JP2004271253A

JP2004271253A - Current detection circuit

Info

Publication number: JP2004271253A
Application number: JP2003059408A
Authority: JP
Inventors: Yoshihide Nakamura; 芳秀中村; Shigeji Yamashita; 茂治山下; Kazutoshi Fuchigami; 和利渕上
Original assignee: Fujitsu Telecom Networks Ltd
Current assignee: Fujitsu Telecom Networks Ltd
Priority date: 2003-03-06
Filing date: 2003-03-06
Publication date: 2004-09-30

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To prevent malfunction by noise components with a simple configuration regarding a current detection circuit in a switching power supply. <P>SOLUTION: A series circuit consisting of a first resistor Rs, a second resistor Rt or a zener diode having a smaller resistance as compared with that of the first resistor Rs, and a capacitor Cs is connected in parallel with the secondary winding of a choke coil L for smoothing or a transformer. A voltage Vcs at both the ends of the series circuit of the second resistor Rt or the zener diode, and the capacitor Cs is inputted to a differential amplifier 4 in a switching control section 3 as a current detection voltage having the same phase as a current I flowing to the secondary winding of the smoothing choke coil L or the transformer to control a switching transistor Q in comparison with an error component Ve of an output voltage Vout. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
本発明は、スイッチング電源装置の平滑回路の平滑用チョークコイルの抵抗成分を利用して、平滑用チョークコイルに流れる電流と同一位相で検出する電流検出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図７は従来のスイッチング電源装置の一例を示し、１は整流回路等を含む直流電源、２は電流検出部、３はスイッチング制御部、４は電流検出用の差動増幅器、５は誤差増幅器、６は比較器、７はクロック発生部、８はラッチ回路、Ｑはスイッチングトランジスタ、Ｄはダイオード、Ｌは平滑用チョークコイル、Ｃは平滑用コンデンサ、Ｒは抵抗又は負荷、Ｒｓは抵抗、Ｃｓはコンデンサを示す。又Ｖｏｕｔは出力電圧、Ｖｒは基準電圧、Ｖｅは誤差電圧、Ｉは平滑用チョークコイルＬに流れる電流を示す。
【０００３】
スイッチングトランジスタＱをオンとすると、直流電源１からの電流が電流検出部２の平滑用チョークコイルＬを介して平滑用コンデンサＣ及び抵抗Ｒに流れる。その時の出力電圧Ｖｏｕｔをスイッチング制御部３の誤差増幅器５に入力し、所定値に設定した基準電圧Ｖｒと比較し、その差分を誤差電圧Ｖｅとして比較器６に入力する。
【０００４】
又スイッチングトランジスタＱをオフとすると、平滑用チョークコイルＬに蓄積されたエネルギによりダイオードＤを介して電流が流れる。従って、平滑用チョークコイルＬには、スイッチングトランジスタＱのオン，オフ期間に対応した三角波状の電流Ｉが流れる。この電流Ｉにより平滑用チョークコイルＬのインピーダンスによる電圧降下が生じる。
【０００５】
この平滑用チョークコイルＬに流れる電流Ｉを検出する電流検出部２は、平滑用チョークコイルＬに、コンデンサＣｓと抵抗Ｒｓとの直列回路を並列に接続し、コンデンサＣｓの両端の電圧を差動増幅器４に入力し、平滑用チョークコイルＬに流れる電流と同一位相の検出電圧として比較器６に入力する構成を有し、この比較器６からの電流検出電圧が誤差電圧Ｖｅより高くなると、ハイレベルの信号を出力する。
【０００６】
又クロック発生部７からのクロック信号をラッチ回路８のセット端子に入力してセットし、比較器６の出力信号をラッチ回路８のリセット端子に入力してリセットし、ラッチ回路８の出力信号をスイッチングトランジスタＱのゲートにオン信号として入力し、平滑用チョークコイルＬに流れる電流Ｉのピーク値に相当する値が、基準電圧Ｖｒに対する出力電圧Ｖｏｕｔの誤差分に相当する値を超えると、スイッチングトランジスタＱをオフとする。従って、スイッチングトランジスタＱは、クロック信号の立上りでオンとなり、電流Ｉのピーク値が誤差電圧Ｖｅに相当する値となると、オフとなる。それによって、スイッチングトランジスタＱのオン，オフを制御して、出力電圧Ｖｏｕｔの安定化を図る。
【０００７】
又電流検出部２に於ける平滑用チョークコイルＬのインダクタンスをＬｆ、内部抵抗成分をＲｅ、電流Ｉによる平滑用チョークコイルＬの両端の電圧をＶとし、コンデンサＣｓの両端の電圧をＶｃｓとして、Ｓ＝２πｆ（ｆ＝周波数）とすると、
Ｖ＝（ＳＬｆ＋Ｒｅ）Ｉ …（１）
となる。そして、コンデンサＣｓの両端の電圧Ｖｃｓは、
Ｖｃｓ＝（１／ＳＣｓ）／｛Ｒｓ＋（１／ＳＣｓ）｝Ｖ …（２）
と表すことができる。そして、（１）式を（２）式に代入すると、

となる。従って、平滑用チョークコイルＬに流れる電流Ｉと、コンデンサＣｓの両端の電圧Ｖｃｓとの位相が等しくなる為には、
Ｌｆ／Ｒｅ＝ＣｓＲｓ …（４）
の条件に設定すれば良いことが判る。又電圧Ｖｃｓは、電流ＩのほぼＲｅ倍となる。即ち、電流検出用の抵抗を用いることなく、平滑用チョークコイルＬの低抵抗の内部抵抗成分Ｒｅを利用して、電流Ｉを検出することができる。
【０００８】
又前述の図７に示す構成と類似した各種の構成が既に提案されている（例えば、特許文献１及び特許文献２参照）。又電流検出部２のコンデンサＣｓと並列に抵抗を接続し、平滑用チョークコイルＬの両端の電圧を抵抗ＲｓとコンデンサＣｓに並列に接続した抵抗とにより分圧して、その分圧した電圧を平滑用チョークコイルＬに流れる電流の検出値とする構成も知られている（例えば、特許文献３参照）。
【０００９】
【特許文献１】
米国特許第５９８２１６０号明細書
【特許文献２】
米国特許第６１２７８１４号明細書
【特許文献３】
米国特許第５８７７６１１号明細書
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
従来の図７に示す電流検出部２に於ける誤差電圧Ｖｅと、コンデンサＣｓの端子電圧Ｖｃｓと、平滑用チョークコイルＬに流れる電流Ｉと、ダイオードＤのアノード・カソード間に印加される電圧Ｖｃｓとの関係は、例えば、図８に示すものとなる。即ち、スイッチングトランジスタＱがオンとなると、ダイオードＤのアノード・カソード間には電圧Ｖｄｓが印加され、又平滑用チョークコイルＬを介してコンデンサＣと抵抗Ｒとに流れる電流Ｉは、平滑用チョークコイルＬのリアクタンスに従って上昇する。又スイッチングトランジスタＱがオフとなると、平滑用チョークコイルＬに蓄積されたエネルギによる電流が継続して流れるように、ダイオードＤには順方向の電圧が印加され、アノード・カソード間の電圧はほぼ零となり、又平滑用チョークコイルＬに流れる電流Ｉは下降する。
【００１１】
又コンデンサＣｓの両端の電圧Ｖｃｓは、平滑用チョークコイルＬに流れる電流Ｉの上昇過程では、抵抗Ｒｓを介して充電されて、電流Ｉに対応して上昇する。又平滑用チョークコイルＬに流れる電流Ｉの下降過程では、コンデンサＣｓの充電電圧により抵抗Ｒｓを介して放電する状態となり、電圧Ｖｃｓは、電流Ｉの下降に対応して下降する。
【００１２】
スイッチングトランジスタＱをオンとするタイミングは、クロック発生部７からのクロック信号の立上りタイミングとすることができ、スイッチングトランジスタＱをオフとするタイミングは、コンデンサＣｓの両端の電圧Ｖｃｓが誤差電圧Ｖｅとなった時とするもので、その時に、平滑用チョークコイルＬに流れる電流Ｉにはノイズ成分が含まれることが多い。その為に、コンデンサＣｓの両端の電圧Ｖｃｓにも、電流Ｉのノイズ成分に対応したノイズ成分が含まれることになる。この電圧Ｖｃｓのノイズ成分の為に、誤差電圧Ｖｅとの比較一致のタイミングが変動する。それにより、スイッチングトランジスタＱをオフとするタイミングが変動し、ダイオードＤに印加される電圧Ｖｄｓも点線で示すように変動するから、出力電圧Ｖｏｕｔを安定に維持することが困難となる問題がある。
【００１３】
本発明は、平滑用チョークコイルに流れる電流を検出する時に、その電流に含まれるノイズ成分の影響を除去することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明の電流検出回路は、図１を参照して説明すると、スイッチング電源装置に於ける電流検出回路であって、平滑用チョークコイルＬに並列に、第１の抵抗Ｒｓと、この第１の抵抗Ｒｓの抵抗値に比較して小さい抵抗値の第２の抵抗Ｒｔと、コンデンサＣｓとの直列回路を接続し、第２の抵抗ＲｔとコンデンサＣｓとの直列回路の両端の電圧Ｖｃｓを、平滑チョークコイルＬに流れる電流Ｉと同一位相の電流検出電圧とする構成を備えている。
【００１５】
又スイッチング電源装置に於ける電流検出回路に於いて、フライバックコンバータのトランスの二次巻線に並列に、第１の抵抗Ｒｓと、この第１の抵抗Ｒｓの抵抗値に比較して小さい抵抗値の第２の抵抗Ｒｔと、コンデンサＣｓとの直列回路を接続し、第２の抵抗ＲｔとコンデンサＣｓとの直列回路の両端の電圧Ｖｃｓを、トランスの二次巻線に流れる電流と同一位相の電流検出電圧とする構成を備えている。
【００１６】
又コンデンサＣｓと直列に接続した第２の抵抗Ｒｔの代わりにツェナーダイオードを接続し、コンデンサとツェナーダイオードとの直列回路の両端の電圧を電流検出電圧とする構成を備えることができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の実施の形態の説明図であり、図７と同一符号は同一機能部分を示し、抵抗Ｒｓを第１の抵抗とし、この第１の抵抗Ｒｓに直列に第２の抵抗ＲｔとコンデンサＣｓとを接続する。そして、この第２の抵抗ＲｔとコンデンサＣｓとの直列回路の両端の電圧Ｖｃｓを、平滑用チョークコイルＬに流れる電流Ｉの検出値とするものである。この場合、第２の抵抗Ｒｔと第１の抵抗Ｒｓとの抵抗値については、Ｒｔ≪Ｒｓの関係とする。又Ｉは平滑用チョークコイルＬに流れる電流、Ｖｔは第２の抵抗Ｒｔによる電圧、ＶｃはコンデンサＣｓの両端の電圧を示す。
【００１８】
スイッチング制御部３によりスイッチングトランジスタＱのオン，オフを制御し、直流電源１からスイッチングトランジスタＱを介して流れる電流を、平滑用チョークコイルＬと平滑用コンデンサＣとを含む平滑回路を介して抵抗Ｒ又は負荷に出力電圧Ｖｏｕｔとして印加する。その時に平滑用チョークコイルＬに流れる電流Ｉを、平滑用チョークコイルＬのインピーダンスによる電圧降下として検出するもので、その為の電流検出部２は、平滑用チョークコイルＬと並列に、第１の抵抗Ｒｓと第２の抵抗ＲｔとコンデンサＣｓとの直列回路を接続し、第２の抵抗ＲｔとコンデンサＣｓとの直列回路の両端の電圧Ｖｃｓを、電流Ｉの検出電圧として、スイッチング制御部３の差動増幅器４に入力する。この差動増幅器４は、電流検出部２側に設けた構成とすることも可能である。即ち、この実施の形態の電流検出回路としては、電流検出部２の構成と差動増幅器４等を含む構成とすることができる。
【００１９】
又電流Ｉと同一の位相の電圧Ｖｃｓとする為には、Ｌｆ／Ｒｅ＝Ｃｓ（Ｒｔ＋Ｒｓ）の条件が成立すれば良いもので、Ｒｔ≪Ｒｓとするものであるから、位相関係について第２の抵抗Ｒｔを無視できるものとなり、前述の（４）式と同様のＬｆ／Ｒｅ＝ＣｓＲｓの関係が得られる。即ち、電流Ｉと同一位相の電圧Ｖｃｓとして検出することができる。又第２の抵抗Ｒｔによる電圧Ｖｔは、Ｖｔ＝ＳＣｓＲｅＩＲｔとなる。
【００２０】
又電流検出部２に於いて、例えば、平滑用チョークコイルＬのインダクタンスＬｆ＝０．７μＨ、内部抵抗成分Ｒｅ＝数ｍΩ、第１の抵抗Ｒｓ＝３９ｋΩ、第２の抵抗Ｒｔ＝１０Ω、コンデンサＣｓ＝０．０１μＦとすることができる。即ち、第１の抵抗Ｒｓと第２の抵抗Ｒｔとの抵抗値については、Ｒｔ≪Ｒｓの関係とするものである。なお、本発明に於いては、前述の数値に限定されるものではなく、負荷に供給する電流の大きさに対応して、最適な値にそれぞれ設定することができる。
【００２１】
図２は本発明の実施の形態の動作説明図であり、Ｖｅは誤差増幅器５からの誤差電圧、Ｖｃｓは、コンデンサＣｓと第２の抵抗Ｒｔとの直列回路の両端の電圧、Ｉは平滑用チョークコイルＬに流れる電流、ＶｄｓはスイッチングトランジスタＱのオン，オフに対応してダイオードＤに印加される電圧をそれぞれ示し、又Ｖｔは第２の抵抗Ｒｔによる電圧降下分を示す。
【００２２】
前述のように、スイッチングトランジスタＱのオン期間に於いては、ダイオードＤのアノード・カソード間には逆極性の電圧Ｖｄｓが印加され、平滑用コイルＬに流れる電流Ｉは上昇過程となり、平滑用チョークコイルＬのインピーダンスによる電圧降下分に対応してコンデンサＣｓに対して第１，第２の抵抗Ｒｓ，Ｒｔを介して充電することになり、コンデンサＣｓと第２の抵抗Ｒｔとの直列回路の両端の電圧Ｖｃｓは上昇する。この電圧Ｖｃｓが誤差電圧Ｖｅと等しくなると、スイッチングトランジスタＱをオフとする。それにより、ダイオードＤには順方向の電圧が印加されるから、そのダイオードＤのアノード・カソード間に印加される電圧Ｖｄｓは零となる。又平滑用チョークコイルＬを介して流れる電流Ｉは下降を開始する。
【００２３】
電流Ｉの下降に従って平滑用チョークコイルＬの両端の電圧も下降するから、コンデンサＣｓの充電電荷を抵抗Ｒｔ，Ｒｓを介して放電することになり、電圧Ｖｃｓは下降する。その時、抵抗Ｒｔによる電圧Ｖｔの極性とコンデンサＣｓの電圧Ｖｃとの極性が反転することにより、電圧Ｖｃｓは電圧Ｖｔ分による下降となる。なお、第２の抵抗Ｒｔを接続しない場合は、電圧Ｖｃｓは、点線で示すように下降することになる。
【００２４】
従って、ノイズ成分による影響を除いて、平滑用チョークコイルＬに流れる電流Ｉのピーク値が誤差電圧Ｖｅと等しくなる時点を正確に検出して、スイッチングトランジスタＱのオフ制御が可能となり、出力電圧Ｖｏｕｔを安定化して負荷に供給することができる。
【００２５】
前述の実施の形態は、第１の抵抗Ｒｓに比較して非常に小さい抵抗値の第２の抵抗ＲｔをコンデンサＣｓと直列に接続し、この第２の抵抗ＲｔとコンデンサＣｓとの両端の電圧Ｖｃｓを、平滑用チョークコイルＬに流れる電流Ｉの検出電圧とするものであるが、この第２の抵抗Ｒｔをツェナーダイオードとすることができる。即ち、図３に示すように、平滑用チョークコイルＬと並列に、第１の抵抗Ｒｓと、ツェナーダイオードＺＤと、コンデンサＣｓとの直列回路を接続し、ツェナーダイオードＺＤとコンデンサＣｓとの直列回路の両端の電圧Ｖｃｓを、平滑用チョークコイルＬに流れる電流Ｉの検出電圧とするものである。
【００２６】
スイッチングトランジスタＱ（図１参照）がオンとなって、平滑用チョークコイルＬに流れる電流Ｉが上昇過程の場合の電流検出電圧Ｖｃｓは、ツェナーダイオードＺＤのツェナー電圧とコンデンサＣｓの端子電圧との和に相当した値となる。又スイッチングトランジスタＱがオフとなって、平滑用チョークコイルＬに流れる電流Ｉが下降過程の場合、コンデンサＣｓの充電電荷がツェナーダイオードＺＤの順方向に放電されるから、電流検出電圧Ｖｃｓは、ほぼコンデンサＣｓの端子電圧となり、ツェナーダイオードＺＤのツェナー電圧が図１に於ける第２の抵抗Ｒｔによる電圧Ｖｔと同様にして、電流検出電圧Ｖｃｓを急激に低下させて、ノイズ成分による誤動作を回避することができる。
【００２７】
本発明の電流検出回路は、各種の構成のスイッチング電源装置の電流測定回路として適用することができるものであり、図４は、昇圧型コンバータに、図１に於ける電流検出部２を設けた場合を示す。図４に於いて、図１と同一符号は同一機能部分を示し、Ｑ１はスイッチングトランジスタ、Ｄ１はダイオード、Ｃ１は平滑用コンデンサ、Ｒ１は抵抗又は負荷を示す。
【００２８】
電流検出部２は、平滑用チョークコイルＬと並列に、第１，第２の抵抗Ｒｓ，ＲｔとコンデンサＣｓとの直列回路を接続し、第２の抵抗ＲｔとコンデンサＣｓとの直列回路の両端の電圧Ｖｃｓを、平滑用チョークコイルＬに流れる電流を検出した検出電圧として、スイッチング制御部３に入力し、誤差電圧との比較等に基づいて、スイッチングトランジスタＱ１のオン，オフ制御を行う。
【００２９】
又図５は、本発明を適用したフォワードコンバータを示し、図１と同一符号は同一機能部分を示し、Ｔはトランス、Ｑ２はスイッチングトランジスタ、Ｄ２，Ｄ３はダイオードを示す。スイッチングトランジスタＱ２は、トランスＴの一次巻線を介して電源１と接続され、スイッチング制御部３によりオン，オフが制御される。
【００３０】
このスイッチングトランジスタＱ２のオン，オフに対応してトランスＴの二次巻線に誘起した電圧をダイオードＤ２を介して電流検出部２の平滑用チョークコイルＬと平滑用コンデンサＣとに印加し、平滑用チョークコイルＬに流れる電流を、第２の抵抗ＲｔとコンデンサＣｓとの両端の電圧として検出して、スイッチング制御部３に入力する。このスイッチング制御部３は、平滑用チョークコイルＬに流れる電流のピーク値が誤差電圧に達すると、スイッチングトランジスタＱ２をオフとする。それにより、トランスＴの二次巻線の誘起電圧の極性は反転し、平滑用チョークコイルＬの蓄積エネルギによる電流がダイオードＤ３を介して流れる。この場合も、ノイズ成分による影響を、第２の抵抗Ｒｔによる電圧降下を利用して回避することができる。
【００３１】
図６は、本発明を適用したフライバックコンバータの説明図であり、図１と同一符号は同一機能部分を示し、Ｑ３はスイッチングトランジスタ、Ｄ４はダイオードを示す。この実施の形態は、トランスＴの二次巻線に、電流検出部２を接続し、この二次巻線に流れる電流と同一位相の電圧として、コンデンサＣｓと第２の抵抗Ｒｔとの直列回路の両端の電圧を用いるもので、前述の平滑用チョークコイルＬに流れる電流を検出する場合と同様に、電流検出用の抵抗を接続することなく、電流検出を行うことができる。又スイッチング制御部３は、この電流検出電圧と出力電圧とを入力して、スイッチングトランジスタＱ３のオン，オフを制御する。
【００３２】
又図４，図５及び図６に於ける電流検出部２の第２の抵抗Ｒｔを、図３に示すように、ツェナーダイオードＺＤと置き換えた構成とすることができる。又本発明は、前述の各実施の形態のみに限定されるものではなく、種々付加変更することが可能である。
【００３３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は、平滑用チョークコイルＬ又はトランスの二次巻線に並列に、第１の抵抗Ｒｓと、この第１の抵抗Ｒｓの抵抗値に比較して小さい抵抗値の第２の抵抗Ｒｔ或いはツェナーダイオードＺＤと、コンデンサＣｓとの直列回路を接続し、第２の抵抗Ｒｔ或いはツェナーダイオードＺＤとコンデンサＣｓとの直列回路の両端の電圧Ｖｃｓを、平滑チョークコイルＬ又はトランスの二次巻線に流れる電流Ｉと同一位相の電流検出電圧とするものであり、平滑用チョークコイル又はトランスの二次巻線の内部抵抗成分を利用するものであるから、電流検出用の抵抗を接続する必要がなく、簡単な構成となる利点がある。又スイッチング電源装置としてノイズ成分を含む電流が流れた場合でも、コンデンサＣｓに第２の抵抗Ｒｔ又はツェナーダイオードＺＤを接続する簡単な構成により、電流検出電圧に対応してスイッチングトランジスタのオン，オフ制御に於けるノイズ成分による誤動作を防止することができる利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態の説明図である。
【図２】本発明の実施の形態の動作説明図である。
【図３】本発明の他の実施の形態の要部説明図である。
【図４】本発明を適用した昇圧型コンバータの説明図である。
【図５】本発明を適用したフォワードコンバータの説明図である。
【図６】本発明を適用したフライバックコンバータの説明図である。
【図７】従来のスイッチング電源装置の説明図である。
【図８】従来の動作説明図である。
【符号の説明】
１直流電源
２電流検出部
３スイッチング制御部
４差動増幅器
５誤差増幅器
６比較器
７クロック発生部
８ラッチ回路
Ｑスイッチングトランジスタ
Ｄダイオード
Ｌ平滑用チョークコイル
Ｃ平滑用コンデンサ
Ｒｓ第１の抵抗
Ｒｔ第２の抵抗
Ｃｓコンデンサ
Ｖｃｓ電流検出電圧[0001]
The present invention relates to a current detection circuit that detects a current flowing through a smoothing choke coil in the same phase by using a resistance component of the smoothing choke coil of the smoothing circuit of the switching power supply device.
[0002]
[Prior art]
FIG. 7 shows an example of a conventional switching power supply device, 1 is a DC power supply including a rectifier circuit and the like, 2 is a current detection unit, 3 is a switching control unit, 4 is a differential amplifier for current detection, 5 is an error amplifier, 6 is a comparator, 7 is a clock generator, 8 is a latch circuit, Q is a switching transistor, D is a diode, L is a smoothing choke coil, C is a smoothing capacitor, R is a resistor or load, Rs is a resistor, and Cs is a resistor. Shows a capacitor. Vout denotes an output voltage, Vr denotes a reference voltage, Ve denotes an error voltage, and I denotes a current flowing through the smoothing choke coil L.
[0003]
When the switching transistor Q is turned on, a current from the DC power supply 1 flows through the smoothing choke coil L of the current detecting unit 2 to the smoothing capacitor C and the resistor R. The output voltage Vout at that time is input to the error amplifier 5 of the switching control unit 3, compared with a reference voltage Vr set to a predetermined value, and the difference is input to the comparator 6 as an error voltage Ve.
[0004]
When the switching transistor Q is turned off, a current flows through the diode D due to the energy stored in the smoothing choke coil L. Therefore, a triangular-wave current I corresponding to the ON and OFF periods of the switching transistor Q flows through the smoothing choke coil L. This current I causes a voltage drop due to the impedance of the smoothing choke coil L.
[0005]
A current detecting unit 2 for detecting a current I flowing through the smoothing choke coil L connects a series circuit of a capacitor Cs and a resistor Rs in parallel to the smoothing choke coil L, and differentially detects the voltage across the capacitor Cs. It has a configuration in which it is input to the amplifier 4 and input to the comparator 6 as a detection voltage having the same phase as the current flowing through the smoothing choke coil L. When the current detection voltage from the comparator 6 becomes higher than the error voltage Ve, Outputs a level signal.
[0006]
Also, the clock signal from the clock generator 7 is input to the set terminal of the latch circuit 8 to be set, the output signal of the comparator 6 is input to the reset terminal of the latch circuit 8 to reset, and the output signal of the latch circuit 8 is reset. When the value corresponding to the peak value of the current I flowing through the smoothing choke coil L exceeds the value corresponding to the error of the output voltage Vout with respect to the reference voltage Vr, the switching transistor is input to the gate of the switching transistor Q as an ON signal. Q is turned off. Therefore, the switching transistor Q is turned on at the rise of the clock signal, and is turned off when the peak value of the current I reaches a value corresponding to the error voltage Ve. As a result, on / off of the switching transistor Q is controlled to stabilize the output voltage Vout.
[0007]
Further, the inductance of the smoothing choke coil L in the current detecting unit 2 is Lf, the internal resistance component is Re, the voltage across the smoothing choke coil L due to the current I is V, and the voltage across the capacitor Cs is Vcs. If S = 2πf (f = frequency),
V = (SLf + Re) I (1)
It becomes. The voltage Vcs across the capacitor Cs is
Vcs = (1 / SCs) / {Rs + (1 / SCs)} V (2)
It can be expressed as. Then, substituting equation (1) into equation (2),

It becomes. Therefore, in order for the phase of the current I flowing through the smoothing choke coil L to be equal to the voltage Vcs across the capacitor Cs,
Lf / Re = CsRs (4)
It can be seen that the condition should be set as follows. Further, the voltage Vcs is approximately Re times the current I. That is, the current I can be detected by using the low-resistance internal resistance component Re of the smoothing choke coil L without using a current detection resistor.
[0008]
Various configurations similar to the configuration shown in FIG. 7 have already been proposed (for example, see Patent Documents 1 and 2). Also, a resistor is connected in parallel with the capacitor Cs of the current detecting unit 2, and the voltage across the smoothing choke coil L is divided by the resistor Rs and the resistor connected in parallel with the capacitor Cs, and the divided voltage is smoothed. There is also known a configuration in which a detected value of a current flowing through the choke coil L is used (for example, see Patent Document 3).
[0009]
[Patent Document 1]
US Pat. No. 5,982,160 [Patent Document 2]
US Pat. No. 6,127,814 [Patent Document 3]
US Pat. No. 5,877,611.
[Problems to be solved by the invention]
The error voltage Ve in the conventional current detector 2 shown in FIG. 7, the terminal voltage Vcs of the capacitor Cs, the current I flowing through the smoothing choke coil L, and the voltage Vcs applied between the anode and cathode of the diode D Is, for example, as shown in FIG. That is, when the switching transistor Q is turned on, the voltage Vds is applied between the anode and the cathode of the diode D, and the current I flowing through the capacitor C and the resistor R via the smoothing choke coil L becomes equal to the smoothing choke coil. It rises according to the reactance of L. When the switching transistor Q is turned off, a forward voltage is applied to the diode D, and the voltage between the anode and the cathode is substantially zero so that the current due to the energy stored in the smoothing choke coil L flows continuously. And the current I flowing through the smoothing choke coil L decreases.
[0011]
Further, the voltage Vcs across the capacitor Cs is charged via the resistor Rs and rises in response to the current I in the process of increasing the current I flowing through the smoothing choke coil L. In the course of the fall of the current I flowing through the smoothing choke coil L, the capacitor Cs is discharged through the resistor Rs by the charging voltage, and the voltage Vcs falls in response to the fall of the current I.
[0012]
The timing at which the switching transistor Q is turned on can be the rising timing of the clock signal from the clock generation unit 7, and the timing at which the switching transistor Q is turned off is when the voltage Vcs across the capacitor Cs becomes the error voltage Ve. At that time, the current I flowing through the smoothing choke coil L often includes a noise component. Therefore, the voltage Vcs across the capacitor Cs also includes a noise component corresponding to the noise component of the current I. Due to the noise component of the voltage Vcs, the timing of comparison and matching with the error voltage Ve fluctuates. As a result, the timing at which the switching transistor Q is turned off varies, and the voltage Vds applied to the diode D also varies as shown by the dotted line, which causes a problem that it is difficult to maintain the output voltage Vout stably.
[0013]
An object of the present invention is to remove the influence of a noise component included in a current flowing through a smoothing choke coil when the current is detected.
[0014]
[Means for Solving the Problems]
The current detection circuit according to the present invention, which will be described with reference to FIG. 1, is a current detection circuit in a switching power supply device, and includes a first resistor Rs, A series circuit of a second resistor Rt having a smaller resistance value than the resistance value of the resistor Rs and a capacitor Cs is connected, and the voltage Vcs across the series circuit of the second resistor Rt and the capacitor Cs is smoothed. A configuration is provided in which a current detection voltage having the same phase as the current I flowing through the choke coil L is used.
[0015]
In the current detection circuit of the switching power supply, a first resistor Rs and a resistor smaller than the resistance of the first resistor Rs are connected in parallel with the secondary winding of the transformer of the flyback converter. Is connected to a series circuit of a second resistor Rt having a value and a capacitor Cs. The voltage Vcs across the series circuit of the second resistor Rt and the capacitor Cs has the same phase as the current flowing through the secondary winding of the transformer. Of the current detection voltage.
[0016]
Further, a configuration may be provided in which a zener diode is connected instead of the second resistor Rt connected in series with the capacitor Cs, and the voltage across the series circuit of the capacitor and the zener diode is used as the current detection voltage.
[0017]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
FIG. 1 is an explanatory view of an embodiment of the present invention. The same reference numerals as those in FIG. 7 denote the same functional parts, a resistor Rs is a first resistor, and a second resistor Rt is connected in series with the first resistor Rs. And the capacitor Cs. Then, the voltage Vcs across the series circuit of the second resistor Rt and the capacitor Cs is used as a detection value of the current I flowing through the smoothing choke coil L. In this case, the resistance values of the second resistor Rt and the first resistor Rs have a relationship of Rt≪Rs. Further, I is a current flowing through the smoothing choke coil L, Vt is a voltage generated by the second resistor Rt, and Vc is a voltage across the capacitor Cs.
[0018]
The switching control unit 3 controls on / off of the switching transistor Q, and the current flowing from the DC power supply 1 via the switching transistor Q is supplied to the resistor R via a smoothing circuit including a smoothing choke coil L and a smoothing capacitor C. Alternatively, the voltage is applied to the load as the output voltage Vout. At this time, the current I flowing through the smoothing choke coil L is detected as a voltage drop due to the impedance of the smoothing choke coil L. A series circuit of a resistor Rs, a second resistor Rt, and a capacitor Cs is connected, and the voltage Vcs across the series circuit of the second resistor Rt and the capacitor Cs is used as a detection voltage of the current I, and the switching control unit 3 Input to the differential amplifier 4. The differential amplifier 4 can be configured to be provided on the current detection unit 2 side. That is, the current detection circuit of this embodiment can have a configuration including the configuration of the current detection unit 2 and the differential amplifier 4 and the like.
[0019]
Further, in order to make the voltage Vcs of the same phase as the current I, the condition of Lf / Re = Cs (Rt + Rs) only needs to be satisfied, and since Rt≪Rs, the second phase relationship is set. The resistance Rt can be neglected, and the same relationship of Lf / Re = CsRs as in the above equation (4) is obtained. That is, it can be detected as the voltage Vcs having the same phase as the current I. The voltage Vt by the second resistor Rt is Vt = SCsReIRt.
[0020]
In the current detecting section 2, for example, the inductance Lf of the smoothing choke coil L = 0.7 μH, the internal resistance component Re = several mΩ, the first resistance Rs = 39 kΩ, the second resistance Rt = 10Ω, and the capacitor Cs = 0.01 μF. That is, the resistance values of the first resistor Rs and the second resistor Rt have a relationship of Rt≪Rs. In the present invention, the present invention is not limited to the above numerical values, but can be set to optimal values according to the magnitude of the current supplied to the load.
[0021]
FIG. 2 is a diagram for explaining the operation of the embodiment of the present invention, where Ve is the error voltage from the error amplifier 5, Vcs is the voltage across the series circuit of the capacitor Cs and the second resistor Rt, and I is the smoothing voltage. A current flowing through the choke coil L, Vds indicates a voltage applied to the diode D in accordance with the on / off of the switching transistor Q, and Vt indicates a voltage drop due to the second resistor Rt.
[0022]
As described above, during the ON period of the switching transistor Q, the voltage Vds of the opposite polarity is applied between the anode and the cathode of the diode D, and the current I flowing through the smoothing coil L is in a rising process, and the smoothing choke is performed. The capacitor Cs is charged via the first and second resistors Rs and Rt in accordance with the voltage drop due to the impedance of the coil L, and both ends of the series circuit of the capacitor Cs and the second resistor Rt Voltage Vcs rises. When the voltage Vcs becomes equal to the error voltage Ve, the switching transistor Q is turned off. Thus, a forward voltage is applied to the diode D, and the voltage Vds applied between the anode and the cathode of the diode D becomes zero. The current I flowing through the smoothing choke coil L starts to decrease.
[0023]
Since the voltage across the smoothing choke coil L also decreases as the current I decreases, the charge of the capacitor Cs is discharged through the resistors Rt and Rs, and the voltage Vcs decreases. At this time, the polarity of the voltage Vt by the resistor Rt and the polarity of the voltage Vc of the capacitor Cs are inverted, so that the voltage Vcs decreases by the voltage Vt. When the second resistor Rt is not connected, the voltage Vcs falls as shown by a dotted line.
[0024]
Therefore, the time when the peak value of the current I flowing through the smoothing choke coil L becomes equal to the error voltage Ve is accurately detected, excluding the influence of the noise component, and the off control of the switching transistor Q becomes possible, so that the output voltage Vout Can be stabilized and supplied to the load.
[0025]
In the above-described embodiment, the second resistor Rt having a very small resistance value compared to the first resistor Rs is connected in series with the capacitor Cs, and the voltage between both ends of the second resistor Rt and the capacitor Cs is set. Vcs is used as the detection voltage of the current I flowing through the smoothing choke coil L, but the second resistor Rt can be a Zener diode. That is, as shown in FIG. 3, a series circuit of a first resistor Rs, a Zener diode ZD, and a capacitor Cs is connected in parallel with the smoothing choke coil L, and a series circuit of the Zener diode ZD and the capacitor Cs is connected. Is used as the detection voltage of the current I flowing through the smoothing choke coil L.
[0026]
When the switching transistor Q (see FIG. 1) is turned on and the current I flowing through the smoothing choke coil L is in the process of rising, the current detection voltage Vcs is the sum of the Zener voltage of the Zener diode ZD and the terminal voltage of the capacitor Cs. Is obtained. When the switching transistor Q is turned off and the current I flowing through the smoothing choke coil L is in the process of falling, the charge of the capacitor Cs is discharged in the forward direction of the Zener diode ZD. The voltage becomes the terminal voltage of the capacitor Cs, and the Zener voltage of the Zener diode ZD is reduced in the same manner as the voltage Vt by the second resistor Rt in FIG. 1, so that the current detection voltage Vcs is sharply reduced to avoid malfunction due to noise components. be able to.
[0027]
The current detection circuit of the present invention can be applied as a current measurement circuit of a switching power supply device having various configurations. FIG. 4 shows a step-up converter in which the current detection unit 2 in FIG. 1 is provided. Show the case. In FIG. 4, the same reference numerals as those in FIG. 1 indicate the same functional parts, Q1 is a switching transistor, D1 is a diode, C1 is a smoothing capacitor, and R1 is a resistor or a load.
[0028]
The current detector 2 connects a series circuit of the first and second resistors Rs and Rt and the capacitor Cs in parallel with the smoothing choke coil L, and both ends of the series circuit of the second resistor Rt and the capacitor Cs. Is input to the switching control unit 3 as a detection voltage obtained by detecting a current flowing through the smoothing choke coil L, and ON / OFF control of the switching transistor Q1 is performed based on comparison with an error voltage and the like.
[0029]
FIG. 5 shows a forward converter to which the present invention is applied. The same reference numerals as in FIG. 1 denote the same functional parts, T denotes a transformer, Q2 denotes a switching transistor, and D2 and D3 denote diodes. The switching transistor Q2 is connected to the power supply 1 via the primary winding of the transformer T, and is turned on and off by the switching control unit 3.
[0030]
The voltage induced in the secondary winding of the transformer T in response to the on / off of the switching transistor Q2 is applied to the smoothing choke coil L and the smoothing capacitor C of the current detecting unit 2 via the diode D2, and the smoothing is performed. The current flowing through the choke coil L is detected as a voltage between both ends of the second resistor Rt and the capacitor Cs, and is input to the switching control unit 3. When the peak value of the current flowing through the smoothing choke coil L reaches the error voltage, the switching control unit 3 turns off the switching transistor Q2. As a result, the polarity of the induced voltage in the secondary winding of the transformer T is inverted, and the current due to the energy stored in the smoothing choke coil L flows through the diode D3. Also in this case, the influence of the noise component can be avoided by utilizing the voltage drop due to the second resistor Rt.
[0031]
FIG. 6 is an explanatory diagram of a flyback converter to which the present invention is applied. The same reference numerals as those in FIG. 1 indicate the same functional portions, Q3 indicates a switching transistor, and D4 indicates a diode. In this embodiment, a current detection unit 2 is connected to a secondary winding of a transformer T, and a voltage of the same phase as a current flowing through the secondary winding is set as a series circuit of a capacitor Cs and a second resistor Rt. As in the case of detecting the current flowing through the smoothing choke coil L, the current can be detected without connecting a current detecting resistor. The switching control unit 3 receives the current detection voltage and the output voltage and controls on / off of the switching transistor Q3.
[0032]
The second resistor Rt of the current detector 2 in FIGS. 4, 5 and 6 can be replaced with a Zener diode ZD as shown in FIG. Further, the present invention is not limited to only the above-described embodiments, and various additions and changes can be made.
[0033]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, in parallel with the smoothing choke coil L or the secondary winding of the transformer, the first resistor Rs and the resistor having a smaller resistance value compared to the resistance value of the first resistor Rs are provided. A series circuit of a second resistor Rt or zener diode ZD and a capacitor Cs is connected, and a voltage Vcs across the series circuit of the second resistor Rt or zener diode ZD and a capacitor Cs is supplied to a smoothing choke coil L or a transformer. And a current detection voltage having the same phase as the current I flowing through the secondary winding of the transformer, and utilizing the internal resistance component of the secondary winding of the smoothing choke coil or the transformer. There is an advantage that there is no need to connect the terminals and the configuration is simple. Even when a current including a noise component flows as a switching power supply, a simple configuration of connecting the second resistor Rt or the zener diode ZD to the capacitor Cs enables the on / off control of the switching transistor in accordance with the current detection voltage. There is an advantage that a malfunction due to a noise component can be prevented.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an explanatory diagram of an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an operation explanatory diagram of the embodiment of the present invention.
FIG. 3 is an explanatory view of a main part of another embodiment of the present invention.
FIG. 4 is an explanatory diagram of a boost converter to which the present invention is applied.
FIG. 5 is an explanatory diagram of a forward converter to which the present invention is applied.
FIG. 6 is an explanatory diagram of a flyback converter to which the present invention is applied.
FIG. 7 is an explanatory diagram of a conventional switching power supply device.
FIG. 8 is an explanatory diagram of a conventional operation.
[Explanation of symbols]
Reference Signs List 1 DC power supply 2 Current detection unit 3 Switching control unit 4 Differential amplifier 5 Error amplifier 6 Comparator 7 Clock generation unit 8 Latch circuit Q Switching transistor D Diode L Smoothing choke coil C Smoothing capacitor Rs First resistor Rt Second Resistance Cs Capacitor Vcs Current detection voltage

Claims

In the current detection circuit in the switching power supply,
Connecting a series circuit of a first resistor, a second resistor having a resistance smaller than that of the first resistor, and a capacitor in parallel with the smoothing choke coil; A current detection circuit having a configuration in which a voltage at both ends of a series circuit including the capacitor and the capacitor is a current detection voltage having the same phase as a current flowing through the smoothing choke coil.

In the current detection circuit in the switching power supply,
A series circuit of a first resistor, a second resistor having a resistance smaller than the first resistor, and a capacitor is connected in parallel with the secondary winding of the transformer of the flyback converter. A current detection circuit having a configuration in which the voltage across the series circuit of the second resistor and the capacitor is a current detection voltage having the same phase as the current flowing through the secondary winding of the transformer. .

A structure in which a Zener diode is connected instead of the second resistor connected in series with the capacitor, and a voltage between both ends of a series circuit of the capacitor and the Zener diode is used as a current detection voltage. Item 3. The current detection circuit according to item 1 or 2.