JP2006101685A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】インバータ装置において、シャント抵抗数３個により、上アーム及び下アーム双方のスイッチング素子の最大電流を検出でき、通電調節が不要で、２相分以上の相電流を検出できること。
【解決手段】直流電源（バッテリー１）とインバータ装置２３との間の電流を検出する電源シャント抵抗６を設け、下アームスイッチング素子と直流電源のマイナス側との間に当該相の相電流を検出する下アームシャント抵抗１５，１６を２相分設けて、スイッチングを補正することなく、電源シャント抵抗６及び下アームシャント抵抗１５，１６により、少なくとも２相分の相電流を検出するとともに、上アーム及び下アーム双方のスイッチング素子の最大電流を容易に検出する。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＰＷＭ変調を行うインバータ装置の相電流検出方法に関するものである。

従来、この種の相電流検出方法として、インバータ装置からの出力ラインの電流を直接検出する方法が知られている（例えば、特許文献１参照）。この回路について以下説明する（以降、直接検出方式と称す）。

図９にインバータ装置とその周辺の電気回路を示す。インバータ装置２０の制御回路７は、電流センサ８からＵ相の電流を、電流センサ９からＶ相の電流を入力し、当該２個の電流値からＷ相の電流を演算する（固定子巻線４の中性点において、キルヒホッフの電流の法則を適用する）。これらの電流値に基き、センサレスＤＣブラシレスモータ（以降モータと称す）１１を構成する磁石回転子５による固定子巻線４の誘起電圧を演算し、磁石回転子５の位置検出を行う。そして、回転数指令信号（図示せず）等に基づき、インバータ回路１０を構成するスイッチング素子２（ＩＧＢＴ等が用いられる）を制御し、バッテリー１からの直流電圧をＰＷＭ変調でスイッチングすることにより、正弦波状の交流電流をモータ１１の固定子巻線４へ出力する。

インバータ回路１０を構成するダイオード３は、固定子巻線４に流れる電流の還流ルートとなる。スイッチング素子２について、上アームスイッチング素子をＵ，Ｖ，Ｗ、下アームスイッチング素子をＸ，Ｙ，Ｚと定義し、また、各スイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚに対応するダイオードを、３Ｕ，３Ｖ，３Ｗ，３Ｘ，３Ｙ，３Ｚと定義する
尚、電流センサ８、電流センサ９は、電位がバッテリー１のプラス側、マイナス側に変化するため、シャント抵抗で構成するのは困難であり、ホール素子を用いて構成される。

そこで、ホール素子を用いた電流センサに対し、耐久信頼性、小型化に有利なシャント抵抗を用いて相電流を検出する方法が示されている（例えば、特許文献２参照）。

この方式について以下説明する（以降、シャント方式１と称す）。図１０にインバータ装置とその周辺の回路を示す。インバータ装置２１の制御回路１２は、電源シャント抵抗６からの電圧により電流を演算する。図１１は、３相１００％変調における波形の特性図で、Ｕ相端子電圧４１、Ｖ相端子電圧４２、Ｗ相端子電圧４３及び中性点電圧２９を示している。これらの端子電圧はＰＷＭ変調にて縦軸に示すＤｕｔｙ（％）で実現される。中性点電圧２９は各相の端子電圧の和を求め３で除した値である。また、相電圧は端子電圧から中性点電圧を引いた値であり、正弦波になる。

図１２は、３相変調の１キャリア内（キャリア周期）でのタイミングチャートであり、１キャリア内（キャリア周期）での上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｗ、下アームスイッチング素子Ｘ，Ｙ，ＺのＯＮ／ＯＦＦの一例を示している。この場合、図１２の５０％変調において、位相がおおよそ１２０度でのタイミングチャートである。これは、一般的に、三角波とマイコンのタイマ機能により具現化される。同一相の上アームスイッチング素子がＯＮならば下アームスイッチング素子はＯＦＦ、上アームスイッチング素子がＯＦＦならば下アームスイッチング素子はＯＮの関係にある。但し、表示を簡明にするために、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子との短絡防止用デッドタイムは割愛している。各スイッチング素子のスイッチングには、（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）の４種類があり、それぞれ図１３〜図１６に示す。

期間（ａ）においては、上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｗ全てがＯＦＦ、下アームスイッチング素子Ｘ，Ｙ，Ｚ全てがＯＮである。Ｕ相電流、Ｖ相電流がそれぞれ、下アームスイッチング素子Ｘ，Ｙと並列のダイオード３Ｘ，３Ｙから固定子巻線４へ流れ、Ｗ相電流は固定子巻線４から下アームスイッチング素子Ｚへ流れ出ている。下アームとモータ１１間で電流が循環している（以降、下循環期間と称す）。このため、バッテリー１からインバータ回路１０（モータ１１）へは電力供給されない非通電の状態にある。

期間（ｂ）においては、上アームスイッチング素子ＵがＯＮ、下アームスイッチング素子Ｙ、ＺがＯＮである。Ｕ相電流は、上アームスイッチング素子Ｕから固定子巻線４へ流れ、Ｖ相電流は下アームスイッチング素子Ｙと並列のダイオード３Ｙから固定子巻線４へ流れ、Ｗ相電流は固定子巻線４から下アームスイッチング素子Ｚへ流れ出ている。このため、バッテリー１からインバータ回路１０（モータ１１）へ電力供給される通電状態にある。このとき、電源ライン（電源シャント抵抗６）には、Ｕ相の相電流が流れる。

期間（ｃ）においては、上アームスイッチング素子Ｕ，ＶがＯＮ、下アームスイッチング素子ＺがＯＮである。Ｕ相電流、Ｖ相電流は、それぞれ、上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖから固定子巻線４へ流れ、Ｗ相電流は固定子巻線４から下アームスイッチング素子Ｚへ流れ出ている。このため、バッテリー１からインバータ回路１０（モータ１１）へ電力供給される通電状態にある。そして、電源ライン（電源シャント抵抗６）には、Ｗ相の相電流が流れる。

期間（ｄ）においては、上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｗ全てがＯＮ、下アームスイッチング素子Ｘ，Ｙ，Ｚ全てがＯＦＦである。Ｕ相電流、Ｖ相電流は、それぞれ、上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖから固定子巻線４へ流れ、Ｗ相電流は固定子巻線４から上アームスイッチング素子Ｗと並列のダイオード３Ｗへ流れ込んでいる。上アームとモータ１１間で電流が循環している（以降、上循環期間と称す）。このため、バッテリー１からインバータ回路１０（モータ１１）へは電力供給されない非通電の状態にある。

以上のように、上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，ＷのＯＮ、ＯＦＦ状態で電源ライン（電源シャント抵抗６）に流れる電流の有無、流れる相電流を知ることができる。上アームスイッチング素子のＯＮする相が無い時は流れず（非通電、下循環）、１相のみＯＮ時はその相の電流が流れ（通電）、２相ＯＮ時は残りの相の電流が流れ（通電）、３相全てＯＮ時は流れない（非通電、上循環）。

図１７に、図１１の３相１００％変調での位相３０度〜９０度においての１キャリア内（キャリア周期）での上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，ＷのＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）を図１２に基づき表示している。

Ｕ相の上アームスイッチング素子ＵのＯＮ期間を細実線で表わし、Ｖ相の上アームスイッチング素子ＶのＯＮ期間を中実線で表わし、Ｗ相の上アームスイッチング素子ＷのＯＮ期間を太実線で表わしている。バッテリー１から固定子巻線４へ電力が供給される通電期間を実線矢印で、このとき電源ライン（電源シャント抵抗６）に流れる相電流をＵ，Ｖ，Ｗで示している。また、循環期間（下循環期間、上循環期間）を太線破線矢印で示している。

同様に、図１１の位相１５０度〜２１０度を図１８に、位相２７０度〜３３０度を図１９にそれぞれ示す。また、２相変調に関して、図２０に１００％変調における波形の特性図を示す。図２１に位相９０度〜１５０度においての１キャリア内での上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，ＷのＯＮ期間等を図１７等と同様に示す。２相変調においては、図１２における期間（ｄ）はない。

しかしながら、図１７〜図１９及び図２１に示す中で、１相分しか検出できない場合がある（３相変調位相３０度、２相変調位相９０度等）。この場合、一部の上アームスイッチング素子のＯＮ期間を増加もしくは減少させてスイッチングの補正（以降、通電調節と称す）を行い、２相分検出する必要がある。一例として、３相変調位相３０度のようにＵとＷ２相のＯＮ期間が同等な場合においては、ＵのＯＮ期間を減少させて、Ｗ相１相のみのＯＮ期間をつくりだし、Ｗ相電流も検出できるようにする例が示されている。

電源シャント抵抗６により検出される電流は、バッテリー１からの直流電流であるので、バッテリー１からの供給電力演算が容易である。また、上アーム及び下アームともにスイッチング素子に流れる最大電流を検出できるので、最大電流が許容値内に入るように制御し、また許容値を越える場合通電を停止して、スイッチング素子及び並列のダイオードを保護することができる。

図１１、図１７において、説明する。図１１より、位相３０度においては、Ｖ相の電流が最大で、固定子巻線４から流れ出る電流である。この電流は、図１７に示すように、通電期間中に検出できる。位相９０度においては、Ｕ相の電流が最大で、固定子巻線４へ流れ込む電流である。この電流は、図１７に示すように、通電期間中に検出できる。循環期間は検出できないが、電流が上昇しないので検出する必要はない。

上記のように、通電期間中に検出できるが、通電期間中は電流が上昇するので最大電流を検出できることになる。他の位相、低い変調、２相変調においても同様である。

更に、シャント抵抗を用いて相電流を検出する上記方法とは別の方法も提案されている（例えば、特許文献３参照）。この方式について以下説明する（以降、シャント方式２と称す）。

図２２にインバータ装置とその周辺の回路を示す。インバータ装置２２の制御回路１３は、Ｕ相下アームとアース間に設けられたＵ相用シャント抵抗１５、Ｖ相下アームとアース間に設けられたＶ相用シャント抵抗１６、Ｗ相下アームとアース間に設けられたＷ相用シャント抵抗１７からの電圧により電流を演算する。

図２３に、図１７に対応する下アームスイッチング素子Ｘ，Ｙ，ＺのＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）を表示している。但し、タイミングチャート同様表示を簡明にするために、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子との短絡防止用デッドタイムは割愛している。また、Ｕ相の下アームスイッチング素子ＸのＯＮ期間を細実線で表わし、Ｖ相の下アームスイッチング素子ＹのＯＮ期間を中実線で表わし、Ｗ相の下アームスイッチング素子ＺのＯＮ期間を太実線で表わしている。また、上循環期間を細線の破線矢印で、下循環期間を太線の破線矢印で示している。

同様に、図２４は図１８に、図２５は図１９に、それぞれ対応する下アームスイッチング素子Ｘ，Ｙ，ＺのＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）等を表示している。また、２相変調に関して、図２６に図２１に対応する下アームスイッチング素子Ｘ，Ｙ，ＺのＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）等を表示している。

Ｕ相用シャント抵抗１５に電流が流れるのは（電流を検出できるのは）下アームスイッチング素子ＸのＯＮ期間、Ｖ相用シャント抵抗１６に電流が流れるのは（電流を検出できるのは）下アームスイッチング素子ＹのＯＮ期間、Ｗ相用シャント抵抗１７に電流が流れるのは（電流を検出できるのは）下アームスイッチング素子ＺのＯＮ期間である。

このため、図２３〜図２６に示すように、１相分検出できなくなる位相もあるが、２相分の検出を確保できる。５０％変調等変調が低くなると、下循環期間（下アームスイッチング素子全てがＯＮ）が長くなるので、３相分の検出も確保できるようになる。よって、通電調節は不要である。

次に、シャント方式２の最大電流検出について説明する。図２３において、上記シャント方式１で述べたように、位相３０度においてはＶ相の電流が最大で、下アームスイッチング素子ＹがＯＮであり、通電期間中に検出できる。

一方、位相９０度においては、Ｕ相の電流が最大であるが、上アームスイッチング素子ＵのＯＮ期間に下アームスイッチング素子ＸはＯＦＦであり、Ｕ相の電流を、上アームスイッチング素子ＵがＯＮ期間中（通電期間中）に継続して検出することができない。このため、上アームスイッチング素子に流れる最大電流を検出できない。他の位相、低い変調、２相変調においても同様である。
特開２０００−３３３４６５号公報（第９頁、第２図） 特開２００３−１８９６７０号公報（第２頁、請求項２、第１４頁、第１図、第１５頁、第１０図） 特開２００３−２８４３７４号公報（第７頁、第１図）

上記のように、従来のインバータ装置の相電流検出方法において、シャント方式２はシャント方式１に比べて通電調節が不要である。そのため、制御ソフトを簡素にでき、通電調節に起因する電流変動を防止できる。然しながら、シャント方式２においては、下アームスイッチング素子の最大電流は検出できるが、上アームスイッチング素子の最大電流は直接検出できない。

また、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子との短絡防止のため、デッドタイムが設けられているが、制御回路、スイッチング素子の暴走などに起因して短絡電流が流れる場合、これを即座に検出して当該スイッチング素子を停止し保護する必要がある。この電流は、シャント方式１においては電源ラインのみで監視すれば良いが、シャント方式２において下アームで検出する場合、各相ごとに監視しなければならない。

そこで、シャント方式２の電源ラインにシャント抵抗を追加すれば良い。然しながら、シャント抵抗の追加は、シャント抵抗及び検出電圧増幅回路など部品点数増加、シャント抵抗による消費電力増加、回路の大型化を招くことになる。

本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、シャント抵抗数３個により、上アーム及び下アーム双方のスイッチング素子の最大電流を検出でき、通電調節が不要で、２相分以上の相電流を検出できるインバータ装置の提供を目的とする。

上記課題を解決するために、本発明のインバータ装置は、直流電源のプラス側に接続される上アームスイッチング素子と直流電源のマイナス側に接続される下アームスイッチング素子を３相備え、直流電源の直流電圧をＰＷＭ変調にてスイッチングすることにより正弦波状の３相交流電流を出力し、直流電源とインバータ装置間の電流を検出する電源シャント抵抗を設け、下アームスイッチング素子と直流電源のマイナス側との間に当該相の相電流を検出する下アームシャント抵抗を２相分設けて、スイッチングを補正することなく、電源シャント抵抗及び下アームシャント抵抗により、少なくとも２相分の相電流を検出するものである。

上記構成により、シャント抵抗数は、電源シャント抵抗１個、下アームシャント抵抗２個の計３個である。また、電源シャント抵抗を備えているので、上アーム及び下アーム双方のスイッチング素子の最大電流を検出できる。そして、２相分の下アームシャント抵抗で通常２相分の相電流を検出できる。

一方、下アームシャント抵抗にて検出できない可能性がある相電流は１相のみであり、当該下アームシャント抵抗にて検出できなくなる相電流は電源シャント抵抗により必ず検出できる。このため、少なくとも下アームシャント抵抗にて１相分、電源シャント抵抗により１相分の計２相分は検出できる。このとき、相電流検出に通電調節は不要である。また、電源シャント抵抗では、通常２相分の相電流を検出できる。

また一方、電源シャント抵抗にて１相分の相電流しか検出できなくなる場合、当該電源シャント抵抗で検出できない２相分の相電流は下アームシャント抵抗により必ず検出できる。このため、下アームシャント抵抗にて定まる２相分の相電流に間して、少なくとも電源シャント抵抗により１相分、下アームシャント抵抗にて１相分の計２相分、もしくは、下アームシャント抵抗にて２相分検出できる。このとき、相電流検出に通電調節は不要である。位相により、下アームシャント抵抗で２相分、電源シャント抵抗で１相分の計３相分の相電流を検出できる。

従って、シャント抵抗数３個により、上アーム及び下アーム双方のスイッチング素子の最大電流を検出でき、通電調節が不要で、２相分以上の相電流を検出できる。

本発明のインバータ装置は、シャント抵抗数３個により、上アーム及び下アーム双方のスイッチング素子の最大電流を検出でき、通電調節が不要で、２相分以上の相電流を検出できる。

第１の発明は、直流電源のプラス側に接続される上アームスイッチング素子と直流電源のマイナス側に接続される下アームスイッチング素子を３相備え、直流電源の直流電圧をＰＷＭ変調にてスイッチングすることにより正弦波状の３相交流電流を出力し、直流電源とインバータ装置間の電流を検出する電源シャント抵抗を設け、下アームスイッチング素子と直流電源のマイナス側との間に当該相の相電流を検出する下アームシャント抵抗を２相分設けて、スイッチングを補正することなく、電源シャント抵抗及び下アームシャント抵抗により、少なくとも２相分の相電流を検出する。

上記構成により、シャント抵抗数は３個であり、電源シャント抵抗にて上アーム及び下アーム双方のスイッチング素子の最大電流を検出できる。当該下アームシャント抵抗にて検出できなくなる相電流は電源シャント抵抗により必ず検出でき、電源シャント抵抗にて検出できる相電流以外は下アームシャント抵抗により必ず検出できる。従って、シャント抵抗数３個により、上アーム及び下アーム双方のスイッチング素子の最大電流を検出でき、通電調節が不要で、２相分以上の相電流を検出できる。

第２の発明は、第１の発明のインバータ装置において、下アームシャント抵抗により検出できない当該相の相電流は、電源シャント抵抗により検出する。上記構成により、相電流検出の主体を下アームシャント抵抗として、電源シャント抵抗にて補助的に相電流を検出する。これにより、相電流検出の制御が簡単になる。

第３の発明は、第１の発明のインバータ装置において、電源シャント抵抗により検出で
きない相電流は、当該相の下アームシャント抵抗により検出する。上記構成により、相電流検出の主体を電源シャント抵抗として、下アームシャント抵抗にて補助的に相電流が検出される。これにより、相電流検出の制御が簡単になる。

第４の発明は、第１乃至第３の発明のインバータ装置において、正弦波状の３相交流電流はセンサレスＤＣブラシレスモータへ出力され、検出される相電流に基いて、センサレスＤＣブラシレスモータのロータの位置検出を行う。ロータの位置検出には２相分以上の相電流検出が必要なので、本インバータ装置は有用である。

第５の発明は、第４の発明のインバータ装置において、センサレスＤＣブラシレスモータにより駆動される電動圧縮機に搭載されるものである。電動圧縮機に搭載されるインバータ装置は、取り付けスペースに制約があり小型化が必要で、モータからの振動に対して耐振性が必要であるため、シャント抵抗により電流検出する本インバータ装置は有用である。

第６の発明は、第１乃至第５の発明のインバータ装置において、車両に搭載するものである。車両用においては、搭載スペースに制約があり小型化が必要で、走行による振動に対する耐振性も必要なため、シャント抵抗により電流検出する本インバータ装置は有用である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。尚、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係るインバータ装置２３とその周辺の電気回路である。背景技術における図２２との相違点は、Ｗ相用シャント抵抗１７が削除され、電源シャント抵抗６が追加されて、制御回路１３が制御回路１４に変更されている点である。その他に関しては、図２２と同一であり、符号等はそのまま適用する。

制御回路１４は、上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｗ、下アームスイッチング素子Ｘ，Ｙ，Ｚと、接続線１８により接続されており、各スイッチング素子を制御している。スイッチング素子がＩＧＢＴ、パワーＭＯＳＦＥＴの場合はゲート電圧を、パワートランジスタの場合はベース電流を制御する。

電源シャント抵抗６はバッテリー１のマイナス側に設けられ、下アームシャント抵抗１５，１６は、それぞれ下アームのスイッチング素子Ｘ，Ｙとバッテリー１のマイナス側との間に電源シャント抵抗６を介して接続されている。

上記構成により、シャント抵抗数は３個のままである。また、電源シャント抵抗６にて上アーム及び下アーム双方のスイッチング素子の最大電流を検出できる。

相電流の検出について以下説明する。図２に、３相１００％変調の位相９０度における、上アームのＯＮ期間、通電期間、循環期間と、下アームのＯＮ期間、上循環期間、下循環期間を示す。下アームにおいて、スイッチング素子ＸにはＯＮ期間がないが、スイッチング素子ＹにＯＮ期間があるので、Ｖ相の相電流がＶ相用シャント抵抗１６により検出可能である。上アームにおいては、スイッチング素子Ｕに１相のみ単独のＯＮ期間があるので、Ｕ相の相電流が電源シャント抵抗６により検出可能である。このため、通電調節なしで、Ｕ相、Ｖ相２相分の相電流を検出できる。

図３に、３相１００％変調の位相２１０度における、上アームのＯＮ期間、通電期間、
循環期間と、下アームのＯＮ期間、上循環期間、下循環期間を示す。下アームにおいて、スイッチング素子ＹにはＯＮ期間がないが、スイッチング素子ＸにＯＮ期間があるので、Ｕ相の相電流がＵ相用シャント抵抗１５により検出可能である。上アームにおいては、スイッチング素子Ｖに１相のみ単独のＯＮ期間があるので、Ｖ相の相電流が電源シャント抵抗６により検出可能である。このため、通電調節なしで、Ｕ相、Ｖ相２相分の相電流を検出できる。

図４に、３相１００％変調の位相３３０度における、上アームのＯＮ期間、通電期間、循環期間と、下アームのＯＮ期間、上循環期間、下循環期間を示す。下アームにおいて、スイッチング素子Ｘとスイッチング素子ＹにＯＮ期間があるので、Ｕ相の相電流がＵ相用シャント抵抗１５により、Ｖ相の相電流がＶ相用シャント抵抗１６によりそれぞれ検出可能である。上アームにおいては、Ｕ相、Ｖ相ともに検出できない。このため、通電調節なしで、Ｕ相、Ｖ相２相分の相電流を検出できる。

図５に、２相１００％変調の位相１２０度における、上アームのＯＮ期間、通電期間、循環期間と、下アームのＯＮ期間、上循環期間、下循環期間を示す。下アームにおいて、スイッチング素子ＸにはＯＮ期間がないが、スイッチング素子ＹにＯＮ期間があるので、Ｖ相の相電流がＶ相用シャント抵抗１６により検出可能である。上アームにおいては、スイッチング素子Ｕに１相のみ単独のＯＮ期間があるので、Ｕ相の相電流が電源シャント抵抗６により検出可能である。このため、通電調節なしで、Ｕ相、Ｖ相２相分の相電流を検出できる。

尚、２相１００％変調の他の位相については同様であり、説明は割愛する。

上記のように、下アームにおいて、ＯＮ期間がなくなるスイッチング素子は１つのみ、即ち、相電流を検出できないのは１相分だけである。一方、そのＯＮ期間がなくなる下アームスイッチング素子の当該相の上アームスイッチング素子は、キャリア周期一杯ＯＮ期間となる。そして、下アームにおいて、ＯＮ期間である２相の当該相の上アームスイッチング素子はＯＦＦ期間となる。そのため、ＯＮ期間がなくなる下アームスイッチング素子の当該相の上アームスイッチング素子には、当該相のみの単独のＯＮ期間ができる。

これにより、ＯＮ期間がなくなる下アームスイッチング素子は１つのみであり、ＯＮ期間がなくなる下アームスイッチング素子の当該相の上アームスイッチング素子には当該相のみの単独のＯＮ期間ができるので、下アームにおいて検出できない相電流は必ず電源シャント抵抗６で検出できる。このとき、相電流検出に通電調節は不要である。

図４においては、Ｕ相の相電流がＵ相用シャント抵抗１５により、Ｖ相の相電流がＶ相用シャント抵抗１６によりそれぞれ検出可能であるとともに、Ｗ相の相電流が電源シャント抵抗６により検出可能である。このため、３相分の相電流を検出できる。従って、シャント抵抗数３個により、上アーム及び下アーム双方のスイッチング素子の最大電流を検出でき、通電調節が不要で、２相分以上の相電流を検出できる。

また、検出する２相分の相電流は、Ｕ相、Ｖ相に定まっているので、従来の図９に示すＵ相、Ｖ相の相電流を検出する直接検出方式からの変更が、電流検出以外は制御ソフトを共用できるので容易である。シャント抵抗の個数は下アームシャント抵抗２個と電源シャント抵抗１個の合計３個であり、従来のシャント方式２と変わらないので、部品点数の増加、形状の大型化を防止できる。電源シャント抵抗６には電源から供給される直流電流が流れるため、従来のシャント方式２と比べ、電力算出が容易である。また、最大電流検出に基く上アーム及び下アームスイッチング素子の保護が可能になる。

更に、図１７の３相１００％変調の位相６０度と図２３の３相１００％変調の位相６０度とを比較すると、電源シャント抵抗６でＵ相とＶ相の相電流を検出できるとともに、Ｕ相用シャント抵抗１５でＵ相の相電流を、Ｖ相用シャント抵抗１６でＶ相の相電流を検出できることがわかる。これにより、下アームシャント抵抗による検出電流値と電源シャント抵抗６による検出電流値とを比較することにより、シャント抵抗を含めた電流検出回路の診断を行うことができる。

図６に、上記の電流検出方法に基いた電流検出手順のフローチャートを示す。

ステップ１０において、Ｕ相用シャント抵抗１５によりＵ相の相電流を検出する。検出できればステップ２０へ移る。検出できなければ、ステップ１１へ移り、電源シャント抵抗６によりＵ相の相電流を検出して、ステップ２０へ移る。

ステップ２０において、Ｖ相用シャント抵抗１６によりＶ相の相電流を検出する。検出できればステップ３０へ移る。検出できなければ、ステップ２１へ移り、電源シャント抵抗６によりＶ相の相電流を検出して、ステップ３０へ移る。

ステップ３０において、上記検出されたＵ相の相電流とＶ相の相電流からＷ相の相電流を演算する（固定子巻線４の中性点において、キルヒホッフの電流の法則を適用する）。

これらの検出された電流値に基づき、モータ１１を構成する磁石回転子５の誘起電圧を演算し、その位置検出を行う。

上記の如く単純明快なフローで電流検出を行うことができる（従来のシャント方式１、シャント方式２では、位相により検出する相電流を変更しなければならない）。

尚、上記フローチャートにおいて、相電流の検出順序等これに限らない。相電流検出のタイミングもキャリア周期の前半、後半いずれでも良い。また、下アームシャント抵抗は２個必要であるが、Ｕ相用シャント抵抗１５（Ｕ相）とＶ相用シャント抵抗１６（Ｖ相）、Ｖ相用シャント抵抗１６（Ｖ相）とＷ相用シャント抵抗１７（Ｗ相）、Ｗ相用シャント抵抗１７（Ｗ相）とＵ相用シャント抵抗１５（Ｕ相）のいずれの組合せでも良い。更に図１において、シャント抵抗１５（Ｕ相）、シャント抵抗１６（Ｖ相）は必要不可欠であるが、シャント抵抗１７（Ｗ相）が設けてあっても、差し支えない。

ここで、別の従来の方式である直接検知方式に対する本発明の効果についても述べておく。図９において、直接検出方式では、電流センサ８，９の設けられていない相の最大電流は直接検出できない。また、短絡電流を検出する方法はない。ホール素子を用いた電流センサ８，９は、小型化が困難であり、インバータ装置２０を小型化する際に、プリント基板上での配置に制約がかかり、配置自由度が求められる。

これらの課題は、本発明を適用することで解消できる。即ち、最大電流、短絡電流は、図１の電源シャント抵抗６により直接検出できる。そして、電流センサは、下アーム３相の内いずれか２相の箇所に配置でき、配置自由度が向上する。下アームスイッチング素子Ｘ，Ｙ，Ｚに流れる電流が検出できれば良いので、下アームスイッチング素子Ｘ，Ｙ，Ｚの下側でも上側でも配置できる。更には、３相変調においては、上アームにおいて、キャリア周期中央で少なくとも２相の電流は検出でき、検出できない相の電流は、電源シャント抵抗６により検出できる。そのため、上アームにおいても、３相の内いずれか２相の箇所に配置すれば、当該２相の相電流を検出できる。下アームと同様に、上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｗの下側でも上側でも良い。従って、プリント基板上での電流センサの配置自由度が向上し、インバータ装置２３の小型化に寄与することができる。

（実施の形態２）
上記実施の形態１とは逆に、相電流検出の主体を電源シャント抵抗６として、下アームＵ相用シャント抵抗１５、下アームＶ相用シャント抵抗１６にて補助的に相電流を検出することもできる。この方法について、以下説明する。回路図は、実施の形態１と同じ図１である。

図２の上アームにおいては、スイッチング素子Ｕに１相のみ単独のＯＮ期間があるので、Ｕ相の相電流が電源シャント抵抗６により検出可能である。下アームにおいて、スイッチング素子ＹにＯＮ期間があるので、Ｖ相の相電流がＶ相用シャント抵抗１６により検出可能である。このため、通電調節なしで、Ｕ相、Ｖ相２相分の相電流を検出できる。

図３の上アームにおいては、スイッチング素子Ｖに１相のみ単独のＯＮ期間があるので、Ｖ相の相電流が電源シャント抵抗６により検出可能である。下アームにおいて、スイッチング素子ＸにＯＮ期間があるので、Ｕ相の相電流がＵ相用シャント抵抗１５により検出可能である。このため、通電調節なしで、Ｕ相、Ｖ相２相分の相電流を検出できる。

図４の上アームにおいては、Ｕ相、Ｖ相ともに検出できない。下アームにおいて、スイッチング素子Ｘとスイッチング素子ＹにＯＮ期間があるので、Ｕ相の相電流がＵ相用シャント抵抗１５により、Ｖ相の相電流がＶ相用シャント抵抗１６によりそれぞれ検出可能である。このため、通電調節なしで、Ｕ相、Ｖ相２相分の相電流を検出できる。

図５の上アームにおいては、スイッチング素子Ｕに１相のみ単独のＯＮ期間があるので、Ｕ相の相電流が電源シャント抵抗６により検出可能である。下アームにおいて、スイッチング素子ＹにＯＮ期間があるので、Ｖ相の相電流がＶ相用シャント抵抗１６により検出可能である。このため、通電調節なしで、Ｕ相、Ｖ相２相分の相電流を検出できる。

通常電源シャント抵抗６では２相分の相電流を検出できる。位相により電源シャント抵抗６にて１相分の相電流しか検出できない場合が２種類ある。１つは、上アームスイッチング素子１つが単独ＯＮの場合であり、この場合、他の２相の下アームスイッチング素子がＯＮとなるので、他の２相の相電流を下アームシャント抵抗により検出できる。他の１つは、上アームスイッチング素子２つ（電源シャント抵抗６にて検出できる相電流の当該相以外の２つ）がＯＮの場合であり（図１７位相３０度など）、この場合、この２相の下アームスイッチング素子にもＯＮ期間があるので、他の２相の相電流を下アームシャント抵抗により検出できる。

これにより、電源シャント抵抗６で検出できる１相分の相電流が、Ｕ相もしくはＶ相の場合、下アームシャント抵抗によりＶ相もしくはＵ相が検出できる。また、電源シャント抵抗６で検出できる１相分の相電流が、Ｗ相の場合、下アームシャント抵抗によりＵ相とＶ相が検出できる。このとき、相電流検出に通電調節は不要である。

図４においては、Ｕ相の相電流がＵ相用シャント抵抗１５により、Ｖ相の相電流がＶ相用シャント抵抗１６によりそれぞれ検出可能であるとともに、Ｗ相の相電流が電源シャント抵抗６により検出可能である。このため、３相分の相電流を検出できる。従って、シャント抵抗数３個により、上アーム及び下アーム双方のスイッチング素子の最大電流を検出でき、通電調節が不要で、２相分以上の相電流を検出できる。

図７に、上記の電流検出方法に基づいた電流検出手順のフローチャートを示す。

ステップ１００において、電源シャント抵抗６によりＵ相の相電流を検出する。検出で
きればステップ２００へ移る。検出できなければ、ステップ１１０へ移り、Ｕ相用シャント抵抗１５によりＵ相の相電流を検出して、ステップ２００へ移る。

ステップ２００において、電源シャント抵抗６によりＶ相の相電流を検出する。検出できればステップ３００へ移る。検出できなければ、ステップ２１０へ移り、Ｖ相用シャント抵抗１６によりＶ相の相電流を検出して、ステップ３００へ移る。

ステップ３００において、上記検出されたＵ相の相電流とＶ相の相電流からＷ相の相電流を演算する（固定子巻線４の中性点において、キルヒホッフの電流の法則を適用する）。

これらの検出された電流値に基づき、モータ１１を構成する磁石回転子５の誘起電圧を演算し、その位置検出を行う。

上記の如く単純明快なフローで電流検出を行うことができる（従来のシャント方式１、シャント方式２では、位相により検出する相電流を変更しなければならない）。

尚、上記フローチャートにおいて、相電流の検出順序等これに限らない。相電流検出のタイミングもキャリア周期の前半、後半いずれでも良い。

（実施の形態３）
図８（ａ）は本発明のインバータ装置を電動圧縮機に一体的に設けた側面図で、電動圧縮機４０の右側にインバータ装置２３を密着させて取り付けた状態を示し、図８（ｂ）は図８（ａ）の電動圧縮機を自動車の空気調和機に適用した模式図である。

自動車４１の空気調和機は、電動圧縮機４０と室外熱交換器４２が車体の全部に配置され、車室内では送風機４３により室内熱交換器４４を通して空気調和が行われ、エアコンコントローラ４５により制御される。電動圧縮機４０は、金属製筐体３２の中に圧縮機構部２８、モータ１１等が設置されている。電動圧縮機４０により循環される冷媒は吸入口３３から吸入され、圧縮機構部２８（この例ではスクロール）がモータ１１で駆動されることにより圧縮される。この圧縮された冷媒は、モータ１１のある空間を通過する際にモータ１１を冷却し、吐出口３４より吐出される。

インバータ装置２３は、ケース３０を使用して電動圧縮機４０に取り付けられている。発熱源となるインバータ回路部１０は、低圧配管３８を介して低圧冷媒で冷却される。電動圧縮機４０の内部でモータ１１の巻き線に接続されているターミナル３９は、インバータ回路部１０の出力部に接続される。保持部３５でインバータ装置２３に固定される接続線３６には、バッテリー１への電源線と回転数信号を送信するエアコンコントローラ４５との信号線がある。

このようなインバータ装置一体型電動圧縮機は、空気調和機の小型化において、インバータ装置の搭載スペースの効率化ができる。特に、車両への搭載においては、インバータ装置２３が小さいこと、振動に強いことが必要になるので、本発明のシャント抵抗により電流検出する本インバータ装置は好適である。

尚、上記各実施の形態において、直流電源をバッテリーとしたが、これに限るものではなく、商用交流電源を整流した直流電源でもよい。モータ１１をセンサレスＤＣブラシレスモータとしたが、リラクタンスモータ、誘導モータ等にも適用できる。また、３相の場合を例に挙げたが、多相においても適用できる。

以上のように、本発明にかかるインバータ装置は、小型で耐振性高く相電流、相電流の最大値、直流電流の検出ができるので、各種民生用製品、各種産業用機器に適用できる。負荷としてモータ以外の交流機器にも適用可能である。

本発明の実施の形態に係るインバータ装置とその周辺の電気回路図 ３相１００％変調の位相９０度における電流検出の説明図 ３相１００％変調の位相２１０度における電流検出の説明図 ３相１００％変調の位相３３０度における電流検出の説明図 ２相１００％変調の位相１２０度における電流検出の説明図 本発明の実施の形態１に係る電流検出手順を示すフローチャート 本発明の実施の形態２に係る電流検出手順を示すフローチャート （ａ）本発明の実施の形態３に係るインバータ装置一体型電動圧縮機の断面図、（ｂ）同インバータ装置一体型電動圧縮機を自動車の空気調和機に適用した模式図 相電流を直接検出するインバータ装置とその周辺の電気回路図 電源ラインのシャント抵抗で相電流を検出するインバータ装置とその周辺の電気回路図 ３相１００％変調における各相波形の変調を示す特性図 ３相変調のタイミングチャート 期間（ａ）における電流経路を示す電気回路図 期間（ｂ）における電流経路を示す電気回路図 期間（ｃ）における電流経路を示す電気回路図 期間（ｄ）における電流経路を示す電気回路図 ３相１００％変調の位相３０度〜９０度における上アームのＯＮ期間、通電期間、循環期間を示す特性図 ３相１００％変調の位相１５０度〜２１０度における上アームのＯＮ期間、通電期間、循環期間を示す特性図 ３相１００％変調の位相２７０度〜３３０度における上アームのＯＮ期間、通電期間、循環期間を示す特性図 ２相１００％変調における各相波形の変調を示す特性図 ２相１００％変調の位相９０度〜１５０度における上アームのＯＮ期間、通電期間、循環期間を示す特性図 下アームとアース間のシャント抵抗３個により相電流を検出するインバータ装置とその周辺の電気回路図 ３相１００％変調の位相３０度〜９０度における下アームのＯＮ期間、上循環期間、下循環期間を示す特性図 ３相１００％変調の位相１５０度〜２１０度における下アームのＯＮ期間、上循環期間、下循環期間を示す特性図 ３相１００％変調の位相２７０度〜３３０度における下アームのＯＮ期間、上循環期間、下循環期間を示す特性図 ２相１００％変調の位相９０度〜１５０度における下アームのＯＮ期間、上循環期間、下循環期間を示す特性図

符号の説明

１ バッテリー
２ スイッチング素子
３ ダイオード
４ 固定子巻線
５ 磁石回転子
６ 電源シャント抵抗
１０ インバータ回路
１１ センサレスＤＣブラシレスモータ
１４ 制御回路
１５ Ｕ相用下アームシャント抵抗
１６ Ｖ相用下アームシャント抵抗
２３ インバータ装置
４０ 電動圧縮機
Ｕ，Ｖ，Ｗ 上スイッチング素子
Ｘ，Ｙ，Ｚ 下スイッチング素子

Claims (6)

1. 直流電源のプラス側に接続される上アームスイッチング素子と前記直流電源のマイナス側に接続される下アームスイッチング素子を３相備え、前記直流電源の直流電圧をＰＷＭ変調にてスイッチングすることにより正弦波状の３相交流電流を出力するインバータ回路と、前記直流電源と前記インバータ装置間の電流を検出する電源シャント抵抗と、前記下アームスイッチング素子と前記直流電源のマイナス側との間に当該相の相電流を検出する下アームシャント抵抗２相分と、前記スイッチングを補正することなく、前記電源シャント抵抗及び前記下アームシャント抵抗により、少なくとも２相分の相電流を検出する制御回路とを備えたインバータ装置。
2. 前記下アームシャント抵抗により検出できない当該相の相電流は、前記電源シャント抵抗により検出する請求項１に記載のインバータ装置。
3. 前記電源シャント抵抗により検出できない相電流は、前記下アームシャント抵抗により検出する請求項１に記載のインバータ装置。
4. 前記正弦波状の３相交流電流はセンサレスＤＣブラシレスモータへ出力され、検出される相電流に基づいて、前記センサレスＤＣブラシレスモータのロータの位置検出を行う請求項１乃至３のうちいずれか一項に記載のインバータ装置。
5. 前記センサレスＤＣブラシレスモータを駆動源とする電動圧縮機に搭載される請求項４に記載のインバータ装置。
6. 車両に搭載される請求項１乃至５のうちいずれか一項に記載のインバータ装置。