JP2006267201A - 位相連続光ｆｓｋ変調方法，位相連続光ｆｓｋ変調器 - Google Patents

Abstract

【課題】 本発明は，外部変調方式によっても位相が連続な光ＦＳＫ変調信号を得ることができる光変調方法，光周波数占有帯域を節約できる外部変調方式による光ＦＳＫ変調方法を提供することを目的とする。
【解決手段】 光周波数偏移変調器(2)と；前記光周波数偏移変調器の電極(3)に，正弦波クロック信号(4,5)を印加するとともに，前記正弦波クロック信号の位相と次の式（Ｉ）で表される関係を満たす位相差（Δφ）を有するベースバンド信号(6)を，前記光周波数偏移変調器の電極(7)に印加するための電源系(8)と；を具備する位相連続光周波数偏移変調器(1)。Δφ＝π／４＋ｎπ（ｎは，整数を示す。） ・・・（Ｉ）
【選択図】 図１

Description

本発明は，位相連続光ＦＳＫ変調方法などに関する。

マッハツェンダー変調器は，光情報通信などの分野で盛んに用いられている。そして，発明者らは，マッハツェンダー変調器を組み合わせた光単側波帯（SSB）変調器や光周波数偏移(FSK)変調器（光周波数シフトキーイング変調器ともよぶ）を開発してきた（光SSB変調器を利用した光FSK変調方法については，例えば，下記非特許文献１（T. Kawanishi and M. Izutsu, “Optical FSK modulator using an integrated light wave circuit consisting of four optical phase modulator”, CPT 2004 G-2, Tokyo, Japan, 14-16 Jan.2004）を参照）。

光ＦＳＫ変調を実現するためには，半導体レーザに対する直接変調方式と外部から変調を加える外部変調方式とによるものがある。直接変調方式による光ＦＳＫ変調信号によれば，位相連続光ＦＳＫ変調信号を得ることができる。しかし，変調速度が低く，しかも広帯域動作は困難である。

一方，リチウムニオブ基板を用いた光変調器による単ＳＳＢ変調器型光変調器は，外部変調方式により光ＦＳＫ変調を実現するので，数10Gbpsの高速変調を可能とする。外部変調方式による光ＦＳＫ変調信号は，上側波帯信号(USB信号)と下側波帯信号(USB信号)とを切り換える際に光位相が連続でなくなるという問題がある。そして，周波数を切り換える際に，光強度が過渡的に振動し，高周波を発生するという問題があった。また，従来の光FSK変調器を用いた場合は，コヒーレント変調方式を採用できないので，上側波帯信号(USB信号)と下側波帯信号(USB信号)とが重なることを避けるために，広帯域な光周波数占有領域が必要となるという問題があった。
T. Kawanishi and M. Izutsu, "Optical FSK modulator using an integrated light wave circuit consisting of four optical phase modulator", CPT 2004 G-2, Tokyo, Japan, 14-16 Jan.2004

本発明は，外部変調方式によっても位相が連続な光ＦＳＫ変調信号を得ることができる光変調方法を提供することを目的とする。

本発明は，光周波数占有帯域を節約できる外部変調方式による光ＦＳＫ変調方法を提供することを目的とする。

本発明は，リターントゥゼロ（RZ）-位相連続ＦＳＫ（CPFSK）信号を得ることができる外部変調方式による光ＦＳＫ変調方法を提供することを目的とする。

本発明は，基本的には，これまで確立してきた光SSB変調器や光FSK変調器と同様の構成をもつ変調器を用いて，正弦波クロック信号とベースバンド信号との位相差Δφ を制御することにより，位相連続ＦＳＫ変調を達成するものである。本発明の基本概念をより具体的に説明すると，本発明は，前記Δφをπ／４＋ｎπ（ｎは整数）とすれば，USB信号とLSB信号との間の位相が連続になり，これにより位相が連続した光FSK信号を得ることができるという知見に基づくものである。

また，本発明によれば，光位相情報を検出できるので，USB信号とLSB信号とが重なってもよく，これにより光周波数占有帯域を節約できる。よって，変調帯域幅が狭くても，適切に復調することができることとなる。

なお，光FSK信号に強度変調を加え，USB信号とLSB信号との過渡期の出力強度を小さくするように制御することにより，RZ-CPFSK信号を得ることもできる。

本発明によれば，従来の光ＳＳＢ変調器や光ＦＳＫ変調器を用いても，位相が連続したＦＳＫ 変調信号を得ることができるので，光情報通信に好適に用いることができる。さらに，本発明により得られる位相連続ＦＳＫ信号では，高周波成分が抑圧されているので，波長分割多重通信などに好適に応用されることが期待される。また，光位相検波によるコヒーレント復調を用いるので，差動増幅により受信感度が増大することとなる。

＜基本構造＞以下，図面を用いて本発明を説明する。図１は，本発明の位相連続光周波数偏移変調器の概略構成図である。図１に示されるように，この光変調器は，光周波数偏移変調器(2)と；前記光周波数偏移変調器の電極(3)に，正弦波クロック信号(4,5)を印加するとともに，前記正弦波クロック信号の位相と次の式（Ｉ）で表される関係を満たす位相差（Δφ）を有するベースバンド信号(6)を，前記光周波数偏移変調器の電極(7)に印加するための電源系(8)と；を具備する位相連続光周波数偏移変調器(1)である。なお，光周波数偏移変調器の電極(3)は，正弦波クロック信号(4,5)が印加される電極であり，光周波数偏移変調器の電極(7)は，光ＦＳＫ変調器のＵＳＢ信号とＬＳＢ信号とを切り換えるためのベースバンド信号(6)が印加される電極である。

Δφ＝π／４＋ｎπ（ｎは，整数を示す。） ・・・（Ｉ）

すなわち，本発明の光変調器は，周波数切り換えのタイミングを制御し，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号とを切り換えるのみならず，正弦波クロック信号（4,5）と，ベースバンド信号(6)との位相差（遅延量）Δφを上記式（Ｉ）のように制御することにより，位相連続光周波数偏移変調を可能とするものである。

＜基本構成＞本発明の位相連続光周波数偏移変調器(1)における，光周波数偏移変調器(2)，及び電源系(8)は，光情報通信の分野において用いられる公知のものを適宜利用することができる。

＜基本動作＞なお，図１の光周波数偏移変調器(2)が光ＦＳＫ変調器として機能する個と及びその動作については，たとえば非特許文献１[T. Kawanishi and M. Izutsu, “Optical FSK modulator using an integrated light wave circuit consisting of four optical phase modulator”, CPT 2004 G-2, Tokyo, Japan, 14-16 Jan. 2004] に記載されるとおりである。図２は，位相連続光周波数遷移変調を説明するための概念図である。図２（Ａ）は，位相連続光周波数遷移変調のパルスを示す概念図であり，図２（Ｂ）は従来の光周波数遷移変調のパルスを示す概念図である。図２（Ｂ）に示すように，従来の外部変調方式による光ＦＳＫ変調信号は，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との連続部分の位相が不連続であった。本発明では，正弦波クロック信号（4,5）と，ベースバンド信号(6)との位相差（遅延量）Δφを上記式（Ｉ）のように制御することにより，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号とを切り換える際の位相の不連続が解消される。本発明の電源系(8)は，正弦波クロック信号（4,5）と，ベースバンド信号(6)との位相差（遅延量）を制御するので，上記のような位相連続周波数偏移変調が可能となる。

すなわち，ベースバンド信号(6)を切り換えることによりＵＳＢ信号からＬＳＢ信号へ，またはＬＳＢ信号からＵＳＢ信号へ光信号を切り換えても，正弦波クロック信号（4,5）と，ベースバンド信号(6)との位相差（遅延量）Δφが上記式（Ｉ）のように制御されているので，切り替え前後で光信号の位相がずれなくなる。

＜実施態様１＞ 図３は，本発明の第一の実施態様にかかる位相連続光周波数偏移変調器を示す概略構成図である。図３に示されるとおり，この態様の光変調器は，第１のサブマッハツェンダー導波路(12：ＭＺ_A)と，第２のサブマッハツェンダー導波路(13：ＭＺ_B)と，前記第１のサブマッハツェンダー導波路及び前記第２のサブマッハツェンダー導波路とを含み，光の入力部(14)と，変調された光の出力部(15)とを具備するメインマッハツェンダー導波路(16：ＭＺ_C)と，前記第１のサブマッハツェンダー導波路を構成する２つのアーム(17,18)に印加される電圧を調整するための第１のサブマッハツェンダー電極(19：電極Ａ)と，前記第２のサブマッハツェンダー導波路を構成する２つのアーム(20,21)に印加される電圧を調整するための第２のサブマッハツェンダー電極(22：電極Ｂ)と，メインマッハツェンダー導波路に印加される電圧を調整するためのメインマッハツェンダー電極(23：電極Ｃ)とを具備する光変調器(24)と；前記第１のサブマッハツェンダー電極及び前記第２のサブマッハツェンダー電極に位相がπ／２異なる正弦波クロック信号(25,26)を印加するとともに，前記メインマッハツェンダー電極に，前記第１のサブマッハツェンダー電極又は前記第２のサブマッハツェンダー電極に印加される前記正弦波クロック信号の位相と次の式（Ｉ）で表される関係を満たす位相差（Δφ）を有するベースバンド信号(27)を印加するための電源系(28)と；を具備する位相連続光周波数偏移変調器(1)である。

Δφ＝π／４＋ｎπ（ｎは，整数を示す。） ・・・（Ｉ）

＜光ＦＳＫ変調器＞以下，光周波数偏移変調器（光ＦＳＫ変調器）について説明する。光ＦＳＫ変調器を構成するそれぞれのマッハツェンダー導波路は，例えば，略六角形状の導波路（これが２つのアームを構成する）を具備し，並列する２つの位相変調器を具備するようにして構成される。図３に示される光ＦＳＫ変調器は，第１のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺ_A）と；第２のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺ_B）と；メインマッハツェンダー導波路（ＭＺ_C）とを含む。メインマッハツェンダー導波路（ＭＺ_C）は，ＭＺ_A及びＭＺ_Bをその両アームとして含む具備するマッハツェンダー導波路である。

通常，マッハツェンダー導波路や電極は基板上に設けられる。基板及び各導波路は，光を伝播することができるものであれば，特に限定されない。例えば，ＬＮ基板上に，Ti拡散のニオブ酸リチウム導波路を形成しても良いし，シリコン（Si）基板上に二酸化シリコン（SiO₂）導波路を形成しても良い。また，InPやGaAs基板上にInGaAsP，GaAlAs導波路を形成した光半導体導波路を用いても良い。基板として，ＸカットＺ軸伝搬となるように切り出されたニオブ酸リチウム （LiNbO₃：LN）が好ましい。これは大きな電気光学効果を利用できるため低電力駆動が可能であり，かつ優れた応答速度が得られるためである。この基板のＸカット面（ＹＺ面）の表面に光導波路が形成され，導波光はＺ軸（光学軸）に沿って伝搬することとなる。Ｘカット以外のニオブ酸リチウム基板を用いても良い。また，基板として，電気光学効果を有する三方晶系，六方晶系といった一軸性結晶，又は結晶の点群がＣ_3V，Ｃ₃，Ｄ₃，Ｃ_3h，Ｄ_3hである材料を用いることができる。これらの材料は，電界の印加によって屈折率変化が伝搬光のモードによって異符号となるような屈折率調整機能を有する。具体例としては，ニオブ酸リチウムの他に，タンタル酸リチウム （LiTO₃：LT），β−BaB₂O₄（略称BBO），LiIO₃等を用いることができる。

基板の大きさは，所定の導波路を形成できる大きさであれば，特に限定されない。各導波路の幅，長さ，及び深さも本発明のモジュールがその機能を発揮しうる程度のものであれば特に限定されない。各導波路の幅としては，たとえば１〜２０マイクロメートル程度，好ましくは５〜１０マイクロメートル程度があげられる。また，導波路の深さ（厚さ）として，１０ｎｍ〜１マイクロメートルがあげられ，好ましくは５０ｎｍ〜２００ｎｍである。

第１のバイアス調整電極（電極Ａ）は，ＭＺ_Aを構成する２つのアーム（Path1及びPath3）間のバイアス電圧を制御することにより，ＭＺ_Aの２つのアームを伝播する光の位相を制御するための電極である。一方，第２のバイアス調整電極（電極Ｂ）は，ＭＺ_Bを構成する２つのアーム（Path2及びPath4）間のバイアス電圧を制御することにより，ＭＺ_Bの２つのアームを伝播する光の位相を制御するための電極である。電極Ａ及び電極Ｂは，好ましくは通常直流または低周波用電極である。ここで低周波用電極における「低周波」とは，例えば，0Ｈｚ〜500ＭＨｚの周波数を意味する。なお，この信号源の出力には位相変調器が設けられ，出力信号の位相を制御できるようにされていることが好ましい。

第１の変調電極（電極Ａ）は，ＭＺ_Aを構成する２つのアームにラジオ周波数（ＲＦ）信号を入力するための電極である。一方，第２の変調電極（電極Ｂ）は，ＭＺ_Bを構成する２つのアームにＲＦ信号を入力するための電極である。電極Ａ，及び電極Ｂとしては，進行波型電極または共振型電極が挙げられ，好ましくは共振型電極である。

電極Ａ，及び電極Ｂは，好ましくは高周波電気信号源と接続される。高周波電気信号源は，電極Ａ及び電極Ｂへ伝達される信号を制御するためのデバイスであり，公知の高周波電気信号源を採用できる。電極Ａ及び電極Ｂに入力される高周波信号の周波数（ｆ_m）として，例えば１ＧＨｚ〜100ＧＨｚがあげられる。高周波電気信号源の出力としては，一定の周波数を有する正弦波があげられる。なお，この高周波電気信号源の出力には位相変調器が設けられ，出力信号の位相を制御できるようにされていることが好ましい。

電極Ａ及び電極Ｂは，たとえば金，白金などによって構成される。電極Ａ及び電極Ｂの幅としては，１μｍ〜10μｍが挙げられ，具体的には５μｍが挙げられる。電極Ａ及び電極Ｂの長さとしては，変調信号の波長の(f_m)の0.1倍〜0.9倍が挙げられ，0.18〜0.22倍，又は0.67倍〜0.70倍が挙げられ，より好ましくは，変調信号の共振点より20〜25%短いものである。このような長さとすることで，スタブ電極との合成インピーダンスが適度な領域に留まるからである。より具体的なＲＦ_A電極，及びＲＦ_B電極の長さとしては，3250μｍがあげられる。以下では，共振型電極と，進行波型電極について説明する。

共振型光電極（共振型光変調器）は，変調信号の共振を用いて変調を行う電極である。共振型電極としては公知のものを採用でき，例えば特開2002-268025号公報，「川西哲也，及川哲，井筒雅之，"平面構造共振型光変調器"，信学技報，TECHNICAL REPORT OF IEICE, IQE2001-3(2001-05)」に記載のものを採用できる。

進行波型電極（進行波型光変調器）は，光波と電気信号を同方向に導波させ導波している間に光を変調する電極（変調器）である（例えば，西原浩，春名正光，栖原敏明著，「光集積回路」（改訂増補版）オーム社，119頁〜120頁）。進行波型電極は公知のものを採用でき，例えば，特開平11−295674号公報，特開平11−295674号公報，特開2002−169133号公報，特開2002-40381号公報，特開2000-267056号公報，特開2000-471159号公報，特開平10-133159号公報などに開示されたものを用いることができる。

進行波型電極として，好ましくは，いわゆる対称型の接地電極配置（進行波型の信号電極の両側に，少なくとも一対の接地電極が設けられているもの）を採用するものである。このように，信号電極を挟んで接地電極を対称に配置することによって，信号電極から出力される高周波は，信号電極の左右に配置された接地電極に印加されやすくなるので，高周波の基板側への放射を，抑圧できる。

電極Ａ及び電極Ｂは，ＲＦ信号用の電極と，ＤＣ信号用の電極とを兼ねたものでもよいし，別々に設けられていてもよい。

第３のＲＦ電極（電極Ｃ）は，ＭＺ_A及びＭＺ_Bのバイアス電圧を制御することによりＭＺ_A及びＭＺ_Bを伝播する光の位相を制御するための電極である。第３の電極（ＲＦ_C電極）は，進行波型の電極であることが好ましい。電極Ｃの切り換え速度が，光ＦＳＫ変調器のデータ速度になるので，電極Ｃを進行波型電極とすることで高速の切り換え（ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との切り換え）が可能となるからである。

光ＦＳＫ変調器は，符号切り換えを高速で実現するために，光ＳＳＢ変調器の電極Ｃ に相当する電極をＲＦ（ラジオ周波数）電極，又はバイアス調整電極とＲＦ電極とに置き換えたものであるが，本発明ではバイアス調整電極のものを用いることもできる。ＲＦ電極のみを用いるものとしては，ＲＦ電極がＤＣ信号とＲＦ信号とを混合して供給する給電回路（バイアス回路）と連結されているものが挙げられる。ＲＦ電極として，好ましくは，高速スイッチングに対応した進行波型電極を用いることができる。ここで，ＲＦ電極とは，ＲＦ周波数の入出力に対応した電極である。ＦＳＫ変調器においても，電極Ｃの信号電圧の位相や振幅を切り換えることで，上側波成分と下側波成分とを切り換えて出力できる。

光ＦＳＫ変調器の動作は，光ＳＳＢ変調器の動作と同様である。光ＳＳＢ変調器の動作は，たとえば，「川西哲也，井筒雅之，"光ＳＳＢ変調器を用いた光周波数シフター"，信学技報，TECHNICAL REPORT OF IEICE, OCS2002-49, PS2002-33, OFT2002-30(2002-08)」，「日隅ら，Ｘカットリチウムニオブ光ＳＳＢ変調器，エレクトロンレター，vol. 37， 515-516 (2001)．」などに詳しく報告されている。すなわち，光ＳＳＢ変調器によれば，所定量周波数がプラスにシフトした上側波帯（ＵＳＢ）信号，及び下側波帯（ＬＳＢ）信号を得ることができる。

光ＦＳＫ変調器の動作を以下に説明する。並列する４つの光位相変調器に位相が９０°ずつ異なる正弦波ＲＦ信号を入力する。また，光に関してもそれぞれの位相差が９０°となるようにバイアス電圧ＤＣ_A電極，ＤＣ_B電極，ＲＦ_C電極を調整する。すると，ＲＦ信号の周波数分だけ周波数がシフトした光が出力される。周波数シフトの方向（減少／増加）は，ＲＦ_C電極に印加する信号の電圧値又は位相を調整することにより選択できる。すなわち，図２に示される光ＦＳＫ変調器では，各位相変調器で，電気・光とも９０°ずつの位相差をもつこととなる。なお，基板として，Ｘ−カット基板を用いるとＲＦ信号用電極ＲＦ_A電極，及びＲＦ_B電極に位相が９０°異なる正弦波を供給するだけで，４つの位相変調器でそれぞれ位相が０°，９０°，１８０°，２７０°のＲＦ信号の変調を実現できる（日隅ら，Ｘカットリチウムニオブ光ＳＳＢ変調器，エレクトロンレター，vol. 37， 515-516 (2001)．）。

図４は，光ＦＳＫ変調器の各点での光スペクトルを示す概念図である。図中の黒い矢印は光を表す。図３のそれぞれのＭＺ構造部分において電極Ａ，電極Ｂのバイアス電圧を２つのＰａｔｈ（パス１とパス３，パス２とパス４）での光の位相差が１８０°となるように調整する（図４の領域Ａ及び領域Ｂを参照）。電極Ｃのバイアス電圧を，２つのＭＺ構造部分の光位相差が９０°となるように調整する。図３のＰ点，及びＱ点においては，それぞれ両側波帯が存在する（図４の領域Ｃ及び領域Ｄを参照）。しかしながら，Ｐ点とＱ点とでは，下側波帯光の位相が逆である。このため，これらの光を合波した出力光では，上側波成分のみが含まれる（図４の領域Ｅを参照）。

一方，電極Ｃのバイアス電圧を，２つのＭＺ構造部分の光位相差が２７０°となるように調整すると，下側波成分のみが出力される。したがって，電極Ｃの信号（又は２つのアームに印加される信号の位相）を切り換えることで，上側波成分と下側波成分とを切り換えて出力できる。電極Ｃとして，ＲＦ周波数に対応した進行波型電極を用いると，上記の周波数シフトを高速に行うことができる。

光導波路の形成方法としては，チタン拡散法等の内拡散法やプロトン交換法など公知の形成方法を利用できる。すなわち，本発明の光ＦＳＫ変調器は，例えば以下のようにして製造できる。まず，ニオブ酸リチウムのウエハー上に，フォトリソグラフィー法によって，チタンをパターニングし，熱拡散法によってチタンを拡散させ，光導波路を形成する。この際の条件は，チタンの厚さを１００〜２０００オングストロームとし，拡散温度を５００〜２０００℃とし，拡散時間を１０〜４０時間としすればよい。基板の主面に，二酸化珪素の絶縁バッファ層（厚さ０．５−２μｍ）を形成する。次いで，これらの上に厚さ１５−３０μｍの金属メッキからなる電極を形成する。次いでウエハーを切断する。このようして，チタン拡散導波路が形成された光変調器が形成される。

光ＦＳＫ変調器は，たとえば以下のようにして製造できる。まず基板上に導波路を形成する。導波路は，ニオブ酸リチウム基板表面に，プロトン交換法やチタン熱拡散法を施すことにより設けることができる。例えば，フォトリソグラフィー技術によってＬＮ基板上に数マイクロメートル程度のＴｉ金属のストライプを，ＬＮ基板上に列をなした状態で作製する。その後，ＬＮ基板を１０００℃近辺の高温にさらしてＴｉ金属を当該基板内部に拡散させる。このようにすれば，ＬＮ基板上に導波路を形成できる。

また，電極は上記と同様にして製造できる。例えば，電極を形成するため，光導波路 の形成と同様にフォトリソグラフィー技術によって，同一幅で形成した多数の導波路の両脇に対して電極間ギャップが１マイクロメートル〜５０マイクロメートル程度になるように形成することができる。

なお，シリコン基板を用いる場合は，たとえば以下のようにして製造できる。シリコン（Si）基板上に火炎堆積法によって二酸化シリコン（SiO₂）を主成分とする下部クラッド層を堆積し，次に，二酸化ゲルマニウム（GeO₂）をドーパントとして添加した二酸化シリコン（SiO₂）を主成分とするコア層を堆積する。その後，電気炉で透明ガラス化する。次に，エッチングして光導波路部分を作製し，再び二酸化シリコン（SiO₂）を主成分とする上部クラッド層を堆積する。そして，薄膜ヒータ型熱光学強度変調器及び薄膜ヒータ型熱光学位相変調器を上部クラッド層に形成する。

そして，電源系(28)は，例えば図示しないコンピュータなどの制御系につながれてもよい高周波電源などの電源(29)と，前記電源と連結された周波数変調器(30)と，前記電源と連結された位相変調器(31)と，前記電源と連結されたパルスパターンジェネレータ(32)とを具備する。

電源(29)は，光周波数シフトキーイング変調器に電気信号を与えるためのデバイスであり，公知の高周波電気信号源などを採用できる。高周波周波数としては，例えば１ＧＨｚ〜１００ＧＨｚが挙げられる。高周波電気信号源の出力としては，一定の周波数を有する正弦波があげられる。

周波数変調器(30)として，公知の周波数変調器を用いることができる。位相変調器(31)として，公知の位相変調器を用いることができる。パルスパターンジェネレータ(32)として，公知のパルスパターンジェネレータを用いることができる。パルスパターンジェネレータは，伝送データ信号を生成することのできる装置であれば特に限定されず公知のデータ信号生成装置を用いることができる。これらは，たとえば，図示しないコンピュータなどの制御装置と電気的に連結されており，各種信号がコンピュータの入力装置・出力装置から入力・出力され，ＣＰＵなどの演算手段が，メインメモリ中の制御プログラムの指令を受け，メモリなどの記憶手段に記憶された情報を読み出して，所定の動作を行うようにすればよい。

＜電源系の動作例＞電源から発生したクロック信号(33)は，前記周波数変調器(30)により周波数が半分の整数倍（例えば，１倍，２倍，又は３倍など）のクロック信号(34)に変換され，前記周波数が半分の整数倍となったクロック信号(34)は，前記第１のサブマッハツェンダー電極(19)又は前記第２のサブマッハツェンダー電極(32)に印加される。また，前記周波数が半分の整数倍となったクロック信号(34)は，前記位相変調器(31)によりその位相がπ／２＋ｍπ（ｍは，整数を示す。）だけ変調され，前記周波数が半分の整数倍となったクロック信号(34)とは位相がπ／２異なるクロック信号(35)として，残りのサブマッハツェンダー電極(19又は22)に印加される。すなわち，サブマッハツェンダー電極(19又は22)には，位相がπ／２ずれた信号が印加されることとなる。これにより，ベースバンド信号を変化させることにより，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号とを出力できることとなる。なお，サブマッハツェンダー導波路に導入されるクロック信号は，伝送するデータ信号から，たとえばクロック抽出回路を用いて抽出した信号など，伝送するデータ信号から抽出したものを用いても良い。具体的には，前記パルスパターンジェネレータ(32)と連結されたクロック抽出回路を具備し；前記クロック抽出回路が，抽出したパルスパターンジェネレータ(32)により生成された伝送データ信号から信号を抽出し；前記クロック信号(33)として，前記クロック抽出回路が抽出した伝送データ信号から抽出した信号を用いるものがあげられる。なお，クロック抽出回路は，データ信号から基調繰り返し周波数を抽出するための回路であり，発振器や，位相同期ループ等の帰還回路を用いて実現される既存の電気回路である。

本発明では，前記電源から発生したクロック信号(33)は，パルスパターンジェネレータ(32)により，前記クロック信号の位相と式（Ｉ）で示される位相差を有するベースバンド信号(27)とされた後に，前記メインマッハツェンダー電極(23)に印加される。これにより，ベースバンド信号(6)を切り換えることによりＵＳＢ信号からＬＳＢ信号へ，またはＬＳＢ信号からＵＳＢ信号へ光信号を切り換えても，正弦波クロック信号（4,5）と，ベースバンド信号(6)との位相差（遅延量）Δφが上記式（Ｉ）のように制御されることになるので，切り替え前後で光信号の位相がずれなくなる。

＜実施態様２＞ 図５は，本発明の第一の実施態様にかかる位相連続光周波数偏移変調器に用いられる光周波数偏移変調器を示す概略構成図である。光ＦＳＫ変調器以外の構成は先に説明した実施態様におけるものを適宜用いることができる。この態様における光ＦＳＫ変調器は，光変調器(42)と光フィルタ(43)により構成されている。そして，光変調器により，ＤＳＢ−ＳＣ信号（ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号とからなる信号）を得て，光フィルタにより，ＤＳＢ−ＳＣ信号中のＵＳＢ信号又はＬＳＢ信号のいずれかを透過させ，ＵＳＢ信号又はＬＳＢ信号を含む光ＳＳＢ信号又は光ＦＳＫ信号を得るものである。

＜光変調器＞光変調器(42)として，強度変調器（ＤＳＢ信号を得ることができる），位相変調器，又はＤＳＢ−ＳＣ変調器（キャリア信号を抑え，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号とからなる光信号をえることができる）などを適宜用いることとができる。

＜光フィルタ＞光フィルタ(43)として，公知の光フィルタを用いることができるが，好ましくは，ＵＳＢ信号又はＬＳＢ信号を透過できるフィルタである。このような光フィルタとして，マッハツェンダー型導波路の片方のアームに遅延を与える遅延器を具備し，印加電圧を制御することにより，高速に透過する光信号の中心周波数を制御できるものがあげられる。

＜復号器＞以下，本発明の位相連続光周波数偏移変調器により符号化された光信号を復号するための復調器について説明する。図６は，本発明における光復調器の例を示す図である。図６に示されるとおり，本発明の光復調器(51)は，光路(52)と，前記光路(52)に設けられたカプラなどの分波器・合波器(53)と，前記分波器・合波器により分波された一方の光信号に遅延（又は位相差）を与えるための遅延器(54)と，前記遅延器により遅延された光信号と，前記分波器・合波器により分波されたもう一方の光信号を合波し，２つの光信号として出力するためのカプラなどの第２の分波器・合波器と，前記第２の分波器・合波器からの出力光を光信号に変換するフォトダイオードなどの光検出器(55)と，前記光検出器が観測した光信号を差動増幅するための差動増幅器(56)と，前記差動増幅器(56)の出力を出力するための出力路(57)とを含む。すなわち，光遅延検波器を用い，差動増幅による復号器があげられる。このような構成を有する復号器を用いれば例えば，受信感度が３ｄＢ程度向上する。

さらに，本発明の位相連続光周波数偏移変調器による光ＦＳＫ変調信号は，位相が連続しているので，変調帯域幅が狭く，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との中心周波数が近い場合であっても（たとえば，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号のすそや信号自体が重なっていても），コヒーレント復調により，容易に復号化できる。従来は，光ＦＳＫ変調信号を復調するためには，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号とがきちんと分離していなければならず，それゆえ従来の光ＦＳＫ変調方式による光情報通信では，広帯域な光周波数占有帯域を必要とした。しかしながら，本発明の位相連続光周波数偏移変調器による光ＦＳＫ変調信号は，光位相信号情報を検出できるので，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号とがきちんと分離していなくてもよく，広帯域な光周波数占有帯域を必要としないため，光周波数占有帯域を節約できる。

＜第３の実施態様−ＲＺ−ＣＰＦＳＫ−＞第３の実施態様にかかる本発明の光変調器は，特に図示しないが，上記した位相連続光周波数偏移変調器と，前記位相連続光周波数偏移変調器からの出力光が入射する強度変調器と，を具備し，前記強度変調器へ印加される変調信号は，前記電源から発生したクロック信号であり，リターントゥゼロ位相連続光周波数偏移変調信号を得るための光変調器である。

従来の光FSK変調器では，USBとLSBとを切り換える際の過渡期に，両信号のビートにより光信号強度が高速に変化する。この過渡信号が，光伝送システムにおいて信号劣化などをもたらす原因となる。そのため，本発明では，位相連続な光ＦＳＫ変調信号を達成したが，さらにこの過渡信号を制御することによりさらに高品質な光ＦＳＫ変調信号を得るものである。

この態様では，基本的には，光FSK信号に強度変調を加え，USB信号とLSB信号との過渡期の出力強度を小さくすることにより，過渡信号の強度を小さくする（抑圧する）というものである。このようにすれば，光FSK信号のうちUSB信号やLSB信号の強度をわずかに損なうものの，過渡信号の強度を小さくできるので，品質の高い光FSK信号を得ることができる。

この態様に用いられる強度変調器として，信号の強度を，光FSK信号の周期と同期した所定の周期で変調できるものであれば特に限定されない。好ましい光強度変調器は，マッハツェンダー導波路であり，より好ましくはプッシュプル型マッハツェンダー導波路である。マッハツェンダー導波路であれば，後述の光FSK変調器と同一の基板上に設けることができるからである。また，マッハツェンダー導波路であれば，強度変調時の不要な光位相変化（周波数チャープ）を回避することが出来るからである。このようなマッハツェンダー導波路として，公知の光SSB変調器などに用いられたマッハツェンダー導波路を利用できる。

＜第３の実施態様における動作＞第３の実施態様にかかる本発明の光変調器は，信号強度が光FSK信号と同期して印加されるようになっている。そして，光ＦＳＫ変調信号の過渡信号が現れる時点での強度が０になるような変調（RZ）を強度変調器に施している。このような変調を施すことにより，過渡信号が抑圧され，USB信号及びLSB信号の質が高まる。なお，強度変調信号と，光FSK変調信号とのタイミング制御は，公知の方法により制御できる。具体的には，強度変調器に印加する信号と光FSK変調器の各電極に印加される信号とのタイミングを制御することにより，光RZ-FSK信号を得ることができる。具体的には，強度変調器に印加する信号と，光FSK変調器に印加される信号も同期を取ることで，光FSK変調信号の周期に合わせて強度変調を行うことができるようにされている。

＜光情報通信システム＞本発明の位相連続光周波数偏移変調器を用いた光情報通信システムは，たとえば，本発明の位相連続光周波数偏移変調器と上記した光復号器とを具備し，本発明の位相連続光周波数偏移変調器により符号化した光情報を，上記の光復号器が復号するものがあげられる。

以下実施例を用いて本発明を具体的に説明する。図７は，実施例において用いたシステムの概略図である。図７において，ＬＤはダイオードなどの光源，FSK-mod.は光ＦＳＫ変調器（上記のように２つのサブマッハツェンダー導波路と一つのメインマッハツェンダー導波路を具備するもの），ＰＰＧはパルスパターンジェネレータ， EA-mod.は任意の電気吸収型変調器，FBGは任意のファイバーグレーティング，EDFAは任意のエルビウムドープファイバ増幅器，BPFはバンドパスフィルタ，ATTは任意の可変アッテネータ，MZはマッハツェンダー導波路を示す。１ビット遅延マッハツェンダー導波路と差動増幅器とは，光遅延検波器を構成する。"sampling oscilloscope"は，オシロスコープを示し，"ＢＥＲ detector"は，任意のビットエラーレート検出器を示す。

電源からの信号を３つに分けた。そして，その信号の一つを光ＦＳＫ変調器のサブマッハツェンダー導波路の２つの電極にπ／２位相のずれた２つの正弦波クロック信号として入力した。分けられた光のうち一つは，パルスパターンジェネレータに入力し，ここで所定のパターンを有する信号を形成し，メインマッハツェンダー導波路の電極にベースバンド信号として入力した。このようにして，所定の条件を満たし，クロック信号と同期の取れた信号を各マッハツェンダー導波路の電極に印加した。その際，正弦波クロック信号−ベースバンド信号間の位相差（遅延量）Δφ をπ／４＋ｎπ（ｎは整数）とした。これにより，位相が連続した光ＦＳＫ信号を得ることができた。さらに，光遅延検波器を用いた，光位相検波によるコヒーレント復調を用いた差動増幅により，受信感度が増大し，３ｄＢの改善が見られた。

位相連続ＦＳＫ変調信号のスペクトルを計算により求めた。ベースバンド変調信号は10Gbps，クロック周波数は5GHzである。また，Δφ をπ／４（４５度）とした。その結果を下記の図８に示す。図８は，実施例１における位相連続ＦＳＫ変調信号のスペクトルの計算値である。図８から，位相連続性により変調スペクトルの高次サイドローブが抑圧されていることがわかる。なお，参考のため従来の位相不連続光ＦＳＫ変調器（Δφ を３π／４（１３５度））により得られた光ＦＳＫ変調信号のスペクトルを図９に示す。すなわち，図９は，位相不連続光ＦＳＫ変調器により得られた光ＦＳＫ変調信号のスペクトルである。

なお，遅延検波を行う場合の検波特性について計算を行った。計算条件は，上記と同様である。図１０は，遅延検波信号を示すグラフである。図１０（Ａ）は，本発明の位相連続光ＦＳＫ変調信号を用いたものであり，図１０（Ｂ）は，位相が不連続な（上記の例で，Δφ が１３５度のもの）光ＦＳＫ変調信号を用いたものである。図１０（Ｂ）に示されるように，位相が不連続な光ＦＳＫ変調信号を復調した場合は，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との符号を切り換える際に，検波信号に不連続な部分が生ずる。よって，従来の光ＦＳＫ変調信号では，うまく遅延検波を行うことができない。一方，図１０（Ａ）に示される本発明の位相連続光ＦＳＫ変調信号では，位相が連続しているので，遅延検波を好適に行うことができる。

また，従来の二値位相シフトキーイング(BPSK)と，本発明による位相連続周波数シフトキーイング（CPFSK）スペクトルを計算により求めた。その結果を図１１に示す。図１１は，光FSK変調信号のスペクトルを示すグラフである。図１１（Ａ）は，本発明による位相連続周波数シフトキーイング（CPFSK）のスペクトルを示す。図１１（Ｂ）は，従来の二値位相シフトキーイング(BPSK)のスペクトルを示す。ＢＰＳＫは，符合間で位相が不連続となった。一方，CPFSKでは，位相が連続しており，高周波成分（サイドローブ）を抑えることができた。よって，CPFSKは，波長多重通信などにも有効に利用されるものと考えられる。

本発明の光位相連続周波数偏移変調器は，光信号を生成できるので，光情報通信などの分野において好適に利用できる。

図１は，本発明の位相連続光周波数偏移変調器の概略構成図である。 図２は，位相連続光周波数遷移変調を説明するための概念図である。図２（Ａ）は，位相連続光周波数遷移変調のパルスを示す概念図であり，図２（Ｂ）は従来の光周波数遷移変調のパルスを示す概念図である。 図３は，本発明の第一の実施態様にかかる位相連続光周波数偏移変調器を示す概略構成図である。 図４は，光ＦＳＫ変調器の各点での光スペクトルを示す概念図である。 図５は，本発明の第一の実施態様にかかる位相連続光周波数偏移変調器に用いられる光周波数偏移変調器を示す概略構成図である。 。図６は，本発明における光復調器の例を示す図である。 図７は，実施例において用いたシステムの概略図である。 図８は，実施例１における位相連続ＦＳＫ変調信号のスペクトルの計算値である。 図９は，位相不連続光ＦＳＫ変調器により得られた光ＦＳＫ変調信号のスペクトルである。 図１０は，遅延検波信号を示すグラフである。図１０（Ａ）は，本発明の位相連続光ＦＳＫ変調信号を用いたものであり，図１０（Ｂ）は，位相が不連続な（上記の例で，Δφ が１３５度のもの）光ＦＳＫ変調信号を用いたものである。 図１１は，光FSK変調信号のスペクトルを示すグラフである。図１１（Ａ）は，本発明による位相連続周波数シフトキーイング（CPFSK）のスペクトルを示す。図１１（Ｂ）は，従来の二値位相シフトキーイング(BPSK)のスペクトルを示す。

符号の説明

１ 位相連続光周波数偏移変調器
２ 光周波数偏移変調器
３ 光周波数偏移変調器の電極
４，５ 正弦波クロック信号
６ ベースバンド信号
７ 光周波数偏移変調器の電極
８ 電源系

Claims (12)

1. 光周波数偏移変調器(2)と；
   前記光周波数偏移変調器の電極(3)に，正弦波クロック信号(4,5)を印加するとともに，前記正弦波クロック信号の位相と次の式（Ｉ）で表される関係を満たす位相差（Δφ）を有するベースバンド信号(6)を，前記光周波数偏移変調器の電極(7)に印加するための電源系(8)と；
   を具備する位相連続光周波数偏移変調器(1)。
   Δφ＝π／４＋ｎπ（ｎは，整数を示す。） ・・・（Ｉ）
2. 前記電源系は，光周波数偏移変調器(2)から出力される上側波帯信号と下側波帯信号との位相が同期するように信号を供給する
   請求項１に記載の位相連続光周波数偏移変調器(1)。
3. 第１のサブマッハツェンダー導波路(12)と，
   第２のサブマッハツェンダー導波路(13)と，
   前記第１のサブマッハツェンダー導波路及び前記第２のサブマッハツェンダー導波路とを含み，光の入力部(14)と，変調された光の出力部(15)とを具備するメインマッハツェンダー導波路(16)と，
   前記第１のサブマッハツェンダー導波路を構成する２つのアーム(17,18)に印加される電圧を調整するための第１のサブマッハツェンダー電極(19)と，
   前記第２のサブマッハツェンダー導波路を構成する２つのアーム(20,21)に印加される電圧を調整するための第２のサブマッハツェンダー電極(22)と，
   メインマッハツェンダー導波路に印加される電圧を調整するためのメインマッハツェンダー電極(23)とを具備する光変調器(24)と；
   前記第１のサブマッハツェンダー電極及び前記第２のサブマッハツェンダー電極に位相がπ／２異なる正弦波クロック信号(25,26)を印加するとともに，
   前記メインマッハツェンダー電極に，前記第１のサブマッハツェンダー電極又は前記第２のサブマッハツェンダー電極に印加される前記正弦波クロック信号の位相と次の式（Ｉ）で表される関係を満たす位相差（Δφ）を有するベースバンド信号(27)を印加するための電源系(28)と；
   を具備する位相連続光周波数偏移変調器(1)。
   Δφ＝π／４＋ｎπ（ｎは，整数を示す。） ・・・（Ｉ）
4. 前記電源系(28)は，
   電源(29)と，
   前記電源と連結された周波数変調器(30)と，
   前記電源と連結された位相変調器(31)と，
   前記電源と連結されたパルスパターンジェネレータ(32)とを具備し，
   前記電源から発生したクロック信号(33)は，前記周波数変調器(30)により周波数が半分の整数倍であるクロック信号(34)に変換され，
   前記周波数が半分となったクロック信号(34)は，前記第１のサブマッハツェンダー電極(19)又は前記第２のサブマッハツェンダー電極(32)に印加され，
   前記周波数が半分の整数倍となったクロック信号(34)は，前記位相変調器(31)によりその位相がπ／２＋ｍπ（ｍは，整数を示す。）だけ変調され，前記周波数が半分の整数倍となったクロック信号(34)とは位相がπ／２異なるクロック信号(35)として，残りのサブマッハツェンダー電極(19又は22)に印加され，
   前記電源から発生したクロック信号(33)は，パルスパターンジェネレータ(32)により，前記クロック信号の位相と式（Ｉ）で示される位相差を有するベースバンド信号(27)とされた後に，前記メインマッハツェンダー電極(23)に印加される，
   請求項３に記載の位相連続光周波数偏移変調器。
5. 前記パルスパターンジェネレータ(32)と連結されたクロック抽出回路を具備し，
   前記クロック抽出回路が，抽出したパルスパターンジェネレータ(32)により生成された伝送データ信号から信号を抽出し；
   前記クロック信号(33)として，前記クロック抽出回路が抽出した伝送データ信号から抽出した信号を用いる請求項3又は請求項4に記載の位相連続光周波数偏移変調器。
6. 前記光変調器に入力する光の光源としてレーザダイオードを用い，
   前記光変調器としてLiNbO₃基板上に設けられた光周波数偏移変調器を用い，
   前記クロック信号の周波数は4GHz〜6GHzであり，前記ベースバンド信号のビット速度は8Gbps〜12Gbpsである
   請求項3から請求項5のいずれかに記載の位相連続光周波数偏移変調器。
7. 請求項4から請求項6のいずれかに記載の位相連続光周波数偏移変調器と，
   前記位相連続光周波数偏移変調器からの出力光が入射する強度変調器と，
   を具備し，
   前記強度変調器へ印加される変調信号は，前記電源から発生したクロック信号であり，
   リターントゥゼロ位相連続光周波数偏移変調信号を得るための，
   光変調器。
8. 請求項1〜請求項7のいずれか1項に記載の光変調器と，
   光遅延検波器とを具備する，
   光情報通信システム。
9. 前記光遅延検波器が，
   光遅延回路と，
   差動増幅器とを具備する請求項8に記載の光情報通信システム。
10. 光周波数偏移変調器の電極(3)に，正弦波クロック信号(4,5)を印加するとともに，光周波数偏移変調器の電極(7)に，前記正弦波クロック信号の位相と次の式（Ｉ）で表される関係を満たす位相差（Δφ）を有するベースバンド信号(6)を印加する位相連続光周波数偏移変調信号の取得方法。
    Δφ＝π／４＋ｎπ（ｎは，整数を示す。） ・・・（Ｉ）
11. 前記ベースバンド信号(6)は，光周波数偏移変調器(2)から出力される上側波帯信号と下側波帯信号とは位相が同期するように光周波数偏移変調器の電極(7)に供給される請求項１０に記載の方法。
12. 前記光周波数偏移変調器は，
    第１のサブマッハツェンダー導波路(12)と，
    第２のサブマッハツェンダー導波路(13)と，
    前記第１のサブマッハツェンダー導波路及び前記第２のサブマッハツェンダー導波路とを含み，光の入力部(14)と，変調された光の出力部(15)とを具備するメインマッハツェンダー導波路(16)と，
    前記第１のサブマッハツェンダー導波路を構成する２つのアーム(17,18)に印加される電圧を調整するための第１のサブマッハツェンダー電極(19)と，
    前記第２のサブマッハツェンダー導波路を構成する２つのアーム(20,21)に印加される電圧を調整するための第２のサブマッハツェンダー電極(22)と，
    メインマッハツェンダー導波路に印加される電圧を調整するためのメインマッハツェンダー電極(23)とを具備する光変調器(24)であり，
    前記正弦波クロック信号(25,26)は，前記第１のサブマッハツェンダー電極及び前記第２のサブマッハツェンダー電極に位相がπ／２異なる信号として印加され，
    前記ベースバンド信号(27)は，前記メインマッハツェンダー電極に，前記第１のサブマッハツェンダー電極又は前記第２のサブマッハツェンダー電極に印加される前記正弦波クロック信号の位相と式（Ｉ）で表される関係を満たす位相差（Δφ）を有する信号として印加される請求項１０に記載の方法。

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