JP2003243994A - 高周波電力増幅回路および無線通信用電子部品 - Google Patents
高周波電力増幅回路および無線通信用電子部品Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 出力のリニアリティが良好でしかも低出力時
における効率が良いオープンループ方式の送信が可能な
高周波電力増幅回路を実現する。 【解決手段】 出力レベルの制御信号に基づいて出力パ
ワーＦＥＴの電源電圧を制御することによって要求され
る出力レベルに応じたレベルの信号を出力させるように
したオープンループ方式の高周波電力増幅回路におい
て、出力レベルの制御信号に基づいて出力パワーＦＥＴ
の電源電圧を制御する電源制御回路（２２１）の出力電
圧に応じて出力パワーＦＥＴのゲートバイアス電圧を生
成するバイアス電圧生成回路（２２２）を設けるように
した。
における効率が良いオープンループ方式の送信が可能な
高周波電力増幅回路を実現する。 【解決手段】 出力レベルの制御信号に基づいて出力パ
ワーＦＥＴの電源電圧を制御することによって要求され
る出力レベルに応じたレベルの信号を出力させるように
したオープンループ方式の高周波電力増幅回路におい
て、出力レベルの制御信号に基づいて出力パワーＦＥＴ
の電源電圧を制御する電源制御回路（２２１）の出力電
圧に応じて出力パワーＦＥＴのゲートバイアス電圧を生
成するバイアス電圧生成回路（２２２）を設けるように
した。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、高周波電力増幅回
路およびこの高周波電力増幅回路を組み込んだ携帯電話
機等の無線通信装置に適用して有効な技術に関し、特に
高周波電力増幅回路を構成する出力パワーＦＥＴの電源
電圧を制御して出力電力を制御可能なオープンループ方
式の高周波電力増幅回路における高速化および低出力時
の効率を向上させる技術に関する。
路およびこの高周波電力増幅回路を組み込んだ携帯電話
機等の無線通信装置に適用して有効な技術に関し、特に
高周波電力増幅回路を構成する出力パワーＦＥＴの電源
電圧を制御して出力電力を制御可能なオープンループ方
式の高周波電力増幅回路における高速化および低出力時
の効率を向上させる技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】自動車電話機、携帯電話機等の無線通信
装置（移動体通信装置）の送信側出力部には、ＭＯＳＦ
ＥＴ（電界効果トランジスタ）やＧａＡｓ−ＭＥＳＦＥ
Ｔ等の半導体増幅素子を用いた高周波電力増幅回路（一
般には多段構成にされる）とそのバイアス回路を一体に
したモジュール（ＲＦパワーモジュールと呼ばれる）が
組み込まれている。
装置（移動体通信装置）の送信側出力部には、ＭＯＳＦ
ＥＴ（電界効果トランジスタ）やＧａＡｓ−ＭＥＳＦＥ
Ｔ等の半導体増幅素子を用いた高周波電力増幅回路（一
般には多段構成にされる）とそのバイアス回路を一体に
したモジュール（ＲＦパワーモジュールと呼ばれる）が
組み込まれている。
【０００３】ところで、一般に、携帯電話機では使用環
境に合わせて基地局からのパワーレベル指示情報によっ
て周囲環境に適応するように出力（送信パワー）を変え
て通話を行ない、他の携帯電話機との間で混信を生じさ
せないようシステムが構成されている。例えば北米の９
００ＭＨｚ帯の標準方式や欧州のＧＳＭ（Global Syste
m forMobile Communication）方式等のセルラ方式携帯
電話機における送信側出力段のＲＦパワーモジュール
は、出力のＤＣレベルを検出し通話に必要な出力電力と
なるように、出力パワー素子のゲートバイアス電圧を生
成するゲートバイアス回路にフィードバックをかけるＡ
ＰＣ（Automatic Power Control）回路が設けられてい
る（例えば特開２００−１５１３１０号）。このような
制御方式は一般にクローズドループ方式と呼ばれてい
る。
境に合わせて基地局からのパワーレベル指示情報によっ
て周囲環境に適応するように出力（送信パワー）を変え
て通話を行ない、他の携帯電話機との間で混信を生じさ
せないようシステムが構成されている。例えば北米の９
００ＭＨｚ帯の標準方式や欧州のＧＳＭ（Global Syste
m forMobile Communication）方式等のセルラ方式携帯
電話機における送信側出力段のＲＦパワーモジュール
は、出力のＤＣレベルを検出し通話に必要な出力電力と
なるように、出力パワー素子のゲートバイアス電圧を生
成するゲートバイアス回路にフィードバックをかけるＡ
ＰＣ（Automatic Power Control）回路が設けられてい
る（例えば特開２００−１５１３１０号）。このような
制御方式は一般にクローズドループ方式と呼ばれてい
る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記Ａ
ＰＣ回路による出力電力の制御方式は回路規模が大きく
なり実装密度を低下させるという問題点がある。そこ
で、要求出力レベルに対応した出力レベル指定信号に基
づいて出力パワーＦＥＴの電源電圧を制御することによ
って、要求される出力レベルに応じたレベルの信号を高
周波電力増幅回路から出力させるようにした方式があ
る。この方式は、オープンループ方式と呼ばれ、クロー
ズドループ方式に比べて回路規模を小さくできるという
利点がある。
ＰＣ回路による出力電力の制御方式は回路規模が大きく
なり実装密度を低下させるという問題点がある。そこ
で、要求出力レベルに対応した出力レベル指定信号に基
づいて出力パワーＦＥＴの電源電圧を制御することによ
って、要求される出力レベルに応じたレベルの信号を高
周波電力増幅回路から出力させるようにした方式があ
る。この方式は、オープンループ方式と呼ばれ、クロー
ズドループ方式に比べて回路規模を小さくできるという
利点がある。
【０００５】ところが、従来のオープンループ方式の高
周波電力増幅回路は、出力のリニアリティは良くても低
出力時における効率が悪いという課題があった。また、
出力レベルを指定する信号に対する応答速度が遅いとい
う課題もあることが分かった。特に、音声信号の通信は
搬送波の位相を送信データに応じて位相シフトするＧＭ
ＳＫ（Gaussian filtered Minimum Shift Keying）変調
方式で行ない、データ通信はＧＭＳＫ変調の位相シフト
にさらに振幅シフトを加えたＥＤＧＥ（Enhanced Data
Rates for GMS Evolution）変調方式で行なうようにし
た通信機に用いられる高周波電力増幅回路において、送
信信号の振幅情報に基づいて出力パワーＦＥＴの電源電
圧を変化させて振幅制御をかけようとすると、回路の応
答速度が充分でないことが明らかとなった。
周波電力増幅回路は、出力のリニアリティは良くても低
出力時における効率が悪いという課題があった。また、
出力レベルを指定する信号に対する応答速度が遅いとい
う課題もあることが分かった。特に、音声信号の通信は
搬送波の位相を送信データに応じて位相シフトするＧＭ
ＳＫ（Gaussian filtered Minimum Shift Keying）変調
方式で行ない、データ通信はＧＭＳＫ変調の位相シフト
にさらに振幅シフトを加えたＥＤＧＥ（Enhanced Data
Rates for GMS Evolution）変調方式で行なうようにし
た通信機に用いられる高周波電力増幅回路において、送
信信号の振幅情報に基づいて出力パワーＦＥＴの電源電
圧を変化させて振幅制御をかけようとすると、回路の応
答速度が充分でないことが明らかとなった。
【０００６】本発明の目的は、出力のリニアリティが良
好でしかも低出力時における効率が良いオープンループ
方式の送信が可能な高周波電力増幅回路を提供すること
にある。本発明の他の目的は、出力パワーＦＥＴの電源
電圧を制御することによって出力レベルを制御する場合
における制御信号に対する応答性に優れた高周波電力増
幅回路を提供することにある。本発明の他の目的は、搬
送波の位相を送信データに応じて位相シフトするＧＭＳ
Ｋ変調方式の他に、送信信号の振幅情報に基づいて出力
パワーＦＥＴの電源電圧を変化させて振幅制御をかける
ＥＤＧＥ変調方式による送信が可能な多機能の高周波電
力増幅回路を提供することにある。本発明のさらに他の
目的は、無線通信装置の通話時間および電池寿命を長く
できる高周波電力増幅回路を提供することにある。本発
明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴は、本明
細書の記述および添付図面からあきらかになるであろ
う。
好でしかも低出力時における効率が良いオープンループ
方式の送信が可能な高周波電力増幅回路を提供すること
にある。本発明の他の目的は、出力パワーＦＥＴの電源
電圧を制御することによって出力レベルを制御する場合
における制御信号に対する応答性に優れた高周波電力増
幅回路を提供することにある。本発明の他の目的は、搬
送波の位相を送信データに応じて位相シフトするＧＭＳ
Ｋ変調方式の他に、送信信号の振幅情報に基づいて出力
パワーＦＥＴの電源電圧を変化させて振幅制御をかける
ＥＤＧＥ変調方式による送信が可能な多機能の高周波電
力増幅回路を提供することにある。本発明のさらに他の
目的は、無線通信装置の通話時間および電池寿命を長く
できる高周波電力増幅回路を提供することにある。本発
明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴は、本明
細書の記述および添付図面からあきらかになるであろ
う。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本願において開示される
発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下
記のとおりである。すなわち、出力レベルを指定する信
号に基づいて出力パワーＦＥＴの電源電圧を制御するこ
とによって要求される出力レベルに応じたレベルの信号
を出力させるようにしたオープンループ方式の高周波電
力増幅回路において、出力レベルを指定する信号に基づ
いて出力パワーＦＥＴの電源電圧を制御する電源制御回
路の出力電圧に応じて出力パワーＦＥＴのゲートバイア
ス電圧を生成するバイアス電圧生成回路を設けるように
した。上記した手段によれば、出力のリニアリティを保
証しつつ低出力時における効率を向上させることができ
る高周波電力増幅回路が得られる。また、これによっ
て、比較的使用頻度の高い低出力での効率が向上される
ため、トータルの消費電流が減少し、この高周波電力増
幅回路を使用した携帯電話機等の無線通信装置において
は通話時間および電池寿命を長くすることができる。
発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下
記のとおりである。すなわち、出力レベルを指定する信
号に基づいて出力パワーＦＥＴの電源電圧を制御するこ
とによって要求される出力レベルに応じたレベルの信号
を出力させるようにしたオープンループ方式の高周波電
力増幅回路において、出力レベルを指定する信号に基づ
いて出力パワーＦＥＴの電源電圧を制御する電源制御回
路の出力電圧に応じて出力パワーＦＥＴのゲートバイア
ス電圧を生成するバイアス電圧生成回路を設けるように
した。上記した手段によれば、出力のリニアリティを保
証しつつ低出力時における効率を向上させることができ
る高周波電力増幅回路が得られる。また、これによっ
て、比較的使用頻度の高い低出力での効率が向上される
ため、トータルの消費電流が減少し、この高周波電力増
幅回路を使用した携帯電話機等の無線通信装置において
は通話時間および電池寿命を長くすることができる。
【０００８】また、望ましくは、出力レベルを指定する
信号に基づいて出力パワーＦＥＴの電源電圧を制御する
電源制御回路として、出力レベル指定する信号を増幅す
る演算増幅回路と該演算増幅回路の出力に基づいてゲー
トが制御されてドレインから出力パワーＦＥＴの電源電
圧を出力するＭＯＳＦＥＴとからなり該ＭＯＳＦＥＴの
ドレイン電圧を上記演算増幅回路にフィードバックさせ
ることで所望の電源電圧を発生するように構成された回
路を使用し、上記演算増幅回路と出力パワーＦＥＴの電
源電圧を出力する上記ＭＯＳＦＥＴのゲート端子との間
にバイポーラ・トランジスタを能動素子とするバッファ
回路を設ける。これによって、制御信号に対する応答性
が向上され、送信信号の振幅情報に基づいて出力パワー
ＦＥＴの電源電圧を変化させて振幅制御をかけるＥＤＧ
Ｅ変調方式による送信も可能な高周波電力増幅回路が得
られる。
信号に基づいて出力パワーＦＥＴの電源電圧を制御する
電源制御回路として、出力レベル指定する信号を増幅す
る演算増幅回路と該演算増幅回路の出力に基づいてゲー
トが制御されてドレインから出力パワーＦＥＴの電源電
圧を出力するＭＯＳＦＥＴとからなり該ＭＯＳＦＥＴの
ドレイン電圧を上記演算増幅回路にフィードバックさせ
ることで所望の電源電圧を発生するように構成された回
路を使用し、上記演算増幅回路と出力パワーＦＥＴの電
源電圧を出力する上記ＭＯＳＦＥＴのゲート端子との間
にバイポーラ・トランジスタを能動素子とするバッファ
回路を設ける。これによって、制御信号に対する応答性
が向上され、送信信号の振幅情報に基づいて出力パワー
ＦＥＴの電源電圧を変化させて振幅制御をかけるＥＤＧ
Ｅ変調方式による送信も可能な高周波電力増幅回路が得
られる。
【０００９】さらに、望ましくは、上記演算増幅回路と
出力パワーＦＥＴの電源電圧を出力するＭＯＳＦＥＴの
ゲート端子との間には、容量と抵抗が並列に接続された
ＣＲ回路などからなる位相補償回路を設ける。これによ
り、電源制御回路に位相余裕が生じ、出力の歪みを小さ
くすることができるようになる。
出力パワーＦＥＴの電源電圧を出力するＭＯＳＦＥＴの
ゲート端子との間には、容量と抵抗が並列に接続された
ＣＲ回路などからなる位相補償回路を設ける。これによ
り、電源制御回路に位相余裕が生じ、出力の歪みを小さ
くすることができるようになる。
【００１０】また、前記バイアス電圧生成回路から出力
されるバイアス電圧に代えて、要求される出力レベルに
応じたバイアス電圧を前記高周波電力増幅回路に供給可
能にするバイアス電圧切替え手段を設ける。これによ
り、前記高周波電力増幅回路にＥＤＧＥ変調方式による
位相変調された信号を入力させ、前記電源制御回路に前
記出力レベルを指定する信号の代わりに出力の振幅制御
情報信号を入力させる場合には、前記バイアス電圧生成
回路から出力されるバイアス電圧に代えて、要求される
出力レベルに応じたバイアス電圧を前記高周波電力増幅
回路に供給させることにより、ＥＤＧＥ変調方式による
送信が可能なシステムを構成できるとともに、そのよう
な送信の際に出力レベルに応じたバイアス電圧を前記高
周波電力増幅回路に供給して動作させることができるよ
うになる。
されるバイアス電圧に代えて、要求される出力レベルに
応じたバイアス電圧を前記高周波電力増幅回路に供給可
能にするバイアス電圧切替え手段を設ける。これによ
り、前記高周波電力増幅回路にＥＤＧＥ変調方式による
位相変調された信号を入力させ、前記電源制御回路に前
記出力レベルを指定する信号の代わりに出力の振幅制御
情報信号を入力させる場合には、前記バイアス電圧生成
回路から出力されるバイアス電圧に代えて、要求される
出力レベルに応じたバイアス電圧を前記高周波電力増幅
回路に供給させることにより、ＥＤＧＥ変調方式による
送信が可能なシステムを構成できるとともに、そのよう
な送信の際に出力レベルに応じたバイアス電圧を前記高
周波電力増幅回路に供給して動作させることができるよ
うになる。
【００１１】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を詳細に説明する。なお、本発明の実施の形態
を説明するための全図において、同一機能を有するもの
には同一符号を付けて説明する。図１は、本発明に係る
高周波電力増幅回路の実施例の概略構成を示す。図１に
おいて、２１０は高周波電力増幅回路、２２０は該高周
波電力増幅回路２１０の印加電圧を発生する動作電圧制
御回路である。上記高周波電力増幅回路２１０は３段の
増幅段２１１、２１２、２１３と、これらの増幅段にバ
イアス電圧Ｖｇ１，Ｖｇ２，Ｖｇ３を印加するバイアス
回路２１４とから構成されている。また、動作電圧制御
回路２２０は、高周波電力増幅回路２１０を構成する各
増幅段の出力パワーＦＥＴのドレイン端子に印加される
電源電圧Ｖｄｄ１を生成する電源制御回路２２１と、上
記バイアス回路２１４の制御電圧Ｖａｂｃを生成するバ
イアス電圧生成回路２２２とから構成されている。
施の形態を詳細に説明する。なお、本発明の実施の形態
を説明するための全図において、同一機能を有するもの
には同一符号を付けて説明する。図１は、本発明に係る
高周波電力増幅回路の実施例の概略構成を示す。図１に
おいて、２１０は高周波電力増幅回路、２２０は該高周
波電力増幅回路２１０の印加電圧を発生する動作電圧制
御回路である。上記高周波電力増幅回路２１０は３段の
増幅段２１１、２１２、２１３と、これらの増幅段にバ
イアス電圧Ｖｇ１，Ｖｇ２，Ｖｇ３を印加するバイアス
回路２１４とから構成されている。また、動作電圧制御
回路２２０は、高周波電力増幅回路２１０を構成する各
増幅段の出力パワーＦＥＴのドレイン端子に印加される
電源電圧Ｖｄｄ１を生成する電源制御回路２２１と、上
記バイアス回路２１４の制御電圧Ｖａｂｃを生成するバ
イアス電圧生成回路２２２とから構成されている。
【００１２】この実施例では、電源制御回路２２１は、
図示しないベースバンド回路から供給される出力レベル
を指定する出力レベル指定信号ＶPLに基づいて高周波電
力増幅回路２１０の出力パワーＦＥＴのドレイン端子に
印加する電源電圧Ｖｄｄ１を生成する。そして、バイア
ス電圧生成回路２２２は電源制御回路２２１で生成され
た電源電圧Ｖｄｄ１に基づいてバイアス電圧Ｖａｂｃを
生成するように構成されている。ベースバンド回路は、
例えば基地局との間の距離すなわち電波の強さに応じて
決定される出力レベルに基づいて出力レベル指定信号Ｖ
PLを生成する。
図示しないベースバンド回路から供給される出力レベル
を指定する出力レベル指定信号ＶPLに基づいて高周波電
力増幅回路２１０の出力パワーＦＥＴのドレイン端子に
印加する電源電圧Ｖｄｄ１を生成する。そして、バイア
ス電圧生成回路２２２は電源制御回路２２１で生成され
た電源電圧Ｖｄｄ１に基づいてバイアス電圧Ｖａｂｃを
生成するように構成されている。ベースバンド回路は、
例えば基地局との間の距離すなわち電波の強さに応じて
決定される出力レベルに基づいて出力レベル指定信号Ｖ
PLを生成する。
【００１３】さらに、この実施例では、ＧＭＳＫ変調方
式による送信の他にＥＤＧＥ変調方式による送信を可能
にするため、上記出力レベル指定信号ＶPLの代わりにコ
ンパレータ４３１から供給される送信データの振幅情報
に相当する信号ＬＤＯを上記電源制御回路２２１に入力
させるための切替えスイッチＳＷ１が設けられている。
このスイッチＳＷ１は、図示しない変復調用回路に設け
られ、例えば変調方式を指示するモード信号ＭＯＤＥに
よって切り替えが行なわれる。上記コンパレータ４３１
は、送信信号ＩＮを位相情報信号Ｐｉｎと振幅情報信号
Ｖｉｎとに分離する位相振幅分離回路４３２からの振幅
情報信号Ｖｉｎと、高周波電力増幅回路２１０の出力側
に設けられた出力レベル検出用のカップラ２４０からの
検出信号Ｖｄｔとを比較して電位差に応じた信号を出力
するように構成される。これによって、高周波電力増幅
回路２１０の出力レベルを振幅情報信号Ｖｉｎのレベル
に一致させるようなフィードバック制御が行なわれる。
尚、カップラ２４０の出力は、ミクサＭＩＸにより周波
数変換され、フィルタＦＬＴとアンプＡＭＰを介して、
上記検出信号Ｖdtとしてコンパレータ４３１に供給され
ている。
式による送信の他にＥＤＧＥ変調方式による送信を可能
にするため、上記出力レベル指定信号ＶPLの代わりにコ
ンパレータ４３１から供給される送信データの振幅情報
に相当する信号ＬＤＯを上記電源制御回路２２１に入力
させるための切替えスイッチＳＷ１が設けられている。
このスイッチＳＷ１は、図示しない変復調用回路に設け
られ、例えば変調方式を指示するモード信号ＭＯＤＥに
よって切り替えが行なわれる。上記コンパレータ４３１
は、送信信号ＩＮを位相情報信号Ｐｉｎと振幅情報信号
Ｖｉｎとに分離する位相振幅分離回路４３２からの振幅
情報信号Ｖｉｎと、高周波電力増幅回路２１０の出力側
に設けられた出力レベル検出用のカップラ２４０からの
検出信号Ｖｄｔとを比較して電位差に応じた信号を出力
するように構成される。これによって、高周波電力増幅
回路２１０の出力レベルを振幅情報信号Ｖｉｎのレベル
に一致させるようなフィードバック制御が行なわれる。
尚、カップラ２４０の出力は、ミクサＭＩＸにより周波
数変換され、フィルタＦＬＴとアンプＡＭＰを介して、
上記検出信号Ｖdtとしてコンパレータ４３１に供給され
ている。
【００１４】なお、ＥＤＧＥ変調モードにおいては、電
源制御回路２２１に対して出力レベル指定信号ＶPLが入
力されないため、バイアス電圧生成回路２２２は電源制
御回路２２１からの電圧Ｖｄｄ１に基づいて必要な出力
レベルに応じたバイアス電圧Ｖａｂｃを生成することが
できない。そこで、バイアス電圧生成回路２２２からの
電圧に代えて、ベースバンド回路もしくは変復調用回路
から供給される出力レベル制御電圧Ｖａｐｃをバイアス
制御回路２１４に供給する切替えスイッチＳＷ２が設け
られている。この切替えスイッチＳＷ２は変調方式を指
示するモード信号ＭＯＤＥによって切り替えが行なわれ
る。
源制御回路２２１に対して出力レベル指定信号ＶPLが入
力されないため、バイアス電圧生成回路２２２は電源制
御回路２２１からの電圧Ｖｄｄ１に基づいて必要な出力
レベルに応じたバイアス電圧Ｖａｂｃを生成することが
できない。そこで、バイアス電圧生成回路２２２からの
電圧に代えて、ベースバンド回路もしくは変復調用回路
から供給される出力レベル制御電圧Ｖａｐｃをバイアス
制御回路２１４に供給する切替えスイッチＳＷ２が設け
られている。この切替えスイッチＳＷ２は変調方式を指
示するモード信号ＭＯＤＥによって切り替えが行なわれ
る。
【００１５】図２は、上記高周波電力増幅回路２１０の
回路構成例を示す。本実施形態の高周波電力増幅回路２
１０は、能動素子として複数の電界効果トランジスタを
順次従属接続して回路的に多段構成にした構造になって
いる。すなわち、初段トランジスタＱ１のドレイン端子
に中段トランジスタＱ２のゲート端子を接続し、この中
段トランジスタＱ２のドレイン端子に終段トランジスタ
Ｑ３のゲート端子を接続した３段構成になっている。
回路構成例を示す。本実施形態の高周波電力増幅回路２
１０は、能動素子として複数の電界効果トランジスタを
順次従属接続して回路的に多段構成にした構造になって
いる。すなわち、初段トランジスタＱ１のドレイン端子
に中段トランジスタＱ２のゲート端子を接続し、この中
段トランジスタＱ２のドレイン端子に終段トランジスタ
Ｑ３のゲート端子を接続した３段構成になっている。
【００１６】図２の高周波電力増幅回路２１０は、初段
トランジスタＱ１のゲート端子に容量素子Ｃ１を介して
高周波信号Ｐｉｎが入力され、終段トランジスタＱ３の
ドレイン端子が容量素子Ｃ４を介して出力端子Ｐｏｕｔ
に接続されており、高周波入力信号Ｐｉｎの直流成分を
カットし交流成分を増幅して出力する。そして、このと
きの出力レベルがバイアス回路２１４と前記電源制御回
路２２１からの電源電圧Ｖｄｄ１によって制御される。
この電源電圧Ｖｄｄ1は前記電力増幅用トランジスタ２
１１，２１２，２１３のドレイン端子に接続されるが、
この他に２１２と２１３のみ接続、２１１と２１３のみ
接続、あるいは２１３のみ接続等の組合せ方法もあり、
用途別の最適制御方式も可能である。この場合、Ｖｄｄ
1と接続されないトランジスタは定電圧電源と接続させ
ておく。上記バイアス回路２１４は、抵抗Ｒ１，Ｒ２，
Ｒ３により構成されており、前記バイアス電圧生成回路
２２２からの制御電圧ＶａｂｃまたはスイッチＳＷ２を
介して供給される出力レベル制御電圧Ｖａｐｃは、抵抗
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３を介してトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ
３のゲートに供給され、バイアス電圧Ｖｇ１，Ｖｇ２，
Ｖｇ３が印加される。これらの抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３
は、高周波入力信号がバイアス電圧生成回路２２２へ漏
れるのを防ぐ働きがある。
トランジスタＱ１のゲート端子に容量素子Ｃ１を介して
高周波信号Ｐｉｎが入力され、終段トランジスタＱ３の
ドレイン端子が容量素子Ｃ４を介して出力端子Ｐｏｕｔ
に接続されており、高周波入力信号Ｐｉｎの直流成分を
カットし交流成分を増幅して出力する。そして、このと
きの出力レベルがバイアス回路２１４と前記電源制御回
路２２１からの電源電圧Ｖｄｄ１によって制御される。
この電源電圧Ｖｄｄ1は前記電力増幅用トランジスタ２
１１，２１２，２１３のドレイン端子に接続されるが、
この他に２１２と２１３のみ接続、２１１と２１３のみ
接続、あるいは２１３のみ接続等の組合せ方法もあり、
用途別の最適制御方式も可能である。この場合、Ｖｄｄ
1と接続されないトランジスタは定電圧電源と接続させ
ておく。上記バイアス回路２１４は、抵抗Ｒ１，Ｒ２，
Ｒ３により構成されており、前記バイアス電圧生成回路
２２２からの制御電圧ＶａｂｃまたはスイッチＳＷ２を
介して供給される出力レベル制御電圧Ｖａｐｃは、抵抗
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３を介してトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ
３のゲートに供給され、バイアス電圧Ｖｇ１，Ｖｇ２，
Ｖｇ３が印加される。これらの抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３
は、高周波入力信号がバイアス電圧生成回路２２２へ漏
れるのを防ぐ働きがある。
【００１７】なお、図２において、符号ＭＳ１〜ＭＳ６
はそれぞれ各段間のインピーダンスの整合をとるための
インダクタンス素子として働くマイクロストリップ線
路、ＭＳ７〜ＭＳ９は電源制御回路２２１との間のイン
ピーダンスを整合させるマイクロストリップ線路であ
る。マイクロストリップ線路ＭＳ１〜ＭＳ６と直列に接
続されたコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４は、電源電
圧Ｖdd1とゲートバイアス電圧（Ｖg1，Ｖg2，Ｖg3）の
直流電圧を遮断する働きがある。
はそれぞれ各段間のインピーダンスの整合をとるための
インダクタンス素子として働くマイクロストリップ線
路、ＭＳ７〜ＭＳ９は電源制御回路２２１との間のイン
ピーダンスを整合させるマイクロストリップ線路であ
る。マイクロストリップ線路ＭＳ１〜ＭＳ６と直列に接
続されたコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４は、電源電
圧Ｖdd1とゲートバイアス電圧（Ｖg1，Ｖg2，Ｖg3）の
直流電圧を遮断する働きがある。
【００１８】特に制限されるものでないが、本実施例で
は、高周波電力増幅回路２１０は、終段トランジスタＱ
３がディスクリートの部品（出力パワーＭＯＳＦＥＴ
等）で構成され、初段および中段のトランジスタＱ１，
Ｑ２およびゲートバイアス電圧Ｖｇ１，Ｖｇ２，Ｖｇ３
を生成するバイアス回路２１４は１つの半導体チップ上
に半導体集積回路として構成される。
は、高周波電力増幅回路２１０は、終段トランジスタＱ
３がディスクリートの部品（出力パワーＭＯＳＦＥＴ
等）で構成され、初段および中段のトランジスタＱ１，
Ｑ２およびゲートバイアス電圧Ｖｇ１，Ｖｇ２，Ｖｇ３
を生成するバイアス回路２１４は１つの半導体チップ上
に半導体集積回路として構成される。
【００１９】また、この半導体集積回路と、コンデンサ
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４などの素子が共通のセラミック
基板上に実装され、モジュールとして構成される。上記
マイクロストリップ線路ＭＳ１〜ＭＳ９は、例えばトラ
ンジスタＱ１，Ｑ２やバイアス回路２１４を構成する抵
抗Ｒ１〜Ｒ３が形成された半導体チップが搭載されるセ
ラミック基板上に、所望のインダクタンス値となるよう
に形成された銅などの導電層パターンで構成される。
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４などの素子が共通のセラミック
基板上に実装され、モジュールとして構成される。上記
マイクロストリップ線路ＭＳ１〜ＭＳ９は、例えばトラ
ンジスタＱ１，Ｑ２やバイアス回路２１４を構成する抵
抗Ｒ１〜Ｒ３が形成された半導体チップが搭載されるセ
ラミック基板上に、所望のインダクタンス値となるよう
に形成された銅などの導電層パターンで構成される。
【００２０】なお、図２においては、バイアス回路２１
４として、抵抗Ｒ１〜Ｒ３のみからなる最も簡単な構成
のものを一例として示したが、これ以外に例えば温度補
償したバイアス電圧を発生する回路や素子のばらつきに
よるバイアス電圧のずれを補正する回路などを含むバイ
アス回路を用いるようにしても良い。
４として、抵抗Ｒ１〜Ｒ３のみからなる最も簡単な構成
のものを一例として示したが、これ以外に例えば温度補
償したバイアス電圧を発生する回路や素子のばらつきに
よるバイアス電圧のずれを補正する回路などを含むバイ
アス回路を用いるようにしても良い。
【００２１】図３には、前記電源制御回路２２１とバイ
アス電圧生成回路２２２の具体的な回路構成例が示され
ている。図３において、ＶrampはスイッチＳＷ１を介し
てベースバンド回路から供給される出力レベル指定信号
ＶPLまたはコンパレータ４３１から供給される振幅情報
信号ＬＤＯである。電源制御回路２２１は、Ｖrampを入
力とするオペアンプ（演算増幅回路）ＯＰ１と該オペア
ンプＯＰ１の出力によって制御されドレイン端子から出
力電圧Ｖｄｄ１が取り出されるようにされたＰチャネル
ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１と、該ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１のド
レイン端子から上記オペアンプＯＰ１の非反転入力端子
にフィードバックをかけるＣＲ回路からなる帰還回路２
２３と、上記オペアンプＯＰ１とＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１
のゲート端子との間に設けられたバッファ回路２２４お
よび位相補償回路２２５と、出力を安定化させる平滑容
量Ｃ１０とから構成されている。
アス電圧生成回路２２２の具体的な回路構成例が示され
ている。図３において、ＶrampはスイッチＳＷ１を介し
てベースバンド回路から供給される出力レベル指定信号
ＶPLまたはコンパレータ４３１から供給される振幅情報
信号ＬＤＯである。電源制御回路２２１は、Ｖrampを入
力とするオペアンプ（演算増幅回路）ＯＰ１と該オペア
ンプＯＰ１の出力によって制御されドレイン端子から出
力電圧Ｖｄｄ１が取り出されるようにされたＰチャネル
ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１と、該ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１のド
レイン端子から上記オペアンプＯＰ１の非反転入力端子
にフィードバックをかけるＣＲ回路からなる帰還回路２
２３と、上記オペアンプＯＰ１とＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１
のゲート端子との間に設けられたバッファ回路２２４お
よび位相補償回路２２５と、出力を安定化させる平滑容
量Ｃ１０とから構成されている。
【００２２】出力電圧Ｖｄｄ１がＣＲ回路２２３を介し
てオペアンプＯＰ１の非反転入力端子にフィードバック
されることにより、この実施例の電源制御回路２２１は
入力電圧Ｖrampに対してほぼリニアに変化する電圧Ｖｄ
ｄ１を出力するように構成されている。なお、上記出力
ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１としてＰチャネル型が使用されて
いるのは、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴに比べて出力電源
電圧Ｖｄｄ１を電源電圧Ｖｄｄの近くまで上げることが
できるためである。これにより、電力ロスを小さくする
ことができる。
てオペアンプＯＰ１の非反転入力端子にフィードバック
されることにより、この実施例の電源制御回路２２１は
入力電圧Ｖrampに対してほぼリニアに変化する電圧Ｖｄ
ｄ１を出力するように構成されている。なお、上記出力
ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１としてＰチャネル型が使用されて
いるのは、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴに比べて出力電源
電圧Ｖｄｄ１を電源電圧Ｖｄｄの近くまで上げることが
できるためである。これにより、電力ロスを小さくする
ことができる。
【００２３】上記バッファ回路２２４は、オペアンプＯ
Ｐ１の出力端子にベース端子が接続されたｐｎｐバイポ
ーラ・トランジスタＱ２１と、該トランジスタＱ２１の
エミッタ側に接続された定電流源ＣＩとから構成されて
おり、エミッタフォロワとして動作する。上記出力ＭＯ
ＳＦＥＴ Ｑ１１は、出力パワーＦＥＴ Ｑ１〜Ｑ３に
大きな電流を流すことができるようにするため素子サイ
ズが大きく設計されるので、そのゲートに寄生する容量
Ｃｓも比較的大きなものとなる。尚、同図に示されてい
る定電流源ＣＩは、上記オペアンプＯＰ１から上記トラ
ンジスタＱ２１のエミッタへ供給される電流を、電流源
として表したものである。そのため、バッファ回路２２
４がない場合にはオペアンプＯＰ１でこのゲート寄生容
量Ｃｓを駆動しなくてはならないので、ＥＤＧＥ変調モ
ードで動作する場合に入力電圧Ｖrampとして振幅情報信
号ＬＤＯが入力され、それが変化するときの応答が遅く
なる。これに対し、実施例の電源制御回路２２１はバッ
ファ回路２２４を備えており、ゲート電圧を上げるとき
は定電流源ＣＩから強制的に出力ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１
のゲート寄生容量Ｃｓに電流を流し込み、またゲート電
圧を下げるときはトランジスタＱ２１のコレクタ電流で
ゲート寄生容量Ｃｓから電流を引き込むことができる。
その結果、高速の動作が可能となる。
Ｐ１の出力端子にベース端子が接続されたｐｎｐバイポ
ーラ・トランジスタＱ２１と、該トランジスタＱ２１の
エミッタ側に接続された定電流源ＣＩとから構成されて
おり、エミッタフォロワとして動作する。上記出力ＭＯ
ＳＦＥＴ Ｑ１１は、出力パワーＦＥＴ Ｑ１〜Ｑ３に
大きな電流を流すことができるようにするため素子サイ
ズが大きく設計されるので、そのゲートに寄生する容量
Ｃｓも比較的大きなものとなる。尚、同図に示されてい
る定電流源ＣＩは、上記オペアンプＯＰ１から上記トラ
ンジスタＱ２１のエミッタへ供給される電流を、電流源
として表したものである。そのため、バッファ回路２２
４がない場合にはオペアンプＯＰ１でこのゲート寄生容
量Ｃｓを駆動しなくてはならないので、ＥＤＧＥ変調モ
ードで動作する場合に入力電圧Ｖrampとして振幅情報信
号ＬＤＯが入力され、それが変化するときの応答が遅く
なる。これに対し、実施例の電源制御回路２２１はバッ
ファ回路２２４を備えており、ゲート電圧を上げるとき
は定電流源ＣＩから強制的に出力ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１
のゲート寄生容量Ｃｓに電流を流し込み、またゲート電
圧を下げるときはトランジスタＱ２１のコレクタ電流で
ゲート寄生容量Ｃｓから電流を引き込むことができる。
その結果、高速の動作が可能となる。
【００２４】また、位相補償回路２２５は、上記トラン
ジスタＱ２１のエミッタ端子と出力ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１
１のゲート端子との間に並列に接続された容量Ｃ２１と
抵抗Ｒ２１からなる。この位相補償回路２２５があるこ
とによって、電源制御回路２２１に位相余裕が与えられ
るため、カットオフ周波数が改善されＥＤＧＥ変調モー
ドで動作する際に所望の周波数まで、利得すなわち入力
振幅と出力振幅との比を一定にすることができる。
ジスタＱ２１のエミッタ端子と出力ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１
１のゲート端子との間に並列に接続された容量Ｃ２１と
抵抗Ｒ２１からなる。この位相補償回路２２５があるこ
とによって、電源制御回路２２１に位相余裕が与えられ
るため、カットオフ周波数が改善されＥＤＧＥ変調モー
ドで動作する際に所望の周波数まで、利得すなわち入力
振幅と出力振幅との比を一定にすることができる。
【００２５】図５に、バッファ回路２２４と位相補償回
路２２５を有する実施例の電源制御回路２２１につい
て、制御電圧Ｖｄｄ１の出力端子に出力パワーＦＥＴ
Ｑ１〜Ｑ３の代わりに等価抵抗（３Ω）を接続してシミ
ュレーションを行なって得られた周波数特性を鎖線Ａ
で、また実施例の電源制御回路２２１から位相補償回路
２２５を除きバッファ回路２２４のみとした場合の回路
における周波数特性を破線Ｂで、さらに実施例の電源制
御回路２２１から位相補償回路２２５およびバッファ回
路２２４を除いた回路における周波数特性を実線Ｃで示
す。図５より、バッファ回路２２４と位相補償回路２２
５を入れることによって、カットオフ周波数が高い方へ
延びることが分かる。この実施例では、ＥＤＧＥ変調モ
ードにおいては、送信信号を位相と振幅に分離して、位
相は図示しないＰＬＬ回路でシフトさせ、振幅は上記振
幅情報信号ＬＤＯに基づいて電源制御回路２２１で高周
波増幅回路の電源電圧をシフトさせることで行なうた
め、この振幅制御の際に位相が大きくずれると位相変調
による位相シフト量と区別がつかなくなるため、上記の
ように電源制御回路２２１に位相余裕を与えるのが望ま
しい。
路２２５を有する実施例の電源制御回路２２１につい
て、制御電圧Ｖｄｄ１の出力端子に出力パワーＦＥＴ
Ｑ１〜Ｑ３の代わりに等価抵抗（３Ω）を接続してシミ
ュレーションを行なって得られた周波数特性を鎖線Ａ
で、また実施例の電源制御回路２２１から位相補償回路
２２５を除きバッファ回路２２４のみとした場合の回路
における周波数特性を破線Ｂで、さらに実施例の電源制
御回路２２１から位相補償回路２２５およびバッファ回
路２２４を除いた回路における周波数特性を実線Ｃで示
す。図５より、バッファ回路２２４と位相補償回路２２
５を入れることによって、カットオフ周波数が高い方へ
延びることが分かる。この実施例では、ＥＤＧＥ変調モ
ードにおいては、送信信号を位相と振幅に分離して、位
相は図示しないＰＬＬ回路でシフトさせ、振幅は上記振
幅情報信号ＬＤＯに基づいて電源制御回路２２１で高周
波増幅回路の電源電圧をシフトさせることで行なうた
め、この振幅制御の際に位相が大きくずれると位相変調
による位相シフト量と区別がつかなくなるため、上記の
ように電源制御回路２２１に位相余裕を与えるのが望ま
しい。
【００２６】なお、上記実施例のようにＭＯＳＦＥＴ
Ｑ１１としてＰチャネル型ＭＯＳＦＥＴを使用した場合
には、バッファ回路２２４を構成するバイポーラ・トラ
ンジスタＱ２１としてｐｎｐ型を使用するのが望まし
い。これは、このトランジスタＱ２１としてｐｎｐ型を
使用するとＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１のゲート電圧は、電源
電圧Ｖｄｄよりも定電流源ＣＩの内部抵抗Ｒｅにより生
じる電圧ドロップ分だけ低い電圧まで高くすることがで
きるのに対し、ｎｐｎ型を使用した図４のような構成の
バッファ回路を使用すると、仮にオペアンプＯＰ１の出
力が電源電圧Ｖｄｄまで振れるとしたとしても、ＭＯＳ
ＦＥＴ Ｑ１１のゲート電圧は、電源電圧Ｖｄｄよりも
ｎｐｎトランジスタのベース・エミッタ間電圧Ｖbe（約
０．７Ｖ）だけ低い電圧までしか持ち上げられず、出力
される電源電圧Ｖｄｄ１もその分低くなってしまうから
である。
Ｑ１１としてＰチャネル型ＭＯＳＦＥＴを使用した場合
には、バッファ回路２２４を構成するバイポーラ・トラ
ンジスタＱ２１としてｐｎｐ型を使用するのが望まし
い。これは、このトランジスタＱ２１としてｐｎｐ型を
使用するとＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１のゲート電圧は、電源
電圧Ｖｄｄよりも定電流源ＣＩの内部抵抗Ｒｅにより生
じる電圧ドロップ分だけ低い電圧まで高くすることがで
きるのに対し、ｎｐｎ型を使用した図４のような構成の
バッファ回路を使用すると、仮にオペアンプＯＰ１の出
力が電源電圧Ｖｄｄまで振れるとしたとしても、ＭＯＳ
ＦＥＴ Ｑ１１のゲート電圧は、電源電圧Ｖｄｄよりも
ｎｐｎトランジスタのベース・エミッタ間電圧Ｖbe（約
０．７Ｖ）だけ低い電圧までしか持ち上げられず、出力
される電源電圧Ｖｄｄ１もその分低くなってしまうから
である。
【００２７】次に、図３に示されているバイアス電圧生
成回路２２２について説明する。この実施例のバイアス
電圧生成回路２２２は、上記電源制御回路２２１の出力
ノードｎ０に抵抗Ｒ３１を介して非反転入力端子入力さ
れたオペアンプＯＰ２と、該オペアンプＯＰ２の非反転
入力端子と電源電圧Ｖｄｄの間に接続された抵抗Ｒ３２
と、オペアンプＯＰ２の出力端子と反転入力端子との間
に接続されたフィードバック抵抗Ｒ３３と、オペアンプ
ＯＰ２の各入力端子に抵抗Ｒ３４，Ｒ３５を介して接続
された定電圧源ＣＶとにより構成されている。定電圧源
ＣＶは例えば２．２Ｖの定電圧を与えるように構成され
る。これによって、バイアス電圧生成回路２２２は、オ
フセットを有するボルテージフォロワとして動作し、抵
抗Ｒ３１〜Ｒ３５の抵抗比で決まる比例定数に従って入
力電圧Ｖｄｄ１に比例した電圧Ｖａｂｃを出力する。
成回路２２２について説明する。この実施例のバイアス
電圧生成回路２２２は、上記電源制御回路２２１の出力
ノードｎ０に抵抗Ｒ３１を介して非反転入力端子入力さ
れたオペアンプＯＰ２と、該オペアンプＯＰ２の非反転
入力端子と電源電圧Ｖｄｄの間に接続された抵抗Ｒ３２
と、オペアンプＯＰ２の出力端子と反転入力端子との間
に接続されたフィードバック抵抗Ｒ３３と、オペアンプ
ＯＰ２の各入力端子に抵抗Ｒ３４，Ｒ３５を介して接続
された定電圧源ＣＶとにより構成されている。定電圧源
ＣＶは例えば２．２Ｖの定電圧を与えるように構成され
る。これによって、バイアス電圧生成回路２２２は、オ
フセットを有するボルテージフォロワとして動作し、抵
抗Ｒ３１〜Ｒ３５の抵抗比で決まる比例定数に従って入
力電圧Ｖｄｄ１に比例した電圧Ｖａｂｃを出力する。
【００２８】図６に、実施例の動作電圧制御回路２２０
の入出力特性を示す。図において、横軸は電源制御回路
２２１への入力電圧Ｖramp、縦軸はバイアス電圧生成回
路２２２の出力電圧Ｖａｂｃである。同図には、電源電
圧Ｖｄｄを４．７Ｖと３．５Ｖと２．９Ｖにした場合に
おける入力電圧Ｖrampと出力電圧Ｖａｂｃの関係を示
す。図６において、▲印は電源電圧Ｖｄｄが４．７Ｖの
時の入力電圧Ｖrampと出力電圧Ｖａｂｃとの関係、◆印
は電源電圧Ｖｄｄが３．５Ｖの時の入力電圧Ｖrampと出
力電圧Ｖａｂｃとの関係、■印は電源電圧Ｖｄｄが２．
９Ｖの時の入力電圧Ｖrampと出力電圧Ｖａｂｃとの関係
を示す。同図において、入力電圧Ｖrampが０Ｖのときの
初期出力電圧（約１．４Ｖ）は、上記定電圧源ＣＶの定
電圧と抵抗Ｒ３２〜Ｒ３５の比によって決定される。こ
のように、入力電圧Ｖrampが０Ｖのときの初期電圧を与
えてこの電圧から出力されるバイアス電圧Ｖａｂｃを変
化させることにより、入力電圧Ｖrampが低い領域でも所
望の出力レベルを与えつつ入力電圧Ｖrampに比例して出
力レベルをリニアに変化させることができる。
の入出力特性を示す。図において、横軸は電源制御回路
２２１への入力電圧Ｖramp、縦軸はバイアス電圧生成回
路２２２の出力電圧Ｖａｂｃである。同図には、電源電
圧Ｖｄｄを４．７Ｖと３．５Ｖと２．９Ｖにした場合に
おける入力電圧Ｖrampと出力電圧Ｖａｂｃの関係を示
す。図６において、▲印は電源電圧Ｖｄｄが４．７Ｖの
時の入力電圧Ｖrampと出力電圧Ｖａｂｃとの関係、◆印
は電源電圧Ｖｄｄが３．５Ｖの時の入力電圧Ｖrampと出
力電圧Ｖａｂｃとの関係、■印は電源電圧Ｖｄｄが２．
９Ｖの時の入力電圧Ｖrampと出力電圧Ｖａｂｃとの関係
を示す。同図において、入力電圧Ｖrampが０Ｖのときの
初期出力電圧（約１．４Ｖ）は、上記定電圧源ＣＶの定
電圧と抵抗Ｒ３２〜Ｒ３５の比によって決定される。こ
のように、入力電圧Ｖrampが０Ｖのときの初期電圧を与
えてこの電圧から出力されるバイアス電圧Ｖａｂｃを変
化させることにより、入力電圧Ｖrampが低い領域でも所
望の出力レベルを与えつつ入力電圧Ｖrampに比例して出
力レベルをリニアに変化させることができる。
【００２９】なお、入力電圧Ｖrampに対する電源制御回
路２２１の出力電圧Ｖｄｄ１の変化は、図６とほぼ同様
であり、直線の傾きが図６のものよりも大きい点が異な
るのみであるので、図示を省略する。また、高温時の入
出力温度特性曲線と低温時の入出力温度特性曲線との交
点に相当するＱ点で動作電圧制御回路２２０の出力電圧
Ｖａｂｃがクランプするように、定電圧Ｖapc1と抵抗Ｒ
３２〜Ｒ３５の比を適宜設定することによって、温度補
償すなわち温度変化によって出力パワーＦＥＴＱ１〜Ｑ
３の入出力特性が変動しないバイアス電圧Ｖａｂｃを発
生させるようにすることができる。
路２２１の出力電圧Ｖｄｄ１の変化は、図６とほぼ同様
であり、直線の傾きが図６のものよりも大きい点が異な
るのみであるので、図示を省略する。また、高温時の入
出力温度特性曲線と低温時の入出力温度特性曲線との交
点に相当するＱ点で動作電圧制御回路２２０の出力電圧
Ｖａｂｃがクランプするように、定電圧Ｖapc1と抵抗Ｒ
３２〜Ｒ３５の比を適宜設定することによって、温度補
償すなわち温度変化によって出力パワーＦＥＴＱ１〜Ｑ
３の入出力特性が変動しないバイアス電圧Ｖａｂｃを発
生させるようにすることができる。
【００３０】図６に、Ｑ点の電圧（例えば１．６Ｖ）で
バイアス電圧Ｖａｂｃをクランプさせるようにした場合
の動作電圧制御回路２２０の入出力特性を破線Ｄで示
す。なお、Ｑ点の電圧は回路構成や使用するプロセス等
によって変わるものであり、図６のように、１．６Ｖに
限定されるものでない。バイアス電圧ＶａｂｃをＱ点で
クランプさせると、温度変化に対して安定な動作を保証
することができるが、クランプしない場合に比べて出力
レベルを大きくしたい領域において若干出力レベルが低
くなるとともに効率も少し低下するので、いずれの特性
を優先したいかによって、クランプするか否かを決定し
てやればよい。上記のような電源電圧Ｖｄｄ１とバイア
ス電圧Ｖａｂｃが高周波電力増幅回路２１０に供給され
ることにより、高周波電力増幅回路２１０の出力Ｖｏｕ
ｔは、入力電圧Ｖrampの変化に対して図７に示すように
ほぼ直線的に変化されるようになる。また、上記のよう
なバイアス電圧Ｖａｂｃがバイアス回路２１４に供給さ
れることにより、高周波電力増幅回路２１０の効率は図
８の実線ａのようになる。一方、図６のような特性のバ
イアス電圧Ｖａｂｃの代わりに固定電圧をバイアス回路
２１４に与える場合には、高周波電力増幅回路２１０の
効率は図８の破線ｂのようになる。実線ａと破線ｂとを
比較すると、本実施例のバイアス電圧生成回路２２２を
使用することにより低出力領域での高周波電力増幅回路
２１０の効率が高くなることが分かる。
バイアス電圧Ｖａｂｃをクランプさせるようにした場合
の動作電圧制御回路２２０の入出力特性を破線Ｄで示
す。なお、Ｑ点の電圧は回路構成や使用するプロセス等
によって変わるものであり、図６のように、１．６Ｖに
限定されるものでない。バイアス電圧ＶａｂｃをＱ点で
クランプさせると、温度変化に対して安定な動作を保証
することができるが、クランプしない場合に比べて出力
レベルを大きくしたい領域において若干出力レベルが低
くなるとともに効率も少し低下するので、いずれの特性
を優先したいかによって、クランプするか否かを決定し
てやればよい。上記のような電源電圧Ｖｄｄ１とバイア
ス電圧Ｖａｂｃが高周波電力増幅回路２１０に供給され
ることにより、高周波電力増幅回路２１０の出力Ｖｏｕ
ｔは、入力電圧Ｖrampの変化に対して図７に示すように
ほぼ直線的に変化されるようになる。また、上記のよう
なバイアス電圧Ｖａｂｃがバイアス回路２１４に供給さ
れることにより、高周波電力増幅回路２１０の効率は図
８の実線ａのようになる。一方、図６のような特性のバ
イアス電圧Ｖａｂｃの代わりに固定電圧をバイアス回路
２１４に与える場合には、高周波電力増幅回路２１０の
効率は図８の破線ｂのようになる。実線ａと破線ｂとを
比較すると、本実施例のバイアス電圧生成回路２２２を
使用することにより低出力領域での高周波電力増幅回路
２１０の効率が高くなることが分かる。
【００３１】このように、効率が良くなるのは、固定の
バイアス電圧を与えるようにした場合には、入力電圧Ｖ
rampが小さくなって電源電圧Ｖｄｄ１が下がった時に出
力パワーＦＥＴ Ｑ１〜Ｑ３のゲート−ドレイン間電圧
が小さくなってＦＥＴの増幅率が極端に小さくなってし
まうのに対し、実施例のように電源電圧Ｖｄｄ１が下が
った時にこれに応じてゲートバイアス電圧Ｖａｂｃも下
げてやると、電源電圧Ｖｄｄ１が低い領域では出力ＭＯ
ＳＦＥＴ Ｑ１〜Ｑ３のゲート−ドレイン間電圧が固定
バイアスの場合よりも大きく保たれるため、ＦＥＴの増
幅率が極端に小さくなってしまうのを回避できるためと
考えられる。
バイアス電圧を与えるようにした場合には、入力電圧Ｖ
rampが小さくなって電源電圧Ｖｄｄ１が下がった時に出
力パワーＦＥＴ Ｑ１〜Ｑ３のゲート−ドレイン間電圧
が小さくなってＦＥＴの増幅率が極端に小さくなってし
まうのに対し、実施例のように電源電圧Ｖｄｄ１が下が
った時にこれに応じてゲートバイアス電圧Ｖａｂｃも下
げてやると、電源電圧Ｖｄｄ１が低い領域では出力ＭＯ
ＳＦＥＴ Ｑ１〜Ｑ３のゲート−ドレイン間電圧が固定
バイアスの場合よりも大きく保たれるため、ＦＥＴの増
幅率が極端に小さくなってしまうのを回避できるためと
考えられる。
【００３２】なお、図８を参照すると分かるように、実
施例を適用することにより電源電圧Ｖｄｄ１が高い領域
での効率が固定バイアスの場合よりも少し低下する。し
かし、携帯電話機は、高出力で使用されることよりも低
出力で使用されることが多いので、実施例のように低出
力の領域での効率が向上されることで、トータルの消費
電力を抑える効果が期待できる。
施例を適用することにより電源電圧Ｖｄｄ１が高い領域
での効率が固定バイアスの場合よりも少し低下する。し
かし、携帯電話機は、高出力で使用されることよりも低
出力で使用されることが多いので、実施例のように低出
力の領域での効率が向上されることで、トータルの消費
電力を抑える効果が期待できる。
【００３３】図１３には、上記実施例における出力パワ
ーＦＥＴのドレイン端子に印加される電源電圧Ｖｄｄ１
を生成する電源制御回路２２１の他の実施例を示す。こ
の実施例の電源制御回路２２１は、図３の実施例の電源
制御回路２２１における出力ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１とし
てＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴの代わりにＰチャネル型Ｍ
ＯＳＦＥＴを使用すると共に、トランジスタＱ２１のエ
ミッタ端子と出力ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１のゲート端子と
の間に並列に接続された容量Ｃ２１と抵抗Ｒ２１からな
る位相補償回路２２５の代わりに、出力ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ１１のソース端子とトランジスタＱ２１のベース端子
との間に容量Ｃ２３と抵抗Ｒ２３が直列に接続された位
相補償回路２２６を設けたものである。
ーＦＥＴのドレイン端子に印加される電源電圧Ｖｄｄ１
を生成する電源制御回路２２１の他の実施例を示す。こ
の実施例の電源制御回路２２１は、図３の実施例の電源
制御回路２２１における出力ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１とし
てＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴの代わりにＰチャネル型Ｍ
ＯＳＦＥＴを使用すると共に、トランジスタＱ２１のエ
ミッタ端子と出力ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１のゲート端子と
の間に並列に接続された容量Ｃ２１と抵抗Ｒ２１からな
る位相補償回路２２５の代わりに、出力ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ１１のソース端子とトランジスタＱ２１のベース端子
との間に容量Ｃ２３と抵抗Ｒ２３が直列に接続された位
相補償回路２２６を設けたものである。
【００３４】この実施例の電源制御回路２２１において
は、オペアンプＯＰ１の非反転入力端子と接地点との間
の抵抗Ｒ２０と、オペアンプＯＰ１の非反転入力端子と
出力ノードｎ０との間のフィードバック抵抗Ｒ２３との
比によりゲインが決定される。また、位相補償回路２２
６は回路全体のフィードバックループの発振を防止する
ためのもので、Ａ点と出力ノードｎ０とは逆相になって
おり、出力ノードｎ０からトランジスタＱ２１のベース
に容量Ｃ２３と抵抗Ｒ２３を介して逆位相の信号をフィ
ードバックすることにより、ループの発振を防止するこ
とができる。容量Ｃ２３と抵抗Ｒ２３のインピーダンス
をＺ０、位相補償回路から見たオペアンプＯＰ１の出力
インピーダンスとバッファ用ＰＮＰトランジスタＱ２１
の入力インピーダンスとの並列インピーダンスをＺｉｎ
とおくと、フィードバック量はＺｉｎ／（Ｚｉｎ＋Ｚ
０）で表わされる。この定数を変えることにより回路の
周波数特性の可変が可能である。
は、オペアンプＯＰ１の非反転入力端子と接地点との間
の抵抗Ｒ２０と、オペアンプＯＰ１の非反転入力端子と
出力ノードｎ０との間のフィードバック抵抗Ｒ２３との
比によりゲインが決定される。また、位相補償回路２２
６は回路全体のフィードバックループの発振を防止する
ためのもので、Ａ点と出力ノードｎ０とは逆相になって
おり、出力ノードｎ０からトランジスタＱ２１のベース
に容量Ｃ２３と抵抗Ｒ２３を介して逆位相の信号をフィ
ードバックすることにより、ループの発振を防止するこ
とができる。容量Ｃ２３と抵抗Ｒ２３のインピーダンス
をＺ０、位相補償回路から見たオペアンプＯＰ１の出力
インピーダンスとバッファ用ＰＮＰトランジスタＱ２１
の入力インピーダンスとの並列インピーダンスをＺｉｎ
とおくと、フィードバック量はＺｉｎ／（Ｚｉｎ＋Ｚ
０）で表わされる。この定数を変えることにより回路の
周波数特性の可変が可能である。
【００３５】図９には、上記実施例の動作電圧制御回路
２２０と高周波電力増幅回路２１０とを１つのセラミッ
ク基板上に搭載してＲＦパワーモジュールとして構成し
た場合の実施例を示す。図９において、２１０ａ，２１
０ｂは図２に示されている高周波電力増幅回路２１０の
うち初段および中段の出力パワー・トランジスタＱ１，
Ｑ２およびバイアス回路２１４がそれぞれ１つの半導体
チップ上に半導体集積回路（以下、パワーアンプＩＣと
称する）として構成されたもの、２１３ａ，２１３ｂは
終段トランジスタＱ３をディスクリートの部品（出力パ
ワーＭＯＳＦＥＴ）で構成したもので、一方（上段）は
ＤＣＳ（Digital Cellular System）用、他方（下段）
はＧＳＭ用ある。また、２２０は図３に示すような構成
を有し半導体集積回路化された動作電圧制御回路で、こ
の実施例ではＤＣＳ用の電力増幅回路とＧＳＭ用の電力
増幅回路に共通の回路として設けられている。
２２０と高周波電力増幅回路２１０とを１つのセラミッ
ク基板上に搭載してＲＦパワーモジュールとして構成し
た場合の実施例を示す。図９において、２１０ａ，２１
０ｂは図２に示されている高周波電力増幅回路２１０の
うち初段および中段の出力パワー・トランジスタＱ１，
Ｑ２およびバイアス回路２１４がそれぞれ１つの半導体
チップ上に半導体集積回路（以下、パワーアンプＩＣと
称する）として構成されたもの、２１３ａ，２１３ｂは
終段トランジスタＱ３をディスクリートの部品（出力パ
ワーＭＯＳＦＥＴ）で構成したもので、一方（上段）は
ＤＣＳ（Digital Cellular System）用、他方（下段）
はＧＳＭ用ある。また、２２０は図３に示すような構成
を有し半導体集積回路化された動作電圧制御回路で、こ
の実施例ではＤＣＳ用の電力増幅回路とＧＳＭ用の電力
増幅回路に共通の回路として設けられている。
【００３６】さらに、図９において、ＳＷ２は動作電圧
制御回路２２０で生成される電源電圧Ｖｄｄ１の代わり
に図示しないベースバンド回路もしくは変復調用回路か
ら供給される出力レベル制御電圧Ｖａｐｃを上記動作電
圧制御回路２２０に入力させるための切替えスイッチで
ある。この切替えスイッチＳＷ２は、ベースバンド回路
から供給される変調方式を指示するモード信号ＭＯＤＥ
によって切り替えが行なわれる。このように、この実施
例のＲＦパワーモジュールにおいては、ＧＳＭとＤＣＳ
の２つのバンドでそれぞれＧＭＳＫ変調方式の送信とＥ
ＤＧＥ変調方式の送信を行なえるように構成されてい
る。
制御回路２２０で生成される電源電圧Ｖｄｄ１の代わり
に図示しないベースバンド回路もしくは変復調用回路か
ら供給される出力レベル制御電圧Ｖａｐｃを上記動作電
圧制御回路２２０に入力させるための切替えスイッチで
ある。この切替えスイッチＳＷ２は、ベースバンド回路
から供給される変調方式を指示するモード信号ＭＯＤＥ
によって切り替えが行なわれる。このように、この実施
例のＲＦパワーモジュールにおいては、ＧＳＭとＤＣＳ
の２つのバンドでそれぞれＧＭＳＫ変調方式の送信とＥ
ＤＧＥ変調方式の送信を行なえるように構成されてい
る。
【００３７】そのため、この実施例のモジュールにおい
ては、出力パワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ３ａ，Ｑ３ｂの出力
端子がモジュールの出力端子ＯＵＴａ，ＯＵＴｂとの間
にコンデンサＣａ，Ｃｂを介して接続されており、この
接続はセラミック基板上に形成された導電層パターンか
らなるマイクロストリップ線路ＭＳａ，ＭＳｂによって
構成されるとともに、この出力線としてのマイクロスト
リップ線路ＭＳａ，ＭＳｂの途中には、誘電体層を挟ん
で対向するように形成された導電体層からなるカップラ
２４０ａ，２４０ｂが設けられている。このうち、２４
０ａはＤＣＳバンドのＥＤＧＥ変調モードで使用される
カップラ、２４０ｂはＧＳＭバンドのＥＤＧＥ変調モー
ドで使用されるカップラである。このカップラ２４０
ａ，２４０ｂはＲＦパワーモジュールとは別個に構成す
ることも可能であるが、上記のように、高周波電力増幅
回路２１０が搭載されるセラミック基板上にカップラ２
４０ａ，２４０ｂを設けることにより、部品点数を減ら
し、当該モジュールを使用した携帯電話器の小型化が図
れるようになる。
ては、出力パワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ３ａ，Ｑ３ｂの出力
端子がモジュールの出力端子ＯＵＴａ，ＯＵＴｂとの間
にコンデンサＣａ，Ｃｂを介して接続されており、この
接続はセラミック基板上に形成された導電層パターンか
らなるマイクロストリップ線路ＭＳａ，ＭＳｂによって
構成されるとともに、この出力線としてのマイクロスト
リップ線路ＭＳａ，ＭＳｂの途中には、誘電体層を挟ん
で対向するように形成された導電体層からなるカップラ
２４０ａ，２４０ｂが設けられている。このうち、２４
０ａはＤＣＳバンドのＥＤＧＥ変調モードで使用される
カップラ、２４０ｂはＧＳＭバンドのＥＤＧＥ変調モー
ドで使用されるカップラである。このカップラ２４０
ａ，２４０ｂはＲＦパワーモジュールとは別個に構成す
ることも可能であるが、上記のように、高周波電力増幅
回路２１０が搭載されるセラミック基板上にカップラ２
４０ａ，２４０ｂを設けることにより、部品点数を減ら
し、当該モジュールを使用した携帯電話器の小型化が図
れるようになる。
【００３８】さらに、この実施例のモジュールにおいて
は、ＧＳＭとＤＣＳの２つのバンドでそれぞれＧＭＳＫ
変調方式の送信を行なえるようにするため、ＧＳＭ方式
の送信の際の初期バイアス電圧とＤＣＳ方式の送信の際
の初期バイアス電圧を切り替える抵抗Ｒ１１，Ｒ１２と
切替えスイッチＳＷ３とが設けられている。この切替え
スイッチＳＷ３は、ＧＳＭとＤＣＳのバンド切替え信号
ＢＡＮＤによって切り替え制御が行なわれるようにされ
る。
は、ＧＳＭとＤＣＳの２つのバンドでそれぞれＧＭＳＫ
変調方式の送信を行なえるようにするため、ＧＳＭ方式
の送信の際の初期バイアス電圧とＤＣＳ方式の送信の際
の初期バイアス電圧を切り替える抵抗Ｒ１１，Ｒ１２と
切替えスイッチＳＷ３とが設けられている。この切替え
スイッチＳＷ３は、ＧＳＭとＤＣＳのバンド切替え信号
ＢＡＮＤによって切り替え制御が行なわれるようにされ
る。
【００３９】なお、２５０は上記動作電圧制御回路２２
０を動作させたり非動作状態にさせたりするための電源
スイッチ回路で、Ｔｘｏｎはこの電源スイッチ回路２５
０を制御する信号が入力される端子、Ｖｒｅｇはこの電
源スイッチ回路２５０を介して動作電圧制御回路２２０
に供給される動作電圧が印加される電源端子であり、電
源スイッチ回路２５０によって動作電圧制御回路２２０
への動作電圧（Ｖｒｅｇ）が遮断されると動作電圧制御
回路２２０の動作が停止されるようにされている。ま
た、このような状態においても外部から直接供給される
電圧でパワーアンプＩＣ２１０ａ，２１０ｂおよびパワ
ーＭＯＳＦＥＴ Ｑ３ａ，Ｑ３ｂが動作できるようにす
るため、電源端子Ｖｃｔｌが設けられている。
０を動作させたり非動作状態にさせたりするための電源
スイッチ回路で、Ｔｘｏｎはこの電源スイッチ回路２５
０を制御する信号が入力される端子、Ｖｒｅｇはこの電
源スイッチ回路２５０を介して動作電圧制御回路２２０
に供給される動作電圧が印加される電源端子であり、電
源スイッチ回路２５０によって動作電圧制御回路２２０
への動作電圧（Ｖｒｅｇ）が遮断されると動作電圧制御
回路２２０の動作が停止されるようにされている。ま
た、このような状態においても外部から直接供給される
電圧でパワーアンプＩＣ２１０ａ，２１０ｂおよびパワ
ーＭＯＳＦＥＴ Ｑ３ａ，Ｑ３ｂが動作できるようにす
るため、電源端子Ｖｃｔｌが設けられている。
【００４０】図１０には、実施例のＲＦパワーモジュー
ル２００のデバイス構造を示す。なお、図１０は実施例
のＲＦパワーモジュールの構造を正確に表わしたもので
はなく、その概略が分かるように一部の部品や配線など
を省略した構造図として表わしたものである。図１０に
示されているように、本実施例のモジュールの本体１０
は、アルミナなどのセラミック板からなる複数の誘電体
板１１を積層して一体化した構造にされている。各誘電
体板１１の表面または裏面には、所定のパターンに形成
し表面に金メッキを施した銅などの導電体からなる導体
層１２が設けられている。１２ａは導体層１２からなる
配線パターンである。前述のマイクロストリップ配線Ｍ
Ｓａ，ＭＳｂ等はこの配線パターンにより構成される。
また、カップラ２４０ａ，２４０ｂは、例えば基板表面
の配線パターン１２ａと誘電体板１１を挟んでこれと並
行に配設された基板内部の導体層１２とによって構成さ
れる。さらに、各誘電体板１１の表裏の導体層１２もし
くは配線パターン同士を接続するために、各誘電体板１
１にはスルーホールと呼ばれる孔１３が設けられ、この
孔内には導電体が充填されている。
ル２００のデバイス構造を示す。なお、図１０は実施例
のＲＦパワーモジュールの構造を正確に表わしたもので
はなく、その概略が分かるように一部の部品や配線など
を省略した構造図として表わしたものである。図１０に
示されているように、本実施例のモジュールの本体１０
は、アルミナなどのセラミック板からなる複数の誘電体
板１１を積層して一体化した構造にされている。各誘電
体板１１の表面または裏面には、所定のパターンに形成
し表面に金メッキを施した銅などの導電体からなる導体
層１２が設けられている。１２ａは導体層１２からなる
配線パターンである。前述のマイクロストリップ配線Ｍ
Ｓａ，ＭＳｂ等はこの配線パターンにより構成される。
また、カップラ２４０ａ，２４０ｂは、例えば基板表面
の配線パターン１２ａと誘電体板１１を挟んでこれと並
行に配設された基板内部の導体層１２とによって構成さ
れる。さらに、各誘電体板１１の表裏の導体層１２もし
くは配線パターン同士を接続するために、各誘電体板１
１にはスルーホールと呼ばれる孔１３が設けられ、この
孔内には導電体が充填されている。
【００４１】図１０の実施例のモジュールでは、６枚の
誘電体板１１が積層されており、上から第１層目と第３
層目と第６層目の裏面側にはほぼ全面にわたって導体層
１２が形成され、それぞれ接地電位ＧＮＤを供給するグ
ランド層とされている。そして、残りの各誘電体板１１
の表裏面の導体層１２は、伝送線路等を構成するのに使
用されている。この導体層１２の幅と誘電体板１１の厚
みを適宜に設定することにより、伝送線路はインピーダ
ンスが５０Ωとなるように形成される。
誘電体板１１が積層されており、上から第１層目と第３
層目と第６層目の裏面側にはほぼ全面にわたって導体層
１２が形成され、それぞれ接地電位ＧＮＤを供給するグ
ランド層とされている。そして、残りの各誘電体板１１
の表裏面の導体層１２は、伝送線路等を構成するのに使
用されている。この導体層１２の幅と誘電体板１１の厚
みを適宜に設定することにより、伝送線路はインピーダ
ンスが５０Ωとなるように形成される。
【００４２】第１層目から第３層目の誘電体板１１に
は、ＤＣＳ系のパワーアンプＩＣ２１０ａとＧＳＭ系の
パワーアンプＩＣ２１０ｂを設置するために矩形状の穴
が設けられ、この穴の内側に各ＩＣが挿入され穴の底に
接合材１４によって固定されているとともに、その穴の
底に相当する第４層目の誘電体板１１とそれよりも下側
の各誘電体板１１にはビアホールと呼ばれる孔１５が設
けられ、この孔内にも導電体が充填されている。このビ
アホール内の導電体は、ＩＣ２１０ａ，ＩＣ２１０ｂで
発生した熱を最下層の導体層に伝達して放熱効率を向上
させる役目を担っている。ＩＣ２１０ａ，ＩＣ２１０ｂ
の上面の電極と所定の導体層１２とはボンディングワイ
ヤ３１により電気的に接続されている。また、第１層目
の誘電体板１１の表面には、前記整合回路や電源スイッ
チ回路２５０等を構成するための容量素子や抵抗素子、
ダイオード素子、トランジスタ素子などのチップ型電子
部品３２が複数個搭載されている。なお、これらの素子
のうち容量素子は、電子部品を使用せずに誘電体板１１
の表裏面の導体層を利用して基板内部に形成することも
可能である。
は、ＤＣＳ系のパワーアンプＩＣ２１０ａとＧＳＭ系の
パワーアンプＩＣ２１０ｂを設置するために矩形状の穴
が設けられ、この穴の内側に各ＩＣが挿入され穴の底に
接合材１４によって固定されているとともに、その穴の
底に相当する第４層目の誘電体板１１とそれよりも下側
の各誘電体板１１にはビアホールと呼ばれる孔１５が設
けられ、この孔内にも導電体が充填されている。このビ
アホール内の導電体は、ＩＣ２１０ａ，ＩＣ２１０ｂで
発生した熱を最下層の導体層に伝達して放熱効率を向上
させる役目を担っている。ＩＣ２１０ａ，ＩＣ２１０ｂ
の上面の電極と所定の導体層１２とはボンディングワイ
ヤ３１により電気的に接続されている。また、第１層目
の誘電体板１１の表面には、前記整合回路や電源スイッ
チ回路２５０等を構成するための容量素子や抵抗素子、
ダイオード素子、トランジスタ素子などのチップ型電子
部品３２が複数個搭載されている。なお、これらの素子
のうち容量素子は、電子部品を使用せずに誘電体板１１
の表裏面の導体層を利用して基板内部に形成することも
可能である。
【００４３】実施例のモジュールをプリント基板に実装
して電気的接続を図るための外部端子は、図１１に示す
ように、モジュール本体１０の裏面に所定の形状に形成
された導体層からなる電極パッド４１として設けられて
おり、この電極パッドとシステムのプリント基板上に設
けられている対応する部位（配線の一部もしくは配線と
接続されている導電層）との間に半田ボール等を介在さ
せることによりプリント基板上に実装させることができ
るように構成されている。なお、図１１に示されている
電極パッド４１の配置と形状は一例であり、これに限定
されるものでない。また、図１１において、電極パッド
４１以外の部位には、前述したように、接地電位を供給
するグランド層となる導体層１２がほぼ全面的に形成さ
れている。
して電気的接続を図るための外部端子は、図１１に示す
ように、モジュール本体１０の裏面に所定の形状に形成
された導体層からなる電極パッド４１として設けられて
おり、この電極パッドとシステムのプリント基板上に設
けられている対応する部位（配線の一部もしくは配線と
接続されている導電層）との間に半田ボール等を介在さ
せることによりプリント基板上に実装させることができ
るように構成されている。なお、図１１に示されている
電極パッド４１の配置と形状は一例であり、これに限定
されるものでない。また、図１１において、電極パッド
４１以外の部位には、前述したように、接地電位を供給
するグランド層となる導体層１２がほぼ全面的に形成さ
れている。
【００４４】図１２は、上記実施例のＲＦパワーモジュ
ールを使用したＧＳＭとＤＣＳの２つの方式による送受
信が可能なデュアルバンド方式の携帯電話機システムの
一実施例を示す。図１２において、ＡＮＴは信号電波の
送受信用アンテナ、１００はフロントエンド・モジュー
ル、２００は上記実施例のＲＦパワーモジュール、３０
０は音声信号をベースバンド信号に変換したり受信信号
を音声信号に変換したり変調方式切替え信号やバンド切
替え信号を生成したりするベースバンド回路、４００は
受信信号をダウンコンバートして復調しベースバンド信
号を生成したり送信信号を変調したりする変復調用ＬＳ
Ｉ、ＦＬＴ１，ＦＬＴ２は受信信号からノイズや妨害波
を除去するフィルタである。なお、これらのうち例えば
フィルタＦＬＴ１はＧＳＭ用の回路、フィルタＦＬＴ２
はＤＣＳ用の回路とされる。ベースバンド回路３００
は、ＤＳＰ（DigitalSignal Processor）やマイクロプ
ロセッサ、半導体メモリなど複数のＬＳＩやＩＣで構成
することができる。
ールを使用したＧＳＭとＤＣＳの２つの方式による送受
信が可能なデュアルバンド方式の携帯電話機システムの
一実施例を示す。図１２において、ＡＮＴは信号電波の
送受信用アンテナ、１００はフロントエンド・モジュー
ル、２００は上記実施例のＲＦパワーモジュール、３０
０は音声信号をベースバンド信号に変換したり受信信号
を音声信号に変換したり変調方式切替え信号やバンド切
替え信号を生成したりするベースバンド回路、４００は
受信信号をダウンコンバートして復調しベースバンド信
号を生成したり送信信号を変調したりする変復調用ＬＳ
Ｉ、ＦＬＴ１，ＦＬＴ２は受信信号からノイズや妨害波
を除去するフィルタである。なお、これらのうち例えば
フィルタＦＬＴ１はＧＳＭ用の回路、フィルタＦＬＴ２
はＤＣＳ用の回路とされる。ベースバンド回路３００
は、ＤＳＰ（DigitalSignal Processor）やマイクロプ
ロセッサ、半導体メモリなど複数のＬＳＩやＩＣで構成
することができる。
【００４５】フロントエンド・モジュール１００は、Ｒ
Ｆパワーモジュール２００の送信出力端子に接続されて
インピーダンスの整合を行なうインピーダンス整合回路
１２１，１２２、高調波を減衰させるロウパスフィルタ
１３１，１３２、送受信切替え用のスイッチ回路１４
１，１４２、受信信号から直流成分をカットする容量１
５１，１５２、９００ＭＨｚ帯のＧＳＭ方式の信号と
１．８ＧＨｚ帯のＤＣＳ方式の信号の分波を行なう分波
器１６０などから構成され、これらの回路および素子は
１つのセラミック基板上に実装されてモジュールとして
構成されている。送受信切替え用のスイッチ回路１４
１，１４２の切替え信号ＣＮＴ１，ＣＮＴ２はベースバ
ンド回路３００から供給される。
Ｆパワーモジュール２００の送信出力端子に接続されて
インピーダンスの整合を行なうインピーダンス整合回路
１２１，１２２、高調波を減衰させるロウパスフィルタ
１３１，１３２、送受信切替え用のスイッチ回路１４
１，１４２、受信信号から直流成分をカットする容量１
５１，１５２、９００ＭＨｚ帯のＧＳＭ方式の信号と
１．８ＧＨｚ帯のＤＣＳ方式の信号の分波を行なう分波
器１６０などから構成され、これらの回路および素子は
１つのセラミック基板上に実装されてモジュールとして
構成されている。送受信切替え用のスイッチ回路１４
１，１４２の切替え信号ＣＮＴ１，ＣＮＴ２はベースバ
ンド回路３００から供給される。
【００４６】以上本発明者によってなされた発明を実施
例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に
限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で
種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、前
記実施例では、出力用トランジスタを３段接続している
が、２段構成あるいは４段以上であっても良い。また、
前記実施例では、最終段の出力用トランジスタＱ３を別
のチップで構成していると説明したが、他の出力トラン
ジスタＱ１，Ｑ２と同様にバイアス回路と同一のチップ
上に形成されていても良い。
例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に
限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で
種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、前
記実施例では、出力用トランジスタを３段接続している
が、２段構成あるいは４段以上であっても良い。また、
前記実施例では、最終段の出力用トランジスタＱ３を別
のチップで構成していると説明したが、他の出力トラン
ジスタＱ１，Ｑ２と同様にバイアス回路と同一のチップ
上に形成されていても良い。
【００４７】さらに、上記実施例では、ＧＳＭ方式とＤ
ＣＳ方式の２つの方式の通信が可能な高周波電力増幅回
路について説明したが、上記２つの方式の他に、例えば
１８５０〜１９１５ＭＨｚ帯のＰＣＳ（Personal Commu
nication System）の信号を扱えるトリプルバンド方式
の高周波電力増幅回路に適用することができる。そし
て、その場合、ＤＣＳとＰＣＳは比較的周波数帯が近い
ので、ＤＣＳとＰＣＳの信号の入力及び出力と信号の増
幅に、図９の入出力端子ＩＮａ，ＯＵＴａと高周波電力
増幅回路２１０ａ，２１３ａを共用するように 構成し
ても良い。
ＣＳ方式の２つの方式の通信が可能な高周波電力増幅回
路について説明したが、上記２つの方式の他に、例えば
１８５０〜１９１５ＭＨｚ帯のＰＣＳ（Personal Commu
nication System）の信号を扱えるトリプルバンド方式
の高周波電力増幅回路に適用することができる。そし
て、その場合、ＤＣＳとＰＣＳは比較的周波数帯が近い
ので、ＤＣＳとＰＣＳの信号の入力及び出力と信号の増
幅に、図９の入出力端子ＩＮａ，ＯＵＴａと高周波電力
増幅回路２１０ａ，２１３ａを共用するように 構成し
ても良い。
【００４８】
【発明の効果】本願において開示される発明のうち代表
的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、以
下のとおりである。すなわち、本発明に従うと、出力の
リニアリティが良好でしかも低出力時における効率が良
いオープンループ方式の送信が可能な高周波電力増幅回
路を実現することができる。また、出力パワーＦＥＴの
電源電圧を制御することによって出力レベルを制御する
場合における制御電圧に対する応答性を向上させること
ができ、これによって、搬送波の位相を送信データに応
じて位相シフトするＧＭＳＫ変調方式の他に、送信信号
の振幅情報に基づいて出力パワーＦＥＴの電源電圧を変
化させて振幅制御をかけるＥＤＧＥ変調方式による送信
も可能な多機能の高周波電力増幅回路を実現することが
できる。その結果、本発明の高周波電力増幅回路を使用
した携帯電話機においては、通話時間および電池寿命が
長くなるという効果がある。
的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、以
下のとおりである。すなわち、本発明に従うと、出力の
リニアリティが良好でしかも低出力時における効率が良
いオープンループ方式の送信が可能な高周波電力増幅回
路を実現することができる。また、出力パワーＦＥＴの
電源電圧を制御することによって出力レベルを制御する
場合における制御電圧に対する応答性を向上させること
ができ、これによって、搬送波の位相を送信データに応
じて位相シフトするＧＭＳＫ変調方式の他に、送信信号
の振幅情報に基づいて出力パワーＦＥＴの電源電圧を変
化させて振幅制御をかけるＥＤＧＥ変調方式による送信
も可能な多機能の高周波電力増幅回路を実現することが
できる。その結果、本発明の高周波電力増幅回路を使用
した携帯電話機においては、通話時間および電池寿命が
長くなるという効果がある。
【図１】本発明に係る高周波電力増幅回路の概略構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図２】実施例の高周波電力増幅回路の増幅回路部分の
具体例を示す回路構成図である。
具体例を示す回路構成図である。
【図３】実施例の高周波電力増幅回路の動作電圧制御回
路の具体例を示す回路構成図である。
路の具体例を示す回路構成図である。
【図４】本発明にあたって検討した電源制御回路の例を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図５】実施例の高周波電力増幅回路の動作電圧制御回
路の周波数特性を示すグラフである。
路の周波数特性を示すグラフである。
【図６】実施例の動作電圧制御回路の入出力特性を示す
グラフである。
グラフである。
【図７】実施例の高周波電力増幅回路の入出力特性を示
すグラフである。
すグラフである。
【図８】実施例の高周波電力増幅回路の入力電圧と効率
との関係を示すグラフである。
との関係を示すグラフである。
【図９】実施例の高周波電力増幅回路を用いたＲＦパワ
ーモジュールの構成例を示すブロック図である。
ーモジュールの構成例を示すブロック図である。
【図１０】図９に示されているＲＦパワーモジュールの
デバイス構造の一例を示す一部断面斜視図である。
デバイス構造の一例を示す一部断面斜視図である。
【図１１】実施例のモジュールの裏面の構成例を示す底
面図である。
面図である。
【図１２】実施例のＲＦパワーモジュールを用いた携帯
電話機の全体構成を示すブロック図である。
電話機の全体構成を示すブロック図である。
【図１３】電源制御回路の他の実施例を示す回路図であ
る。
る。
２１０ 高周波電力増幅回路
２１１〜２１３ 出力パワーＦＥＴ
２１４ バイアス回路
２２０ 動作電圧制御回路
２２１ 電源制御回路
２２２ バイアス電圧生成回路
２２４ バッファ回路
２２５ 位相補償回路
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 関口 仁志
東京都小平市上水本町五丁目20番１号 株
式会社日立製作所半導体グループ内
(72)発明者 松平 信洋
東京都小平市上水本町五丁目20番１号 株
式会社日立製作所半導体グループ内
(72)発明者 古屋 富男
東京都小平市上水本町五丁目20番１号 株
式会社日立製作所半導体グループ内
(72)発明者 丸山 昌志
東京都小平市上水本町五丁目20番１号 株
式会社日立製作所半導体グループ内
(72)発明者 大山 寧
東京都小平市上水本町五丁目20番１号 株
式会社日立製作所半導体グループ内
Ｆターム(参考） 5J090 AA01 AA41 CA21 CA36 FA10
GN01 GN06 HA02 HA10 HA18
HA25 HA29 HA32 HA38 KA01
KA03 KA05 KA12 KA17 KA18
KA42 MA01 MA05 MA08 MA11
QA04 SA14 TA01 TA02 TA03
5J091 AA01 AA41 CA21 CA36 FA10
HA02 HA10 HA18 HA25 HA29
HA32 HA38 KA01 KA03 KA05
KA12 KA17 KA18 KA42 MA01
MA05 MA08 MA11 QA04 SA14
TA01 TA02 TA03 UW08
5J500 AA01 AA41 AC21 AC36 AF10
AH02 AH10 AH18 AH25 AH29
AH32 AH38 AK01 AK03 AK05
AK12 AK17 AK18 AK42 AM01
AM05 AM08 AM11 AQ04 AS14
AT01 AT02 AT03 WU08
5K060 CC04 CC12 DD04 HH06 HH09
JJ08
Claims (11)
- 【請求項１】 電力増幅用トランジスタと、前記電力増
幅用トランジスタに電源電圧を供給する電源制御回路
と、前記電力増幅用トランジスタの制御端子に印加され
るバイアス電圧を生成するバイアス電圧生成回路とを備
えた高周波電力増幅回路であって、 前記バイアス電圧生成回路は、前記電源制御回路から出
力される電源電圧に基づいて前記バイアス電圧を生成す
るように構成されていることを特徴とする高周波電力増
幅回路。 - 【請求項２】 前記電源制御回路は、出力レベルを指定
する信号を増幅する演算増幅回路と、該演算増幅回路の
出力に基づいてゲート電圧が制御されてドレイン端子か
ら前記電力増幅用トランジスタの動作電圧を出力するＭ
ＯＳＦＥＴとを備え、該ＭＯＳＦＥＴのドレイン電圧が
前記演算増幅回路にフィードバックされることで所定の
動作電圧が発生されるように構成され、前記演算増幅回
路と前記電力増幅用トランジスタの動作電圧を出力する
前記ＭＯＳＦＥＴのゲート端子との間には位相補償回路
が設けられていることを特徴とする請求項１に記載の高
周波電力増幅回路。 - 【請求項３】 前記電源制御回路は、出力レベルを指定
する信号を増幅する演算増幅回路と、該演算増幅回路の
出力に基づいてゲート電圧が制御されてドレイン端子か
ら前記電力増幅用トランジスタの動作電圧を出力するＭ
ＯＳＦＥＴとを備え、該ＭＯＳＦＥＴのドレイン電圧が
前記演算増幅回路にフィードバックされることで所定の
動作電圧が発生されるように構成され、前記演算増幅回
路と前記電力増幅用トランジスタの動作電圧を出力する
前記ＭＯＳＦＥＴのゲート端子との間にはバイポーラ・
トランジスタを有するバッファ回路が設けられているこ
とを特徴とする請求項１に記載の高周波電力増幅回路。 - 【請求項４】 前記バッファ回路は、前記演算増幅回路
の出力端子にベースが接続されたバイポーラ・トランジ
スタと、該トランジスタのエミッタに接続された定電流
源とからなるエミッタフォロワ回路であることを特徴と
する請求項３に記載の高周波電力増幅回路。 - 【請求項５】 前記ＭＯＳＦＥＴはＰチャネル型ＭＯＳ
ＦＥＴであり、前記バッファ回路を構成するバイポーラ
・トランジスタは、ｐｎｐ型のトランジスタであること
を特徴とする請求項３または４に記載の高周波電力増幅
回路。 - 【請求項６】 電力増幅用トランジスタと、前記電力増
幅用トランジスタに電源電圧を供給する電源制御回路
と、前記電力増幅用トランジスタの制御端子に印加され
るバイアス電圧を生成するバイアス回路とを備えた高周
波電力増幅回路であって、前記電源制御回路は、出力レ
ベルを指定する信号を増幅する演算増幅回路と、該演算
増幅回路の出力に基づいてゲート電圧が制御されてドレ
イン端子から前記電力増幅用トランジスタの動作電圧を
出力するＭＯＳＦＥＴとを備え、該ＭＯＳＦＥＴのドレ
イン電圧が前記演算増幅回路にフィードバックされるこ
とで所定の動作電圧が発生されるように構成され、前記
演算増幅回路と前記電力増幅用トランジスタの動作電圧
を出力する前記ＭＯＳＦＥＴのゲート端子との間にはバ
イポーラ・トランジスタを有するバッファ回路が設けら
れていることを特徴とする高周波電力増幅回路。 - 【請求項７】 前記電源制御回路は、前記演算増幅回路
と前記電力増幅用トランジスタの動作電圧を出力する前
記ＭＯＳＦＥＴのゲート端子との間に、位相補償回路を
有することを特徴とする請求項６に記載の高周波電力増
幅回路。 - 【請求項８】 前記バッファ回路は、前記演算増幅回路
の出力端子にベースが接続されたバイポーラ・トランジ
スタと、該トランジスタのエミッタに接続された定電流
源とからなるエミッタフォロワ回路であることを特徴と
する請求項７に記載の高周波電力増幅回路。 - 【請求項９】 前記ＭＯＳＦＥＴはＰチャネル型ＭＯＳ
ＦＥＴであり、前記バッファ回路を構成するバイポーラ
・トランジスタは、ｐｎｐ型のトランジスタであること
を特徴とする請求項７または８に記載の高周波電力増幅
回路。 - 【請求項１０】 前記バイアス電圧生成回路から出力さ
れるバイアス電圧に代えて、出力レベルを指定する信号
に応じたバイアス電圧を前記高周波電力増幅回路に供給
可能なバイアス電圧切替え手段を備えていることを特徴
とする請求項１〜５のいずれかに記載の高周波電力増幅
回路。 - 【請求項１１】 請求項１〜５のいずれかまたは請求項
１０に記載の高周波電力増幅回路が絶縁基板上に搭載さ
れてなる無線通信用電子部品であって、前記絶縁基板上
には前記高周波電力増幅回路から出力される信号のレベ
ルを検出するため、前記絶縁基板上に形成された導電層
パターンからなる出力信号線と該出力信号線と誘電体層
を挟んで対向するように形成された導電層からなる電位
検出手段が設けられていることを特徴とする無線通信用
電子部品。
Priority Applications (5)
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|---|---|---|---|
| JP2002018646A JP3932259B2 (ja) | 2001-12-12 | 2002-01-28 | 高周波電力増幅回路および無線通信用電子部品 |
| US10/294,597 US6753735B2 (en) | 2001-12-12 | 2002-11-15 | High frequency power amplifier and wireless communication module |
| US10/337,819 US6741125B2 (en) | 2001-12-12 | 2003-01-08 | High frequency power amplifier and wireless communication module |
| US10/847,877 US6914480B2 (en) | 2001-12-12 | 2004-05-19 | High frequency power amplifier and wireless communication module |
| US11/122,103 US7113034B2 (en) | 2001-12-12 | 2005-05-05 | High frequency power amplifier and wireless communication module |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001-378117 | 2001-12-12 | ||
| JP2001378117 | 2001-12-12 | ||
| JP2002018646A JP3932259B2 (ja) | 2001-12-12 | 2002-01-28 | 高周波電力増幅回路および無線通信用電子部品 |
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|---|---|---|---|
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|---|---|
| JP2003243994A true JP2003243994A (ja) | 2003-08-29 |
| JP3932259B2 JP3932259B2 (ja) | 2007-06-20 |
Family
ID=26625009
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002018646A Expired - Lifetime JP3932259B2 (ja) | 2001-12-12 | 2002-01-28 | 高周波電力増幅回路および無線通信用電子部品 |
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