる。

（伝搬路推定部２５の動作の詳細）
次に、図８を用いて伝搬路推定部２５の動作を説明する。
初めに、キャリア復調部２４からキャリア復調信号が入力されると、伝搬路推定部２５は、このキャリア復調信号に含まれる既知シンボルを用いて、マルチパスやドップラー効果により生じた受信信号の振幅および位相の時間的変化を、全てのサブキャリアについて推定する。

すなわち、伝搬路推定部２５は、キャリア復調部から入力された既知シンボルの位相および振幅の値と、予め自己に記録された既知シンボルの位相および振幅の値とを比較し、伝送路において、どれだけ位相および振幅の値にどれだけずれが生じたかを算出する。

この時、伝搬路推定部２５は、既知シンボルが含まれていないサブキャリアについては、既知シンボルが含まれているサブキャリアの推定結果を用いて、受信信号の振幅および位相の時間的変化を推定する。

なお、既知シンボルを挿入する時間間隔は、サブキャリアごとに異なる。そのため、伝搬路推定部２５は、挿入されている既知シンボルを用いて、相対的に周波数が高いサブキャリアでは、３シンボルごとに受信信号の振幅および位相の時間的変化を推定し、相対的に周波数が低いサブキャリアでは、６シンボルごとに受信信号の振幅および位相の時間的変化を推定する。

以上のように、この第１の実施形態に係る基地局（通信機）１は、この実施形態で使用される周波数帯域内において相対的に周波数が高いサブキャリアでは、既知シンボルを挿入する時間間隔を短くしている。また、相対的に周波数が低いサブキャリアでは、既知シンボルを挿入する時間間隔を長くしている。

このため、広い周波数帯域幅を使用することなどにより、受信信号の振幅や位相の時間変化が周波数（サブキャリア）により異なる場合においても、伝送効率を低下させずに、振幅および位相の時間変化を補正できる。

なお、この第１の実施形態では、既知信号生成部１３から入力される既知シンボルを、変調部１２から入力されデータシンボル列のどの位置に挿入するかを記載したフォーマットデータを予めフォーマット記録部１４１に記録している。しかし、フォーマット記録部１４１の代わりに、式（１）、式（２）を演算する演算部を具備し、この演算部での演算結果に基づいて、既知シンボルをデータシンボル間に挿入しても良い。また、フォーマット記録部１４１を既知信号生成部１３に備え、既知信号生成部１３が、このフォーマット記録部１４１に基づいて、既知シンボルを多重部１４へ入力するようにしても良い。

また、この第１の実施例では、基地局１および通信端末６Ａ乃至６Ｃに、送信機能と受信機能を具備したが、送信機能もしくは受信機能のみを具備しても良い。送信機能のみの場合、符号化部１１、変調部１２、既知信号生成部１３、多重部１４、キャリア変調部１５、Ｄ／Ａ変換部１６、送信処理部１７およびアンテナ３１を具備すればよい。また、受信機能のみの場合、アンテナ３１、受信処理部２１、Ａ／Ｄ変換部２２、同期部２３、キャリア復調部２４、伝搬路推定部２５、復調部２６および復号部２７を具備すればよい。

（第１の実施形態の変形例）
この変形例では、複数のサブキャリアを１つのグループとし、このグループ単位で既知シンボルを挿入する。図１０は、第１の実施形態の変形例に係るフォーマットデータの一例を示した図である。図１０では、３つのサブキャリアを１つのグループ単位として、既知シンボルを挿入している。なお、図１０では、周波数を縦軸に表し、時間を横軸に示している。

図１０に示す例では、多重部１４は、相対的に周波数が高いサブキャリアのグループに対して、既知シンボルを３シンボルごとに挿入している。また、相対的に周波数が低いサブキャリアのグループに対しては、既知シンボルを６シンボルごとに挿入している。

このように、第１の実施形態と同様に、この変形例においても相対的に周波数の高いサブキャリアのグループに配列されたデータシンボルに対しては既知シンボルを挿入する時間間隔を短くし、相対的に周波数のサブキャリアグループに配列されたデータシンボルに対しては既知シンボルを挿入する時間間隔を長くしている。

以上のように、この第１の実施形態の変形例では、複数のサブキャリアを１つのグループとし、このグループごとに既知シンボルを挿入する時間間隔を設定している。

（第２の実施形態）
図１１は、第２の実施形態に係る基地局（通信機）２の構成を示したブロック図である。この実施形態では、２種類の既知シンボルを用いて、受信信号の振幅や位相の時間変化とともに、通信機内の雑音や周波数変換用の発振器の経時的な変化やずれによる信号の振幅および位相の時間的変化を補正する。なお、ここでは、基地局２についてのみ説明するが、この第２の実施形態の基地局２に対応する通信端末の構成および動作は同一である。

既知信号生成部１３Ａおよび既知信号生成部１３Ｂは、予め定められた波形の信号である既知シンボルＡ、Ｂをそれぞれ多重部１４Ａへ入力する。ここで、既知信号生成部１３Ａの既知シンボルは、マルチパスやドップラー効果による受信信号の振幅および位相の時間的変化の補正に用いられる。

また、既知信号生成部１３Ｂは、基地局１や通信端末６Ａ乃至６Ｃなどの通信機内の雑音や周波数変換用の発振器の経時的な変化やずれによる信号の振幅および位相の時間的変化の補正に用いられる。なお、既知シンボルＡ、Ｂは、異なる波形の既知シンボルであっても良く、同一の波形の既知シンボルであっても良い。

多重部１４Ａは、既知信号生成部１３Ａ、１３Ｂから入力された既知シンボルＡ、Ｂを、変調部１２から入力されたデータシンボル列に挿入して多重データを生成する。次に、多重部１４Ａは、生成した多重データをキャリア変調部１５へ入力する。その他の構成要素については、図３で説明しているため、共通する構成要素については、同一の符号を付して重複説明を省略する。

次に、多重部１４Ａの構成および動作の詳細について説明する。
図１２は、多重部１４Ａの構成を示したブロック図である。図１３は、第２の実施形態に係るフォーマットデータの一例を示した図である。なお、図１３では、周波数を縦軸に表し、時間を横軸に示している。

フォーマット記録部１４１Ａは、既知信号生成部１３Ａ、１３Ｂから入力される既知シンボルを、変調部１２から入力されるデータシンボル列のどの位置に挿入するかを記載したフォーマットデータを記録する。

挿入部１４２は、フォーマット記録部１４１Ａに記録されているフォーマットデータに基づいて、変調部１２から入力されるデータシンボル列に、既知信号生成部１３Ａ、１３Ｂから入力される既知シンボルＡ、Ｂを挿入する。この際、挿入部１４２は、１つのスロット（Slot）内において、所定の時間間隔で、既知シンボルＡが配置されるようにデータシンボル間に既知シンボルＡを挿入する。また、挿入部１４２は、１つのスロット（Slot）内において、所定のサブキャリア間隔で、既知シンボルＢが配置されるようにデータシンボル間に既知シンボルＢを挿入する。

図１３の例では、多重部１４Ａは、相対的に周波数が高いサブキャリアに配列されたデータシンボルには、既知信号生成部１３Ａから入力される既知シンボルＡを１０シンボルごとに挿入する。また、周波数が低いサブキャリアに配列されたデータシンボル列には、既知信号生成部１３Ａから入力される既知シンボルＡを２０シンボルごとに挿入する。

また、多重部１４Ａは、所定のサブキャリアに対して既知信号生成部１３Ｂから入力される既知シンボルＢを配列する。

ここで、通信機内の雑音や周波数変換用の発振器の経時的な変化やずれにより生ずる信号の振幅および位相の時間的変化は、周波数の依存性がほとんど無い。このため、既知シンボルＢを挿入する所定のサブキャリアの間隔を広くできる。また、既知シンボルＢをマルチパスやドップラー効果による受信信号の振幅および位相の時間的変化の補正に用いることができるため、既知シンボルＡを挿入する時間間隔を長くできる。

以上のように、この第２の実施形態に係る基地局２は、２種類の既知シンボルを挿入しているので、マルチパスやドップラー効果による受信信号の振幅および位相の時間的変化および通信機内の雑音や周波数変換用の発振器の経時的な変化やずれによる信号の振幅および位相の時間的変化を補正できる。その他の効果は、第１の実施形態と同じである。

なお、第１の実施形態と同様に、フォーマット記録部１４１Ａを既知信号生成部１３Ａ、１３Ｂに備え、既知信号生成部１３Ａ、１３Ｂが、このフォーマット記録部１４１Ａに基づいて、既知シンボルを多重部１４へ入力するようにしても良い。

（第２の実施形態の変形例１）
図１４は、第２の実施形態の変形例１に係るフォーマットデータの一例を示した図である。図１４では、周波数を縦軸に表し、時間を横軸に示している。
この変形例は、各スロットを構成するシンボル数が可変である場合に好適であり、既知信号生成部１３Ａから入力される既知シンボルＡを挿入する時間間隔を可変としている。

具体的には、図１４に示すように、多重部１４Ａのフォーマット記録部１４１Ａに記録されるフォーマットデータを、相対的に周波数が高いサブキャリアに配列されたデータシンボル列への既知シンボルＡを挿入する時間間隔をＩＮＴ＿Ｈとし、相対的に周波数が低いサブキャリアに配列されたデータシンボル列への既知シンボルＡの挿入する時間間隔をＩＮＴ＿Ｌとする。

そして、時間間隔ＩＮＴ＿Ｈと時間間隔ＩＮＴ＿Ｌとの関係が、次の（３）式を満たすように、既知シンボルＡを挿入する時間間隔を制御する。
ＩＮＴ＿Ｌ＜＝ＩＮＴ＿Ｈ…（３）
このように、既知シンボルＡを挿入する時間間隔を制御すれば、各スロットを構成するシンボル数に応じて、適切に既知シンボルＡを挿入できる。なお、ＩＮＴ＿ＨやＩＮＴ＿Ｌは、例えば、式（１）及び（２）を用いて説明した方法により決定することができる。

（第２の実施形態の変形例２）
図１５は、第２の実施形態の変形例２に係るフォーマットデータの一例を示した図である。図１５では、周波数を縦軸に表し、時間を横軸に示している。
この変形例では、既知信号生成部１３Ａから入力される既知シンボルＡを挿入する時間間隔を、サブキャリアの周波数にかかわらず一定とし、既知信号生成部１３Ｂから入力される既知シンボルＢを配置するサブキャリアの間隔をサブキャリアの周波数に応じて変化させる。

具体的には、相対的に低い周波数では既知シンボルＢを挿入するサブキャリアの間隔を広くし、相対的に高い周波数では既知シンボルを挿入するサブキャリアの間隔を狭くする。図１５の例では、相対的に低い周波数ではサブキャリア４つおきに既知シンボルＢを挿入し、相対的に高い周波数ではサブキャリア３つもしくは１つおきに既知シンボルを挿入する。このように既知シンボルＢを挿入しても、第２の実施形態と同様の効果を期待できる。

なお、図１５には示していないが、第２の実施形態と同様に、相対的に周波数が高いサブキャリアに配列されたデータシンボルに対しては既知シンボルＡを挿入する時間間隔を短くし、相対的に周波数が低いサブキャリアに配列されたデータシンボルに対しては既知シンボルＡを挿入する時間間隔を長くしてもよい。

（第３の実施形態）
図１６は、第３の実施形態に係る基地局３で使用される通信方式を説明するための図である。図１６中の符号ＢＷ２は、この第３の実施形態で使用される周波数帯域幅である。図１７は、第３の実施形態に係る基地局（通信機）３の構成を示したブロック図である。この第３の実施形態では、与えられた周波数帯域幅を、複数の周波数バンド１乃至Ｎ（Ｎは０を除く自然数である）に分割し、分割した周波数バンドごとに、第１の実施形態で説明したＯＦＤＭ方式を適用する。なお、ここでは、基地局３についてのみ説明するが、この第３の実施形態の基地局３に対応する通信端末の構成および動作は同一である。

分配器４１は、前段からの信号を、周波数バンドごとに具備する符号化部１１_Ｎへ分配する。合成器４２は、周波数バンドごとに具備する送信処理部１７_Ｎから入力される送信信号を合成してアンテナ３１へ入力する。分配器４３は、アンテナ３１で受信した受信信号を、周波数バンドごとに具備する受信処理部２１_Ｎへ分配する。合成器４４は、周波数バンドごとに具備する復号部２７_Ｎから入力される復号後の符号化信号を合成して後段へ入力する。

また、基地局３は、周波数バンド毎に、図３で説明した符号化部１１_Ｎ、変調部１２_Ｎ、既知信号生成部１３_Ｎ、多重部１４_Ｎ、キャリア変調部１５_Ｎ、Ｄ／Ａ変換部１６_Ｎ、送信処理部１７_Ｎ、受信処理部２１_Ｎ、Ａ／Ｄ変換部２２_Ｎ、同期部２３_Ｎ、キャリア復調部２４_Ｎ、伝搬路推定部２５_Ｎ、復調部２６_Ｎ、復号部２７_Ｎを具備する。なお、符号化部１１_Ｎ乃至復号部２７_Ｎについては、図３で説明しているため重複説明を省略する。

次に、多重部１４_Ｎの動作について説明する。
図１８は、第３の実施形態に係るフォーマットデータの一例を示した図である。図１８では、周波数を縦軸に表し、時間を横軸に示している。なお、説明の便宜上、分割された周波数バンドの数が３であるとする。

図１８の例では、第３の実施形態に係る多重部１４_３は、既知シンボルを５シンボルごとに挿入する。また、多重部１４_２は、既知シンボルを１０シンボルごとに挿入する。また、多重部１４_１は、既知シンボルを２０シンボルごとに挿入する。

つまり、この第３の実施形態では、この実施形態で使用される周波数帯域ＢＷ２内において相対的に中心周波数の高いサブバンドでは、既知シンボルを挿入する時間を狭くしている。また、相対的に中心周波数が低いサブバンドでは、既知シンボルを挿入する時間間隔を長くしている。

次に、多重部１４_Ｎに記録されるフォーマットデータの算出方法について説明する。図１９は、既知シンボルを挿入する時間間隔の決定方法の一例を説明する図である。図１９中の符号Ｆｃｉ（ｉ＝１・・Ｎ）は、マルチバンド無線通信方式により無線通信が行われる各周波数バンドの中心周波数である。また、符号ＢＷ２は、この第３の実施形態で使用される周波数帯域幅である。

この場合の各周波数バンドにおける既知シンボルを挿入する時間間隔ＩＮＴｉ（ｉは各サブバンドに付与された固有番号であり、１からＮ（Ｎは自然数）の範囲の値をとる）は、以下の（４）式で決定できる。また、（５）式は、（４）式中の符号Ｆｄｉを表す。
ＩＮＴｉ＝１／（Ｆｄｉ×ΔＴ）…（４）
Ｆｄｉ＝（Ｖ×ＦＣｉ）／Ｃ…（５）

ここで、式（４）中の符号Ｆｄｉは、マルチパスやドップラー効果により、各サブキャリアに配列された信号に生ずる振幅や位相の時間的な変化の大きさを表すパラメータであり、（５）式で表される。符号Ｃは光の速度である。符号Ｖは、基地局３に対応する通信端末の移動速度である。

なお、式（４）では、マルチパスやドップラー効果による振幅や位相の時間的な変化を補正するために最低限必要な既知シンボルを挿入する時間間隔ＩＮＴｉが算出される。そこで、１以上の任意の定数をＦｄｉに乗算して式（４）を算出してもよい。これにより、既知シンボルを挿入する時間間隔ＩＮＴｉが短くなり、マルチパスやドップラー効果による振幅や位相の時間的な変化の補正に余裕ができる。

以上のように、この第３の実施形態に係る基地局（通信機）３は、この実施形態で使用される周波数帯域ＢＷ２内において相対的に中心周波数が高いサブバンドでは、既知シンボルを挿入する時間間隔を短くしている。また、相対的に中心周波数が低いサブバンドでは、既知シンボルを挿入する時間間隔を長くしている。

このため、広い周波数帯域幅を使用する場合でも、伝送効率を低下させずに、振幅および位相の時間変化を補正できる。その他の効果は第１の実施形態と同じである。

また、この第３の実施形態においても、第１の実施形態と同様に、式（４）、式（５）を演算する演算部を多重部１４_Ｎに具備し、この演算部での演算結果に基づいて、既知シンボルをデータシンボル列に挿入しても良い。また、第１の実施形態の変形例の図１０に示すように、複数のサブキャリアを１つのグループとし、このグループごとに既知シンボルを挿入する時間間隔を設定しても良い。

（第４の実施形態）
図２０は、第４の実施形態に係る基地局（通信機）４の構成を示したブロック図である。この実施形態では、２種類の既知シンボルを用いて、マルチパスやドップラー効果による受信信号の振幅および位相の時間的変化および通信機内の雑音や周波数変換用の発振器の経時的な変化やずれによる信号の振幅および位相の時間的変化を補正する。

なお、図２０に示した構成要素については、図１１および図１６で説明した構成要素と同じである。このため、共通する構成要素については、同一の符号を付して重複説明を省略する。なお、ここでは、基地局４についてのみ説明するが、この第４の実施形態の基地局４に対応する通信端末の構成および動作は同一である。

次に、多重部１４Ａ_Ｎの動作について説明する。
図２１は、第４の実施形態に係るフォーマットデータの一例を示した図である。なお、図２１では、周波数を縦軸に表し、時間を横軸に示している。また、各サブキャリアに配列されるデータおよびこのデータに挿入される既知シンボルをシンボル単位で示している。なお、説明の便宜上、分割された周波数バンド数が３であるとする。

図２１に示すように、この第４の実施形態に係る多重部１４Ａ_３は、既知信号生成部１３Ａから入力される既知シンボルＡを５シンボルごとに挿入する。また、多重部１４Ａ_２は、既知信号生成部１３Ａから入力される既知シンボルＡを１０シンボルごとに挿入する。また、多重部１４Ａ_１は、既知信号生成部１３Ａから入力される既知シンボルＡを２０シンボルごとに挿入する。

つまり、この第４の実施形態では、この実施形態で使用される周波数帯域内において相対的に中心周波数が高いサブバンドでは、既知シンボルを挿入する時間間隔を短くしている。また、相対的に中心周波数が低いサブバンドでは、既知シンボルを挿入する時間間隔を長くしている。

また、多重部１４Ａは、所定のサブキャリアに対して既知信号生成部１３Ｂから入力される既知シンボルＢを配列する。

以上のように、この第４の実施形態に係る基地局４は、２種類の既知シンボルを挿入しているので、マルチパスやドップラー効果による受信信号の振幅および位相の時間的変化および通信機内の雑音や周波数変換用の発振器の経時的な変化やずれによる信号の振幅および位相の時間的変化を補正できる。その他の効果は、第３の実施形態と同じである。

（第４の実施形態の変形例１）
図２２は、第４の実施形態の変形例１に係るフォーマットデータの一例を示した図である。図２２では、周波数を縦軸に表し、時間を横軸に示している。また、説明の便宜上、分割された周波数バンド数が３であるとする。

この変形例では、既知信号生成部１３Ａから入力される既知シンボルＡを挿入する時間間隔を、周波数バンドの中心周波数にかかわらず一定とし、既知信号生成部１３Ｂから入力される既知シンボルＢを挿入するサブキャリアの数を中心周波数バンドに応じて変化させる。

具体的には、相対的に低い周波数のサブバンドでは既知シンボルＢを挿入するサブキャリア間隔を長くし、相対的に高い周波数のサブバンドでは既知シンボルを挿入するサブキャリア間隔を短くする。この図２２の例では、周波数バンド１および２では、サブキャリア３つおきに既知シンボルＢを挿入し、周波数バンド３では、サブキャリア２つおきに既知シンボルを挿入している。このように構成しても、第４の実施形態と同様の効果を期待できる。

（第３、４の実施形態の応用例）
第３、４の実施形態では、各周波数バンドの中心周波数に応じて、既知シンボルを挿入する時間間隔を変更している。このため、各周波数バンドの伝送レートに差が生じる。この応用例では、この伝送レートの差を補正する方法について説明する。

図２３は、各周波数バンドと、当該周波数バンドに含まれるサブキャリア数の関係を示す図である。なお、図２３中の符号Ｎは、０を除く自然数である、符号ＮＳＣＮは、周波数バンドＮに含まれるサブキャリア数である。符号ＢＷＮは、周波数バンドＮにおける周波数帯域幅である。

第３、４の実施形態で説明したように、使用される周波数帯域内において相対的に中心周波数が高いサブバンドでは、既知シンボルを挿入する時間間隔を短く、相対的に中心周波数が低いサブバンドでは、既知シンボルを挿入する時間間隔を長くしている。このため、相対的に高い周波数の周波数バンドにおけるサブキャリア数を、相対的に低い周波数の周波数バンドにおけるサブキャリア数以上となるようにすれば、各周波数バンドの伝送レートの差を補正できる。

具体的には、以下の式（６）を満たすように、各周波数バンドにおけるサブキャリア数を調整する。
ＮＳＣ１≦ＮＳＣ２≦…≦ＮＳＣＮ…（６）

以上のように、この応用例では、相対的に高い周波数の周波数バンドにおけるサブキャリア数を、相対的に低い周波数の周波数バンドにおけるサブキャリア数以上となるように、各周波数バンドにおけるサブキャリア数を調整しているので、各周波数バンドの伝送レートの差を補正できる。

（第５の実施形態）
図２４は、この第５の実施形態に係る基地局５で使用される通信方式を説明するための模式図である。図２４中の符号ＢＷ３は、この実施形態で使用される周波数帯域幅である。図２５は、第５の実施形態に係る基地局（通信機）５の構成を示したブロック図である。この実施形態では、与えられた周波数帯域幅を、さらに複数の周波数帯域（サブバンド１乃至Ｎ（Ｎは０を除く自然数））に分割して無線通信を行う。なお、ここでは、基地局５についてのみ説明するが、この第５の実施形態の基地局５に対応する通信端末の構成および動作は同一である。

なお、この実施形態では、分割した各周波数バンド内では１つの周波数キャリアを用いて無線通信を行う。このため、１５_Ｎおよび２４_Ｎを具備しない点が第３の実施形態と異なる。その他の構成要素については、図１７で説明しているため、共通する構成要素については、同一の符号を付して重複説明を省略する。

次に、多重部１４_Ｎの動作について説明する。
図２６は、第５の実施形態に係るフォーマットデータの一例を示した図である。図２６では、周波数を縦軸に表し、時間を横軸に示している。また、各サブバンドに配列されるデータおよびこのデータに挿入される既知シンボルをシンボル単位で示している。なお、説明の便宜上、分割された周波数バンド数が３であるとする。

図２６の例では、この第５の実施形態に係る多重部１４_３は、既知シンボルを３シンボルごとに挿入する。また、多重部１４_２は、既知シンボルを５シンボルごとに挿入する。また、多重部１４_１は、既知シンボルを１０シンボルごとに挿入する。

つまり、この第５の実施形態では、この実施形態で使用される周波数帯域ＢＷ３内において相対的に中心周波数が高いサブバンドでは、既知シンボルを挿入する時間間隔を短くしている。また、相対的に中心周波数が低いサブバンドでは、既知シンボルを挿入する時間間隔を長くしている。

以上のように、この第５の実施形態に係る基地局（通信機）５は、この実施形態で使用される周波数帯域ＢＷ３内において相対的に中心周波数が高いサブバンドでは、既知シンボルを挿入する時間間隔を短くしている。また、相対的に中心周波数が低いサブバンドでは、既知シンボルを挿入する時間間隔を長くしている。

このため、広い周波数帯域幅を使用する場合でも、伝送効率を低下させずに、振幅および位相の時間変化を補正できる。その他の効果は第３の実施形態と同じである。

なお、第２乃至４の実施形態においても、第１の実施形態と同様に、フォーマット記録部の代わりに演算部を具備し、この演算部での演算結果に基づいて、既知シンボルをデータシンボル列に挿入しても良い。また、基地局２乃至５には、送信機能だけを具備し、通信端末６Ａ乃至６Ｃには、受信機能だけを具備しても良い。

なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

第１の実施形態に係る基地局を示した図である。 第１の実施形態で使用される通信方式を示した図である。 第１の実施形態に係る基地局の構成を示したブロック図である。 第１の実施形態に係る基地局の動作を示したフローチャートである。 第１の実施形態に係る多重部およびキャリア変調部の動作を説明する図である。 第１の実施形態に係る基地局の動作を示したフローチャートである。 第１の実施形態に係る多重部の構成を示したブロック図である。 フォーマットデータの一例を示した図である。 既知シンボルを挿入する時間間隔の決定方法の一例を説明する図である。 フォーマットデータの一例を示した図である。 第２の実施形態に係る基地局の構成を示したブロック図である。 第２の実施形態に係る多重部の構成を示したブロック図である。 フォーマットデータの一例を示した図である。 フォーマットデータの一例を示した図である。 フォーマットデータの一例を示した図である。 第３の実施形態で使用される通信方式を示した図である。 第３の実施形態に係る基地局の構成を示したブロック図である。 フォーマットデータの一例を示した図である。 既知シンボルを挿入する時間間隔の決定方法の一例を説明する図である。 第４の実施形態に係る基地局の構成を示したブロック図である。 フォーマットデータの一例を示した図である。 フォーマットデータの一例を示した図である。 周波数バンドと周波数サブキャリア数の関係を示す図である。 第５の実施形態で使用される通信方式を示した図である。 第５の実施形態に係る基地局の構成を示したブロック図である。 フォーマットデータの一例を示した図である。

符号の説明

１乃至５…基地局（通信機）、６…通信端末（通信機）、１１…符号化部、１２…変調部、１３…既知信号生成部（基準シンボル生成部）、１４…多重部、１５…キャリア変調部（配列部）、１６…Ｄ／Ａ変換部、１７…送信処理部、１８…アンテナ、２１…受信処理部、２２…Ａ／Ｄ変換部、２３…同期部、２４…キャリア復調部、２５…伝搬路推定部、２６…復調部、２７…復号部、３１，３３…分配器、３２，３４…合成器、１４１…フォーマット記録部１、１４２…挿入部。

Claims (6)

1. データシンボル列をなす送信信号を互いに異なる複数の周波数帯域を用いて送信する通信機であって、
   前記データシンボル列を、所定のシンボル数単位で前記複数の周波数帯域にそれぞれ配列する配列部と、
   所定の波形を有する第１の基準シンボルを生成する第１のシンボル生成部と、
   前記複数の周波数帯域にそれぞれ配列されるデータシンボル列に対し、前記複数の周波数帯域それぞれの中心周波数に対応する時間間隔で前記第１の基準シンボルを前記データシンボル列へ挿入する第１の挿入部と
   を具備したことを特徴とする通信機。
2. 前記第１の挿入部は、
   前記複数の周波数帯域のうち高い周波数帯域に配列されるデータシンボル列に対し、前記第１の基準シンボルを挿入する時間間隔を短くし、低い周波数帯域に配列されるデータシンボル列に対し、前記第１の基準シンボルを挿入する時間間隔を長くすることを特徴とする請求項１に記載の通信機。
3. 前記第１の挿入部は、
   前記データシンボル長および前記周波数帯域の中心周波数に基づき決定された時間間隔で前記第１の基準シンボルを前記データシンボル列に挿入することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の通信機。
4. 所定の波形を有する第２の基準シンボルを生成する第２のシンボル生成手段と、前記第２の基準シンボルを前記データシンボル列へ挿入する第２の挿入部とを具備し、
   前記第２の挿入部は、
   前記複数の周波数帯域にそれぞれ配列されるデータシンボル列に対し、前記複数の周波数帯域それぞれの中心周波数に対応する中心周波数間隔で前記第２の基準シンボルを前記データシンボル列へ挿入することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の通信機。
5. 前記第１の基準シンボルは、前記送信信号の振幅および位相を補正する基準信号であることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の通信機。
6. データシンボル列をなす送信信号を互いに異なる複数の周波数帯域を用いて送信する通信方法であって、
   前記データシンボル列を、所定のシンボル数単位で前記複数の周波数帯域にそれぞれ配列するステップと、
   所定の波形を有する第１の基準シンボルを生成するステップと、
   前記複数の周波数帯域にそれぞれ配列されるデータシンボル列に対し、前記複数の周波数帯域それぞれの中心周波数に対応する時間間隔で前記第１の基準シンボルを前記データシンボル列へ挿入するステップと
   を具備したことを特徴とする通信方法。

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