JP2008103716A - コモンモードフィルタ装置およびこのフィルタ装置を備えた可変速駆動装置 - Google Patents

Abstract

【解決手段】交流配電網の各電線にコイルＬ_１、Ｌ_２、および第一トーラスＴ_１と第二トーラスＴ_２から構成された磁気コアを備えたコモンモードインダクタＬ_Fを備えたフィルタ装置に関する。第一トーラスＴ_１は第一透磁率μ_１を有し、また第二トーラスＴ_２は第二透磁率μ_２、μ’_２を有し、第一透磁率は、フィルタ装置の共振周波数域でのコモンモードインダクタの飽和を避けるように、第二透磁率の三倍以上とする。
【効果】インダクタンスの飽和を避け、全周波数範囲に渡ってコモンモード電流の非常に優れたフィルタ作用が得られる。
【選択図】図２

Description

本発明は、交流電源で給電され、同期又は非同期の電動機を制御するための周波数変換型の可変速駆動装置の入力に使用されるＥＭＣ（Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ ｃｏｍｐａｔｉｂｉｌｉｔｙ、電磁適合性）フィルタなどのコモンモードフィルタ装置に関する。また本発明はこのフィルタ装置を備える可変速駆動装置にも関する。

公知のように、周波数変換型の可変速駆動装置は、外部交流電源から直流電圧を供給する整流器モジュールを備える。また、可変速駆動装置は、電力ケーブルを介して電動機に可変パルス電圧と可変回転数を出力として供給するように、直流電圧をパルス幅変調（ＰＷＭ、すなわちＰｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）でチョップする電力用半導体素子を備える（チョッパーとも呼ばれる）インバータモジュールを備える。適切な可変電圧にてＰＭＷで電動機を操作するために、可変速駆動装置の制御装置は半導体素子のオン・オフをサンプリング周波数で制御する。

電力半導体素子のＰＭＷ制御のスイッチング周波数は可変速駆動装置のサンプリング周波数に対応する。このスイッチング周波数は一般的に、可変速駆動装置の種類とサイズによって約２〜１６ｋＨｚの範囲で変動する。

電力半導体素子のスイッチングは、ケーブルおよび電動機の寄生容量などによって、リーク電流のアースへのループによって変換システムの上下流側に、コモンモードの電磁擾乱を引き起こすコモンモード電圧の変動を可変速駆動装置の出力側で発生させる。それゆえ、フィルタ装置は一般的に、配電網に影響を及ぼすコモンモード電流を減衰させ、電源網に 伝搬することを避けるために使用される。

ＥＭＣフィルタは可変速駆動装置の整流器モジュールの上流側に配置され、可変速駆動装置の整流器モジュールと交流電源との間に接続される。フィルタのサイズおよび可変速駆動装置のサイズと種類によって、フィルタは可変速駆動装置のケースに内蔵されるか、可変速駆動装置の外部に配置される。特に現行の電磁適合性に関する欧州規格に準拠するために、ＥＭＣフィルタは１５０ｋＨｚ〜３０ＭＨｚの周波数域において有効でなければならない。

ＥＭＣフィルタは一般に、電源の各電線にコイルを有するコモンモードインダクタおよびコモンモードインダクタの下流側にて各電線とアースとの間に接続されたコモンモードコンデンサから構成される。このようにフィルタは、規格で指定された周波数域においてコモンモード電流の所望の電流減衰を得られる遮断周波数を有するローパス型の受動回路を形成する。

ＥＭＣフィルタの所望の遮断周波数によって、コンデンサおよびコモンモードインダクタの値が決定される。コモンモードコンデンサの値は通常、一定である。一方で、コモンモードインダクタンスの値はコモンモードインダクタを通るコモンモード電流に強く依存する。この電流は、可変速駆動装置のスイッチのスイッチングによって発生したコモンモード電圧および主な構成要素である電動機と電力ケーブルの寄生容量によるものである。一般には、コモンモードインダクタが飽和しないように、コモンモード電流の許容レベルによってコモンモードインダクタンスの大きさを決定する。

ＥＭＣフィルタは二次受動回路であるから、その共振周波数は遮断周波数に近いものである。このように、共振周波数を中心とする所定の周波数帯域において、ＥＭＣフィルタはコモンモード電流を減衰させず、増幅することがあるので、インダクタンスが飽和する可能性が高くなる。

言うまでも無く、この共振周波数の値はコモンモードインダクタの値に依存し、コモンモードインダクタの値はコモンモード電流値に依存する。従って、共振周波数は可変速駆動装置が負荷を駆動するか否かによっても異なってくる。したがって、共振周波数は、フェライトからなるＥＭＣフィルタのインダクタでは、例えば８ｋＨｚ〜１６ｋＨｚ程度になり、ナノ結晶材料からなるインダクタでは、例えば２ｋＨｚ〜８ｋＨｚ程度になる。たまたまこれらの値は可変速駆動装置の通常のサンプリング周波数の値に近い。

従って、フィルタ効率を向上するには、１５０ｋＨｚ以上の規格の周波数域におけるＥＭＣフィルタ性能に悪影響を与えることなく、ＥＭＣフィルタの共振周波数の近位に位置する周波数域（すなわち１〜１６ｋＨｚ程度）において、非常に簡便かつ経済的な方法で、ＥＭＣフィルタのコモンモードインダクタの飽和を避けることができる手段を有するフィルタ装置を設備することが望ましい。

仏国特許出願ＦＲ０６-５２０４０号明細書は、適合する分路回路の使用に基づいた解決手段を記載している。この手段は特に、例えば５ｋＷ以下の小電力の可変速駆動装置の場合は、コストの面から好ましい。大電力の可変速駆動装置の場合は、二段（四次）のフィルタを設けることも可能であるが、この手段ではサイズが大きくコストも高くなる。

したがって、本発明の目的は、より大きな電力の可変速駆動装置に適した、一段のみ（二次）のフィルタ装置に基づく手段を提案することにある。

それ故、本発明は、交流電源に接続されたフィルタ装置であり、該フィルタ装置は配電網の各電線にコイルを備え、かつ第一トーラスと第二トーラスから構成された磁気コアを備えたコモンモードインダクタを備えるＥＭＣフィルタを有するフィルタ装置を記載する。第一トーラスは第一透磁率を有する第一材料からなり、また第二トーラスは第二透磁率を有する第二材料からなる。第一材料の飽和インダクタンスは第二材料の飽和インダクタンスより高いかもしくは実質的に等しい。

また、フィルタ装置の共振周波数域におけるコモンモードインダクタンスの飽和を避けるように、コイルを通る電流の周波数が１０ｋＨｚである時、第一透磁率は第二透磁率の三倍以上とする。

一つの態様によれば、第一材料と第二材料はそれぞれ異なった構造を有するナノ結晶材料である。他の態様によれば、第一材料はナノ結晶材料で、第二材料はフェライト材料である。フェライト材料はコストが低い利点があり、ナノ結晶材料は温度安定性に優れている。

本発明によれば、１５０ｋＨｚにおけるフィルタ性能を維持しながら、可変速駆動装置のＥＭＣフィルタを有利に大幅に小型化し、さらに可変速駆動装置のフィルタのコストを低下させられる。ＥＭＣフィルタの共振周波数域（数ｋＨｚ程度）にてＥＭＣフィルタのコモンモードインダクタンスの飽和をなくすことにより、全動作範囲（一般的に約２〜１６ｋＨｚ）に渡って、ＥＭＣフィルタの性能に障害なく、可変速駆動装置のサンプリング周波数を連続的に調整することもできる。また本発明では、巻き数が少ないため、ＥＭＣフィルタの加熱を減少し、リークインダクタンスを低減できる。またＥＭＣフィルタのコモンモードコンデンサの値によっては、可変速駆動装置と電動機間の電力ケーブルの長さを有意に長くすることができる。

また別の特徴と利点については、例として図面に示す実施形態を参照する詳細な説明で明らかになる。

発明を実施する最良の形態

図１の簡略化した全体図を参照すると、可変速駆動装置は同期又は非同期の電動機Ｍを制御するためのものである。可変速駆動装置は、電力ケーブル１９で電動機Ｍへ接続されたインバータモジュール１０を備える。インバータモジュール１０は、電動機の各相ごとに、直流の電圧バスからＰＷＭのパルス電圧を電動機Ｍへ供給できる絶縁ゲートバイポーラトランジスタなどの電力半導体素子の（図１では簡略化のため、単純なスイッチとして示す）二つの電子部品を備える。

可変速駆動装置は、インバータモジュール１０の上流側に、インバータモジュール１０に給電するための直流バス電圧を供給する整流器モジュール２０をも備える。整流器モジュール２０とインバータモジュール１０との間にはバッファコンデンサ２９を配置する。

整流器モジュール２０は、例えば中性線が接地されたＴＴ配電系において三相交流電圧Ｌ_１、Ｌ_２、Ｌ_３を供給する外部電源４０によって給電される。従来の如く、整流器モジュール２０は直流バス電圧を供給するために配置されたダイオードのブリッジを有する。図１は三相の外部電源を示すが、本発明は単相の電源にも同様に適用される。また、図１に示す電動機Ｍは三相で給電されるが、言うまでも無く本発明は単相で給電される電動機にも適用される。

ＥＭＣフィルタから構成されたフィルタ装置３０は電源４０と整流器モジュール２０との間に配置される。ＥＭＣフィルタの特性は、可変速駆動装置が１５０ｋＨｚ以上の周波数域においてＥＭＣ規格に準拠するよう設計する。ＥＭＣフィルタ３０は電源４０と整流器モジュール２０間に直列に接続されたコモンモードインダクタＬ_Fを有する。これは、配電網の各電線Ｌ_１、Ｌ_２、Ｌ_３ごとに一つのコイルより構成され、このコイルは互いに磁気的に結合している。ＥＭＣフィルタ３０はまた、コモンモードインダクタＬ_Fの下流側に、各電線Ｌ_１、Ｌ_２、Ｌ_３とアースとの間に接続されたコモンモードコンデンサＣ_Fをも備える。ＥＭＣフィルタ３０はさらに、図１に図示しない相間の微分容量（微分フィルタリング）を有していてもよい。フィルタのサイズおよび可変速駆動装置のサイズと種類によって、ＥＭＣフィルタ３０は可変速駆動装置のケースに内蔵されるか、可変速駆動装置の外部に配置される。

ケーブル１９および電動機Ｍは、コモン容量Ｃ_Mをモデルとするような、アースへの分布寄生容量を有する。インバータモジュール１０の半導体のスイッチングが大きな電圧変化を引き起こし、これによりＩ_CM ＝ Ｃ_M×ｄＶ／ｄｔとなるコモンモード電流Ｉ_CMが発生する。

このコモンモード電流Ｉ_CMは、電動機／ケーブルＣ_Mの容量でアースにループし、そのルートは図１にＩ_Fで示す整流器モジュール２０、インバータモジュール１０、Ｃ_M、Ｃ_F、あるいはＩ_Pで示す整流器モジュール２０、インバータモジュール１０、Ｃ_M、４０、Ｌ_F になる。外部配電網への擾乱伝搬を最小限に抑えるために、ルートＩ_PよりもルートＩ_Fを優先して、外部配電網への擾乱の伝搬を避けることが望ましいのは言うまでもない。このため、コモンモードコンデンサＣ_F1、Ｃ_F2、Ｃ_F3に低いインピーダンス値を使用し、またコモンモードインダクタＬ_Fに高いインピーダンス値を使用する。

しかしながら、ケーブル１９が長くなるほど、容量Ｃ_Mは増加し、コモンモード電流Ｉ_CMも増加する。そして、ある用途においては、コモンモードインダクタＬ_Fが飽和して電流Ｉ_CMをフィルタしなくなるおそれもある。この場合、ルートＩ_Fはもはや優先されない可能性があり、ＥＭＣフィルタの性能に悪影響を与える。インバータモジュール１０の半導体素子がスイッチングする際、すなわち電力半導体素子のＰＷＭ制御のためのスイッチング周波数では、この飽和の可能性は大きくなる。このスイッチング周波数は可変速駆動装置のサンプリング周波数に対応し、すなわち、一般的に約２ｋＨｚ〜１６ｋＨｚになる。

このように、このサンプリング周波数では、インバータモジュール１０の半導体素子のスイッチングによって発生したコモンモード電流Ｉ_CMが大きく、入力のＥＭＣフィルタの共振によって増幅された場合では、コモンモードインダクタＬ_Fの飽和に伴う電流スパイクが配電網側に見られることもある。したがって、ＥＭＣフィルタの共振を抑えて、コモンモードインダクタＬ_Fで流れるコモンモード電流Ｉ_CMの増加を制限する手段を見出す必要がある。

このため、本発明の目的の一つは、ＥＭＣ規格に準拠するように、１５０ｋＨｚ以上の周波数域でのＥＭＣフィルタ性能に影響を及ぼさずに、ＥＭＣフィルタの共振周波数域においてコモンモードインダクタＬ_Fの飽和を避けることができるシステムを提案することである。

図２を参照すると、コモンモードインダクタＬ_Fは、配電網の各電線ごとにコイルＬ_１、Ｌ_２、および第一トーラスＴ_１と第二トーラスＴ_２からなる磁気コアを備える。この例では、図の便宜上、配電網は二つの電源線Ｌ_１、Ｌ_２のみを有している（単相の配電網）。

第一トーラスＴ_１は第二トーラスＴ_２に隣接して、電源線はｎ個の巻き数で両トーラスに同時に巻かれている。本発明によれば、第一トーラスは第一透磁率μ_１を有する第一材料からなり、また第二トーラスは第二透磁率μ_２を有する第二材料からなる。μ_１の値は第二透磁率μ_２の値の３倍以上である。その目的は二つの透磁率値の間に大きな差を作り、それぞれの材料の個別の特性を生かして、目的とする効果を得ることである。

本明細書中、「透磁率」とは、真空の透磁率に対しての材料の比透磁率を言う。統一するため、特に明記しない限り、この比透磁率は初期透磁率、すなわち、コモンモードインダクタのコイルを通っている、１０ｋＨｚの周波数を有する低いレベルの電流で測定されたものを指す。

図３は、図２の変形例を示す。この場合、コモンモードインダクタＬ_Fは、隣接していない、二つの離れたトーラスＴ１、Ｔ２を備え、電源線Ｌ１、Ｌ２は、まず、第一巻き数ｎ１で第一トーラスＴ１を通り、その後、第二巻き数ｎ２で第二トーラスＴ２を通る。ｎ１とｎ２がｎと等しい場合は、この変形例は図２の例と同等となる。しかしながら、二つのコイル組を必要とする点で異なっている。

コモンモードインダクタＬ_Fには各種の構造が可能である。例えば、インダクタンスＬ_FのトーラスＴ_１とＴ_２は、同じサイズのもの（図２、３を参照）あるいは異なった形状とサイズのもの、いずれでもよい。例えば、一つのトーラスを他のトーラスの内部に挿入してもよい。同様に、図３の場合では、ＥＭＣフィルタの所望の特性に応じて、巻き数ｎ_１とｎ_２は同じであっても異なっていてもよい。また、電源線Ｌ_１、Ｌ_２も、まずトーラスＴ_２を通ってからトーラスＴ_１を通ってもよい。

第一材料は、例えば第一透磁率μ_１を５００００以上にするように、粒径が約１０ｎｍ〜２０ｎｍ以下であるナノ結晶材料である。好ましくは、透磁率μ_１が６００００〜１０００００で飽和インダクタンスが１．２テスラ〜１．５テスラとなるような第一材料を選択する。

第二材料は、第一材料の透磁率の三分の一以下の透磁率を有する必要がある。この第二材料は、特に低コストという利点があるフェライト類であってもよく、透磁率μ_２は例えば８０００〜１００００程度で飽和インダクタンスは０．５テスラである。

あるいは、第二材料もナノ結晶材料であって、透磁率μ’_２が３００００以下になるように第一材料とは異なる構造および／または組成とする。好ましくは、透磁率μ’_２が１００００〜２００００で、飽和インダクタンスが１．２テスラ〜１．５テスラである第二材料を選択する。

かくして、透磁率μ_１とμ_２（またはμ’_２）との比率は、好ましくは４以上であって、例えばμ_１は１０００００程度でμ_２（またはμ’_２）は２００００程度、あるいはμ_１は６００００程度でμ_２（またはμ’_２）は１００００程度となる。

また、フェライトはナノ結晶より低コストであるが、一般的にキュリー点を越えた約１００°Ｃの高温で特性を低下させるため、フィルタ効率が低下するが、ナノ結晶の場合はこの問題は発生しない。第一トーラスと第二トーラスとして異なった透磁率μ_１、μ’_２を有する二つのナノ結晶材料を使用する実施形態によって、１５０°Ｃ程度の温度まで許容範囲のフィルタ性能が得られる。

図４は、インダクタでの各種の磁気材料のコアにおける、１０ｋＨｚ程度の周波数での、インダクタ（電流Ｉが通るｎの巻き数を有するコイル）のアンペア回数ｎ×Ｉに対する磁気誘導値Ｂのそれぞれの曲線を示す。図５は、周波数による透磁率の例を示す。なお、より低い透磁率μ_２とは異なり、１０ｋＨｚの周波数で透磁率μ_１が高くても、周波数が１０ｋＨｚから１５０ｋＨｚに増加すると透磁率μ_１は著しく低下する。図５において、陰影部は共振周波数の近位領域を表す。

図４は、第一材料の飽和インダクタンスＢ_sat1が第二材料の飽和インダクタンスより高いことを示す。第二トーラスＴ_２の透磁率μ_２は低いので、電流の増加に対してその磁気誘導値は比較的ゆっくり上がる（図４を参照）。従って、飽和電流Ｉ_sat2に達するには、大きいアンペア回数ｎ×Ｉの値が必要である。逆に、第一トーラスＴ_１の透磁率μ_１は高いため、磁気誘導値は電流によってすぐに上がり、飽和インダクタンスＢ_sat1に相当する飽和電流Ｉ_sat1にすぐに達する。

したがって、コアが高い透磁率μ_１の材料のみからなるインダクタＬ_Fは、低い周波数で大きいインダクタンスを有するため、コモンモードフィルタリングが効果的に行えるという利点があるが、インダクタに流れる電流が少ない場合でも、すぐに飽和しまうという欠点がある。つまり、インダクタンスはインダクタコアの材料の透磁率μに比例するが、飽和電流Ｉ_satはこの透磁率μに反比例する。

逆に、低い透磁率μ_２の材料のみからなるインダクタＬ_Ｆは、飽和するまで大きいアンペア回数をサポートできるのが利点だが、低い周波数では低いインダクタンスを有するので、コモンモードフィルタリングが効果的に行えないという欠点がある。

したがって、本発明は二つの技術の作用を組み合わせることで、それぞれの利点を生かせるように、一つのコモンモードインダクタＬ_Fにおいて二つの異なる材料を並べる。

かかるコモンモードインダクタの作用は下記の如くである。

まず、可変速駆動装置のサンプリング周波数以下の低い周波数では、Ｔ_１とＴ_２の効果を合わせ、相当するコモンモード電流Ｉ_CMをフィルタする。特に、Ｔ_１＋Ｔ_２で得るフィルタ作用は、同等の大きさで低い透磁率を有するトーラスＴ２のみを使用する場合よりも非常に効果的である。

周波数および相当するコモンモード電流Ｉ_CMが高くなるほど、アンペア回数は増加し、その透磁率μ_１が高いため、すぐにトーラスＴ_１の理論的な飽和閾値に達する。したがって、Ｔ_１のみであれば、コモンモード電流Ｉ_CMは非常に早く上昇してしまうであろう。しかしながら、その透磁率μ_２（またはμ’_２）が低いのでトーラスＴ_２は飽和せず、図４の曲線Ｔ_１の飽和の屈曲部にあるＩ_sat1の値から離れないように、コモンモード電流Ｉ_CMが制限されること（すなわち、Ｔ_１は擬似飽和状態）になる。

低周波数にてトーラスＴ_１が飽和されトーラスＴ_２がまだ飽和されない場合は、コモンモード電流の周波数は増加し続け、図５に示すように、トーラスＴ_１の透磁率μ_１が低くなり、結果としてその飽和閾値Ｉ_sat1が有利に高くなる。かくして、トーラスＴ_２の存在によって、トーラスＴ_１の飽和の屈曲部から離れないようできるため、ＥＭＣフィルタの共振周波数を可変速駆動装置のサンプリング周波数域外とするようにＥＭＣフィルタの特性を計算すれば、ある周波数から１５０ｋＨｚまで、飽和閾値Ｉ_sat1以下に戻ることが可能となる。

コモンモード電流Ｉ_CMが飽和閾値Ｉ_sat1以下のままであれば、トーラスＴ_１の飽和は、可変速駆動装置のサンプリング周波数で発生されるコモンモード電流の高調波の励起により生じるＥＭＣフィルタの共振によって起こる可能性がある。この場合、トーラスＴ_１の飽和は、もはやトーラスＴ_２のみからなるコモンモードインダクタの値を有利に変化させることで、ＥＭＣフィルタの共振周波数を変化させ、その共振を抑えることになる。

上記のように、可変速駆動装置のＥＭＣフィルタが従来のコモンモードインダクタを使用する場合は、いかなる磁気材料を使用しても、すぐにインダクタンス飽和に達するため、電力ケーブルの長さは数メートル程度に制限される。つまり、磁気材料の透磁率が低い場合は、飽和はコモンモード電流の弱い制限力によって起こる。磁気材料の透磁率が高い場合は、飽和はコモンモード電流に従ってすぐに上昇する磁気誘導によって起こる。

本発明による大きく異なった透磁率を有する二つのトーラスを有するコモンモードインダクタＬ_Fを使用することによって、コモンモード電流が強く制限され（トーラスＴ_１の効果）、磁気材料の誘導が徐々に上昇する（トーラスＴ_２の効果）という利点がある。このようにして、このインダクタンスの飽和を避け、全周波数範囲に渡ってコモンモード電流の非常に優れたフィルタ作用が得られる。

言うまでもなく、本発明の範囲から逸脱することなく、他の変形や変更または均等手段の使用を想像することができる。

公知の可変速駆動装置の全体図。 本発明によるフィルタ装置のコモンモードインダクタの実施例を示す斜視図。 本発明によるフィルタ装置のコモンモードインダクタの実施例を示す斜視図。 １０ｋＨｚ程度の周波数におけるアンペア回数に対してのインダクタの磁気誘導を示す図。 各材料の周波数による比透磁率を示す図。

符号の説明

１０ インバータモジュール
１９ 電力ケーブル
２０ 整流器モジュール
２９ バッファコンデンサ
３０ フィルタ装置
４０ 外部電源

Claims (8)

1. 交流電源に接続されたフィルタ装置であって、電源の各電線にコイルＬ_１、Ｌ_２、および第一トーラスＴ_１と第二トーラスＴ_２から構成された磁気コアを備えたコモンモードインダクタＬ_Fを備えたフィルタ装置において、
   第一トーラスＴ１は第一透磁率μ_１を有する第一ナノ結晶材料からなり、また第二トーラスＴ２は第二透磁率μ_２を有する第二材料からなり、
   前記第一材料の飽和インダクタンスＢ_sat1は前記第二材料の飽和インダクタンスより高いかもしくは実質的に等しく、
   前記第一透磁率μ_１は、フィルタ装置３０の共振周波数域でのコモンモードインダクタＬ_Fの飽和を避けるように、コイルを通る電流の周波数が１０ｋＨｚの時、前記第二透磁率μ_２の三倍以上であることを特徴とするフィルタ装置。
2. 前記第一透磁率μ_１は、コイルを通る電流の周波数が１０ｋＨｚの時、５００００以上であることを特徴とする請求項１に記載のフィルタ装置。
3. 前記第二透磁率μ_２、μ’_２は、コイルを通る電流の周波数が１０ｋＨｚの時、３００００以下であることを特徴とする請求項１に記載のフィルタ装置。
4. 前記第一材料と前記第二材料はそれぞれ異なった構造を有するナノ結晶材料であることを特徴とする請求項１に記載のフィルタ装置。
5. 前記第二材料はフェライト材料であることを特徴とする請求項１に記載のフィルタ装置。
6. 前記第一トーラスＴ_１は前記第二トーラスＴ_２に隣接され、前記電線Ｌ_１、Ｌ_２の各コイルは前記第一トーラスＴ_１と前記第二トーラスＴ_２を同時に通ることを特徴とする請求項１に記載のフィルタ装置。
7. 前記電線Ｌ_１、Ｌ_２の各コイルが第一巻き数で前記第一トーラスＴ_１を通り、そして第二巻き数で前記第二トーラスＴ_２を通ることを特徴とする請求項１に記載のフィルタ装置。
8. 交流電源Ｌ_１、Ｌ_２、Ｌ_３で給電される整流器モジュール２０を備える可変速駆動装置であって、交流電源と整流器モジュール間に接続された上記請求項のいずれか一つに記載のフィルタ装置３０を備えることを特徴とする可変速駆動装置。

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