JP2008173504A - 超音波診断装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ティッシュ・ハーモニック・イメージングを行なう超音波診断装置の分解能を維持しつつペネトレーションを向上する。
【解決手段】超音波探触子１を介して被検体に超音波信号を送信する送波部３から、同じ方向に時間間隔をおいて第１波形と第２波形とを含む超音波信号を複数回送信し、超音波探触子により受信された第１波形に対応する受波信号と第２波形に対応する受波信号とを受波部５により整相加算し、整相加算された受波信号に基づいて画像を生成する超音波診断装置において、送波部は、周波数が増加するように推移する波形を発生する波形発生手段９と、該波形発生手段の出力を第１波形とし、前記波形発生手段の出力を時間的に遅延させて、かつ時間反転させて第２波形とする時間軸制御器１１を備えたことを特徴とする。
【選択図】 図１

Description

本発明は、超音波診断装置に係り、特に超音波が被検体内を伝播する際発生する高調波信号を画像化する超音波診断装置に関する。

超音波診断装置は、被検体内に超音波信号を送信し、そのエコー信号を含む受信信号に基づいて例えば断層画像等の診断に供する情報を得るものである。

このような断層画像を表示する技術において、送信信号の基本波成分（周波数ｆ_０）に対する高調波成分（例えば周波数２ｆ_０，３ｆ_０等）を画像化することによって、コントラストの良い画像が得られることが報告されている。このような撮像法は、ティッシュ・ハーモニック・イメージング(Tissue Harmonic Imaging)と呼ばれている。

上述した高調波成分は、主に超音波が被検体内を伝播する際に生ずる非線型歪みに起因して発生する。すなわち、生体内に照射された超音波は、組織の非線型応答により組織伝播中に信号が歪み、高調波成分が増大する。この結果、そのエコー信号には例えば基本波ｆ_０の２倍周波数の２ｆ_０や、３倍周波数の３ｆ_０の成分が含まれることとなる。

ティッシュ・ハーモニック・イメージングにおいては、いかにして強い高調波成分のエコーを抽出できるかがポイントとなる。従来報告されているティッシュ・ハーモニック・イメージング方法の一例として、フィルタ法と呼ばれるものがある。これは、中心周波数が例えば２ｆ_０の帯域通過フィルタを用いて受信信号から例えば２ｆ_０の高調波成分を抽出するものである。また、他の一例として、パルスインバージョン法と呼ばれるものがある。これは、極性を相互に反転させた第１および第２の送信波形を時間間隔をおいて送信し、それぞれのエコー信号を整相加算して基本波成分を打ち消すことによって２次の高調波成分を強調するものである。

しかしながら、超音波信号の高調波成分は、基本波成分と比べて周波数が高いから伝播時に減衰の影響を受けやすく、深部からのエコー信号の到達度、つまりペネトレーションがよくないという問題点があった。一方、基本波の中心周波数ｆ_０を下げれば減衰の影響を受けにくくなるからペネトレーションは改善できるが、周知のように分解能が低下してしまう。

上述した問題点に鑑み、本発明の課題は、分解能を維持しつつペネトレーションを向上することにある。

上記課題を解決するため、本発明は、超音波探触子と、前記超音波探触子を介して被検体に超音波信号を送信する送波部と、前記超音波探触子により受信された受波信号を処理する受波部と、前記受波部で処理された前記受波信号に基づいて画像を生成する画像生成部とを備えてなり、前記送波部は、超音波信号を同じ方向に時間間隔をおいて複数回送信する機能を有し、該複数回送信される超音波信号には第１波形と第２波形とを含み、前記受波部は、前記第１波形に対応する受波信号と前記第２波形に対応する受波信号とを整相加算する機能を有してなる超音波診断装置において、前記送波部は、周波数が増加するように推移する波形を発生する波形発生手段を備え、該波形発生手段の出力を前記第１波形とし、前記波形発生手段の出力を時間的に遅延させて、かつ時間反転させて前記第２波形とすることを特徴とする。

これによれば、従来のように同じ周波数ｆ_０の波形を極性反転して送波する場合に比べて、整相加算後の受波信号の周波数スペクトラムが変化し、ｆ_０ないし２ｆ_０の周波数帯域における成分を強調することができる。このような周波数帯域の成分は２ｆ_０よりも周波数が低いから減衰の影響を受けにくく、ペネトレーションがよい。したがって、この周波数成分を抽出し、これに基づいて画像を生成することによって、ｆ_０を下げなくても、つまり分解能を低下させなくても、ティッシュ・ハーモニック・イメージングにおけるペネトレーションを向上させることができる。

特に、波形発生手段により周波数が増加するように推移する波形を発生し、これをそのまま第１波形とし、波形発生手段の出力または第１波形を時間的に遅延させて、かつ時間反転させて第２波形を発生させているから、ティッシュ・ハーモニック・イメージングにおけるペネトレーションを向上させるのに適した第１波形と第２波形を容易に発生させることができる。

この場合において、前記第１波形および前記第２波形は、それぞれ信号強度が低減するよう推移するものとすることができる。これにより、整相加算後の受波信号の周波数スペクトラムの変化を強調することができる。また、前記第１波形および前記第２波形の信号強度が推移する変化率を、前記送波フォーカス深さに応じて可変設定することができる。これらの場合、これらを可変することによる受波信号の周波数スペクトラムが変化することから、特に被検体内の深い部位（探触子から遠い部位）からの診断情報を得る場合には、受波信号の周波数スペクトラムを低く偏移させてペネトレーション重視の設定とするとよい。これに適応するため、送波部は超音波信号の送波フォーカス深さを可変設定する機能を有し、第１波形および第２波形の周波数が推移する変化率が送波フォーカス深さに応じて可変設定されるようにするとよい。また、整相加算後の受信信号をフィルタ処理するフィルタの周波数帯域を送波フォーカスの設定深さに応じて可変設定する構成とすることができる。つまり、受波部は、受波信号の設定周波数帯域を抽出するフィルタを有し、受波信号の受信タイミングに応じて前記周波数帯域を可変設定するものとすることができる。

また、受波部は、受波信号に受波フォーカス処理を行なう機能と、この受波信号の設定周波数帯域を抽出するフィルタとを有し、受波フォーカスの設定深さに応じて周波数帯域を可変設定する構成としてもよい。これによれば、受波フォーカス深さ、すなわち被検体内の診断対象部位の深さの違いに起因する減衰の違いによる受波信号のスペクトラムの変化に適応し、好適な周波数帯域の成分を抽出することができる。

また、前記第１波形と前記第２波形は時間軸の直交線に対して線対称の形状を有するものとすることができる。

さらに、周波数が推移する波形とは、例えば周波数の異なる波形の１サイクルまたは複数サイクルを連結してなるものであってもよい。また、周波数が異なる波形の１／２サイクル、１／４サイクル、１／８サイクル等の部分を連結してなる構成としてもよく、連続的に周波数が変化するチャープ波形を用いるものであってもよい。

本発明によれば、分解能を維持しつつペネトレーションを向上することができる。

以下、本発明を適用してなる超音波診断装置の第１の実施形態について説明する。図１は、本実施形態の超音波診断装置の構成を示す図である。図１に示すように、超音波診断装置は、超音波探触子１と、超音波探触子１を介して図示しない被検体に超音波信号を送信する送波部３と、超音波探触子１を介して被検体からのエコー信号等を含む受波信号を受信し処理する受波部５と、受波部５によって処理された受波信号に基づいて診断画像を生成し表示する画像作成表示部７とを有して構成されている。画像作成表示部７は、図示しない検波、圧縮等を行なうビデオ処理部、ドプラ処理部および走査変換部を含んでなる。

送波部３は、所望の振幅、周波数、開始位相をそれぞれ有する複数の波形を組み合わせた送波信号を生成する機能を有する任意波形発生器９と、任意波形発生器９が出力した波形を時間反転させる機能を有する時間軸制御器１１と、パワーアンプを有してなり、時間軸制御器１１の出力信号に応じて超音波探触子１に駆動信号を供給する送波器１３とを有してなる。なお、時間軸制御器１１は、任意波形発生器９の出力を入力信号としていわゆるファーストイン・ファーストアウト機能とファーストイン・ラストアウト機能とを有するものであり、シフトレジスタを有して構成されている。

受波部５は、超音波探触子１から出力される受波信号が入力され、図示しない前置増幅器、タイム・ゲイン・コントロール（ＴＧＣ）増幅器、Ａ／Ｄ変換器を含んでなる受信器１５と、受信器１５から出力される超音波探触子１の各振動子に対応するチャンネルの受波信号を整相し、加算してＲＦライン信号として出力する整相加算器１７と、整相加算部１７から先に出力された受波信号を保持し、時間遅延させて後に出力された受波信号と位相まで考慮してＲＦ加算して出力するライン加算器１９と、ライン加算器１９の出力信号から特定の周波数帯域を抽出する帯域通過ディジタルフィルタ演算機能を有する帯域フィルタ２１とを有して構成されている。整相加算部１７として、加算処理中の歪みを最小限とするため、いわゆるディジタルビームフォーマを用いる。また、上述した送波部３、受波部５および画像作成表示部７内の各要素の動作を統括して制御するシステム制御部２３が設けられている。また、超音波探触子１は、図示しない被検体に対向して列状または面状に並べられた複数の振動子２５を有して構成されている。

次に、上述した超音波診断装置の動作について説明する。はじめに、任意波形発生器９は、システム制御部２３からの指示に基づいて、送波信号の波形を生成し出力する。この任意波形発生器９の出力信号波形は、周波数を変えた波形を連続させて構成されている。この点、詳細につき後述する。任意発生器９の出力信号は時間軸制御器１１に入力され、先ずファーストイン・ファーストアウト機能により時間反転させることなく第１波形として出力される。そして、時間軸制御器１１は、第１波形から時間的に遅延させて、ファーストイン・ラストアウト機能によって、第１波形を時間反転した第２波形を出力する。送波器１３は、これらの第１波形、第２波形に基づいて、周知の送波フォーカス処理を施して、超音波探触子１の各振動子２５の駆動信号を生成し、出力する。送波器１３から図示しない送受波分離回路を経て駆動信号を供給された振動子２５はそれぞれ振動して超音波を発生し、それぞれの振動子２５から出た超音波の波面が一致する方向に進む超音波ビームが図示しない被検体内に形成される。

一方、このような超音波ビームとして被検体内を伝播する超音波信号は、被検体内の音響インピーダンスが異なる部位において反射し、この反射波は超音波探触子１に戻り、受波信号として受信される。受波信号は振動子２５によって音波から電気的な信号に変換され、図示しない送受波分離回路を経て受信器１５に入力される。受信部１５において、各振動子２５に対応する各チャンネルの受波信号は前置増幅器およびＴＣＧ増幅器による増幅を受け、Ａ／Ｄ変換され、出力される。受信部１５の出力信号は整相加算器１７に入力され、受波信号の発生部位から各振動子２５までの距離の違いに起因する受波信号の各チャンネル間のタイミングのずれを時間遅延処理によって逐次補正をする周知のダイナミックフォーカス処理を施された後に加算され、出力される。これらの受波に伴なう処理は、上述した第１波形、第２波形のそれぞれに対応した受波信号のそれぞれについて行なわれる。そして、これらの第１波形に対応する受波信号と、第２波形に対応する受波信号とは、ライン加算器１９が第１波形に対応する受波信号を一時的に保持し、時間遅延させてから第２波形に対応する受波信号と加算することによって合成され、合成された受波信号として出力される。そして、帯域フィルタ２１において、合成された受波信号の所定の周波数帯域成分が抽出され、画像作成表示部７は、この抽出された周波数帯域成分の信号に基づいて超音波診断画像を生成して表示する。すなわち、超音波診断装置は、以上の動作をビーム方向を走査しながら実施し、画像作成表示部７において、各走査線に対応するライン加算器の出力に検波、圧縮等のビデオ処理、ドプラ信号処理、走査変換を行ない周知のＢモードまたはドプラモードの画像を生成する。なお、システム制御部２３は、これらの一連の動作をコントロールするとともに、任意波形発生器９のデータも併せて発生する。

次に、本実施形態の超音波診断装置の特徴に係る第１波形、第２波形の波形および、送波信号および受波信号の周波数スペクトラムについて説明する。先ず、本実施形態の特徴を理解しやすくするため、既存のパルスインバージョン法における第１波形、第２波形の波形および送波信号および受波信号の周波数スペクトラムについて図２にシミュレーション結果を図示し、説明する。図２（１）は、時間を横軸にとり、送波信号の音圧を縦軸にとって第１波形および第２波形を示したグラフである。ここで、第１波形を実線で示し、第２波形を破線で示す。図２（１）に示すとおり、第１波形および第２波形はともに同じ周波数ｆ_０（＝２ＭＨｚ）である正弦波２周期の連続に、生体中の波形に類似させるためにハニング重みを掛けたものである。そして、第１波形と第２波形とは、その極性を反転した関係となっている。すなわち、第１波形は信号の開始時において音圧が立ち下がる極性となっており、第２波形は立ち上がる極性となっている。

図２（２）は、送波信号と、第１波形および第２波形にそれぞれ対応する受波信号を整相加算した受波信号との周波数スペクトラムを示すグラフである。このグラフは横軸にｆ_０＝２．０ＭＨｚに対する比周波数（ｆ／ｆ_０）をとり、縦軸に信号強度（ｄＢ）をとったものである。図２（２）において、送波信号のスペクトラムを破線で示し、合成された受波信号のスペクトラムを実線で示している。

図２（２）に示すように、送波信号のスペクトラムは、周波数を０から向上させると信号強度が向上し、周波数ｆ_０において第１の極大となるピークを有する。そして、さらに周波数が上がると信号強度が低減され、周波数２ｆ_０においては、第１のピークに対して−４０ｄＢ以下まで低減される。そして、周波数２ｆ_０からさらに周波数を向上させると信号強度は再び向上に転じ、周波数２．３ｆ_０近傍において第２のピークをとり、その後は再び低減する。この第２のピークの信号強度は、第１のピークに対して約−３２ｄＢとなっている。

一方、合成された受波信号のスペクトラムは、信号強度が極大となるピークを０．６ｆ_０近傍、２ｆ_０近傍および４ｆ_０近傍に有し、信号強度が極小となる谷を１．２ｆ_０近傍および３．３ｆ_０近傍に有する。ピークのうち信号強度が最大となるのは２ｆ_０近傍のピークであって、この信号強度に対する０．６ｆ_０近傍および４ｆ_０近傍のピークの信号強度はともに約−１４ｄＢである。一方、信号強度が極小となる谷における信号強度は、２ｆ_０のピークにおける信号強度に対して１．２ｆ_０近傍において約−２８ｄＢ、３．３ｆ_０近傍において約−２１ｄＢである。

次に、本実施形態の超音波診断装置における周波数が推移する第１波形および第２波形の波形と、送波信号および受波信号の周波数スペクトラムの一例について図３にシミュレーション結果を図示し、説明する。図３（１）は、時間を横軸にとり、送波信号の音圧を縦軸にとって第１波形および第２波形を示したグラフである。ここで、第１波形を実線で示し、第２波形を破線で示す。図３（１）に示すように、第１波形は、周波数ｆ_１（＝１．８ＭＨｚ）の１サイクル目と、周波数ｆ_２（＝２．２ＭＨｚ）の２サイクル目とを連続させて構成され、信号開始時に音圧が立ち下がる極性となっている。一方、第２波形は、周波数ｆ_２の１サイクル目と、周波数ｆ_１の２サイクル目とを連続させて構成され、信号開始時に音圧が立ち下がる極性となっている。また、これらの第１波形および第２波形にはいずれも図２（１）に示す波形と同様のハニング重みが掛けられている。換言すれば、第２波形は、第１波形を時間反転させたものといえる。

図３（２）は、送波信号と、第１波形および第２波形にそれぞれ対応する受波信号を整相加算してなる受波信号との周波数スペクトラムを示すグラフである。このグラフは、図２（２）と同様に横軸にｆ_０＝２．０ＭＨｚに対する比周波数（ｆ／ｆ０）をとり、縦軸に信号強度（ｄＢ）をとったものである。図３（２）において、送波信号のスペクトラムを破線で示し、整相加算された受波信号のスペクトラムを実線で示している。

図３（２）に示すように、送波信号のスペクトラムは、周波数を０から向上させると信号強度が向上し、周波数ｆ_０において極大となるピークを有する。そして、さらに周波数を向上すると、信号強度が低下する。周波数２ｆ_０附近において、信号強度の低下率は小さくなり、低下率がほぼ０となった後、再び信号強度は低下率を大きくしつつ低減する。ちなみに周波数２ｆ_０近傍における信号強度は、周波数ｆ_０のピークに対し約−２３ｄＢである。

一方、整相加算された受波信号のスペクトラムは、信号強度が極大となるピークを０．４ｆ_０近傍、１．６ｆ_０近傍および２．８ｆ_０近傍に有し、信号強度が極小となる谷を０．７ｆ_０近傍、２．２ｆ_０近傍および３．７ｆ_０近傍に有する。極大となるピークのうち信号強度が最大となるのは１．６ｆ_０近傍のピークであって、この信号強度に対する０．４ｆ_０近傍および２．８ｆ_０近傍のピークの信号強度はそれぞれ約−１２ｄＢおよび−２ｄＢである。一方、信号強度が極小となる谷における信号強度は、０．７ｆ_０近傍において約−１４ｄＢ、２．２ｆ_０近傍において約−１７ｄＢ、３．７ｆ_０近傍において約−３５ｄＢである。

図３（２）を図２（２）と比較すると明らかなように、既存のパルスインバージョン法においては、第１波形と第２波形とにそれぞれ対応する受波信号を合成すると、２ｆ_０近傍の周波数成分が最も強調されるのに対し、ｆ_１とｆ_２とをずらすことによって、信号強度のピークが１．６ｆ_０近傍となり、周波数スペクトラムが低く偏移していることがわかる。

そして、本実施形態の超音波診断装置においては、送波フォーカスの設定深さに応じて、周波数ｆ_１とｆ_２との差Δｆ（＝｜ｆ_１−ｆ_２｜）を可変設定していることを特徴とする。具体的には、送波フォーカス深さが深くなるにつれて、第１波形および第２波形にそれぞれ対応する受波信号を合成した信号の周波数スペクトラムが低く偏移するようにΔｆを可変設定している。なお、このとき周波数ｆ_１とｆ_２の平均周波数はｆ_０のまま一定である。また、送波フォーカス深さが浅いときには、Δｆを０として既存のパルスインバージョン法による送受信を行なうようにしている。そして、送波フォーカス深さが深くなるにつれてΔｆを変化させ、上述した周波数スペクトルのピークが、２ｆ_０から例えばｆ_０まで、好ましくは２ｆ_０から例えば１．５ｆ_０まで偏移するように送波信号を生成する。例えば、送波フォーカス深さを変えた複数の超音波ビームの受波信号をつなぎ合わせて１本のビームラインに係る受波信号を完成させる周知の送信多段フォーカスを行なう場合においては、各段のフォーカス深さに応じてΔｆを可変するようにする。例えば、３段のフォーカスを行なう場合、フォーカス深さが浅い準に周波数スペクトラムのピークが例えば２ｆ_０、１．８ｆ_０、１．６ｆ_０となるように各段のΔｆを設定するようにする。このような送波フォーカス深さに応じたΔｆの設定は、シミュレーションまたは超音波ファントムを用いた実験によって行なうことができる。

また、本実施形態の超音波診断装置においては、上述した周波数スペクトラムの偏移に応じて帯域フィルタ２１の通過周波数帯域を可変することを特徴とする。具体的には、整相加算後の受波信号のスペクトラムの偏移に適応するため、送波フォーカス深さが深くなるにつれて通過周波数帯域を低く偏移させる。

また、この帯域フィルタ２１の通過周波数帯域は、送波信号が変わらない場合でも、受波フォーカスの深さに応じて可変される。すなわち、図４は、被検体の浅い部位、つまり超音波探触子から近い部位からの受波信号の受信スペクトラムと、被検体の深い部位、つまり超音波探触子から遠い部位からの受波信号の受信スペクトラムを示す模式図である。なお、図４においては、説明の簡単のため、高調波成分として２ｆ_０のみを表示している。なお、送波信号は通常数サイクルのパルス波であるから図４に示すようにスペクトラムは、ｆ_０、２ｆ_０を中心にそれぞれある程度の帯域を有する。図４に示すように、深い位置からの受波信号のスペクトラムは、超音波が生体内を伝播する際の非線型歪みに起因して高調波成分が多くなるが、高調波成分のスペクトラム分布に着目すると、周波数が高い成分ほど伝播時の減衰による影響が大きいため、周波数スペクトラムは低く偏移し、中心周波数も低下する。そこで、これに対処するため、帯域フィルタ２１の通過周波数帯域は、受波フォーカスのダイナミックフォーカスに連動して、受波フォーカスのフォーカス深さが深くなるにつれて低く偏移するように設定される。具体的には、帯域フィルタ２１としてディジタルＦＩＲフィルタを用いる場合、その係数を受波フォーカス深さに連動して可変にするとよい。

以上のように、本実施形態によれば、周波数が増加するように推移する第１波形と周波数が低減するよう推移する第２波形とにそれぞれ対応する受波信号を整相加算することによって、ｆ_０ないし２ｆ_０における周波数成分を強調しているから、２ｆ_０を強調する既存のパルスインバージョン法よりも減衰の影響を受けにくく、フォーカス深さの深い部分でペネトレーションを向上することができ、また浅い部分では、２ｆ_０成分で画像化するので、分解能も維持できる効果がある。

また、第１波形と第２波形の周波数が推移する変化率を送波フォーカス深さに応じて可変設定しているので、浅いフォーカス深さにおいては比較的高い周波数成分を強調してコントラスト重視の設定とし、深いフォーカス深さにおいては比較的低い周波数成分を強調してペネトレーション重視の設定とすることができ、送波フォーカスの設定深さに適応して良好な画像を生成することができる。

さらに、整相加算後の受波信号に対して周波数帯域通過フィルタ演算を行ない、この通過周波数帯域を送波フォーカス深さに応じて可変しているので、送波信号の周波数が推移する変化率に応じて強調される周波数帯域を抽出することができる。

また、この通過周波数帯域は受波フォーカス深さに応じても可変設定されるので、受波信号の伝播距離の違いによる減衰の違いに起因する受波信号のスペクトラム変化に適応した周波数帯域を抽出することができる。

また、例えばペネトレーションが問題となりにくい比較的浅い部位を診断する場合には、２ｆ_０よりも高い周波数の成分を抽出して画像生成を行なうようにしてもよい。例えば、図３（２）を見ると、２．８ｆ_０近傍にもピークがあることがわかるが、例えばこのような周波数が２ｆ_０よりも大きいピーク近傍の信号強度を帯域通過フィルタによって抽出し、画像生成を行なってもよい。これによれば、浅い部位を診断する際の画像コントラストが良好となる。

また、このような浅い部位を診断する場合には、送波信号の中心周波数を高くするようにしてもよい。例えば、図３の例においては、中心周波数ｆ_０＝２．０ＭＨｚとし、第１波形と第２波形をｆ_１＝１．８ＭＨｚ、ｆ_２＝２．２ＭＨｚとしているが、これを例えば中心周波数ｆ_０＝２．１ＭＨｚ、ｆ_１＝２．０ＭＨｚ、ｆ_２＝２．２ＭＨｚとしてもよい。これによれば、ペネトレーションが問題となりにくい比較的浅い深度においてコントラストの良好な画像を得ることができる。

なお、上述した実施形態においては、時間軸制御器によって第１波形を時間反転させることによって第２波形を得ているが、任意波形発生器が直接第２波形を発生可能な場合には、時間軸制御器は不要である。

また、上述した実施形態においては、第１波形と第２波形はそれぞれ２サイクルの波形を連続させてなるが、３サイクル以上の波形を連続する構成としてもよい。例えば、第１波形がｆ_１＝１．８ＭＨｚ、ｆ_２＝２．０ＭＨｚ、ｆ_３＝２．２ＭＨｚの波形をそれぞれ１サイクルずつ連続させたものであり、第２波形が第１波形を時間反転させたものであってもよい。このように、第１波形が中心周波数ｆ１，ｆ２，・・ｆｎ，・・ｆＮ（Ｎ≧２）の１サイクル波形の連続であって、かつｆ１＜ｆ２＜・・＜ｆｎ＜・・＜ｆＮであり、第２波形が第１波形の時間軸反転関係にある場合、Ｎ＝４以上であっても本発明の趣旨は損なわれないが、波数が増加すると両送波の差は相対的に軽減されるから、本発明はＮ＜６程度の範囲でとりわけ有効であると考えられる。

また、上述した実施形態においては、第１波形と第２波形とはそれぞれ１サイクル毎に周波数を異ならせた正弦波の組合せによって構成しているが、例えば２サイクル以上毎に周波数を異ならせるようにしてもよい。また、例えば１／２サイクル、１／４サイクル毎のように細かく周波数を異ならせたり、さらに、周波数が連続的に推移するいわゆるチャープ波形を用いる構成としてもよい。

次に、本発明を適用してなる超音波診断装置の第２の実施形態について説明する。第１の実施形態と同じ部分については説明を省略し、相違点についてのみ説明する。本実施形態の超音波診断装置は、第１波形および第２波形の振幅がともに推移することを特徴とする。すなわち、本実施形態においては、第１波形と第２波形のそれぞれの最初のサイクルの波形の振幅が、これに続く波形の振幅よりも大きく設定されていることを特徴とする。

本実施形態の超音波診断装置における周波数及び振幅が推移する第１波形および第２波形の波形と、送波信号および受波信号の周波数スペクトラムの一例について図５にシミュレーション結果を図示し、説明する。図５（１）は、時間を横軸にとり、送波信号の音圧を縦軸にとって第１波形および第２波形を示したグラフである。ここで、第１波形を実線で示し、第２波形を破線で示す。図５（１）に示すように、第１波形は、周波数ｆ_１（＝１．８ＭＨｚ）の１サイクル目と、周波数ｆ_２（＝２．２ＭＨｚ）の２サイクル目とを連続させて構成され、信号開始時に音圧が立ち下がる極性となっている。一方、第２波形は、周波数ｆ_２の１サイクル目と、周波数ｆ_１の２サイクル目とを連続させて構成され、信号開始時に音圧が立ち上がる極性となっている。そして、第１波形、第２波形ともに、１サイクル目の振幅Ａ１よりも２サイクル目の振幅Ａ２が小さく設定され、例えば図５（１）の場合には、Ａ２＝０．９Ａ１に設定されている。

図５（２）は、送波信号と、第１波形および第２波形にそれぞれ対応する受波信号を整相加算してなる受波信号との周波数スペクトラムを示すグラフである。図２（２）と同様に横軸にｆ_０＝２．０ＭＨｚに対する比周波数（ｆ／ｆ_０）をとり、横軸に信号強度（ｄＢ）をとったものである。図５（２）において、送波信号のスペクトラムを破線で示し、整相加算された受波信号のスペクトラムを実線にて示している。

図５（２）に示すように、送波信号のスペクトラムは図３（２）に示す送波信号スペクトラムと類似しているが、周波数２ｆ_０近傍における信号強度はｆ_０近傍における信号強度に対して約―２５ｄＢとなっている。

一方、整相加算された受波信号のスペクトラムは、信号強度が極大となるピークを０．４ｆ_０近傍、１．６ｆ_０近傍および２．８ｆ_０近傍に有し、信号強度が極小となる谷を０．７ｆ_０近傍、２．２ｆ_０近傍および３．８ｆ_０近傍に有する。極大となるピークのうち信号強度が最大となるのは１．６ｆ_０近傍のピークであって、この信号強度に対する０．４ｆ_０近傍および２．８ｆ_０近傍のピークの信号強度はそれぞれ約−１３ｄＢおよび約−２ｄＢである。一方、信号強度が極小となる谷における信号強度は、０．７ｆ_０近傍において約−１７ｄＢ、２．２ｆ_０近傍において約−１０ｄＢ、３．８ｆ_０近傍においては−４０ｄＢ以下となっている。

図５（２）と図２（２）とを比較すると明らかなように、本実施形態のように周波数ｆ_１とｆ_２とをずらし、振幅Ａ１とＡ２とをずらすことによって、信号強度のピークが１．６ｆ_０近傍となり、周波数スペクトラムが低く偏移していることがわかる。

そして、本実施形態の超音波診断装置においては、送波フォーカスの設定深さに応じて、周波数ｆ_１とｆ_２との差Δｆを可変設定し、さらに振幅Ａ１およびＡ２の比Ａ２／Ａ１を可変設定している。具体的には、第１の実施形態と同様に、送波フォーカス深さが深くなるにつれて、第１波形および第２波形にそれぞれ対応する受波信号を合成した信号の周波数スペクトラムが低く偏移するようにΔｆおよびＡ２／Ａ１を可変設定している。

以上のように、本実施形態によれば、上述した第１の実施形態と同様の効果に加え、第１波形と第２波形の振幅をともに推移させることによって、整相加算された受波信号のスペクトラム偏移をより強調することができる。

次に、本発明を適用してなる超音波診断装置の第３の実施形態について説明する。これも第１の実施形態と同じ部分については説明を省略し、相違点についてのみ説明する。
図６は、本実施形態の超音波診断装置の構成を示す図である。図６に示すように、超音波診断装置は、図示しない複数の超音波振動子または超音波トランスデューサのアレーを有する超音波探触子または超音波プローブ３１と、超音波プローブ３１を介して図示しない被検体に送信される送波信号を制御するパルス反転制御部３３と、パルス反転制御部３３からの指示に応じて送波信号を生成し、超音波プローブ３１を駆動する送波整相回路３５とを有する。送波整相回路３５は、図示しない送波タイミング発生回路、送波ビームフォーマ回路および送波ドライバを有し、超音波プローブ３１に高圧送波信号を供給するものである。このとき、送波ビームフォーマ回路は、送波タイミング発生回路により発生された送波タイミング信号に基づき、所定の方位の超音波ビームを形成するビームフォーミング信号を生成する。ビームフォーミング信号は、方位に対応した時間差が付与された複数の駆動信号からなる。

また、超音波プローブを介して被検体から受信された受波信号を、複数の超音波トランスデューサの各チャンネルにわたって整相加算する受信整相回路３７と、受信整相回路３７の出力信号を可変設定されるゲインに応じて増幅または低減する可変ゲイン回路３９と、可変ゲイン回路３９の出力信号を一時的に記憶し、時間間隔をおいて可変ゲイン回路３９が出力した信号と整相加算する２ビーム加算部４１とが設けられている。そして、２ビーム加算器４１の出力信号に対してディジタル帯域通過フィルタ演算を行なう可変帯域フィルタ４３が設けられ、この可変帯域フィルタ４３の出力信号に基づいて、検波、対数圧縮、エンハンス処理を含む周知のＢモード画像処理を行なうＢモード処理部４５と、ＤＳＣ回路４７と、ＤＳＣ回路４７が出力するビデオ信号を画像表示するモニタ４９が設けられている。また、可変ゲイン回路３９と可変帯域フィルタ４３とを制御する制御部５１が設けられ、制御部５１には入力手段を有する操作卓５３がつながれている。なお、可変ゲイン回路３９は、パルス反転制御部３３および制御部５１からの指示に基づいて、時間間隔をおいて受信された複数の受波信号に対して異なったゲインにより周知のタイム・ゲイン・コントロールを行なう機能を有する。また、可変帯域フィルタ４３は、制御部５１が発する時間制御信号により、通過周波数帯域の中心周波数と帯域幅とが受信深さに応じて可変する受波ダイナミックフィルタ機能を有する。

次に、上述した超音波診断装置の動作について説明する。本実施形態の超音波診断装置においては、第１波形及び第２波形は図２（１）に示したものと同じ波形、すなわち、周波数ｆ_０の波形を２つ連続させ、第１波形と第２波形とが時間反転または極性反転の関係となる既存のパルスインバージョン法と同じ波形を用いる。そして、可変ゲイン回路３９において、第１波形に対応する受波信号と、第２波形に対応する受波信号とに、受波信号の受信タイミング、つまり検出部位の深さに応じて異なったゲイン（振幅利得）によってタイム・ゲイン・コントロールを行なってから、２ビーム加算部４１において整相加算し１本のＲＦ信号とすることを特徴とする。

図７ないし９は、本実施形態における送波信号と、合成された受波信号の周波数スペクトラムのシミュレーション結果を示すグラフであって、それぞれ第１波形と第２波形に対応する受波信号に対するゲインの比が、それぞれ１：１，１．２：０．８，１．３５：０．６５であるものを示すグラフである。各図とも、図２（２）と同様に、横軸にｆ_０＝２ＭＨｚに対する比周波数（ｆ／ｆ_０）をとり、縦軸に信号強度（ｄＢ）をとっている。また、送波信号のスペクトラムを破線で示し、整相加算後の受波信号のスペクトラムを実線で示している。なお、ここで送波信号のスペクトラムは、いうまでもなく図２（２）に示したものと同様になる。

次に、各図における整相加算後の受波信号のスペクトラムについて説明する。図７は、第１波形および第２波形にそれぞれ対応する受波信号に対するゲインの比（以下、「ゲイン比」と称する。）が１：１であるときのものである。図７に示すように、受波信号のスペクトラムは、信号強度が極大となるピークを０．６ｆ_０近傍、１．９ｆ_０近傍および３．７ｆ_０近傍に有する。一方、信号強度が極小となる谷を１．１ｆ_０近傍および２．９ｆ_０近傍に有する。信号強度が最大となるのは１．９ｆ_０近傍のピークにおいてであり、このときの信号強度に対する各ピークおよび谷における信号強度は、０．６ｆ_０近傍において約−９ｄＢ、１．１ｆ_０近傍において約−２５ｄＢ、２．９ｆ_０近傍において約−１７ｄＢ、３．７ｆ_０近傍において約−６ｄＢである。

図８は、ゲイン比が１．２：０．８であるときのものである。図８に示すように、受波信号のスペクトラムは、信号強度が極大となるピークを０．６ｆ_０近傍、１．９ｆ_０近傍および３．７ｆ_０近傍に有する。一方、信号強度が極小となる谷をｆ_０近傍および２．９ｆ_０近傍に有する。信号強度が最大となるのは１．９ｆ_０近傍のピークにおいてであり、このときの信号強度に対する各ピークおよび谷における信号強度は、０．６ｆ_０近傍において約−８ｄＢ、ｆ_０近傍において約−１５ｄＢ、２．９ｆ_０近傍において約−１３ｄＢ、３．７ｆ_０近傍において約−５ｄＢである。

図９は、ゲイン比が１．２：０．８であるときのものである。図９に示すように、受波信号のスペクトラムは、信号強度が極大となるピークを０．６ｆ_０近傍、１．９ｆ_０近傍および３．７ｆ_０近傍に有する。一方、信号強度が極小となる谷を０．９ｆ_０近傍および２．９ｆ_０近傍に有する。信号強度が最大となるのは１．９ｆ_０近傍のピークにおいてであり、このときの信号強度に対する各ピークおよび谷における信号強度は、０．６ｆ_０近傍において約−８ｄＢ、０．９ｆ_０近傍において約−９ｄＢ、２．９ｆ_０近傍において約−１０ｄＢ、３．７ｆ_０近傍において約−５ｄＢである。

図７ないし図９を比較すると明らかなように、ゲイン比を変化させることによって整相加算した受波信号のスペクトラムは変化し、例えばｆ_０から２ｆ_０の周波数帯域における成分に着目すると、図７よりも図８、図８よりも図９のほうが強調されていることがわかる。例えば、１．５ｆ_０における信号強度に着目すると、１．９ｆ_０のピークに対する信号強度は、図７では約−７ｄＢ、図８では約−５ｄＢ、図９では約−３ｄＢとなっている。

そして、本実施形態においては、受波フォーカスの設定深さに応じて、ゲイン比を可変設定している。具体的には、受波フォーカス深さが深くなるにつれてゲイン比が大きくなるように設定している。このようなゲイン比の変更は、周知の受波ダイナミックフォーカスと連動し、受波タイミングに応じて連続的に行なわれる。すなわち、第１波形と第２波形とにそれぞれ対応する受波信号に対して、受信タイミングとゲインとの相関曲線が異なったタイム・ゲイン・コントロールを行なうようにしている。

また、可変帯域フィルタ４３は、受波フォーカスの設定深さに応じて通過周波数帯域を可変設定するようにしている。具体的には、受波フォーカス深さが浅い領域においては、通過周波数帯域を広く設定し、かつその中心周波数を低く設定することにより２次高調波成分を広帯域で通過させるようにしている。そして、受波フォーカス深さが深くなり、基本波成分が強調されてくるにつれて可変帯域フィルタの通過周波数帯域を狭く設定し、かつその中心周波数および下限周波数を高く設定することにより、基本波成分の低減を図るようにしている。

以上のように、本実施形態によれば、第１波形と第２波形が相互に極性を反転されてなる構成とし、第１波形および第２波形にそれぞれ対応する受波信号をゲインの差をつけてそれぞれ増幅または低減することによって、整相加算後の受波信号の周波数スペクトラムを変化させ、ｆ_０ないし２ｆ_０の周波数帯域における成分を強調することができるから、ｆ_０を下げなくても、分解能を低下させなくても、ペネトレーションを向上することができる。

また、ゲインの差および可変帯域フィルタの通過周波数帯域を受波フォーカス深さに応じて可変設定しているから、比較的浅い部位においてはゲイン差を小さくするか、あるいは０とし、また可変帯域フィルタの通過周波数帯域を広く設定することによって基本波成分を打ち消された広帯域な２次の高調波成分を強調することができる。一方、比較的深い部位においてはゲイン差を大きくし、また通過周波数帯域を狭くし、かつその中心周波数を低くすることによってペネトレーションを向上することができる。

なお、上述した実施形態では、第１波形に対応する受波信号に対するゲインと、第２波形に対応する受波信号に対するゲインとをともに可変させているが、一方を固定して他方のみ可変させる構成としてもよい。例えば、第１波形に対応するゲインを１に固定し、第２波形に対応するゲインのみ可変してもよい。例えば、ゲインの比を、１：１，１：０．６，１：０．３のように段階状に可変設定するようにしてもよい。また、受波信号に対するゲインを異ならせることに加え、あるいは代えて、第１波形と第２波形の送波時の振幅を異ならせるようにしてもよい。

本発明を適用してなる超音波診断装置の第１の実施形態の構成を示す図である。 既存のパルスインバージョン法による送波信号波形と、送波信号および受波信号のスペクトラムとのシミュレーション結果を示すグラフである。 図１の超音波診断装置における送波信号波形と、送波信号および受波信号のスペクトラムとのシミュレーション結果を示すグラフである。 受波信号の発生深さによる受信スペクトラムの変化を示す模式図である。 本発明を適用してなる超音波診断装置の第２の実施形態の送波信号波形と、送波信号および受波信号のスペクトラムとのシミュレーション結果を示すグラフである。 本発明を適用してなる超音波診断装置の第３の実施形態の構成を示す図である。 本発明を適用してなる超音波診断装置の第３の実施形態の送波信号および受波信号のスペクトラムのシミュレーション結果を示すグラフである。 本発明を適用してなる超音波診断装置の第３の実施形態の送波信号および受波信号のスペクトラムのシミュレーション結果を示すグラフである。 本発明を適用してなる超音波診断装置の第３の実施形態の送波信号および受波信号のスペクトラムのシミュレーション結果を示すグラフである。

符号の説明

１ 超音波探触子
３ 送波部
５ 受波部
７ 画像作成表示部
９ 任意波形発生器
１１ 時間軸制御器
１３ 送波器
１５ 受信器
１７ 整相加算器
１９ ライン加算器
２１ 帯域フィルタ
２３ システム制御部

Claims (10)

1. 超音波探触子と、前記超音波探触子を介して被検体に超音波信号を送信する送波部と、前記超音波探触子により受信された受波信号を処理する受波部と、前記受波部で処理された前記受波信号に基づいて画像を生成する画像生成部とを備えてなり、前記送波部は、超音波信号を同じ方向に時間間隔をおいて複数回送信する機能を有し、該複数回送信される超音波信号には第１波形と第２波形とを含み、前記受波部は、前記第１波形に対応する受波信号と前記第２波形に対応する受波信号とを整相加算する機能を有してなる超音波診断装置において、前記送波部は、周波数が増加するように推移する波形を発生する波形発生手段を備え、該波形発生手段の出力を前記第１波形とし、前記波形発生手段の出力を時間的に遅延させて、かつ時間反転させて前記第２波形とすることを特徴とする超音波診断装置。
2. 請求項１に記載の超音波診断装置において、前記送波部は、前記超音波信号の送波フォーカス深さを可変設定する機能を有し、前記第１波形および前記第２波形の周波数が推移する変化率が前記送波フォーカス深さに応じて可変設定することを特徴とする超音波診断装置。
3. 請求項１に記載の超音波診断装置において、前記第１波形と前記第２波形は時間軸の直交線に対して線対称の形状を有することを特徴とする超音波診断装置。
4. 請求項１に記載の超音波診断装置において、さらに、前記第１波形および前記第２波形は、それぞれ信号強度が低減するよう推移するものであることを特徴とする超音波診断装置。
5. 請求項４に記載の超音波診断装置において、前記第１波形および前記第２波形の信号強度が推移する変化率が前記送波フォーカス深さに応じて可変設定されることを特徴とする超音波診断装置。
6. 請求項１に記載の超音波診断装置において、前記受波部は、前記受波信号の設定周波数帯域を抽出するフィルタを有し、前記受波信号の受信タイミングに応じて前記周波数帯域を可変設定することを特徴とする超音波診断装置。
7. 請求項１に記載の超音波診断装置において、前記受波部は、前記受波信号の設定周波数帯域を抽出するフィルタを有し、前記設定周波数帯域は前記送波フォーカス深さに応じて可変設定されることを特徴とする超音波診断装置。
8. 請求項１に記載の超音波診断装置において、前記第１波形あるいは前記第２波形あるいは前記第１波形と前記第２波形の双方が２サイクル以上毎に周波数を増加減少するものであることを特徴とする超音波診断装置。
9. 請求項１に記載の超音波診断装置において、前記第１波形あるいは前記第２波形あるいは前記第１波形と前記第２波形の双方が１サイクル未満毎に周波数を増加減少するものであることを特徴とする超音波診断装置。
10. 請求項１に記載の超音波診断装置において、前記第１波形あるいは前記第２波形あるいは前記第１波形と前記第２波形の双方が連続的に周波数を増加減少するものであることを特徴とする超音波診断装置。

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