JP2008193297A - Ｏｆｄｍ無線機、受信装置、同期補正装置及び同期補正方法、並びに無線通信方法 - Google Patents

Description

本発明は、時間領域で複数シンボルに拡散されたＯＦＤＭシンボルを送受信するＯＦＤＭ無線機に関し、とくに受信装置、同期補正装置及び同期補正方法、並びに無線通信方法に関する。

従来の無線システムに用いられる無線機や、地上におけるディジタル放送では、建物等の遮蔽物によるゴースト妨害（フェージング、マルチパス）が課題となる。近年になって、こうした課題の克服に適した送信データの変調方式として、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を用いた変復調方式が注目されている。

ＯＦＤＭ変復調方式は、１チャンネル帯域内に多数の搬送波（サブキャリア）を設け、映像信号や音声信号を効率よく伝送することが可能なディジタル変調・復調方式である。このＯＦＤＭ信号は、周波数軸上に等間隔にある直交した多数（２５６〜１０２４程度）のサブキャリアを使ってディジタル変調して多重化した信号であって、その受信時においてＦＦＴ（高速フーリエ変換：Fast Fourier Transform）手段を用いて復調を行い、サブキャリアに載せた信号を復調する。

一般に、受信されたＯＦＤＭ信号を復調するＦＦＴ手段では、受信信号を多重化されたＯＦＤＭシンボル単位で高速フーリエ演算を行うとき、サブキャリアのサンプリングタイミングが、送信されるＯＦＤＭ信号のシンボルタイミングに同期(シンボル同期)している必要がある。復調時にＦＦＴ手段でのサンプリングタイミングが希望のＯＦＤＭのシンボルタイミングからずれた場合、受信されたＯＦＤＭ信号の前後のシンボルとの間でシンボル間干渉が生じ、復調性能が劣化するからである。また、無線機を駆動する基準搬送周波数信号（ｆｃ）には、送信端末と受信端末との生成回路間で周波数偏差（±Δｆ）が含まれている場合がある。したがって、ＯＦＤＭ信号の受信開始時にシンボルの同期位置を検出し、一度シンボル同期が確立されたとしても、各シンボルを受信中に基準発振信号の偏差のため±Δｆの範囲で受信フレーム同期にずれが生じてしまう。このため受信中のシンボル同期を正確に補正することが重要であった。

ＯＦＤＭ信号のシンボルには、送信端末側で有効シンボル内の信号成分を部分的に複製した周期的プリフィックス（ＣＰ：Cyclic Prefix）信号をガードインターバル（ＧＩ：Guard Interval）として付加することで、マルチパス伝送路で生じる遅延波との干渉で生じるシンボル間干渉を軽減するようにしている。

図６（ａ）〜（ｄ）は、従来方式の同期シンボル再生タイミングを示す図である。受信シンボルのガードインターバルには、有効シンボル１，２，３のそれぞれ先頭部分を複製したＣＰ信号が挿入される（同図（ａ））。したがって、一つの受信シンボルの長さ（有効シンボル期間）Ｔｓだけ遅延した遅延シンボル（同図（ｂ））を生成して、この有効シンボル期間で自己相関演算を行って自己相関信号（同図（ｃ））を求めれば、自己相関信号におけるピーク値それぞれに対応する同期補正信号が形成できる（同図（ｄ））。

従来から、こうしたＯＦＤＭ信号のガードインターバルの特性を利用して、シンボル同期の検出及び補正が行われていた。例えば、特許文献１に示されている技術では、ガードインターバル区間（以下、ＧＩ区間）には、そのシンボル区間でのＩＦＦＴの最後尾をコピーした信号が挿入されて、任意のシンボル列においてＦＦＴ−Ｗｉｎｄｏｗ幅の自己相関性を持つことから、乗算手段により二つの信号の積がとられた後、移動平均手段により自己相関値がサンプリング毎に計算できる。ＯＦＤＭ信号からは、移動平均の拘束時間をＧＩ区間程度以上とることにより、ピークが観測される。移動平均手段で計算された自己相関値は、差分手段で最大値保持手段に保持された過去の最大値と比較される。その差分結果を用いてシンボル間平均更新判定手段において最大値更新の判定を行い、最大値保持手段の内容を更新する。シンボル間平均更新判定手段の判定においては、シンボルインターバル周期の平均操作を行い、最大値と判定された位相が、あらかじめ指定した数のシンボル数で観測されるまで、最大値を更新する命令を出さないように処理することにより、同期維持動作におけるジッタの低減を可能としている。シンボル間平均更新判定手段は最大値の更新を指令すると同時に、シンボル位相制御手段に対してシンボルタイミングのシフトを指令する。

また、別の特許文献２では、保護スペース（ガードインターバル）によって分離された有効シンボル周期を備え、各々の保護スペース内のデータはそれぞれの有効周期内でデータの一部と対応しているＯＦＤＭ信号の特性を利用して、ＯＦＤＭ信号におけるシンボル境界を表す同期パルスが生成されている。すなわち、ＯＦＤＭシンボルの連続する複合サンプルの絶対値を導出し、ＯＦＤＭシンボルの有効部分を表す周期だけ分離されたＯＦＤＭシンボルの値と他の値との差を判定し、差分値の絶対値を複数のシンボルに亘って積分し、かつ積分された差分値の絶対値が実質的に変化するポイントを表すサンプル位置を判定することによってフレーム同期パルスが生成され、このフレーム同期パルスを用いて、ＯＦＤＭシンボルがＦＦＴ復調される。

このように、受信端末側でＯＦＤＭシンボル内での自己相関を取り、複製元の信号成分とＣＰ信号との相関が最も高い相関ピークを検出することにより、シンボルタイミングを抽出し、その検出信号を基にシンボル同期及び同期補正が可能である。したがって、こうしたＯＦＤＭ信号を用いた通信方式は、限られた周波数帯域を最大限に利用して、マルチパスが存在するような悪条件の下でも、周波数帯域の利用効率の良いデータ伝送を行うことできる。

現在、ＯＦＤＭ信号はディジタル家電を無線でつなぐＷＰＡＮ（個人用無線ネットワーク：Wireless Personal Area Network）用途に標準化が進められており、そこでは複数の周波数を周波数ホッピングするＭｕｌｔｉＢａｎｄ ＯＦＤＭ（ＭＢ−ＯＦＤＭ）方式が検討されている。この方式によれば、ＭＢ−ＯＦＤＭ信号を用いることによって、伝送速度に対応して送信シンボルを時間軸上で拡散して送信する時間領域拡散（time-domain-spreading）通信を実現でき、異なる電波規制に対応して無線通信の信頼性向上が図られる。
特開平１１−３５５２４１号公報（段落番号［０００６］〜［０００９］、図３及び図４） 特開２００１−９４５３１号公報（段落番号［００１５］〜［００２９］、図１〜図５）

ところで、ＭＢ−ＯＦＤＭ方式ではガードインターバルにヌルシンボル（Ｎｕｌｌ：信号を送信しない区間）を挿入して、ＯＦＤＭシンボルの境界を明確にして送信する零詰め（zero-padded Prefix）方式が採用される。これは、周期的プリフィックス（ＣＰ）信号を利用したＯＦＤＭシンボルの周波数スペクトルと比較した場合に、零詰め方式のほうがリップルを抑制できるからである。

ところが、こうしたＯＦＤＭ変調にマルチバンド方式を組み合わせたＭＢ−ＯＦＤＭ信号のシンボル内には、相関値を得るための周期性を持った信号成分が存在しない。したがって、上述した特許文献１，２などに記載された方法で相関値を求めても、ＯＦＤＭシンボルに挿入されたガードインターバルと同期した信号を検出できないという問題があった。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、ＯＦＤＭシンボル内に周期性のある信号成分を持たない伝送方式に対して同期補正機能を付加したＯＦＤＭ無線機を提供することを目的とする。

また、本発明の別の目的は、そのような同期補正機能を備えた受信装置、同期補正装置及び同期補正方法、並びに無線通信方法を提供することである。

本発明では、上記問題を解決するために、多重化されたＯＦＤＭシンボルを時間領域で複数シンボルに拡散して送受信するＯＦＤＭ無線機において、前記ＯＦＤＭシンボル間にヌルデータを挿入し、所定のシンボル長の送信データに変調して送信する無線送信装置と、受信された前記ＯＦＤＭシンボルに対して自己相関値を演算し、前記自己相関値から前記ＯＦＤＭシンボルの同期信号を生成する同期信号生成部を有し、前記同期信号によって前記所定のシンボル長に対応して設定されたサンプリングタイミングを補正して受信信号を復調する無線受信装置と、を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ無線機が提供される。

送信側では、時間領域で複数シンボルに拡散された送信シンボルを伝送する。受信側では、受信するＯＦＤＭシンボルを複数シンボルにわたって自己相関を取ることにより、拡散シンボル間の相関ピークを検出する。この相関ピークは、拡散シンボルの相関が最も高い位置で発生するので、この相関ピークから拡散シンボルのシンボルタイミングを抽出する。

得られた相関ピークの間隔をシンボルの拡散数に応じて分周することにより、ＯＦＤＭのシンボルタイミングに同期した同期補正信号を生成できる。ＦＦＴ演算部では、生成した同期補正信号を基に、ガードインターバルのオフセットを補正したタイミングで、自らのサンプリングタイミングを補正してＦＦＴ演算を行うことにより、ＯＦＤＭシンボルに同期した復調信号を得ることができる。

本発明によれば、ＭＢ−ＯＦＤＭなどの時間領域拡散方式を用いたＯＦＤＭ無線機において、拡散シンボルの周期性を用いてシンボルタイミングを再生することにより、ガードインターバルにＣＰを用いない場合においても、自己相関処理によりシンボルタイミングの再生とシンボルタイミングの補正を行うことができる。

以下、図面を参照して、この発明の実施の形態について説明する。図１は、実施の形態に係るＯＦＤＭ無線機の受信装置を示すブロック図である。
この受信装置は、多重化されたＯＦＤＭシンボル間にヌルデータが挿入され、時間領域で複数シンボルに拡散されたシンボルデータを受信するものであって、無線送信装置からはＯＦＤＭシンボル間にヌルデータを挿入して、所定のシンボル長の送信データに変調して送信される。アンテナ１では、図示しないＭＢ−ＯＦＤＭ方式の送信機から時間領域で複数シンボルに拡散されたＯＦＤＭシンボルを受信する。ここで、時間領域でのシンボル拡散とは、いわゆる時間ダイバシティを実現するために、１つのデータシンボルとして伝送される同じ情報を、複数のデータシンボルに重複して伝送する方式である。

この受信装置の初段には、低雑音増幅器（Low-Noise Amplifier:以下、ＬＮＡという。）２が設けられ、アンテナ１で受信された微弱なＲＦ（Radio Frequency）信号を増幅する。このＬＮＡ２は、十分な電力利得を持つと同時に内部で発生する雑音を極力抑えることができ、さらに信号の歪みを抑えるために高い線形性を備えている。

発振器３と掛算器４はダウンコンバータを構成しており、発振器３からは調整された発振周波数の基準周波数ｆ₀を持つサイン波及びコサイン波が生成される。そして、これらのサイン波及びコサイン波によって受信されたＯＦＤＭシンボルが掛算器４で周波数変換され、ベースバンド信号（これは、後述のような複素データの信号である。）にダウンコンバージョンされる。

ＬＰＦ５は低域通過フィルタ（Low Pass Filter）であって、高周波成分から複素ベースバンド信号だけを分離している。ＡＧＣ（Automatic Gain Control）回路６では、入力信号の増幅利得を可変制御して最適な大きさのベースバンド信号をアナログデジタル変換（ＡＤＣ）回路７に出力している。

ＡＤＣ回路７は、受信されたＯＦＤＭ信号の複素シンボル列を出力する。以下、ｋ番目の受信シンボルをＸ（ｋ）とする。こうして、受信シンボルＸ（ｋ）がディジタル信号に変換された標本値としてＦＦＴ演算部８、及び同期検出回路９に供給される。

また、ＦＦＴ演算部８と同期検出回路９は復調回路１０を構成しており、同期検出回路９では受信シンボルＸ（ｋ）の自己相関関数（ＡＣＦ：Auto Correlation function）を演算して同期補正信号Ｔｓを生成し、拡散シンボルのシンボルタイミングを抽出している。こうして、復調回路１０では、ＦＦＴ演算部８から送信機側の送信信号に対応する復調信号Ｓ（ｋ）が得られる。

このように、多重化されたＯＦＤＭシンボルを時間領域で複数シンボルに拡散して送受信するＯＦＤＭ無線機において、受信されたＯＦＤＭシンボルに対して自己相関値を演算し、自己相関値からＯＦＤＭシンボルの同期信号を生成する同期信号生成部では、同期信号によって所定のシンボル長に対応して設定されたサンプリングタイミングを補正して受信信号を復調することができる。

図２は、図１の同期検出回路９の一例を示すブロック図である。
自己相関演算部１１では受信シンボルＸ（ｋ）の自己相関関数Ｒ（ｔ）を演算して、最大値検出部１２に出力する。最大値検出部１２では、相関演算により検出された自己相関値の最大値を検出して、タイミング再生回路１３に拡散タイミング信号を出力する。タイミング再生回路１３では、この拡散タイミング信号と拡散シンボルの拡散数Ｎに基づいて、ＯＦＤＭシンボルに同期した同期補正信号Ｔｓが生成される。

ここで、拡散数Ｎとは、ＯＦＤＭシンボルとして何回同じ情報を複製して送信するかの指標である。
図３は、図２の自己相関演算部１１の一例を示すブロック図である。

自己相関演算部１１は、遅延回路１１１、複素共役回路１１２、掛算器１１３、積分回路１１４、及び絶対値回路１１５から構成されている。ここで、遅延回路１１１と掛算器１１３には、発振器３と掛算器４のダウンコンバータ（図１）でダウンコンバートされた受信シンボルＸ（ｋ）が、サイン波及びコサイン波がそれぞれ受信信号と掛け合わされて生成される実部データと虚部データとからなる複素データとして供給されている。

複素共役回路１１２には、遅延回路１１１から拡散数Ｎに対応して遅延した受信シンボルＸ（ｋ−Ｎ＋１）（或いは拡散数Ｎの値に拘らない受信シンボルＸ（ｋ−１）であってもよい。）が入力されて、その複素共役信号Ｘ^*（ｋ−Ｎ＋１）が演算される。ここで、虚数単位をｉとすると、複素データＸ＝ａ＋ｂｉの複素共役信号はＸ^*＝ａ−ｂｉのように示される。そして、掛算器１１３で受信シンボルＸ（ｋ）と遅延した複素共役信号Ｘ^*（ｋ−Ｎ＋１）との掛け算が行われる。したがって、その乗算結果も一般には実部と虚部を含むが、受信シンボルＸ（ｋ）と複素共役信号Ｘ^*（ｋ−Ｎ＋１）の元データとが一致していれば、その虚部は０となる。ただし、マルチパスの影響等、伝送路ノイズにより両者は完全には一致しない。

積分回路１１４は畳み込み積分器として複素数の実部と虚部とでそれぞれ別に和を演算して、絶対値回路１１５でそれぞれの和を実部と虚部に持つ複素数の絶対値を求めて、実数データに変換された自己相関関数Ｒ（ｔ）を出力する。なお、送信機から拡散された送信シンボルを伝送する場合に、ＯＦＤＭシンボルは複数の周波数バンドでホッピングされたシンボルでもよく、受信機側でホッピング周波数に同期した受信シンボルＸ（ｋ）が得られれば、同じＯＦＤＭシンボルが受信できる。

図４は、同期シンボルを再生するための同期補正信号を示すタイミング図である。
同図（ａ）には、受信シンボルＸ（ｋ）のデータ配置を示す。一つの受信シンボルのデータＡ１と次に送られてくる受信シンボルのデータＡ２は、同じ内容のものであって、それらの間には、ヌルシンボルがガードインターバル（ＧＩ）に対応する長さで挿入されている。ここで、一つの受信シンボルの長さＴｓは、データＡ１の長さとガードインターバルとの和である。

同図（ｂ）には、遅延した受信シンボルＸ（ｋ−Ｎ＋１）のデータ配置を示す。シンボルの遅延時間Ｔｄは、シンボルの拡散数をＮとすると、Ｔｄ＝Ｔｓ×（Ｎ−１）となるように設定される。図４の場合には、拡散数Ｎが２であるため、Ｔｄ＝Ｔｓである。

こうして、２つの受信シンボルのデータＡ１，Ａ２との自己相関演算が実行され、同図（ｃ）に示す自己相関信号Ｒ（ｔ）が演算される。自己相関信号Ｒ（ｔ）の演算期間は一つの受信シンボルの長さＴｓと等しく設定され、受信シンボルのデータＡ１の終端に近づくに従って、平均的な値から徐々に大きな値となる。そして、ガードインターバル（ＧＩ）との境界で相関値の最大値が検出され、同図（ｄ）に示すように周期Ｔ１で拡散タイミング信号を生成することができる。

このようにして生成された拡散タイミング信号がタイミング再生回路１３に入力されると、周期Ｔ１が拡散シンボルの拡散数Ｎで分割され、図４（ｅ）に示すように、受信したＯＦＤＭシンボルに同期する同期補正信号Ｔｓが生成される。したがって、ＦＦＴ演算部８では同期補正信号ＴｓのタイミングからガードインターバルＧＩのオフセットを補正して、タイミング補正されたサンプル間隔でフーリエ演算を実行できる。

図５は、自己相関値の演算回路の具体例を示すブロック図である。シフトレジスタＳＲ１，ＳＲ２には、それぞれＯＦＤＭシンボル長に対応する受信シンボルＸ（ｋ）と遅延した受信シンボルＸ^*（ｋ−Ｎ＋１）が順次に入力され、掛算器Ｍ１〜Ｍｎで乗算される。掛算器Ｍ１〜Ｍｎの乗算結果は、加算器Ｓｕｍにおいて加算され、自己相関関数Ｒ（ｔ）が出力される。加算器Ｓｕｍの出力である自己相関関数Ｒ（ｔ）は、２つのシフトレジスタＳＲ１，ＳＲ２に受信シンボルＸ（ｋ）と遅延された受信シンボルＸ^*（ｋ−Ｎ＋１）の全ての有効シンボルが入力されたとき、最大となる。

以上、ＭＢ−ＯＦＤＭ方式など時間領域拡散通信によるＯＦＤＭ無線機においては、時間領域でシンボル拡散して得られた拡散数Ｎの拡散シンボルの周期性を用いてシンボルタイミングを再生することができる。したがって、ガードインターバルＧＩに周期的プリフィックス信号を用いない通信方式であって、多重化されたＯＦＤＭシンボルを時間領域で複数シンボルに拡散して送受信するものであれば、自己相関処理によりシンボルタイミングの再生とシンボルタイミングの補正を行うことができる。

ＯＦＤＭ無線機の受信装置を示すブロック図である。 図１の同期検出回路の一例を示すブロック図である。 図２の自己相関演算部の一例を示すブロック図である。 同期シンボルを再生するための同期補正信号を示すタイミング図である。 自己相関値の演算回路の具体例を示すブロック図である。 従来方式の同期シンボル再生タイミングを示す図である。

符号の説明

１ アンテナ
２ 低雑音増幅器（ＬＮＡ）
３ 発振器
４ 掛算器
５ 低域通過フィルタ（ＬＰＦ）
６ ＡＧＣ回路
７ アナログデジタル変換回路（ＡＤＣ）
８ ＦＦＴ演算部
９ 同期検出回路
１０ 復調回路
１１ 自己相関演算部
１２ 最大値検出部
１３ タイミング再生回路

Claims (11)

1. 多重化されたＯＦＤＭシンボルを時間領域で複数シンボルに拡散して送受信するＯＦＤＭ無線機において、
   前記ＯＦＤＭシンボル間にヌルデータを挿入し、所定のシンボル長の送信データに変調して送信する無線送信装置と、
   受信されたＯＦＤＭシンボルに対して自己相関値を演算し、前記自己相関値から前記ＯＦＤＭシンボルの同期信号を生成する同期信号生成部を有し、前記同期信号によって前記所定のシンボル長に対応して設定されたサンプリングタイミングを補正して受信信号を復調する無線受信装置と、
   を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ無線機。
2. 前記無線受信装置で受信されたＯＦＤＭシンボルが複素データであり、前記自己相関値の演算手段として複素相関器を有することを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ無線機。
3. 多重化されたＯＦＤＭシンボル間にヌルデータが挿入され、時間領域で複数シンボルに拡散されたシンボルデータを受信する受信装置において、
   受信された前記シンボルデータをベースバンド信号のシンボルデータにダウンコンバートする変換手段と、
   前記ベースバンド信号のシンボルデータから前記ＯＦＤＭシンボルの有効部分についての自己相関値を演算する自己相関値演算手段と、
   前記自己相関値のピーク検出間隔から前記ＯＦＤＭシンボルのシンボルタイミングを抽出するタイミング抽出手段と、
   前記シンボルタイミングによって補正されたサンプリングタイミングで前記シンボルデータを復調する復調手段と、
   を備えたことを特徴とする受信装置。
4. 前記変換手段で変換されたベースバンド信号のシンボルデータが複素データであり、前記自己相関値演算手段として複素相関器を有することを特徴とする請求項３記載の受信装置。
5. 多重化されたＯＦＤＭシンボル間にヌルデータが挿入され、時間領域で複数シンボルに拡散されたシンボルデータを受信する際に、前記ＯＦＤＭシンボルから希望するＯＦＤＭシンボルを復調するためのサンプリングタイミングを補正する同期補正装置において、
   前記ＯＦＤＭシンボルの有効部分についての自己相関値を演算する自己相関値演算手段と、
   前記自己相関値のピーク検出間隔から前記ＯＦＤＭシンボルのシンボルタイミングを抽出するタイミング抽出手段と、
   を備えたことを特徴とする同期補正装置。
6. 前記ＯＦＤＭシンボルが複素データであり、前記自己相関値演算手段として複素相関器を有することを特徴とする請求項５記載の同期補正装置。
7. 多重化されたＯＦＤＭシンボル間にヌルデータが挿入され、時間領域で複数シンボルに拡散されたシンボルデータを受信して、希望するＯＦＤＭシンボルを復調する際に、サンプリングタイミングを補正する同期補正方法において、
   前記ＯＦＤＭシンボルの有効部分についての自己相関値を演算する演算ステップと、
   前記自己相関値のピーク検出間隔から前記ＯＦＤＭシンボルのシンボルタイミングを抽出する抽出ステップと、
   を備えたことを特徴とする同期補正方法。
8. 前記ＯＦＤＭシンボルが、規定された周波数パターンで周波数ホッピングされて伝送された拡散シンボルを含んでいる場合に、
   前記演算ステップでは、受信時にホッピング周波数に同期して拡散シンボルを取り出して自己相関値を演算し、
   前記抽出ステップでは、取り出した拡散シンボルの拡散数に応じてシンボルタイミングを抽出したことを特徴とする請求項７記載の同期補正方法。
9. 前記ＯＦＤＭシンボルが複素データであり、複素相関器によって前記自己相関値を演算することを特徴とする請求項７または８のいずれかに記載の同期補正方法。
10. 多重化されたＯＦＤＭシンボルを時間領域で複数シンボルに拡散して送受信する無線通信方法において、
    前記ＯＦＤＭシンボル間にヌルデータを挿入し、所定のシンボル長の送信データに変調して送信する送信ステップと、
    受信されたＯＦＤＭシンボルに対して自己相関値を演算し、前記自己相関値から前記ＯＦＤＭシンボルの同期信号を生成することによって、前記所定のシンボル長に対応して設定されたサンプリングタイミングを補正して受信信号を復調する受信ステップと、
    を備えたことを特徴とする無線通信方法。
11. 前記ＯＦＤＭシンボルが複素データであり、前記受信ステップでは自己相関値の複素相関を演算することを特徴とする請求項１０記載の無線通信方法。

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