JP2009206556A - 送信機 - Google Patents

Abstract

【課題】Ｉ信号とＱ信号の位相誤差や振幅誤差を正確に補正してイメージ成分を効果的に抑制できるようにする。
【解決手段】Ｉ信号およびＱ信号を直交変調部３により変調することによって発生した変調信号からイメージ周波数成分を抽出するＢＰＦ１５と、イメージ周波数成分のエネルギーを検出するエネルギー検出部１６と、検出されたエネルギーが最小となるようにＩ信号の振幅および位相を補正する振幅補正部１２および位相補正部１３とを設け、Ｉ信号とＱ信号との振幅誤差や位相誤差そのものを検出することなく、生成された変調信号に含まれるイメージ周波数成分のエネルギーが最小となるように振幅と位相を補正することにより、誤差検出精度の限界による影響を受けずに、Ｉ信号とＱ信号との振幅誤差および位相誤差を正確に補正することができるようにする。
【選択図】 図１

Description

本発明は送信機に関し、特に、ベースバンド信号を同相成分と直交成分とに振り分けて変調する直交変調の機能を有する送信機に用いて好適なものである。

一般に、情報を無線の電波信号として送信するためには、ベースバンド信号（直流近傍成分を含む低周波信号）を高周波信号に変換する、いわゆる変調処理が不可欠である。従来、ステレオ音声信号を無線で送信する際には、伝送路上でのノイズに強い性質を持っている周波数変調方式が多く用いられてきた。また、他の変調方式として、ベースバンド信号をＩチャネル（同相成分）とＱチャネル（直交成分）とに振り分けて変調する直交変調（ＩＱ変調）も存在する（例えば、特許文献１参照）。
特開平５−１３６８３６号公報

図４は、上記特許文献１に従来例として記載されている直交変調装置の構成を示す図である。図４において、入力されたＬ（左），Ｒ（右）のオーディオデータ列は信号処理部１０１で処理され、ＩチャネルおよびＱチャネルの信号に分離される。分離されたＩ信号およびＱ信号は、デジタルフィルタ１０２ａ，１０２ｂ、Ｄ／Ａ変換器１０３ａ，１０３ｂ、ローパスフィルタ１０４ａ，１０４ｂにより処理された後、局部発振器１０５の出力および９０°移相器１０７の出力がミキサ１０６ａ，１０６ｂによりミキシングされる。そして、ミキシングされたＩ信号とＱ信号とが加算器１０８により加算され、加算器１０８の出力信号が周波数変換器１０９およびレベル調整器１１０により処理されて、高周波変調信号として出力される。

図４の構成において、ミキサ１０６ａ，１０６ｂや９０°移相器１０７はアナログ回路で構成されている。そのため、アナログ素子のばらつき等により、Ｉ信号とＱ信号との間に振幅誤差が生じたり、位相差が正確に９０°にならなかったりする場合がある。ところが、ミキサ１０６ａ，１０６ｂや９０°移相器１０７が理想的でないと、Ｉ信号とＱ信号との振幅誤差や位相誤差に起因して、ミキサ１０６ａ，１０６ｂにおいてイメージ成分が生じてしまうという問題がある。

このような問題に対して、上記特許文献１に記載の発明では、Ｉ信号とＱ信号との振幅誤差および位相誤差を検出して補正することにより、当該誤差に起因するイメージ成分を除去する構成が提案されている。すなわち、特許文献１では、変調信号に影響を与えない誤差検出用信号を直交変調し、得られた直交変調信号から誤差検出用信号のイメージ成分を取り出して、当該イメージ成分を処理して振幅および位相の誤差信号を発生させる。そして、各誤差信号を用いて、イメージ成分が減少するように振幅と位相を調整している。

しかしながら、上記特許文献１に記載の従来技術では、Ｉ信号とＱ信号の振幅誤差、位相誤差そのものを検出して補正を行っている。そのため、誤差の検出精度が悪いと、Ｉ信号とＱ信号の振幅を正確に一致させることができず、また位相差を正確に９０°にすることができない。ところが、高いイメージ除去比を確保するためには、振幅誤差や位相誤差を極めて小さい値以下に抑える必要があるが、これだけ小さい誤差を検出するための精度を確保するのは困難である。そのため、正確な振幅補正や位相補正を行うことができないという問題があった。

また、アナログ素子のバラツキ等に起因して、Ｄ／Ａ変換器１０３ａ、ローパスフィルタ１０４ａ、ミキサ１０６ａを含む信号処理系と、Ｄ／Ａ変換器１０３ｂ、ローパスフィルタ１０４ｂ、ミキサ１０６ｂを含む信号処理系とを完全に対称型に構成することが難しいため、このアンバランスによりキャリアリークが生じるという問題もあった。

本発明は、このような問題を解決するために成されたものであり、Ｉ信号とＱ信号の位相誤差や振幅誤差を正確に補正してイメージ成分を効果的に抑制できるようにすることを目的とする。
また、本発明は、２つの信号処理系のアンバランスに基づくキャリアリークの発生を効果的に抑制できるようにすることをも目的とする。

上記した課題を解決するために、本発明では、同相信号および直交信号を搬送波信号で変調することによって発生した変調信号からイメージ周波数成分を抽出し、イメージ周波数成分のエネルギーが最小となるように、同相信号および直交信号の少なくとも一方に対して振幅および位相を補正するようにしている。

本発明の他の態様では、ミキサ部により発生された変調信号を用いてキャリア周波数成分を抽出し、キャリア周波数成分のエネルギーが最小となるように、同相信号および直交信号の少なくとも一方に対して直流オフセット補正を行うようにしている。

上記のように構成した本発明において、イメージ周波数成分のエネルギーが最小となるのは、同相信号と直交信号との振幅が一致し、位相差が９０°となるときであるから、エネルギーが最小となるように振幅および位相を調整することにより、結果として、同相信号と直交信号との振幅誤差および位相誤差がなくなるようにすることができる。これにより、同相信号と直交信号との振幅誤差や位相誤差そのものを検出する必要がなく、９０°移相器やミキサ等におけるアナログ素子のばらつき等に起因する振幅誤差および位相誤差を正確に補正し、イメージ成分の除去効果を高めることができる。

本発明の他の態様によれば、キャリア周波数成分のエネルギーが最小となるようにＤＣオフセットが調整されることにより、結果として、キャリア周波数成分のＤＣオフセットがなくなるように抑制されるので、キャリアリークの発生を効果的に抑制することができる。

（第１の実施形態）
以下、本発明の一実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、第１の実施形態による送信機の構成例を示す図である。図１に示すように、第１の実施形態による送信機は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）１、Ｄ／Ａ変換部２Ｉ，２Ｑ、直交変調部３、電力増幅器４、局部発振器５、９０°移相器６、検波部７、Ａ／Ｄ変換部８および送信アンテナ９を備えて構成されている。

ＤＳＰ１は、本発明のデジタル信号処理回路に相当するものであり、その信号処理により実現する機能構成として、信号処理部１１、振幅補正部１２、位相補正部１３、遅延処理部１４、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１５およびエネルギー検出部１６を備えている。

信号処理部１１は、同相信号（Ｉ信号）およびそれに直角の位相を持つ直交信号（Ｑ信号）を発生する。例えば、信号処理部１１は、ＤＳＰ１の外部より入力されるデジタルのＬ（左）チャネル信号およびＲ（右）チャネル信号からステレオコンポジット信号を生成する。そして、そのステレオコンポジット信号に対してベースバンドの周波数偏移（例えば、０〜７５ｋＨｚ）でＩＱモジュレーションの変調をかけることにより、Ｉ信号およびＱ信号を発生する。

振幅補正部１２および位相補正部１３は、本発明の補正処理部に相当するものであり、エネルギー検出部１６により検出されるエネルギーが最小となるように、例えば信号処理部１１により発生されたＩ信号の振幅および位相を補正する。遅延処理部１４は、振幅補正部１２および位相補正部１３によりＩ信号に対して振幅補正および位相補正の処理を行う際に要する遅延時間と同じ遅延時間だけＱ信号を遅延させる。

Ｄ／Ａ変換部２Ｉ，２Ｑは、ＤＳＰ１にて発生されたＩ信号およびＱ信号をデジタル信号からアナログ信号に変換する。直交変調部３は、本発明のミキサ部に相当するものであり、ＤＳＰ１にて発生されＤ／Ａ変換部２Ｉ，２Ｑによりアナログ信号に変換されたＩ信号およびＱ信号と、局部発振器５より出力される同相の搬送波信号および９０°移相器６より出力される直交の搬送波信号とを周波数混合して希望周波数（例えばＦＭ周波数帯）の変調信号を発生する。

直交変調部３は、２つのミキサ３１，３２および加算器３３を備えている。第１のミキサ３１は、Ｄ／Ａ変換部２Ｉから供給されるＩ信号を、局部発振器５から供給される同相の搬送波信号ｃｏｓωｔで変調し、その結果を加算器３３に出力する。第２のミキサ３２は、Ｄ／Ａ変換部２Ｑから供給されるＱ信号を、９０°移相器６から供給される直交の搬送波信号ｓｉｎωｔで変調し、その結果を加算器３３に出力する。加算器３３は、ミキサ３１，３２によって変調されたＩ信号とＱ信号とを合成し、希望周波数のＦＭ変調信号として出力する。

電力増幅器４は、直交変調部３から出力されるＦＭ変調信号を増幅して、送信アンテナ１０を介して送信する。局部発振器５は、所定周波数から成る同相の局部発振信号を発生して９０°移相器６および第１のミキサ３１に出力する。９０°移相器６は、局部発振器５から出力される局部発振信号の位相を９０°ずらして直交の局部発振信号を発生し、これを第２のミキサ３２に出力する。

電力増幅器４の出力側に設けられた検波部７は、９０°移相器２１およびミキサ２２を備えている。９０°移相器２１は、直交変調部３により発生され電力増幅器４で増幅されたＦＭ変調信号の位相を９０°ずらして出力する。ミキサ２２は、本発明の第２のミキサ部に相当するものであり、直交変調部３により発生され電力増幅器４で増幅されたＦＭ変調信号と、９０°移相器２１より出力されたＦＭ変調信号とを周波数混合することにより、直交変調部３にて発生されたＦＭ変調信号をベースバンド周波数の信号（以下、ベースバンド信号と称する）に変換して出力する。すなわち、検波部７は、直交変調部３にて発生されたＦＭ変調信号を、９０°位相をずらした自分自身の信号で周波数変換することにより、ＦＭ周波数帯域の変調信号を、ほぼ直流に近いベースバンド信号に変換する。

図２は、ミキサ２２によって行われる周波数シフトを説明するための図である。図２において、ｆ_desは電力増幅器４から出力されるＦＭ変調信号の希望周波数である。ｆ_Lは局部発振器５より出力される搬送波信号のローカル周波数（局部発振周波数）である。ｆ_imは希望周波数ｆ_desおよび局部発振周波数ｆ_Lと一定の周波数関係を持つ周波数チャネルに生じるイメージ成分の周波数である。

周知のように、イメージ成分は、局部発振周波数ｆ_Lから見て希望周波数ｆ_desとは反対側に、局部発振周波数ｆ_Lと希望周波数ｆ_desとの周波数差Δｆだけずれた位置（希望周波数ｆ_desより２Δｆ大きい周波数位置）に生じる。このような周波数関係にあるＦＭ変調信号をベースバンド信号に周波数シフトすることにより、ベースバンド信号の希望周波数がｆ_des’となり、それと一定の周波数関係を持つ周波数位置（周波数ｆ_des’より２Δｆ大きい周波数位置）がイメージ周波数ｆ_im’となる。

なお、図１に示した検波部７の構成は一例であって、これに限定されるものではない。すなわち、検波部７は、電力増幅器４から出力される高周波のＦＭ変調信号からイメージ成分を含む低周波信号を取り出すことができるものであれば良く、必ずしも図１のような構成である必要はない。ただし、図１に示した構成を用いると、検波部７の線形性がよくなる点で好ましい。

Ａ／Ｄ変換部８は、検波部７より出力されるベースバンド信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する。すなわち、検波部７より出力されるアナログのベースバンド信号は、Ａ／Ｄ変換部８によりデジタル信号に変換されてＤＳＰ１に供給される。このように、実際にアンテナ９から送信されるＦＭ変調信号の周波数帯域が低周波に落とされたベースバンド信号の形でＤＳＰ１にフィードバックが行われるので、ＤＳＰ１ではフィードバック信号を処理するための動作クロックとして高いサンプリング周波数が不要となる。このため、ＢＰＦ１５によるフィルタリング演算が容易となる。

ＢＰＦ１５は、本発明のフィルタ部に相当するものであり、Ａ／Ｄ変換部８より供給されるベースバンド信号からイメージ周波数成分を抽出する。エネルギー検出部１６は、ＢＰＦ１５により抽出されるイメージ周波数成分のエネルギー（パワー）を検出する。上述のように、振幅補正部１２および位相補正部１３は、エネルギー検出部１６により検出されるエネルギーが最小となるように、信号処理部１１により発生されたＩ信号の振幅および位相を補正する。

例えば、最初に振幅補正部１２が、エネルギー検出部１６により検出されるエネルギーが極小となるように、信号処理部１１により発生されたＩ信号の振幅を補正する。次に位相補正部１３が、エネルギー検出部１６により検出されるエネルギーが最小となるように、信号処理部１１により発生されたＩ信号の位相を補正する。

以上詳しく説明したように、第１の実施形態によれば、Ｉ信号およびＱ信号を搬送波信号で直交変調することによって発生したＦＭ変調信号からＢＰＦ１５によりイメージ周波数成分を抽出し、イメージ周波数成分のエネルギーが最小となるように、Ｉ信号に対して振幅および位相の補正を行うようにしている。イメージ周波数成分のエネルギーが最小となるのは、Ｉ信号とＱ信号との振幅誤差がなく、Ｉ信号とＱ信号との位相差が９０°となるときであるから、エネルギーが最小となるようにＩ信号の振幅と位相を調整することにより、結果として、Ｉ信号とＱ信号との振幅誤差および位相誤差がゼロとなるようにすることができる。これにより、Ｉ信号とＱ信号との振幅誤差や位相誤差そのものを検出する必要がなく、誤差検出精度の限界による影響を受けずに、９０°移相器６や直交変調部３のミキサ等におけるアナログ素子のばらつき等に起因する振幅誤差および位相誤差を正確に補正し、イメージ成分の除去効果を高めることができる。

（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態を図面に基づいて説明する。図３は、第２の実施形態による送信機の構成例を示す図である。なお、図３において、図１に示した符号と同一の符号を付したものは同一の機能を有するものであるので、ここでは重複する説明を省略する。

図３において、ＤＳＰ１は、その信号処理により実現する機能構成として、図１に示した機能構成に加えて、第２のＢＰＦ１７、エネルギー検出部１８およびＤＣオフセット補正部１９を備えている。

第２のＢＰＦ１７は、本発明の第２のフィルタ部に相当するものであり、Ａ／Ｄ変換部８より供給されるベースバンド信号（検波部７の出力信号をデジタル信号に変換したもの）からキャリア周波数成分を抽出する。第２のエネルギー検出部１８は、第２のＢＰＦ１７により抽出されたキャリア周波数成分のエネルギー（パワー）を検出する。

ＤＣオフセット補正部１９は、第２のエネルギー検出部１８により検出されたエネルギーが最小となるように、遅延処理部１４より出力されるＱ信号に対して直流オフセット補正を行う。具体的には、遅延処理部１４より出力されるデジタルのＱ信号の振幅値を所定のオフセット量だけ増加または減少させて、第２のエネルギー検出部１８により検出されるキャリア周波数成分のエネルギーが最小となるようにする。

以上のように構成した第２の実施形態による送信機の動作は、例えば以下の通りである。まず、エネルギー検出部１６により検出されるイメージ周波数成分のエネルギーが最小となるように、Ｉ信号の振幅および位相を補正する。その後、第２のエネルギー検出部１８により検出されるキャリア周波数成分のエネルギーが最小となるように、Ｑ信号に対してＤＣオフセット補正を行う。

このように構成した第２の実施形態によれば、Ｉ信号とＱ信号との振幅誤差や位相誤差の検出精度の限界による影響を受けずに、アナログ素子のばらつき等に起因する振幅誤差および位相誤差を正確に補正し、イメージ成分の除去効果を高めることができる。さらに、キャリア周波数成分のＤＣオフセット（キャリアリーク）を効果的に抑制することもできる。

なお、上記第１および第２の実施形態では、Ｉ信号の振幅と位相を補正する例について説明したが、これに限定されない。例えば、Ｑ信号の振幅と位相を補正するようにしても良い。また、振幅についてはＩ信号とＱ信号の一方を補正し、位相についてはＩ信号とＱ信号の他方を補正するようにしても良い。また、Ｉ信号とＱ信号の両方に対して、振幅および位相の補正を行うようにしても良い。また、上記第１および第２の実施形態では、最初に振幅の補正を行った後、次に位相の補正を行う例について説明したが、補正の順番はこの逆でも良い。

また、上記第２の実施形態では、Ｑ信号に対してＤＣオフセットの補正を行う例について説明したが、これに限定されない。例えば、Ｉ信号に対してＤＣオフセットの補正を行うようにしても良いし、Ｉ信号とＱ信号の両方に対してＤＣオフセットの補正を行うようにしても良い。また、上記第２の実施形態では、最初にイメージ周波数成分の補正を行った後、次にキャリア周波数成分の補正を行う例について説明したが、補正の順番はこの逆でも良い。

また、上記第１および第２の実施形態では、信号処理部１１にＬ，Ｒのデジタルオーディオ信号を入力して、この入力したオーディオ信号からＩ信号およびＱ信号を生成する例について説明したが、オーディオ信号の入力がないときに補正を行うようにしても良い。例えば、通常動作モードと補正モードとを切り替え可能に構成し、補正モード時にはオーディオ信号の信号処理部１１への入力を禁止するようにしても良い。この場合、補正モード時に信号処理部１１は、内部で発生した所定の基準信号からＩ信号およびＱ信号を生成する。基準信号は、オーディオ信号のサンプリング周波数と局部発振器５のローカル周波数との関係で定まるイメージ周波数の信号であっても良い。

また、上記第１および第２の実施形態では、検波部７を設ける構成について説明したが、ＤＳＰ１の動作クロックとして高速なクロックを用いることができる環境であれば、検波部７は不要である。また、例えば第１の実施形態において信号処理部１１、振幅補正部１２、位相補正部１３、ＢＰＦ１５およびエネルギー検出部１６をアナログ信号処理回路により構成した場合、ＤＳＰ１の動作クロックを考慮してＦＭ変調信号の周波数を低周波に落とす必要がないので、検波部７およびＡ／Ｄ変換部８は不要である。第２の実施形態も同様である。

また、上記第１および第２の実施形態では、直交変調部３が希望周波数のＦＭ変調信号を出力する例について説明したが、ＡＭ変調信号またはＰＭ変調信号を出力するように直交変調部３を構成しても良い。

その他、上記第１および第２の実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化の一例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその精神、またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。

本発明は、ベースバンド信号を同相成分と直交成分とに振り分けて変調する直交変調の機能を有する送信機に有用である。

第１の実施形態による送信機の構成例を示す図である。 第１および第２の実施形態による９０°移相器およびミキサによって行われる周波数シフトを説明するための図である。 第２の実施形態による送信機の構成例を示す図である。 従来の送信機の構成例を示す図である。

符号の説明

１ ＤＳＰ
２Ｉ，２Ｑ Ｄ／Ａ変換部
３ 直交変調部
７ 検波部
８ Ａ／Ｄ変換部
１１ 信号処理部
１２ 振幅補正部
１３ 位相補正部
１５ ＢＰＦ
１６ エネルギー検出部
１７ 第２のＢＰＦ
１８ 第２のエネルギー検出部
１９ ＤＣオフセット補正部
２１ ９０°移相器
２２ ミキサ

Claims (6)

1. 同相信号およびそれに直角の位相の直交信号を発生する信号処理部と、
   上記信号処理部により発生された同相信号および直交信号と同相および直交の搬送波信号とを周波数混合して希望周波数の変調信号を発生するミキサ部と、
   上記ミキサ部により発生された変調信号からイメージ周波数成分を抽出するフィルタ部と、
   上記フィルタ部により抽出されたイメージ周波数成分のエネルギーを検出するエネルギー検出部と、
   上記エネルギー検出部により検出されたエネルギーが最小となるように、上記同相信号および上記直交信号の少なくとも一方に対して振幅および位相を補正する補正処理部とを備えたことを特徴とする送信機。
2. 上記ミキサ部により発生された変調信号を検波する検波部を更に備え、
   上記フィルタ部は、上記ミキサ部により発生された変調信号に代えて、上記検波部の出力信号からイメージ周波数成分を抽出することを特徴とする請求項１に記載の送信機。
3. 上記信号処理部、上記フィルタ部、上記エネルギー検出部および上記補正処理部がデジタル信号処理回路により構成され、
   上記信号処理部により発生された同相信号および直交信号をデジタル信号からアナログ信号に変換して上記ミキサ部に供給するＤ／Ａ変換部と、
   上記検波部の出力信号をアナログ信号からデジタル信号に変換して上記フィルタ部に供給するＡ／Ｄ変換部とを更に備えたことを特徴とする請求項２に記載の送信機。
4. 上記検波部は、上記ミキサ部により発生された変調信号の位相を９０°ずらして出力する９０°移相器と、
   上記ミキサ部により発生された変調信号と上記９０°移相器より出力された変調信号とを周波数混合し、上記ミキサ部により発生された変調信号をベースバンド周波数の信号に変換する第２のミキサ部とを備えたことを特徴とする請求項２に記載の送信機。
5. 上記ミキサ部により発生された変調信号からキャリア周波数成分を抽出する第２のフィルタ部と、
   上記第２のフィルタ部により抽出されたキャリア周波数成分のエネルギーを検出する第２のエネルギー検出部と、
   上記第２のエネルギー検出部により検出されたエネルギーが最小となるように、上記同相信号および上記直交信号の少なくとも一方に対して直流オフセット補正を行うＤＣオフセット補正部とを更に備えたことを特徴とする請求項１に記載の送信機。
6. 上記検波部の出力信号からキャリア周波数成分を抽出する第２のフィルタ部と、
   上記第２のフィルタ部により抽出されたキャリア周波数成分のエネルギーを検出する第２のエネルギー検出部と、
   上記第２のエネルギー検出部により検出されたエネルギーが最小となるように、上記同相信号および上記直交信号の少なくとも一方に対して直流オフセット補正を行うＤＣオフセット補正部とを更に備えたことを特徴とする請求項２に記載の送信機。

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