JP2004236266A - シンボルタイミング検出回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】ＭＩＭＯ（多重入力／多重出力）とＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）との組み合わせにおいて、復調時のシンボルタイミングずれによるシンボル間干渉を低減させる。
【解決手段】Ｎ系統のＯＦＤＭ信号が空間多重されたＮ系統の受信信号それぞれからシンボルタイミングを推定し、推定された複数のシンボルタイミングの平均値を求め、この平均値をＮ系統すべての受信信号に共通のシンボルタイミングとする。
【選択図】 図２
【解決手段】Ｎ系統のＯＦＤＭ信号が空間多重されたＮ系統の受信信号それぞれからシンボルタイミングを推定し、推定された複数のシンボルタイミングの平均値を求め、この平均値をＮ系統すべての受信信号に共通のシンボルタイミングとする。
【選択図】 図２
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式と多入力多出力（ＭＩＭＯ：Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ）方式とを組み合わせた無線通信システムにおける受信装置のシンボルタイミング検出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
広帯域移動体通信では、限られた周波数資源を用いて大容量化を図るための周波数利用効率の向上とともに、周波数選択性フェージングに対する耐性を高める対策が必要である。
【０００３】
周波数利用効率の向上への対策としては、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナとを用いて同一周波数帯の空間上にＭＩＭＯチャネルを構成し、複数の送信アンテナからそれぞれ異なる複数系統のＯＦＤＭ信号を送信することによって、送受信アンテナの数だけ周波数利用効率を向上させる空間分割多重（ＳＤＭ：ＳｐａｃｅＤｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）技術が提案されている。一方、周波数選択フェージングに対する対策としては、送信信号を互いに直交する複数のサブキャリアに分割してマルチキャリア伝送を行う直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式が広く知られている。ＳＤＭ技術とＯＦＤＭ方式とを組み合わせたＳＤＭ−ＯＦＤＭ方式は、周波数選択性フェージングに対する耐性および高い周波数利用効率を両立することが可能となり、注目を集めている。
【０００４】
以下、ＳＤＭ−ＯＦＤＭ方式について簡単に説明する。
送信側において、Ｎ系統の送信情報信号には、シンボルタイミング同期や伝達係数推定のための複数のパイロット信号が多重化される。パイロット信号が多重化された信号は、サブキャリア毎にデータが割り当てられ信号点マッピングされる。信号点マッピングされた各サブキャリア信号は、逆高速フーリエ変換により時間領域のＮ系統のＯＦＤＭ送信信号に変換され、Ｎ本の送信アンテナから送信される。
【０００５】
受信側において、Ｎ系統のＯＦＤＭ送信信号が空間において多重化された信号が、Ｎ本の受信アンテナに受信される。Ｎ系統の受信信号は、高速フーリエ変換によって時間領域の信号から周波数領域のサブキャリア信号に変換される。ここで、高速フーリエ変換の時間窓（以下、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）ウィンドウと呼ぶ。）は、Ｎ系統の受信信号に含まれるパイロット信号を用いて検出されたシンボルタイミングに基づいて設定される。ついで、サブキャリア毎に、受信信号に含まれる伝達係数推定用のパイロット信号により各送信アンテナと各受信アンテナとの間の伝達係数を要素とする伝達係数行列が推定され、この伝達係数行列によってＮ系統の受信信号に対して干渉キャンセルが行われ、系統間の相互干渉がキャンセルされる。ここで、伝達係数行列の推定については、特願２００１−２０３３６０や特願２００１−２４６４０８に記載されている。また、干渉キャンセルの手法としては、伝達係数行列の逆行列を用いる手法や（特願２００１−２０３３６０参照）、伝達係数行列の逆行列を用いて干渉キャンセルを行い、キャンセル後の信号を復号して再符号化し、干渉成分を減算する手法等がある（特願２００２−１４９０１３参照）。最後に、干渉キャンセルが行われた各サブキャリア信号は、ビット列に復号される。
【０００６】
図７は、非特許文献１に開示されている従来のシンボルタイミング検出回路の構成を示すブロック図である。図７を参照して、非特許文献２に記載のシンボルタイミング検出の手法について説明する。なお、Ｎ系統の送信情報信号には、それぞれ図８に示されるシンボルタイミング同期用のパイロット信号が付加されているものとする。このパイロット信号では、信号Ｃ６４という部分が２回繰り返されている。
【０００７】
図７において、Ｎ本の受信アンテナにより受信されたＮ系統の受信信号は、はじめにＮ個の自己相関演算回路５−１−１〜５−１−Ｎに入力され、信号Ｃ６４の繰り返しの周期と同じ時間だけ遅延が与えられた自身の信号との自己相関が計算される。具体的には、受信信号と当該受信信号が信号Ｃ６４の繰り返しの周期だけ遅延させられた信号の複素共役との積を信号Ｃ６４の周期と同じ離散時間にわたって累積加算したものを自己相関値として算出する。すなわち、ｋ個目の自己相関演算回路５−１−ｋでは、ｋ個目の受信信号をｒｋ（ｔ）、自己相関値をＡ（ｔ）とすると、
【０００８】
【数１】
【０００９】
を計算する。ここで、受信信号はＡ／Ｄコンバータにより離散時刻でサンプリングされているものとする。（１）式において、Ｔｓはサンプリング間隔であり、時間Ｎｃ・Ｔｓ（Ｎｃ＝６４）は信号Ｃ６４の周期である。また、信号Ｃ６４は互いに隣接しているので、信号Ｃ６４の繰り返し周期もＮｃ・Ｔｓである。また、ｒｋ ＊（ｔ）はｒｋ（ｔ）の複素共役を表す。（１）式における信号ｒｋ（ｔ＋ｉ・Ｔｓ）と信号ｒｋ（ｔ＋（ｉ−Ｎｃ）Ｔｓ）との関係および自己相関をとる区間の先頭時刻ｔと自己相関値Ａ（ｔ）との関係を図９に示す。時刻ｔが２回目の信号Ｃ６４の先頭のサンプル点（図９におけるｔ＝ｔ０）に位置した場合に、信号Ｃ６４の周期性により、累積加算する区間全体にわたってサンプリング番号ｉの値に関係なくｒｋ（ｔ＋ｉ・Ｔｓ）とｒｋ（ｔ＋（ｉ−Ｎｃ）Ｔｓ）とが同一の振幅、位相成分を持つことになる。したがって、この場合に、自己相関値Ａ（ｔ）は、同じ位相を持った２つの複素数の積の累積加算値の絶対値となるため極大値となる。時刻ｔがｔ０より小さい場合は、自己相関をとる区間すなわち累積加算する区間の前方において隣接シンボルの遅延波の影響を受け、遅延波の影響を受けた項は位相がランダムとなるため、自己相関値は小さくなる。逆に、時刻ｔがｔ０より大きい場合は、累積加算する区間の後方において隣接するデータシンボルの影響を受けるため、同様の理由で自己相関値は小さくなる。
【００１０】
シンボルタイミング推定回路５−２−１〜５−２−Ｎは、自己相関値Ａ（ｔ）が予め設定された時間範囲（図９のＴｒ）で単調減少であり、かつ、単調減少区間の先頭の自己相関値Ａ（ｔ）が予め設定された閾値（図９のＡｔｈ）よりも大きな値を持つ、という条件の区間を探し、その区間の先頭時刻をシンボルタイミングとし、シンボルタイミング設定回路５−３に通知する。上記の条件より、図９においてシンボルタイミングとされるのは時刻ｔ０である。ここで、シンボルタイミングの通知方法としては、シンボルタイミングが確定した時点でトリガ信号で通知する手法が考えられる。なお、マルチパスフェージング環境下では、検出されたパイロット信号の自己相関値のピークは、遅延波の影響のため、本来のシンボルタイミングに対して後方にシフトする傾向がある（非特許文献２を参照）。このため、自己相関値のピークをそのままシンボルタイミングとして利用すると、ＦＦＴウィンドウが後方にシフトしてしまう。そこで、上記の非特許文献２に記載の手法等では、上記の条件を満たす区間の先頭時刻に対して予め決められた時間だけ前方にシフトする操作を行っている。
【００１１】
上記のとおり、Ｎ個のシンボルタイミング推定回路５−２−１〜５−２−Ｎにより、Ｎ系統の受信信号に基づいてＮ個のシンボルタイミングが得られる。しかし、Ｎ系統の受信信号それぞれに対して、個別のシンボルタイミングで高速フーリエ変換を行うと、それぞれのシンボルタイミング推定誤差によりＦＦＴウィンドウの位置が受信信号の系統毎に異なることとなり、シンボル毎、サブキャリア毎の伝達係数推定および推定された伝達係数を用いた干渉キャンセルを正しく行うことができなくなる。このため、Ｎ系統の受信信号は、同じシンボルタイミングで高速フーリエ変換されなければならない。また、シンボルタイミングが本来のタイミングより１サンプル時間でも後方にシフトすると、隣接するシンボルからのシンボル間干渉を受ける。これに対して、シンボルタイミングがある程度前方にシフトしても、ガードインターバル（図８の信号ＧＩ）が挿入されているため、遅延波の影響を受けない。以上を考慮して、シンボルタイミング設定回路５−３は、シンボルタイミングの後方シフトによるシンボル間干渉を防止し、かつ、すべての受信信号に対して共通のシンボルタイミングで高速フーリエ変換するために、最も早い時刻に通知されたシンボルタイミングをすべての受信信号に共通のシンボルタイミングとする。
【００１２】
このように検出されたシンボルタイミングを基準として、ＯＦＤＭシンボル時間を１周期とした周期的なトリガが、各受信信号に対応するＮ個の高速フーリエ変換器に対して供給される。高速フーリエ変換器は、上記のトリガに基づいてＦＦＴウィンドウを設定する。なお、ＯＦＤＭシンボル時間は、ガードインターバル（図８の信号ＧＩ）の時間とデータシンボル（図８の信号ＤＡＴＡ）の時間との合計時間である。
【００１３】
【非特許文献１】
浅井他，「ＳＤＭ−ＣＯＦＤＭに適したＡＦＣ方式の検討」，信学技報ＲＣＳ２００１−２００
【非特許文献２】
Ｔａｋｅｓｈｉ ＯＮＩＺＡＷＡ， ｅｔ ａｌ．，「Ａ Ｆａｓｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｃｈｅｍｅ ｏｆ ＯＦＤＭ Ｓｉｇｎａｌｓ ｆｏｒ Ｈｉｇｈ−Ｒａｔｅ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ ＬＡＮ」ＩＥＩＣＥ Ｔｒａｎｓ． Ｃｏｍｍｕｎ．， Ｖｏｌ． Ｅ８２−Ｂ， Ｎｏ．２ Ｆｅｂ １９９９， ｐｐ．４５５−４６３
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来のシンボルタイミングの検出手法には、以下の問題がある。
ＯＦＤＭ方式では、マルチパスフェージング伝搬路において重畳される遅延波によるシンボル間干渉の影響を防ぐために、シンボルに遅延波の広がりに対して十分広いガードインターバルを設けている。しかし、シンボルタイミングが前方にシフトすればするほど、前方シンボルの遅延波によるシンボル間干渉の影響を受けやすくなる。
【００１５】
従来のシンボルタイミング検出回路では、シンボルタイミングが後方にシフトすることを防ぐために、複数系統の受信信号に基づいて得られた複数のシンボルタイミングの中で最も前方のタイミングをすべての受信信号に共通のシンボルタイミングとして検出している。このため、従来のシンボルタイミング検出回路では、単一のシンボルタイミングが得られるＳＩＳＯ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｓｉｎｇｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）チャネルの場合と比べて、シンボルタイミングが前方にシフトする確率が高くなり、前方シンボルの遅延波によるシンボル間干渉の影響を強く受け、誤り率特性が劣化してしまう。
【００１６】
本発明は上記事情に鑑みなされたものであり、その目的は、ＳＤＭ−ＯＦＤＭ方式において、シンボルタイミングのシフトによるシンボル間干渉を抑制し、通信の高品質化を図ることができるシンボルタイミング検出回路を提供することである。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記した課題を解決し、目的を達成するための第１の発明は、Ｎ系統（Ｎは２以上の整数）のＯＦＤＭ送信信号が空間多重されＮ本の受信アンテナによって受信されたＮ系統の受信信号に共通のシンボルタイミングを検出するシンボルタイミング検出回路であって、前記受信信号毎に、各受信信号に含まれるパイロット信号を用いてシンボルタイミングを推定するシンボルタイミング推定手段と、当該シンボルタイミング推定手段によって推定されたＮ個のシンボルタイミングの平均値を算出し、当該平均値を前記Ｎ系統の受信信号に共通のシンボルタイミングとして出力する平均値算出手段と、を有することを特徴とする。
【００１８】
また、第２の発明は、Ｎ系統（Ｎは２以上の整数）のＯＦＤＭ送信信号が空間多重されＮ本の受信アンテナによって受信されたＮ系統の受信信号に共通のシンボルタイミングを検出するシンボルタイミング検出回路であって、前記受信信号毎に、各受信信号に含まれるパイロット信号を用いてシンボルタイミングを推定するシンボルタイミング推定手段と、当該シンボルタイミング推定手段によって最初に推定されたシンボルタイミングおよび当該シンボルタイミングを基準として予め設定された時間内に推定されたシンボルタイミングの平均値を算出し、当該平均値を前記Ｎ系統の受信信号に共通のシンボルタイミングとして出力する平均値算出手段と、を有することを特徴とする。
【００１９】
また、第３の発明は、上記第１または第２の発明に係るシンボルタイミング検出回路において、前記パイロット信号は、同一信号が繰り返される信号であり、前記シンボルタイミング推定手段は、前記受信信号と当該受信信号が前記繰り返しの周期だけ遅延させられた信号とによる自己相関値を算出し、当該自己相関値の時間変化に基づいてシンボルタイミングを推定することを特徴とする。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下に添付図面を参照して、本発明に係るシンボルタイミング検出回路についての好適な実施形態を詳細に説明する。
【００２１】
（第１の実施形態）
本実施形態に係るシンボルタイミング検出回路は、Ｎ系統（Ｎは２以上の整数）のＯＦＤＭ送信信号が空間多重されＮ本の受信アンテナによって受信されたＮ系統の受信信号それぞれに基づいてＮ個のシンボルタイミングを推定し、当該Ｎ個のシンボルタイミングの平均値を算出し、当該平均値をＮ系統すべての受信信号に共通のシンボルタイミングとして出力するものである。以下、本実施形態に係るシンボルタイミング検出回路について図面を参照して説明する。
【００２２】
図１は、本実施形態に係るシンボルタイミング検出回路を用いるＯＦＤＭ信号送受信装置の構成を示すブロック図である。図１において、ＯＦＤＭ信号送受信装置は、ＯＦＤＭ信号送信装置１とＯＦＤＭ信号受信装置２とを備えている。
【００２３】
ＯＦＤＭ信号送信装置１では、Ｎ系統（Ｎは２以上の整数）の送信情報信号Ｔ１、Ｔ２、・・・、ＴＮが、それぞれパイロット信号多重化器１−２−１〜１−２−Ｎに入力される。このパイロット信号多重化器１−２−１〜１−２−Ｎにおいては、各系統の送信情報信号とパイロット信号発生器１−１−１〜１−１−Ｎで生成された既知のパイロット信号とが時間軸上、周波数軸上において多重化される。ここで、パイロット信号発生器１−１−１〜１−１−Ｎは、シンボルタイミング推定や伝達係数推定といったそれぞれ目的の異なる複数のパイロット信号を作成する。本実施形態では、図８に示される同一信号Ｃ６４が繰り返されるシンボルタイミング推定用パイロット信号と伝達係数推定用パイロット信号が多重化される。なお、同一信号は繰り返されていればよく、必ずしも互いに隣接していなくてもよい。パイロット信号が多重化されたＮ系統の信号は、各系統に対応するＮ個のサブキャリア変調器１−３−１〜１−３−Ｎにより、サブキャリア毎のデータに分割され、信号点マッピングされる。信号点マッピングされた各サブキャリア信号は、Ｎ個の逆高速フーリエ変換器１−４−１〜１−４−Ｎにより、周波数領域の信号から時間領域のＮ系統のＯＦＤＭ送信信号に変換される。このＮ系統のＯＦＤＭ送信信号は、Ｎ本の送信アンテナ１−５−１〜１−５−Ｎにより、ＯＦＤＭ信号受信装置２に対して送信される。
【００２４】
ＯＦＤＭ信号受信装置２では、Ｎ系統のＯＦＤＭ送信信号が空間において多重化された信号が、Ｎ本の受信アンテナ２−１−１〜２−１−Ｎによって受信される。シンボルタイミング検出回路２−２は、Ｎ本の受信アンテナ２−１−１〜２−１−Ｎにより受信されたＮ系統の受信信号に含まれるシンボルタイミング推定用パイロット信号を用いて、シンボルタイミングを検出する。一方、Ｎ個の遅延回路２−３−１〜２−３−Ｎは、シンボルタイミング検出回路２−２の処理時間に相当する遅延時間を対応する受信信号に与える。Ｎ個の高速フーリエ変換器２−４−１〜２−４−Ｎは、遅延させられたＮ系統の受信信号を高速フーリエ変換し、時間波形からサブキャリア信号に変換する。ここで、ＦＦＴウィンドウは、シンボルタイミング検出回路２−２により検出されたシンボルタイミングに基づいて設定される。具体的には、シンボルタイミング検出回路２−２によって検出されたシンボルタイミングはシンボルタイミングトリガ生成回路２−５に供給され、シンボルタイミングトリガ生成回路２−５は、シンボルタイミング検出回路２−２から受けたシンボルタイミングを基準として、ＯＦＤＭシンボル時間を１周期とした周期的なトリガを生成し、Ｎ個の高速フーリエ変換器２−４−１〜２−４−Ｎに共通に供給する。このように供給される周期的なトリガに同期して、高速フーリエ変換器２−４−１〜２−４−ＮはＦＦＴウィンドウを設定する。すなわち、シンボルタイミング検出回路２−２とシンボルタイミングトリガ生成回路２−５とにより、高速フーリエ変換器２−４−１〜２−４−Ｎのための同期回路が構成されている。
【００２５】
ついで、伝達係数行列演算器２−６は、高速フーリエ変換後の受信信号に含まれる伝達係数行列推定用のパイロット信号を用いて、サブキャリア毎に、各送信アンテナと各受信アンテナとの間の伝達係数を要素とする伝達係数行列を算出する。ここで、伝達係数行列の算出方法としては、例えば特願２００１−２０３３６０や特願２００１−２４６４０８に記載の方法が挙げられるが、特に限定されない。干渉キャンセラ２−７は、伝達係数行列を用いて、サブキャリア毎に、各受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルし、ＯＦＤＭ送信信号の各系統に対応するＮ系統の信号を出力する。ここで、干渉キャンセルの方法としては、例えば特願２００１−２０３３６０や特願２００２−１４９０１３に記載の方法が挙げられるが、特に限定されない。Ｎ個の復調器２−８−１〜２−８−Ｎは、干渉キャンセル後のＮ系統の信号を復調し、Ｎ系統の送信情報信号に対応するＮ系統の復調信号を出力する。
【００２６】
以下、シンボルタイミング検出回路２−２について詳細に説明する。
図２は、シンボルタイミング検出回路２−２の構成を示すブロック図である。図２において、シンボルタイミング検出回路２−２は、Ｎ個の自己相関演算回路３−１−１〜３−１−Ｎ、Ｎ個のシンボルタイミング推定回路３−２−１〜３−２−Ｎ、Ｎ個のシンボルタイミング推定値記憶回路３−３−１〜３−３−Ｎ、およびシンボルタイミング推定値平均化回路３−４を備えている。
【００２７】
Ｎ個の自己相関演算回路３−１−１〜３−１−Ｎは、各回路に対応する受信信号と当該受信信号が信号Ｃ６４の繰り返しの周期だけ遅延させられた信号とによる自己相関値を算出する。具体的には、受信信号と当該受信信号が信号Ｃ６４の繰り返しの周期だけ遅延させられた信号の複素共役との積を信号Ｃ６４の周期と同じ離散時間にわたって累積加算したものを自己相関値として算出する。すなわち、ｋ個目の自己相関演算回路３−１−ｋでは、ｋ個目の受信信号ｒｋ（ｔ）を用いて、（１）式に従って自己相関値Ａ（ｔ）を算出する。ここで、受信信号はＡ／Ｄコンバータにより離散時刻でサンプリングされているものとする。また、（１）式において、Ｔｓはサンプリング間隔であり、Ｎｃ・Ｔｓ（Ｎｃ＝６４）は信号Ｃ６４の周期である。また、ｒｋ ＊（ｔ）はｒｋ（ｔ）の複素共役を表す。
【００２８】
Ｎ個のシンボルタイミング推定回路３−２−１〜３−２−Ｎは、対応する自己相関演算回路３−１−１〜３−１−Ｎから受けた自己相関値Ａ（ｔ）の時間変化に基づいてシンボルタイミングを推定する。本実施形態では、自己相関値Ａ（ｔ）が予め設定された時間範囲で単調減少であり、かつ、単調減少区間の先頭の自己相関値Ａ（ｔ）が予め設定された閾値よりも大きな値を持つ、という条件の区間を探し、その区間の先頭時刻をシンボルタイミングと推定する。各シンボルタイミング推定回路３−２−１〜３−２−Ｎは、推定されたシンボルタイミング推定値を対応するシンボルタイミング推定値記憶回路３−３−１〜３−３−Ｎに出力する。
【００２９】
Ｎ個のシンボルタイミング推定値記憶回路３−３−１〜３−３−Ｎは、Ｎ個のシンボルタイミング推定値すべてが求められるまで、供給されたシンボルタイミング推定値を記憶し続ける。Ｎ個のシンボルタイミング推定値が求められた後に、シンボルタイミング推定値平均化回路３−４は、Ｎ個のシンボルタイミング推定値記憶回路３−３−１〜３−３−ＮからＮ個のシンボルタイミング推定値を読み込み、これらの平均値を計算する。そして、シンボルタイミング推定値平均化回路３−４は、Ｎ系統の受信信号共通のＦＦＴウィンドウ設定用のシンボルタイミングとして、得られた平均値をシンボルタイミングトリガ生成回路２−５に出力する。
【００３０】
なお、離散時間で処理を行うデジタル回路の場合、シンボルタイミング推定値平均化回路３−４は、得られた平均値に最も近い離散値をシンボルタイミングトリガ生成回路２−５に出力する。例えば、図３に示されるように、Ｎ＝３の場合において、３個のシンボルタイミング推定値ｔ０，ｔ０−２Ｔｓ，ｔ０−３Ｔｓが得られたときを考える。３個のシンボルタイミング推定値の平均値は、約ｔ０−１．６７Ｔｓである。ところが、シンボルタイミングは離散値で与えられる必要があるため、最も近い離散時間であるｔ０−２Ｔｓが受信信号の全系統共通のシンボルタイミングとされる。
【００３１】
以下、本実施形態に係るシンボルタイミング検出回路を用いた場合と、従来のシンボルタイミング検出回路を用いた場合とのパケット誤り率（ＰＥＲ：Ｐａｃｋｅｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）特性の比較について説明する。ここでいう従来のシンボルタイミング検出回路は、複数系統の受信信号から推定された複数のシンボルタイミング推定値のうち、最も時刻の早いものを全受信信号共通のシンボルタイミングとするものである。
【００３２】
図４は、計算機シミュレーションにより得られた上記２つの場合に対応するパケット誤り率特性を示す図である。シミュレーション諸元は、以下の表１のとおりである。
【００３３】
【表１】
【００３４】
図４から分かるように、本実施形態によれば、フェージング通信路の遅延分散が１００ｎｓの場合は、ＰＥＲ≦１０−３を実現するために必要となる搬送波対雑音電力比（ＣＮＲ：Ｃａｒｒｉｅｒ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｅ）で比較して１ｄＢ程度の利得が得られている。また、遅延分散が１５０ｎｓの場合は、ＰＥＲのフロアが５０％に低減されている。いずれの特性改善も、複数のシンボルタイミングを平均化することにより、シンボルタイミング誤差が低減し、シンボル間干渉が低減することによる。
【００３５】
以上のとおり、本実施形態によれば、複数系統の受信信号から得られる複数のシンボルタイミング推定値の平均値を全受信信号共通のシンボルタイミングとすることにより、シンボルタイミングずれに起因するシンボル間干渉を低減させることができ、高品質の無線通信を実現することができる。
【００３６】
（第２の実施形態）
遅延波の影響が大きい場合、すなわち遅延分散が大きい場合は、自己相関値のピークが本来のシンボルタイミングよりも後方に位置する確率が上がるため、早い時期に推定されたシンボルタイミング推定値が適切であり、遅い時期に推定されたシンボルタイミング推定値は本来のシンボルタイミングよりも遅れていることが多い。このような場合、本来より遅れているシンボルタイミング推定値を平均化の対象に含めるとシンボルタイミングが後方にシフトしてしまう。すると、ＦＦＴウィンドウの後方に隣接シンボルが入力され、シンボル間干渉となり誤り率特性が大きく劣化してしまう。
【００３７】
また、ＯＦＤＭ方式ではガードインターバルをシンボルの前方に挿入しているので、シンボルタイミングが後方にシフトした場合、前方にシフトした場合よりもシンボル間干渉量が大きくなる。このため、シンボルタイミングの後方シフトは、同じ量の前方シフトよりも誤り率特性を大きく劣化させてしまう。
【００３８】
そこで、本実施形態に係るシンボルタイミング検出回路では、最も時刻の早いシンボルタイミング推定値を基準として、予め設定された時間内に推定されたシンボルタイミング推定値のみを平均化の対象とし、予め設定された時間よりも遅い時刻のシンボルタイミング推定値を、遅延波の影響により後方にシフトしているものとみなし、平均化の対象から除外することとしている。
【００３９】
すなわち、本実施形態に係るシンボルタイミング検出回路は、第１の実施形態に係るシンボルタイミング検出回路とほとんど同じであるが、シンボルタイミング推定回路によって最初に推定されたシンボルタイミング推定値および当該推定値から所定時間内に推定されたシンボルタイミングの平均値を算出し、これを全受信信号に共通のシンボルタイミングとすることを特徴とするものである。以下、図面を用いて本実施形態について説明するが、第１の実施形態と共通する部分については説明を省略する。
【００４０】
図５は、本実施形態に係るシンボルタイミング検出回路の構成を示すブロック図である。図５において、シンボルタイミング検出回路４は、Ｎ個の自己相関演算回路４−１−１〜４−１−Ｎ、Ｎ個のシンボルタイミング推定回路４−２−１〜４−２−Ｎ、Ｎ個のシンボルタイミング推定値記憶回路４−３−１〜４−３−Ｎ、タイミング制御回路４−４、および選択型シンボルタイミング推定値平均化回路４−５を備えている。Ｎ個の自己相関演算回路４−１−１〜４−１−ＮおよびＮ個のシンボルタイミング推定回路４−２−１〜４−２−Ｎの機能や動作は、第１の実施形態のものとほとんど同じであるので説明を省略する。シンボルタイミング推定値記憶回路４−３−１〜４−３−Ｎ、タイミング制御回路４−４、および選択型シンボルタイミング推定値平均化回路４−５によって、第２の発明に係る平均値算出手段が実現される。
【００４１】
以下、シンボルタイミング推定値記憶回路４−３−１〜４−３−Ｎ、タイミング制御回路４−４、および選択型シンボルタイミング推定値平均化回路４−５について詳しく説明する。
【００４２】
Ｎ個のシンボルタイミング推定値記憶回路４−３−１〜４−３−Ｎのうち最初にシンボルタイミング推定値を受けたものが、タイミング制御回路４−４に対して当該シンボルタイミング推定値を通知する。タイミング制御回路４−４は、通知されたシンボルタイミング推定値を基準として、タイミングウィンドウＴＷだけ時間が経過したときに選択型シンボルタイミング推定値平均化回路４−５に終了通知信号を出力する。ここで、タイミングウィンドウＴＷは、予め設定される時間であって、送受信装置が使用される環境や送受信装置の構成に応じて適宜設定されるものである。選択型シンボルタイミング推定値平均化回路４−５は、タイミング制御回路４−４から終了通知信号を受けると、タイミングウィンドウＴＷ経過時にシンボルタイミング推定値が格納されているシンボルタイミング推定値記憶回路４−３−１〜４−３−Ｎからのみシンボルタイミング推定値を読み込み、これらの平均値を計算する。すなわち、選択型シンボルタイミング推定値平均化回路４−５は、最初のシンボルタイミング推定値からタイミングウィンドウＴＷが経過するまでに得られなかったシンボルタイミング推定値を平均化の対象から除外する。
【００４３】
そして、選択型シンボルタイミング推定値平均化回路４−５は、Ｎ系統の受信信号に共通のＦＦＴウィンドウ設定用のシンボルタイミングとして、得られた平均値をシンボルタイミングトリガ生成回路に出力する。なお、デジタル回路の場合であれば、得られた平均値に最も近い離散値を出力する。
【００４４】
本実施形態でのシンボルタイミング平均化の操作について、図６を用いて具体的に説明する。送受信アンテナ数Ｎは４であり、タイミングウィンドウＴＷは４Ｔｓであるとする。また、図６に示されるとおり、４個のシンボルタイミング推定回路により推定されたシンボルタイミング推定値は、ｔ０，ｔ０−Ｔｓ，ｔ０−３Ｔｓ，ｔ０＋６Ｔｓであるとする。これら４個のシンボルタイミング推定値すべてを平均化の対象とした場合、平均値はｔ０＋２Ｔｓとなる。これは正しいシンボルタイミングよりも後方にシフトしているため、シンボル間干渉による誤り率特性が劣化してしまう。これに対し、本実施形態では、４個のシンボルタイミング推定値のうち最も早い時刻のものはｔ０−３Ｔｓであるので、この時刻を基準として４Ｔｓの区間（ｔ＝ｔ０−３Ｔｓ，ｔ０−２Ｔｓ，ｔ０−Ｔｓ，ｔ０，ｔ０＋Ｔｓ）に推定されたシンボルタイミング推定値を対象として平均化する。すなわち、ｔ＝ｔ０，ｔ０−Ｔｓ，ｔ０−３Ｔｓの３個のシンボルタイミング推定値を平均化の対象とし、平均値としてｔ０−１．３３Ｔｓを算出する。そして、デジタル回路の場合であれば、この平均値に最も近い離散値であるｔ０−Ｔｓを平均化の結果とする。
【００４５】
以上のとおり、本実施形態によれば、最初に推定されたシンボルタイミング推定値および当該シンボルタイミング推定値を基準としてタイミングウィンドウＴＷ内に推定されたシンボルタイミング推定値を平均化の対象としているので、遅延波の影響等により後方にシフトしたシンボルタイミング推定値を平均化の対象から除外でき、シンボルタイミングおよびＦＦＴウィンドウの後方シフトを回避することができる。この結果、ＦＦＴウィンドウに後方シンボルの成分が含まれる事により発生するシンボル間干渉を低減することができ、高品質の通信を実現することが可能となる。
【００４６】
また、雑音やフェージングの影響により、一部のシンボルタイミング推定回路においてシンボルタイミング推定値が正常に推定されない場合であっても、最初のシンボルタイミング推定値の時刻から所定時間経過後に平均化を行うので、シンボルタイミング推定値の平均化を行うことができないという事態を回避することができる。
【００４７】
さらに、全系統のシンボルタイミング推定値が得られるのを待つことなく、最初のシンボルタイミング推定値の時刻から所定時間経過後に平均化を行ってシンボルタイミングを検出するので、処理の高速化を図ることができる。
【００４８】
なお、本発明は、上記の各実施の形態に限定されないことは言うまでもない。
【００４９】
【発明の効果】
第１の発明によれば、Ｎ系統の受信信号毎に推定されたＮ個のシンボルタイミングの平均値を算出し、この平均値をＮ系統すべての受信信号に共通のシンボルタイミングとして検出するので、シンボルタイミングの前方シフトを抑制することができ、遅延波によるシンボル間干渉を抑制することができ、通信の高品質化を図ることができる。
【００５０】
また、第２の発明によれば、最初に推定されたシンボルタイミングを基準として予め設定された時間内に推定されたシンボルタイミングの平均値を算出し、この平均値をＮ系統すべての受信信号に共通のシンボルタイミングとして検出するので、一定時間以上後方にシフトしたシンボルタイミングは平均化の対象から除外され、平均化によるシンボルタイミングの後方シフトを軽減でき、シンボル間干渉を抑制することができ、通信の高品質化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施形態に係るシンボルタイミング検出回路を用いるＯＦＤＭ信号送受信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】第１の実施形態に係るシンボルタイミング検出回路２−２の構成を示すブロック図である。
【図３】第１の実施形態における平均化の操作を説明するための図である。
【図４】計算機シミュレーションにより得られたパケット誤り率特性を示す図である。
【図５】第２の実施形態に係るシンボルタイミング検出回路の構成を示すブロック図である。
【図６】第２の実施形態における平均化の操作を説明するための図である。
【図７】従来のシンボルタイミング検出回路の構成を示すブロック図である。
【図８】シンボルタイミング推定用のパイロット信号を示す図である。
【図９】（１）式におけるｒｋ（ｔ＋ｉ・Ｔｓ）とｒｋ（ｔ＋（ｉ−Ｎｃ）Ｔｓ）との関係および自己相関値Ａ（ｔ）の時間推移を示す図である。
【符号の説明】
１ ＯＦＤＭ信号送信装置
１−１−１〜１−１−Ｎ パイロット信号発生器
１−２−１〜１−２−Ｎ パイロット信号多重化器
１−３−１〜１−３−Ｎ サブキャリア変調器
１−４−１〜１−４−Ｎ 逆高速フーリエ変換器
１−５−１〜１−５−Ｎ 送信アンテナ
２ ＯＦＤＭ信号受信装置
２−１−１〜２−１−Ｎ 受信アンテナ
２−２ シンボルタイミング検出回路
２−３−１〜２−３−Ｎ 遅延回路
２−４−１〜２−４−Ｎ 高速フーリエ変換器
２−５ シンボルタイミングトリガ生成器
２−６ 伝達係数行列演算器
２−７ 干渉キャンセラ
２−８−１〜２−８−Ｎ 復調器
３−１−１〜３−１−Ｎ 自己相関演算回路
３−２−１〜３−２−Ｎ シンボルタイミング推定回路
３−３−１〜３−３−Ｎ シンボルタイミング推定値記憶回路
３−４ シンボルタイミング推定値平均化回路
４ シンボルタイミング検出回路
４−１−１〜４−１−Ｎ 自己相関演算回路
４−２−１〜４−２−Ｎ シンボルタイミング推定回路
４−３−１〜４−３−Ｎ シンボルタイミング推定値記憶回路
４−４ タイミング制御回路
４−５ 選択型シンボルタイミング推定値平均化回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式と多入力多出力（ＭＩＭＯ：Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ）方式とを組み合わせた無線通信システムにおける受信装置のシンボルタイミング検出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
広帯域移動体通信では、限られた周波数資源を用いて大容量化を図るための周波数利用効率の向上とともに、周波数選択性フェージングに対する耐性を高める対策が必要である。
【０００３】
周波数利用効率の向上への対策としては、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナとを用いて同一周波数帯の空間上にＭＩＭＯチャネルを構成し、複数の送信アンテナからそれぞれ異なる複数系統のＯＦＤＭ信号を送信することによって、送受信アンテナの数だけ周波数利用効率を向上させる空間分割多重（ＳＤＭ：ＳｐａｃｅＤｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）技術が提案されている。一方、周波数選択フェージングに対する対策としては、送信信号を互いに直交する複数のサブキャリアに分割してマルチキャリア伝送を行う直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式が広く知られている。ＳＤＭ技術とＯＦＤＭ方式とを組み合わせたＳＤＭ−ＯＦＤＭ方式は、周波数選択性フェージングに対する耐性および高い周波数利用効率を両立することが可能となり、注目を集めている。
【０００４】
以下、ＳＤＭ−ＯＦＤＭ方式について簡単に説明する。
送信側において、Ｎ系統の送信情報信号には、シンボルタイミング同期や伝達係数推定のための複数のパイロット信号が多重化される。パイロット信号が多重化された信号は、サブキャリア毎にデータが割り当てられ信号点マッピングされる。信号点マッピングされた各サブキャリア信号は、逆高速フーリエ変換により時間領域のＮ系統のＯＦＤＭ送信信号に変換され、Ｎ本の送信アンテナから送信される。
【０００５】
受信側において、Ｎ系統のＯＦＤＭ送信信号が空間において多重化された信号が、Ｎ本の受信アンテナに受信される。Ｎ系統の受信信号は、高速フーリエ変換によって時間領域の信号から周波数領域のサブキャリア信号に変換される。ここで、高速フーリエ変換の時間窓（以下、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）ウィンドウと呼ぶ。）は、Ｎ系統の受信信号に含まれるパイロット信号を用いて検出されたシンボルタイミングに基づいて設定される。ついで、サブキャリア毎に、受信信号に含まれる伝達係数推定用のパイロット信号により各送信アンテナと各受信アンテナとの間の伝達係数を要素とする伝達係数行列が推定され、この伝達係数行列によってＮ系統の受信信号に対して干渉キャンセルが行われ、系統間の相互干渉がキャンセルされる。ここで、伝達係数行列の推定については、特願２００１−２０３３６０や特願２００１−２４６４０８に記載されている。また、干渉キャンセルの手法としては、伝達係数行列の逆行列を用いる手法や（特願２００１−２０３３６０参照）、伝達係数行列の逆行列を用いて干渉キャンセルを行い、キャンセル後の信号を復号して再符号化し、干渉成分を減算する手法等がある（特願２００２−１４９０１３参照）。最後に、干渉キャンセルが行われた各サブキャリア信号は、ビット列に復号される。
【０００６】
図７は、非特許文献１に開示されている従来のシンボルタイミング検出回路の構成を示すブロック図である。図７を参照して、非特許文献２に記載のシンボルタイミング検出の手法について説明する。なお、Ｎ系統の送信情報信号には、それぞれ図８に示されるシンボルタイミング同期用のパイロット信号が付加されているものとする。このパイロット信号では、信号Ｃ６４という部分が２回繰り返されている。
【０００７】
図７において、Ｎ本の受信アンテナにより受信されたＮ系統の受信信号は、はじめにＮ個の自己相関演算回路５−１−１〜５−１−Ｎに入力され、信号Ｃ６４の繰り返しの周期と同じ時間だけ遅延が与えられた自身の信号との自己相関が計算される。具体的には、受信信号と当該受信信号が信号Ｃ６４の繰り返しの周期だけ遅延させられた信号の複素共役との積を信号Ｃ６４の周期と同じ離散時間にわたって累積加算したものを自己相関値として算出する。すなわち、ｋ個目の自己相関演算回路５−１−ｋでは、ｋ個目の受信信号をｒｋ（ｔ）、自己相関値をＡ（ｔ）とすると、
【０００８】
【数１】
を計算する。ここで、受信信号はＡ／Ｄコンバータにより離散時刻でサンプリングされているものとする。（１）式において、Ｔｓはサンプリング間隔であり、時間Ｎｃ・Ｔｓ（Ｎｃ＝６４）は信号Ｃ６４の周期である。また、信号Ｃ６４は互いに隣接しているので、信号Ｃ６４の繰り返し周期もＮｃ・Ｔｓである。また、ｒｋ ＊（ｔ）はｒｋ（ｔ）の複素共役を表す。（１）式における信号ｒｋ（ｔ＋ｉ・Ｔｓ）と信号ｒｋ（ｔ＋（ｉ−Ｎｃ）Ｔｓ）との関係および自己相関をとる区間の先頭時刻ｔと自己相関値Ａ（ｔ）との関係を図９に示す。時刻ｔが２回目の信号Ｃ６４の先頭のサンプル点（図９におけるｔ＝ｔ０）に位置した場合に、信号Ｃ６４の周期性により、累積加算する区間全体にわたってサンプリング番号ｉの値に関係なくｒｋ（ｔ＋ｉ・Ｔｓ）とｒｋ（ｔ＋（ｉ−Ｎｃ）Ｔｓ）とが同一の振幅、位相成分を持つことになる。したがって、この場合に、自己相関値Ａ（ｔ）は、同じ位相を持った２つの複素数の積の累積加算値の絶対値となるため極大値となる。時刻ｔがｔ０より小さい場合は、自己相関をとる区間すなわち累積加算する区間の前方において隣接シンボルの遅延波の影響を受け、遅延波の影響を受けた項は位相がランダムとなるため、自己相関値は小さくなる。逆に、時刻ｔがｔ０より大きい場合は、累積加算する区間の後方において隣接するデータシンボルの影響を受けるため、同様の理由で自己相関値は小さくなる。
【００１０】
シンボルタイミング推定回路５−２−１〜５−２−Ｎは、自己相関値Ａ（ｔ）が予め設定された時間範囲（図９のＴｒ）で単調減少であり、かつ、単調減少区間の先頭の自己相関値Ａ（ｔ）が予め設定された閾値（図９のＡｔｈ）よりも大きな値を持つ、という条件の区間を探し、その区間の先頭時刻をシンボルタイミングとし、シンボルタイミング設定回路５−３に通知する。上記の条件より、図９においてシンボルタイミングとされるのは時刻ｔ０である。ここで、シンボルタイミングの通知方法としては、シンボルタイミングが確定した時点でトリガ信号で通知する手法が考えられる。なお、マルチパスフェージング環境下では、検出されたパイロット信号の自己相関値のピークは、遅延波の影響のため、本来のシンボルタイミングに対して後方にシフトする傾向がある（非特許文献２を参照）。このため、自己相関値のピークをそのままシンボルタイミングとして利用すると、ＦＦＴウィンドウが後方にシフトしてしまう。そこで、上記の非特許文献２に記載の手法等では、上記の条件を満たす区間の先頭時刻に対して予め決められた時間だけ前方にシフトする操作を行っている。
【００１１】
上記のとおり、Ｎ個のシンボルタイミング推定回路５−２−１〜５−２−Ｎにより、Ｎ系統の受信信号に基づいてＮ個のシンボルタイミングが得られる。しかし、Ｎ系統の受信信号それぞれに対して、個別のシンボルタイミングで高速フーリエ変換を行うと、それぞれのシンボルタイミング推定誤差によりＦＦＴウィンドウの位置が受信信号の系統毎に異なることとなり、シンボル毎、サブキャリア毎の伝達係数推定および推定された伝達係数を用いた干渉キャンセルを正しく行うことができなくなる。このため、Ｎ系統の受信信号は、同じシンボルタイミングで高速フーリエ変換されなければならない。また、シンボルタイミングが本来のタイミングより１サンプル時間でも後方にシフトすると、隣接するシンボルからのシンボル間干渉を受ける。これに対して、シンボルタイミングがある程度前方にシフトしても、ガードインターバル（図８の信号ＧＩ）が挿入されているため、遅延波の影響を受けない。以上を考慮して、シンボルタイミング設定回路５−３は、シンボルタイミングの後方シフトによるシンボル間干渉を防止し、かつ、すべての受信信号に対して共通のシンボルタイミングで高速フーリエ変換するために、最も早い時刻に通知されたシンボルタイミングをすべての受信信号に共通のシンボルタイミングとする。
【００１２】
このように検出されたシンボルタイミングを基準として、ＯＦＤＭシンボル時間を１周期とした周期的なトリガが、各受信信号に対応するＮ個の高速フーリエ変換器に対して供給される。高速フーリエ変換器は、上記のトリガに基づいてＦＦＴウィンドウを設定する。なお、ＯＦＤＭシンボル時間は、ガードインターバル（図８の信号ＧＩ）の時間とデータシンボル（図８の信号ＤＡＴＡ）の時間との合計時間である。
【００１３】
【非特許文献１】
浅井他，「ＳＤＭ−ＣＯＦＤＭに適したＡＦＣ方式の検討」，信学技報ＲＣＳ２００１−２００
【非特許文献２】
Ｔａｋｅｓｈｉ ＯＮＩＺＡＷＡ， ｅｔ ａｌ．，「Ａ Ｆａｓｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｃｈｅｍｅ ｏｆ ＯＦＤＭ Ｓｉｇｎａｌｓ ｆｏｒ Ｈｉｇｈ−Ｒａｔｅ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ ＬＡＮ」ＩＥＩＣＥ Ｔｒａｎｓ． Ｃｏｍｍｕｎ．， Ｖｏｌ． Ｅ８２−Ｂ， Ｎｏ．２ Ｆｅｂ １９９９， ｐｐ．４５５−４６３
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来のシンボルタイミングの検出手法には、以下の問題がある。
ＯＦＤＭ方式では、マルチパスフェージング伝搬路において重畳される遅延波によるシンボル間干渉の影響を防ぐために、シンボルに遅延波の広がりに対して十分広いガードインターバルを設けている。しかし、シンボルタイミングが前方にシフトすればするほど、前方シンボルの遅延波によるシンボル間干渉の影響を受けやすくなる。
【００１５】
従来のシンボルタイミング検出回路では、シンボルタイミングが後方にシフトすることを防ぐために、複数系統の受信信号に基づいて得られた複数のシンボルタイミングの中で最も前方のタイミングをすべての受信信号に共通のシンボルタイミングとして検出している。このため、従来のシンボルタイミング検出回路では、単一のシンボルタイミングが得られるＳＩＳＯ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｓｉｎｇｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）チャネルの場合と比べて、シンボルタイミングが前方にシフトする確率が高くなり、前方シンボルの遅延波によるシンボル間干渉の影響を強く受け、誤り率特性が劣化してしまう。
【００１６】
本発明は上記事情に鑑みなされたものであり、その目的は、ＳＤＭ−ＯＦＤＭ方式において、シンボルタイミングのシフトによるシンボル間干渉を抑制し、通信の高品質化を図ることができるシンボルタイミング検出回路を提供することである。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記した課題を解決し、目的を達成するための第１の発明は、Ｎ系統（Ｎは２以上の整数）のＯＦＤＭ送信信号が空間多重されＮ本の受信アンテナによって受信されたＮ系統の受信信号に共通のシンボルタイミングを検出するシンボルタイミング検出回路であって、前記受信信号毎に、各受信信号に含まれるパイロット信号を用いてシンボルタイミングを推定するシンボルタイミング推定手段と、当該シンボルタイミング推定手段によって推定されたＮ個のシンボルタイミングの平均値を算出し、当該平均値を前記Ｎ系統の受信信号に共通のシンボルタイミングとして出力する平均値算出手段と、を有することを特徴とする。
【００１８】
また、第２の発明は、Ｎ系統（Ｎは２以上の整数）のＯＦＤＭ送信信号が空間多重されＮ本の受信アンテナによって受信されたＮ系統の受信信号に共通のシンボルタイミングを検出するシンボルタイミング検出回路であって、前記受信信号毎に、各受信信号に含まれるパイロット信号を用いてシンボルタイミングを推定するシンボルタイミング推定手段と、当該シンボルタイミング推定手段によって最初に推定されたシンボルタイミングおよび当該シンボルタイミングを基準として予め設定された時間内に推定されたシンボルタイミングの平均値を算出し、当該平均値を前記Ｎ系統の受信信号に共通のシンボルタイミングとして出力する平均値算出手段と、を有することを特徴とする。
【００１９】
また、第３の発明は、上記第１または第２の発明に係るシンボルタイミング検出回路において、前記パイロット信号は、同一信号が繰り返される信号であり、前記シンボルタイミング推定手段は、前記受信信号と当該受信信号が前記繰り返しの周期だけ遅延させられた信号とによる自己相関値を算出し、当該自己相関値の時間変化に基づいてシンボルタイミングを推定することを特徴とする。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下に添付図面を参照して、本発明に係るシンボルタイミング検出回路についての好適な実施形態を詳細に説明する。
【００２１】
（第１の実施形態）
本実施形態に係るシンボルタイミング検出回路は、Ｎ系統（Ｎは２以上の整数）のＯＦＤＭ送信信号が空間多重されＮ本の受信アンテナによって受信されたＮ系統の受信信号それぞれに基づいてＮ個のシンボルタイミングを推定し、当該Ｎ個のシンボルタイミングの平均値を算出し、当該平均値をＮ系統すべての受信信号に共通のシンボルタイミングとして出力するものである。以下、本実施形態に係るシンボルタイミング検出回路について図面を参照して説明する。
【００２２】
図１は、本実施形態に係るシンボルタイミング検出回路を用いるＯＦＤＭ信号送受信装置の構成を示すブロック図である。図１において、ＯＦＤＭ信号送受信装置は、ＯＦＤＭ信号送信装置１とＯＦＤＭ信号受信装置２とを備えている。
【００２３】
ＯＦＤＭ信号送信装置１では、Ｎ系統（Ｎは２以上の整数）の送信情報信号Ｔ１、Ｔ２、・・・、ＴＮが、それぞれパイロット信号多重化器１−２−１〜１−２−Ｎに入力される。このパイロット信号多重化器１−２−１〜１−２−Ｎにおいては、各系統の送信情報信号とパイロット信号発生器１−１−１〜１−１−Ｎで生成された既知のパイロット信号とが時間軸上、周波数軸上において多重化される。ここで、パイロット信号発生器１−１−１〜１−１−Ｎは、シンボルタイミング推定や伝達係数推定といったそれぞれ目的の異なる複数のパイロット信号を作成する。本実施形態では、図８に示される同一信号Ｃ６４が繰り返されるシンボルタイミング推定用パイロット信号と伝達係数推定用パイロット信号が多重化される。なお、同一信号は繰り返されていればよく、必ずしも互いに隣接していなくてもよい。パイロット信号が多重化されたＮ系統の信号は、各系統に対応するＮ個のサブキャリア変調器１−３−１〜１−３−Ｎにより、サブキャリア毎のデータに分割され、信号点マッピングされる。信号点マッピングされた各サブキャリア信号は、Ｎ個の逆高速フーリエ変換器１−４−１〜１−４−Ｎにより、周波数領域の信号から時間領域のＮ系統のＯＦＤＭ送信信号に変換される。このＮ系統のＯＦＤＭ送信信号は、Ｎ本の送信アンテナ１−５−１〜１−５−Ｎにより、ＯＦＤＭ信号受信装置２に対して送信される。
【００２４】
ＯＦＤＭ信号受信装置２では、Ｎ系統のＯＦＤＭ送信信号が空間において多重化された信号が、Ｎ本の受信アンテナ２−１−１〜２−１−Ｎによって受信される。シンボルタイミング検出回路２−２は、Ｎ本の受信アンテナ２−１−１〜２−１−Ｎにより受信されたＮ系統の受信信号に含まれるシンボルタイミング推定用パイロット信号を用いて、シンボルタイミングを検出する。一方、Ｎ個の遅延回路２−３−１〜２−３−Ｎは、シンボルタイミング検出回路２−２の処理時間に相当する遅延時間を対応する受信信号に与える。Ｎ個の高速フーリエ変換器２−４−１〜２−４−Ｎは、遅延させられたＮ系統の受信信号を高速フーリエ変換し、時間波形からサブキャリア信号に変換する。ここで、ＦＦＴウィンドウは、シンボルタイミング検出回路２−２により検出されたシンボルタイミングに基づいて設定される。具体的には、シンボルタイミング検出回路２−２によって検出されたシンボルタイミングはシンボルタイミングトリガ生成回路２−５に供給され、シンボルタイミングトリガ生成回路２−５は、シンボルタイミング検出回路２−２から受けたシンボルタイミングを基準として、ＯＦＤＭシンボル時間を１周期とした周期的なトリガを生成し、Ｎ個の高速フーリエ変換器２−４−１〜２−４−Ｎに共通に供給する。このように供給される周期的なトリガに同期して、高速フーリエ変換器２−４−１〜２−４−ＮはＦＦＴウィンドウを設定する。すなわち、シンボルタイミング検出回路２−２とシンボルタイミングトリガ生成回路２−５とにより、高速フーリエ変換器２−４−１〜２−４−Ｎのための同期回路が構成されている。
【００２５】
ついで、伝達係数行列演算器２−６は、高速フーリエ変換後の受信信号に含まれる伝達係数行列推定用のパイロット信号を用いて、サブキャリア毎に、各送信アンテナと各受信アンテナとの間の伝達係数を要素とする伝達係数行列を算出する。ここで、伝達係数行列の算出方法としては、例えば特願２００１−２０３３６０や特願２００１−２４６４０８に記載の方法が挙げられるが、特に限定されない。干渉キャンセラ２−７は、伝達係数行列を用いて、サブキャリア毎に、各受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルし、ＯＦＤＭ送信信号の各系統に対応するＮ系統の信号を出力する。ここで、干渉キャンセルの方法としては、例えば特願２００１−２０３３６０や特願２００２−１４９０１３に記載の方法が挙げられるが、特に限定されない。Ｎ個の復調器２−８−１〜２−８−Ｎは、干渉キャンセル後のＮ系統の信号を復調し、Ｎ系統の送信情報信号に対応するＮ系統の復調信号を出力する。
【００２６】
以下、シンボルタイミング検出回路２−２について詳細に説明する。
図２は、シンボルタイミング検出回路２−２の構成を示すブロック図である。図２において、シンボルタイミング検出回路２−２は、Ｎ個の自己相関演算回路３−１−１〜３−１−Ｎ、Ｎ個のシンボルタイミング推定回路３−２−１〜３−２−Ｎ、Ｎ個のシンボルタイミング推定値記憶回路３−３−１〜３−３−Ｎ、およびシンボルタイミング推定値平均化回路３−４を備えている。
【００２７】
Ｎ個の自己相関演算回路３−１−１〜３−１−Ｎは、各回路に対応する受信信号と当該受信信号が信号Ｃ６４の繰り返しの周期だけ遅延させられた信号とによる自己相関値を算出する。具体的には、受信信号と当該受信信号が信号Ｃ６４の繰り返しの周期だけ遅延させられた信号の複素共役との積を信号Ｃ６４の周期と同じ離散時間にわたって累積加算したものを自己相関値として算出する。すなわち、ｋ個目の自己相関演算回路３−１−ｋでは、ｋ個目の受信信号ｒｋ（ｔ）を用いて、（１）式に従って自己相関値Ａ（ｔ）を算出する。ここで、受信信号はＡ／Ｄコンバータにより離散時刻でサンプリングされているものとする。また、（１）式において、Ｔｓはサンプリング間隔であり、Ｎｃ・Ｔｓ（Ｎｃ＝６４）は信号Ｃ６４の周期である。また、ｒｋ ＊（ｔ）はｒｋ（ｔ）の複素共役を表す。
【００２８】
Ｎ個のシンボルタイミング推定回路３−２−１〜３−２−Ｎは、対応する自己相関演算回路３−１−１〜３−１−Ｎから受けた自己相関値Ａ（ｔ）の時間変化に基づいてシンボルタイミングを推定する。本実施形態では、自己相関値Ａ（ｔ）が予め設定された時間範囲で単調減少であり、かつ、単調減少区間の先頭の自己相関値Ａ（ｔ）が予め設定された閾値よりも大きな値を持つ、という条件の区間を探し、その区間の先頭時刻をシンボルタイミングと推定する。各シンボルタイミング推定回路３−２−１〜３−２−Ｎは、推定されたシンボルタイミング推定値を対応するシンボルタイミング推定値記憶回路３−３−１〜３−３−Ｎに出力する。
【００２９】
Ｎ個のシンボルタイミング推定値記憶回路３−３−１〜３−３−Ｎは、Ｎ個のシンボルタイミング推定値すべてが求められるまで、供給されたシンボルタイミング推定値を記憶し続ける。Ｎ個のシンボルタイミング推定値が求められた後に、シンボルタイミング推定値平均化回路３−４は、Ｎ個のシンボルタイミング推定値記憶回路３−３−１〜３−３−ＮからＮ個のシンボルタイミング推定値を読み込み、これらの平均値を計算する。そして、シンボルタイミング推定値平均化回路３−４は、Ｎ系統の受信信号共通のＦＦＴウィンドウ設定用のシンボルタイミングとして、得られた平均値をシンボルタイミングトリガ生成回路２−５に出力する。
【００３０】
なお、離散時間で処理を行うデジタル回路の場合、シンボルタイミング推定値平均化回路３−４は、得られた平均値に最も近い離散値をシンボルタイミングトリガ生成回路２−５に出力する。例えば、図３に示されるように、Ｎ＝３の場合において、３個のシンボルタイミング推定値ｔ０，ｔ０−２Ｔｓ，ｔ０−３Ｔｓが得られたときを考える。３個のシンボルタイミング推定値の平均値は、約ｔ０−１．６７Ｔｓである。ところが、シンボルタイミングは離散値で与えられる必要があるため、最も近い離散時間であるｔ０−２Ｔｓが受信信号の全系統共通のシンボルタイミングとされる。
【００３１】
以下、本実施形態に係るシンボルタイミング検出回路を用いた場合と、従来のシンボルタイミング検出回路を用いた場合とのパケット誤り率（ＰＥＲ：Ｐａｃｋｅｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）特性の比較について説明する。ここでいう従来のシンボルタイミング検出回路は、複数系統の受信信号から推定された複数のシンボルタイミング推定値のうち、最も時刻の早いものを全受信信号共通のシンボルタイミングとするものである。
【００３２】
図４は、計算機シミュレーションにより得られた上記２つの場合に対応するパケット誤り率特性を示す図である。シミュレーション諸元は、以下の表１のとおりである。
【００３３】
【表１】
図４から分かるように、本実施形態によれば、フェージング通信路の遅延分散が１００ｎｓの場合は、ＰＥＲ≦１０−３を実現するために必要となる搬送波対雑音電力比（ＣＮＲ：Ｃａｒｒｉｅｒ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｅ）で比較して１ｄＢ程度の利得が得られている。また、遅延分散が１５０ｎｓの場合は、ＰＥＲのフロアが５０％に低減されている。いずれの特性改善も、複数のシンボルタイミングを平均化することにより、シンボルタイミング誤差が低減し、シンボル間干渉が低減することによる。
【００３５】
以上のとおり、本実施形態によれば、複数系統の受信信号から得られる複数のシンボルタイミング推定値の平均値を全受信信号共通のシンボルタイミングとすることにより、シンボルタイミングずれに起因するシンボル間干渉を低減させることができ、高品質の無線通信を実現することができる。
【００３６】
（第２の実施形態）
遅延波の影響が大きい場合、すなわち遅延分散が大きい場合は、自己相関値のピークが本来のシンボルタイミングよりも後方に位置する確率が上がるため、早い時期に推定されたシンボルタイミング推定値が適切であり、遅い時期に推定されたシンボルタイミング推定値は本来のシンボルタイミングよりも遅れていることが多い。このような場合、本来より遅れているシンボルタイミング推定値を平均化の対象に含めるとシンボルタイミングが後方にシフトしてしまう。すると、ＦＦＴウィンドウの後方に隣接シンボルが入力され、シンボル間干渉となり誤り率特性が大きく劣化してしまう。
【００３７】
また、ＯＦＤＭ方式ではガードインターバルをシンボルの前方に挿入しているので、シンボルタイミングが後方にシフトした場合、前方にシフトした場合よりもシンボル間干渉量が大きくなる。このため、シンボルタイミングの後方シフトは、同じ量の前方シフトよりも誤り率特性を大きく劣化させてしまう。
【００３８】
そこで、本実施形態に係るシンボルタイミング検出回路では、最も時刻の早いシンボルタイミング推定値を基準として、予め設定された時間内に推定されたシンボルタイミング推定値のみを平均化の対象とし、予め設定された時間よりも遅い時刻のシンボルタイミング推定値を、遅延波の影響により後方にシフトしているものとみなし、平均化の対象から除外することとしている。
【００３９】
すなわち、本実施形態に係るシンボルタイミング検出回路は、第１の実施形態に係るシンボルタイミング検出回路とほとんど同じであるが、シンボルタイミング推定回路によって最初に推定されたシンボルタイミング推定値および当該推定値から所定時間内に推定されたシンボルタイミングの平均値を算出し、これを全受信信号に共通のシンボルタイミングとすることを特徴とするものである。以下、図面を用いて本実施形態について説明するが、第１の実施形態と共通する部分については説明を省略する。
【００４０】
図５は、本実施形態に係るシンボルタイミング検出回路の構成を示すブロック図である。図５において、シンボルタイミング検出回路４は、Ｎ個の自己相関演算回路４−１−１〜４−１−Ｎ、Ｎ個のシンボルタイミング推定回路４−２−１〜４−２−Ｎ、Ｎ個のシンボルタイミング推定値記憶回路４−３−１〜４−３−Ｎ、タイミング制御回路４−４、および選択型シンボルタイミング推定値平均化回路４−５を備えている。Ｎ個の自己相関演算回路４−１−１〜４−１−ＮおよびＮ個のシンボルタイミング推定回路４−２−１〜４−２−Ｎの機能や動作は、第１の実施形態のものとほとんど同じであるので説明を省略する。シンボルタイミング推定値記憶回路４−３−１〜４−３−Ｎ、タイミング制御回路４−４、および選択型シンボルタイミング推定値平均化回路４−５によって、第２の発明に係る平均値算出手段が実現される。
【００４１】
以下、シンボルタイミング推定値記憶回路４−３−１〜４−３−Ｎ、タイミング制御回路４−４、および選択型シンボルタイミング推定値平均化回路４−５について詳しく説明する。
【００４２】
Ｎ個のシンボルタイミング推定値記憶回路４−３−１〜４−３−Ｎのうち最初にシンボルタイミング推定値を受けたものが、タイミング制御回路４−４に対して当該シンボルタイミング推定値を通知する。タイミング制御回路４−４は、通知されたシンボルタイミング推定値を基準として、タイミングウィンドウＴＷだけ時間が経過したときに選択型シンボルタイミング推定値平均化回路４−５に終了通知信号を出力する。ここで、タイミングウィンドウＴＷは、予め設定される時間であって、送受信装置が使用される環境や送受信装置の構成に応じて適宜設定されるものである。選択型シンボルタイミング推定値平均化回路４−５は、タイミング制御回路４−４から終了通知信号を受けると、タイミングウィンドウＴＷ経過時にシンボルタイミング推定値が格納されているシンボルタイミング推定値記憶回路４−３−１〜４−３−Ｎからのみシンボルタイミング推定値を読み込み、これらの平均値を計算する。すなわち、選択型シンボルタイミング推定値平均化回路４−５は、最初のシンボルタイミング推定値からタイミングウィンドウＴＷが経過するまでに得られなかったシンボルタイミング推定値を平均化の対象から除外する。
【００４３】
そして、選択型シンボルタイミング推定値平均化回路４−５は、Ｎ系統の受信信号に共通のＦＦＴウィンドウ設定用のシンボルタイミングとして、得られた平均値をシンボルタイミングトリガ生成回路に出力する。なお、デジタル回路の場合であれば、得られた平均値に最も近い離散値を出力する。
【００４４】
本実施形態でのシンボルタイミング平均化の操作について、図６を用いて具体的に説明する。送受信アンテナ数Ｎは４であり、タイミングウィンドウＴＷは４Ｔｓであるとする。また、図６に示されるとおり、４個のシンボルタイミング推定回路により推定されたシンボルタイミング推定値は、ｔ０，ｔ０−Ｔｓ，ｔ０−３Ｔｓ，ｔ０＋６Ｔｓであるとする。これら４個のシンボルタイミング推定値すべてを平均化の対象とした場合、平均値はｔ０＋２Ｔｓとなる。これは正しいシンボルタイミングよりも後方にシフトしているため、シンボル間干渉による誤り率特性が劣化してしまう。これに対し、本実施形態では、４個のシンボルタイミング推定値のうち最も早い時刻のものはｔ０−３Ｔｓであるので、この時刻を基準として４Ｔｓの区間（ｔ＝ｔ０−３Ｔｓ，ｔ０−２Ｔｓ，ｔ０−Ｔｓ，ｔ０，ｔ０＋Ｔｓ）に推定されたシンボルタイミング推定値を対象として平均化する。すなわち、ｔ＝ｔ０，ｔ０−Ｔｓ，ｔ０−３Ｔｓの３個のシンボルタイミング推定値を平均化の対象とし、平均値としてｔ０−１．３３Ｔｓを算出する。そして、デジタル回路の場合であれば、この平均値に最も近い離散値であるｔ０−Ｔｓを平均化の結果とする。
【００４５】
以上のとおり、本実施形態によれば、最初に推定されたシンボルタイミング推定値および当該シンボルタイミング推定値を基準としてタイミングウィンドウＴＷ内に推定されたシンボルタイミング推定値を平均化の対象としているので、遅延波の影響等により後方にシフトしたシンボルタイミング推定値を平均化の対象から除外でき、シンボルタイミングおよびＦＦＴウィンドウの後方シフトを回避することができる。この結果、ＦＦＴウィンドウに後方シンボルの成分が含まれる事により発生するシンボル間干渉を低減することができ、高品質の通信を実現することが可能となる。
【００４６】
また、雑音やフェージングの影響により、一部のシンボルタイミング推定回路においてシンボルタイミング推定値が正常に推定されない場合であっても、最初のシンボルタイミング推定値の時刻から所定時間経過後に平均化を行うので、シンボルタイミング推定値の平均化を行うことができないという事態を回避することができる。
【００４７】
さらに、全系統のシンボルタイミング推定値が得られるのを待つことなく、最初のシンボルタイミング推定値の時刻から所定時間経過後に平均化を行ってシンボルタイミングを検出するので、処理の高速化を図ることができる。
【００４８】
なお、本発明は、上記の各実施の形態に限定されないことは言うまでもない。
【００４９】
【発明の効果】
第１の発明によれば、Ｎ系統の受信信号毎に推定されたＮ個のシンボルタイミングの平均値を算出し、この平均値をＮ系統すべての受信信号に共通のシンボルタイミングとして検出するので、シンボルタイミングの前方シフトを抑制することができ、遅延波によるシンボル間干渉を抑制することができ、通信の高品質化を図ることができる。
【００５０】
また、第２の発明によれば、最初に推定されたシンボルタイミングを基準として予め設定された時間内に推定されたシンボルタイミングの平均値を算出し、この平均値をＮ系統すべての受信信号に共通のシンボルタイミングとして検出するので、一定時間以上後方にシフトしたシンボルタイミングは平均化の対象から除外され、平均化によるシンボルタイミングの後方シフトを軽減でき、シンボル間干渉を抑制することができ、通信の高品質化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施形態に係るシンボルタイミング検出回路を用いるＯＦＤＭ信号送受信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】第１の実施形態に係るシンボルタイミング検出回路２−２の構成を示すブロック図である。
【図３】第１の実施形態における平均化の操作を説明するための図である。
【図４】計算機シミュレーションにより得られたパケット誤り率特性を示す図である。
【図５】第２の実施形態に係るシンボルタイミング検出回路の構成を示すブロック図である。
【図６】第２の実施形態における平均化の操作を説明するための図である。
【図７】従来のシンボルタイミング検出回路の構成を示すブロック図である。
【図８】シンボルタイミング推定用のパイロット信号を示す図である。
【図９】（１）式におけるｒｋ（ｔ＋ｉ・Ｔｓ）とｒｋ（ｔ＋（ｉ−Ｎｃ）Ｔｓ）との関係および自己相関値Ａ（ｔ）の時間推移を示す図である。
【符号の説明】
１ ＯＦＤＭ信号送信装置
１−１−１〜１−１−Ｎ パイロット信号発生器
１−２−１〜１−２−Ｎ パイロット信号多重化器
１−３−１〜１−３−Ｎ サブキャリア変調器
１−４−１〜１−４−Ｎ 逆高速フーリエ変換器
１−５−１〜１−５−Ｎ 送信アンテナ
２ ＯＦＤＭ信号受信装置
２−１−１〜２−１−Ｎ 受信アンテナ
２−２ シンボルタイミング検出回路
２−３−１〜２−３−Ｎ 遅延回路
２−４−１〜２−４−Ｎ 高速フーリエ変換器
２−５ シンボルタイミングトリガ生成器
２−６ 伝達係数行列演算器
２−７ 干渉キャンセラ
２−８−１〜２−８−Ｎ 復調器
３−１−１〜３−１−Ｎ 自己相関演算回路
３−２−１〜３−２−Ｎ シンボルタイミング推定回路
３−３−１〜３−３−Ｎ シンボルタイミング推定値記憶回路
３−４ シンボルタイミング推定値平均化回路
４ シンボルタイミング検出回路
４−１−１〜４−１−Ｎ 自己相関演算回路
４−２−１〜４−２−Ｎ シンボルタイミング推定回路
４−３−１〜４−３−Ｎ シンボルタイミング推定値記憶回路
４−４ タイミング制御回路
４−５ 選択型シンボルタイミング推定値平均化回路
Claims (3)
- Ｎ系統（Ｎは２以上の整数）の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）送信信号が空間多重されＮ本の受信アンテナによって受信されたＮ系統の受信信号に共通のシンボルタイミングを検出するシンボルタイミング検出回路であって、
前記受信信号毎に、各受信信号に含まれるパイロット信号を用いてシンボルタイミングを推定するシンボルタイミング推定手段と、
当該シンボルタイミング推定手段によって推定されたＮ個のシンボルタイミングの平均値を算出し、当該平均値を前記Ｎ系統の受信信号に共通のシンボルタイミングとして出力する平均値算出手段と、
を有することを特徴とするシンボルタイミング検出回路。 - Ｎ系統（Ｎは２以上の整数）の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）送信信号が空間多重されＮ本の受信アンテナによって受信されたＮ系統の受信信号に共通のシンボルタイミングを検出するシンボルタイミング検出回路であって、
前記受信信号毎に、各受信信号に含まれるパイロット信号を用いてシンボルタイミングを推定するシンボルタイミング推定手段と、
当該シンボルタイミング推定手段によって最初に推定されたシンボルタイミングおよび当該シンボルタイミングを基準として予め設定された時間内に推定されたシンボルタイミングの平均値を算出し、当該平均値を前記Ｎ系統の受信信号に共通のシンボルタイミングとして出力する平均値算出手段と、
を有することを特徴とするシンボルタイミング検出回路。 - 前記パイロット信号は、同一信号が繰り返される信号であり、前記シンボルタイミング推定手段は、前記受信信号と当該受信信号が前記繰り返しの周期だけ遅延させられた信号とによる自己相関値を算出し、当該自己相関値の時間変化に基づいてシンボルタイミングを推定することを特徴とする請求項１または２に記載のシンボルタイミング検出回路。
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|---|---|---|---|---|
| JP2006173764A (ja) * | 2004-12-13 | 2006-06-29 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | マルチキャリア信号復調回路およびマルチキャリア信号復調方法 |
| JP2006352575A (ja) * | 2005-06-16 | 2006-12-28 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 無線通信システム及びその受信局 |
| JP2007013627A (ja) * | 2005-06-30 | 2007-01-18 | Toshiba Corp | 無線通信装置 |
| WO2007029579A1 (ja) * | 2005-09-06 | 2007-03-15 | Sanyo Electric Co., Ltd. | 受信方法および装置ならびにそれを利用した通信システム |
| US20100061478A1 (en) * | 2007-01-18 | 2010-03-11 | Thomson Licensing Corporation | Method for symbol synchronization of received digital signal and digital signal receiver using the same method |
| JP2010148155A (ja) * | 2006-03-06 | 2010-07-01 | Sharp Corp | 通知情報生成装置、通信装置および通知情報生成方法 |
| JP2011166465A (ja) * | 2010-02-10 | 2011-08-25 | Hitachi Kokusai Electric Inc | Ｏｆｄｍ−ｍｉｍｏ受信装置 |
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2003
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Cited By (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006173764A (ja) * | 2004-12-13 | 2006-06-29 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | マルチキャリア信号復調回路およびマルチキャリア信号復調方法 |
| JP2006352575A (ja) * | 2005-06-16 | 2006-12-28 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 無線通信システム及びその受信局 |
| JP2007013627A (ja) * | 2005-06-30 | 2007-01-18 | Toshiba Corp | 無線通信装置 |
| WO2007029579A1 (ja) * | 2005-09-06 | 2007-03-15 | Sanyo Electric Co., Ltd. | 受信方法および装置ならびにそれを利用した通信システム |
| JPWO2007029579A1 (ja) * | 2005-09-06 | 2009-03-19 | 三洋電機株式会社 | 受信方法および装置ならびにそれを利用した通信システム |
| US7697593B2 (en) | 2005-09-06 | 2010-04-13 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Multiple-input multiple-output (MIMO) timing synchronization using correlation with first and second known signal |
| JP4624423B2 (ja) * | 2005-09-06 | 2011-02-02 | 三洋電機株式会社 | 受信装置 |
| JP2010148155A (ja) * | 2006-03-06 | 2010-07-01 | Sharp Corp | 通知情報生成装置、通信装置および通知情報生成方法 |
| US8249044B2 (en) | 2006-03-06 | 2012-08-21 | Sharp Kabushiki Kaisha | Notification information generating apparatus, communication apparatus, notification information generating method and program |
| US20100061478A1 (en) * | 2007-01-18 | 2010-03-11 | Thomson Licensing Corporation | Method for symbol synchronization of received digital signal and digital signal receiver using the same method |
| US9106498B2 (en) * | 2007-01-18 | 2015-08-11 | Thomson Licensing | Method for symbol synchronization of received digital signal and digital signal receiver using the same method |
| JP2011166465A (ja) * | 2010-02-10 | 2011-08-25 | Hitachi Kokusai Electric Inc | Ｏｆｄｍ−ｍｉｍｏ受信装置 |
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