JP2003033065A - 電動モータの制御装置及びその設計手法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 高いロバスト安定性及び追従特性を両立可能
な電動モータの制御装置及びその設計手法を提供する。 【解決手段】 マイコン７のコントローラＫにおいて、
検出されたモータ回転数Ｎｍを基にフィードバック補正
量が得られ、演算された目標トルクReq_trq を基にフィ
ードフォワード補正量が得られる。そして、マイコン７
は、これらフィードバック補正量及びフィードフォワー
ド補正量に基づきＳＲモータ３にトルク制御の指令をす
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電動モータの制御
装置及びその設計手法に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、電気自動車等の走行用モータとし
てＳＲモータ（スイッチド・リラクタンスモータ）が知
られている。一般にＳＲモータの制御では、アクセルペ
ダルの操作量（アクセル開度）に基づき目標トルクReq_
trq が演算され、これが予め用意されたマップによりＳ
Ｒモータへの指示値に変換されて、ＳＲモータに付与さ
れる。これにより、ＳＲモータは上記目標トルクReq_tr
q に応じたトルクを発生するように制御される。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】こうしたＳＲモータの
制御系はオープンループで構成されている。このＳＲモ
ータを搭載した車両がシャフトやタイヤのねじれ及びサ
スペンションのバネなどの影響で共振特性を有している
場合には、例えば目標トルクの急激な変化に対してモー
タ回転数が共振してしまい、車両の前後の振動（小刻み
な揺れ）となって乗員に不快感を与える。

【０００４】そこで、この種の振動を抑制できるように
Ｈ∞制御理論を用いたＳＲモータの制御が提案されてい
る。図２１は、このようなＨ∞制御理論を用いて設計さ
れたコントローラＫ（Ｈ∞コントローラ）を有するＳＲ
モータの制御内容を示すブロック図である。すなわち、
この制御系において、アクセル開度に基づき目標トルク
Req_trq が演算され、これが予め用意されたマップによ
りＳＲモータへの指示値に変換されて、ＳＲモータに付
与される。このとき、目標トルクReq_trq は検出された
モータ回転数Ｎｍに基づきコントローラＫにおいて演算
されるフィードバック補正量ｕによって補正される。

【０００５】図２２は、このようなＳＲモータの制御に
おいて、例えばアクセルペダルを踏み込んだり離したり
して目標トルクを急変化させ、ステップ入力を生じさせ
たときの応答特性（モータ回転数特性）を示すタイムチ
ャートである。すなわち、目標トルクの急変化に対する
オープンループ制御及びＨ∞制御での各モータ回転数特
性を示している。同図に示されるように、Ｈ∞制御を行
うことで、オープンループ制御に比してステップ入力に
対するモータ回転数の振動（共振）は抑制されている。

【０００６】ところで、ロバスト安定化問題（ロバスト
安定性の確保）を主体としたＨ∞制御問題では、ロバス
ト安定性に対する要求性能が著しく高い場合は、それと
トレードオフになる追従特性（制振性及びトルク追従
性）の性能が劣化してしまう。そこで、高いロバスト安
定性及び追従特性を両立可能な高性能なＳＲモータの制
御が望まれている。

【０００７】本発明の目的は、高いロバスト安定性及び
追従特性を両立可能な電動モータの制御装置及びその設
計手法を提供することにある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
めに、請求項１に記載の発明は、電動モータと、前記電
動モータのモータ回転数を検出する検出手段と、前記電
動モータの目標トルクを演算する演算手段と、前記検出
されたモータ回転数を基に、フィードバック補正量を得
るフィードバック補償器と、前記演算された目標トルク
を基に、フィードフォワード補正量を得るフィードフォ
ワード補償器と、前記フィードバック補正量及びフィー
ドフォワード補正量に基づき前記電動モータにトルク制
御の指令をする制御手段とを備えたことを要旨とする。

【０００９】請求項２に記載の発明は、請求項１に記載
の電動モータの制御装置において、前記電動モータの特
性変動は、運転状態の相違、電動モータの相違、該電動
モータが組付けられた被組付体の相違、トルクリップ
ル、センサノイズ及びモータ回転数の定常成分の少なく
とも１つであることを要旨とする。

【００１０】請求項３に記載の発明は、検出されたモー
タ回転数を基にフィードバック制御するとともに、演算
された目標トルクを基にフィードフォワード制御するコ
ントローラを備えた電動モータの制御装置の設計手法に
おいて、前記電動モータの特性変動に対するロバスト安
定性及び該電動モータの目標トルクからモータ回転数ま
での追従特性がそれぞれ独立して設定される２自由度Ｈ
∞制御問題における一般化プラントで前記コントローラ
の伝達関数を表現し、前記一般化プラントのＨ∞ノルム
が略最小となるように該コントローラを導出することを
要旨とする。

【００１１】請求項４に記載の発明は、請求項３に記載
の電動モータの制御装置の設計手法において、前記電動
モータの特性変動は、運転状態の相違、電動モータの相
違、該電動モータが組付けられた被組付体の相違、トル
クリップル、センサノイズ及びモータ回転数の定常成分
の少なくとも１つであることを要旨とする。

【００１２】（作用）請求項１に記載の発明によれば、
検出されたモータ回転数を基にフィードバック補正量が
得られ、演算された目標トルクを基にフィードフォワー
ド補正量が得られる。そして、これらフィードバック補
正量及びフィードフォワード補正量に基づき電動モータ
にトルク制御の指令がされることで、電動モータの制御
において高いロバスト安定性及び追従特性の両立が可能
となる。

【００１３】請求項２又は４に記載の発明によれば、運
転状態の相違、電動モータの相違、電動モータが組付け
られた被組付体（例えば、車体や車種など）の相違、ト
ルクリップル、センサノイズ及びモータ回転数の定常成
分の少なくとも１つに係る特性変動に対してロバスト安
定性が向上される。

【００１４】請求項３に記載の発明によれば、電動モー
タの特性変動に対するロバスト安定性及び電動モータの
目標トルクからモータ回転数までの追従特性がそれぞれ
独立して設定される２自由度Ｈ∞制御問題における一般
化プラントでコントローラの伝達関数を表現してコント
ローラが導出される。従って、このコントローラにて電
動モータの制御を行うことで高いロバスト安定性及び追
従特性の両立が可能となる。

【００１５】

【発明の実施の形態】以下、本発明を具体化した一実施
形態を図１〜図２０に従って説明する。図１は、電気自
動車の走行駆動系の構成ブロック図を示す。

【００１６】電気自動車１は駆動輪２に走行トルクを出
力する電動モータとしてのＳＲモータ（スイッチド・リ
ラクタンスモータ）３を備えている。ＳＲモータ３は電
気自動車１の部品ルーム内の所定箇所に被組付体として
の車体１ａ（同図では象徴的に鎖線で示すのみで大きさ
は正確でない）に組付けられた状態で搭載されている。
バッテリ４には例えば燃料電池や充電式蓄電池などが使
用される。ＳＲモータ３はＥＣＵ（電子制御装置）５に
よりインバータ６を介して駆動制御される。ＥＣＵ５は
マイクロコンピュータ（以下、単にマイコンと称す）７
と、チョッパ回路８を備える。なお、マイコン７によ
り、演算手段、コントローラ、フィードバック補償器、
フィードフォワード補償器、制御手段が構成される。

【００１７】インバータ６はバッテリ電圧が印加される
ようにバッテリ４と接続され、その出力側はＳＲモータ
３に電気的に接続されている。インバータ６は駆動回路
９とスイッチング回路１０とを備える。マイコン７から
の指令信号に基づいてチョッパ回路８がチョッパ制御さ
れて、チョッパ回路８から駆動回路９を介してスイッチ
ング回路１０に入力される信号に基づきＳＲモータ３は
駆動制御される。

【００１８】ＳＲモータ３は３相モータで、３相コイル
の励磁タイミングを制御することによって駆動制御され
る。インバータ６はＳＲモータ３に対し内部の３相コイ
ルに励磁電流を供給するそれぞれ２本ずつの計６本の電
力線で接続されている。電流比較回路１１は電力線を流
れる電流値を検出する。チョッパ回路８は電流比較回路
１１から入力する電流検出信号を基に駆動回路９に送る
指令値を補正する。

【００１９】マイコン７は、アクセルペダル１２の操作
量を検出するアクセルセンサ１３から入力するアクセル
信号（アクセル開度α）と、バッテリ電圧検出回路１４
からのバッテリ電圧検出信号（バッテリ電圧Ｖｂ）とを
インタフェイス１５を介して入力する。またマイコン７
は、ＳＲモータ３の回転状態を検出する検出手段として
のレゾルバ１６からの回転検出信号をインタフェイス１
７を介して入力するようになっている。

【００２０】マイコン７はそのメモリ１８に図３に示す
マップＭを記憶し、アクセルセンサ１３により検出され
たアクセル開度αを基にマップＭを参照して目標トルク
Req_trq を求める。また、マイコン７は、バッテリ電圧
検出回路１４から検出されたバッテリ電圧Ｖｂを得ると
ともに、レゾルバ１６からの回転検出信号を基にモータ
回転数Ｎｍを得る。

【００２１】マイコン７は、これら目標トルクReq_trq
及びモータ回転数Ｎｍに基づき、後述のコントローラＫ
によって指示トルクＴを求める。指示トルクＴは、目標
トルクReq_trq を目標とする制御を行ううえにおいて実
際に指示する指令用の指示値に相当する。

【００２２】メモリ１８には、指示トルクＴ、モータ回
転数Ｎｍ、バッテリ電圧Ｖｂの３つのパラメータを基
に、電流指示値Ｉと、通電角度（角度指示値）θとを個
別に求める２つのマップ（３次元マップ）（図示せず）
が記憶されている。マイコン７は、３つのパラメータ
（指示トルクＴ、モータ回転数Ｎｍ、バッテリ電圧Ｖ
ｂ）から決まる電流指示値Ｉと角度指示値θとからなる
指令信号をチョッパ回路８に指令する。チョッパ回路８
はマイコン７から入力する指令信号（指示値Ｉ，θ）を
基に、角度指示値θに応じた所定の励磁タイミングで電
流指示値Ｉに応じた励磁電流を３相コイルに順次通電す
る指令信号を駆動回路９を介してスイッチング回路１０
に出力する。

【００２３】図２はインバータ６の回路構成図を示す。
インバータ６は、３相（相１，相２，相３）のモータコ
イル（３相コイル）３１，３２，３３ごとの３つのスイ
ッチング回路１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃを備えている。ス
イッチング回路１０はこれら３つの回路１０Ａ，１０
Ｂ，１０Ｃより構成される。各スイッチング回路１０
Ａ，１０Ｂ，１０Ｃにはバッテリ４からのバッテリ電圧
が印加されている。各スイッチング回路１０Ａ，１０
Ｂ，１０Ｃは、モータコイル３１，３２，３３の両側に
２つずつのスイッチング素子（トランジスタ）２１，２
２と、２つずつのダイオード２３，２４とを備えてい
る。

【００２４】各相における２つのスイッチング素子２
１，２２の各々のゲートには、相１では駆動回路４１
Ａ，４１Ｂが、相２では駆動回路４２Ａ，４２Ｂが、相
３では駆動回路４３Ａ，４３Ｂがそれぞれ信号電圧を出
力可能に接続されている。駆動回路９はこれら２つずつ
の駆動回路４１Ａ，４１Ｂ，４２Ａ，４２Ｂ，４３Ａ，
４３Ｂより構成される。また各スイッチング回路１０
Ａ，１０Ｂ，１０Ｃと並列に１つずつのコンデンサＣ
１，Ｃ２，Ｃ３が接続され、またバッテリ４と並列にコ
ンデンサＣ４，Ｃ５，Ｃ６が接続されている。

【００２５】３相における各スイッチング素子２１，２
２の各々のゲートには、チョッパ回路８で生成された電
流指示値Ｉに応じたデューティ値（％）のＰＷＭ信号
が、角度指示値θに応じた励磁タイミングで各相毎のモ
ータコイル３１，３２，３３を順次通電させるタイミン
グで入力される。このため、各モータコイル３１，３
２，３３には、電流指示値Ｉに応じた励磁電流が角度指
示値θに応じた励磁タイミングで通電される。

【００２６】またＳＲモータ３が惰性回転してモータト
ルクが零トルクになるときの指示トルクは、その時々の
モータ回転数Ｎｍに応じて一義的に決まる。メモリ１８
には、モータ回転数Ｎｍから零トルク（つまり惰性回
転）となる指示トルクに相当する基準トルクＴo を求め
るためのマップ（図示せず）を記憶している。マイコン
７は、レゾルバ１６からの回転検出信号を基にモータ回
転方向を検出しており、モータ回転方向と同じ向きのト
ルクを付与するときを「力行」、モータ回転方向と逆向
きのトルクを付与するときを「回生」と判断する。つま
り現在の指示トルクＴが基準トルクＴo 以上のときを
「力行」、現在の指示トルクＴが基準トルクＴo 未満の
ときを「回生」と判断する。

【００２７】「回生」であるときには、レゾルバ１６か
らの回転検出信号を基に得られるモータ回転方向と逆転
方向のトルクを発生させる励磁タイミングの順序で各相
のモータコイル３１，３２，３３を通電し、ＳＲモータ
３を逆転トルクが発生するように制御する。また「力
行」であるときには、レゾルバ１６からの回転検出信号
を基に得られるモータ回転方向と同一方向のトルクを発
生させる励磁タイミングの順序で各相のモータコイル３
１，３２，３３を通電し、ＳＲモータ３を正転トルクが
発生するように制御する。この結果、ＳＲモータ３には
指示トルクＴに応じたトルクが発生する。この励磁タイ
ミングを決めるのが、角度指示値θである。

【００２８】次に、上記指示トルクＴを求めるコントロ
ーラＫの設計について以下に説明する。図４は、本実施
形態でのＳＲモータ３の制御内容を示すブロック図であ
る。同図に示されるように、本実施形態では制御対象と
してのＳＲモータ３の制御（振動抑制制御）に係るコン
トローラＫを、フィードバック補償器Ｋ１及びフィード
フォワード補償器Ｋ２にて構成している。すなわち、Ｓ
Ｒモータ３の制御系をいわゆる２自由度の制御系として
構成している。そして、ＳＲモータ３の制御におけるロ
バスト安定性及び追従特性の各性能をそれぞれ独立して
保証しうるコントローラＫ（フィードバック補償器Ｋ１
及びフィードフォワード補償器Ｋ２）を求める。なお、
制御対象としてのＳＲモータ３は、車種・モータ等の相
違やセンサノイズなどの特性変動を包括しているものと
して扱い、以降も同様である。換言すると、ＳＲモータ
３の制御に係るコントローラＫは車種・モータ等の相違
やセンサノイズなどの特性変動の影響を含めて設計され
る。

【００２９】ここで、ＳＲモータ３の伝達関数を実モデ
ルＰｓｙｓとして表すと、図４においてロバスト安定性
に係る伝達関数は下記数１式にて表される。

【００３０】

【数１】 一方、追従特性に係る伝達関数は下記数２式にて表され
る。

【００３１】

【数２】 従って、フィードフォワード補償器（伝達関数）Ｋ２は
追従特性に係る伝達関数にのみ現れるため、フィードフ
ォワード補償器Ｋ２の変更によってロバスト安定性が影
響されることはない。そこで、ＳＲモータ３の制御にお
けるロバスト安定性及び追従特性をそれぞれ独立して設
定し、図５に示すブロック図に基づいて２自由度Ｈ∞制
御問題としてコントローラＫを設計する。

【００３２】一般に、Ｈ∞制御問題では、図６に示され
るように外生入力（外部入力）ｗ、制御入力ｕ、制御量
ｚ、観測量ｙを有する「一般化プラント」において、外
生入力ｗから制御量ｚまでの伝達関数Ｔzwに対するＨ∞
ノルム（||Ｔzw||∞）が所定値γ（例えば「１」）より
小さくなるようなコントローラＫを求める。以下、コン
トローラＫの設計方法について段階的に説明する。

【００３３】［実モデルの決定］先ず、オープンループ
の系でＳＲモータ３を運転した場合における、目標トル
クｗ１に対する実際のモータ回転数Ｎｍから実モデルＰ
ｓｙｓを決定する。すなわち、目標トルクｗ１をオープ
ンループ系に与え、予め用意されたマップ（図４におけ
るマップＭＰ）により電流指示値Ｉ及び角度指示値θを
決定し、これら指示値に基いて前記チョッパ回路８、駆
動回路９及びスイッチング回路１０を介してＳＲモータ
３を実際に回転させる。そして、前記目標トルクｗ１に
対する実際のＳＲモータ３のモータ回転数Ｎｍを計測
し、この計測結果（すなわち、目標トルクｗ１に対する
実際の応答Ｎｍ）から、実モデルＰｓｙｓを決定する
（図７参照）。これらは、同定実験及び周波数フィッテ
ィングによるモデルパラメータの同定とも呼ばれる手法
に基いて行われる。

【００３４】［規範モデルの導出］こうして得られた実
モデルＰｓｙｓを参照しながら目標トルクｗ１の変化に
対する制振性及びトルク追従性が両立した理想的なモデ
ルを規範モデルＲｓｙｓとして導出・作成する。この規
範モデルＲｓｙｓは、共振周波数近傍で実モデルＰｓｙ
ｓのゲインよりも相当量小さいゲインを有するととも
に、他の周波数領域で実モデルＰｓｙｓのゲインと一致
するゲインを有するように作成される（図７参照）。

【００３５】上記実モデルＰｓｙｓの決定と規範モデル
Ｒｓｙｓの導出とが終了した段階で、コントローラＫと
ともに図８に示す系を構成する。すなわち、実モデルＰ
ｓｙｓと、コントローラＫ（フィードバック補償器Ｋ
１）とで閉ループを形成するとともに、目標トルクｗ１
に重み関数ｗｓを考慮してコントローラＫ（フィードフ
ォワード補償器Ｋ２）及び規範モデルＲｓｙｓにそれぞ
れ入力する。そして、規範モデルＲｓｙｓの出力と実モ
デルＰｓｙｓの出力との偏差（モータ回転数の差）を制
御量ｚ１として出力させる。

【００３６】これにより、実モデルＰｓｙｓの応答を規
範モデルＲｓｙｓの応答に近づけるコントローラＫを得
るための問題を、目標トルクｗ１から制御量ｚ１までの
伝達関数Ｔz1w1に対するＨ∞ノルムを所定値γより小さ
くする（||Ｔz1w1||∞＜γ）ようなコントローラＫを求
めるＨ∞制御問題に帰着させることが可能となる。ま
た、これにより制御対象の追従特性（制振性及びトルク
追従性）を同時に評価することが可能となる。

【００３７】ちなみに、この系において、重み関数ｗｓ
を特定の周波数領域で大きくなるように設定すれば、同
特定の周波数領域における実際の応答を規範モデルＲｓ
ｙｓの応答に一層近似させるコントローラＫを得ること
ができる。図９に示されるように、本実施形態では重み
関数ｗｓのゲインを低周波数領域で大きくなるように設
定しており、これにより低周波数領域における実際の応
答を規範モデルに近づけてＳＲモータ３の制振性及びト
ルク追従性を向上させている。

【００３８】［特性変動の導出・重み関数の設定］実験
により、運転状態や車種・モータの相違によって目標ト
ルクｗ１からモータ回転数Ｎｍまでの伝達特性が変動す
ることが判明している。また、ＳＲモータ３の各モータ
コイル３１〜３３への通電切換えを高周波数で行うと、
同通電の切換え時にトルクリップルが発生し、これがモ
ータ回転数Ｎｍに影響を及ぼすことも判明している。そ
こで、図１０に示されるように、このような運転状態や
車種・モータの違い、トルクリップルなどによる制御対
象の特性変動を乗法的変動Δとして扱う。この場合、乗
法的変動Δへの入力を制御量ｚ２として捉えるととも
に、乗法的変動Δからの出力を摂動入力ｗ２（一般化プ
ラントヘの入力）として捉え、摂動入力ｗ２の影響が制
御量ｚ２に現れ難いコントローラＫを求める問題に帰着
させる。

【００３９】より具体的には、図１１に示されるよう
に、摂動入力ｗ２を重み関数ｗｍ１を介して指示トルク
に加えることで、上記トルクリップル分を指示トルクに
対する外乱トルクとして扱う。すなわち、トルクリップ
ル分の周波数特性を重み関数ｗｍ１で表す。重み関数ｗ
ｍ１は、図１２に示したように共振点に対して高周波数
側領域でのゲインが大きくなるように設定する。また、
上記運転状態や車種・モータの相違等による伝達特性の
変化を重み関数ｗｍ２で表して制御量ｚ２を得るように
系を構成する。重み関数はｗｍ２は、図１３に示したよ
うに低周波数側領域でのゲインが大きくなるように設定
する。以上により、運転状態や車種・モータの違い、ト
ルクリップルなどによる特性変動の影響を抑制するコン
トローラＫを得る問題をＨ∞制御問題に帰着させること
が可能となる。

【００４０】［ノイズ特性の導出・重み関数の設定］制
御に使用する検出量であるモータ回転数Ｎｍは、レゾル
バ１６のセンサノイズ（ホワイトノイズ）を含んでい
る。このセンサノイズによる系への影響は図１４のブロ
ック図のように示される。

【００４１】また、モータ回転数Ｎｍは、ＳＲモータ３
の発生トルクの所定時間前からの積分値に相当するた
め、同発生トルクが「０」となった場合でも直ちに
「０」となることなく一定値を維持する。これは、モー
タ回転数の定常成分と呼ばれる。一方、実モデルＰｓｙ
ｓは共振点近傍で線形なものとして設計される。従っ
て、性能向上のためには、モータ回転数の定常成分を除
去する必要がある。そこで、このようなセンサノイズや
モータ回転数の定常成分を除去するため、これらをセン
サノイズｗ３に対する重み関数ｗｎで表し、図１５に示
したようにセンサノイズｗ３を重み関数ｗｎを介して実
モデルＰｓｙｓとコントローラＫ（フィードバック補償
器Ｋ１）との間に入力する。

【００４２】ちなみに、本実施形態では、図１６に示さ
れるように重み関数ｗｎのゲインを低周波数領域で大き
くなるように設定しており、これによりセンサノイズに
比して影響度の大きいモータ回転数の定常成分を好適に
除去している。

【００４３】［コントローラＫの算出］以上の態様で設
定等された外生入力ｗ（目標トルクｗ１、摂動入力ｗ
２、センサノイズｗ３）と制御量ｚ（制御量ｚ１，ｚ
２）との関係によりこの制御系は図５に示す２自由度Ｈ
∞制御における一般化プラントで表現される。既述のよ
うに、Ｈ∞制御問題ではこの一般化プラントにおいて、
外生入力ｗから制御量ｚまでの伝達関数Ｔzwに対するＨ
∞ノルム（||Ｔzw||∞）が所定値γ（例えば「１」）よ
り小さくなるようなコントローラＫを求める。

【００４４】ここで、上記伝達関数Ｔzwに対するＨ∞ノ
ルム（||Ｔzw||∞）の評価に当たって、目標トルクｗ１
から制御量ｚ１までの伝達関数Ｔz1w1、摂動入力ｗ２か
ら制御量ｚ２までの伝達関数Ｔz2w2及びセンサノイズｗ
３から制御量ｚ２までの伝達関数Ｔz2w3の各Ｈ∞ノルム
が評価される。

【００４５】摂動入力ｗ２から制御量ｚ２までの伝達関
数Ｔz2w2は下記数３式にて表される。

【００４６】

【数３】 従って、この伝達関数Ｔz2w2に対するＨ∞ノルムが下記
数４式のように値「１」よりも小さくなるようなコント
ローラＫ（フィードバック補償器Ｋ１）を求める。

【００４７】

【数４】 これにより、乗法的変動（運転状態や車種・モータの違
い、トルクリップルなどによる特性変動）に対するロバ
スト安定性が考慮される（第１のロバスト安定条件）。

【００４８】また、センサノイズｗ３から制御量ｚ２ま
での伝達関数Ｔz2w3は下記数５式にて表される。

【００４９】

【数５】 従って、この伝達関数Ｔz2w3に対するＨ∞ノルムが下記
数６式のように値「１」よりも小さくなるようなコント
ローラＫ（フィードバック補償器Ｋ１）を求める。

【００５０】

【数６】 これにより、センサノイズやモータ回転数の定常成分な
どによる特性変動に対するロバスト安定性が考慮される
（第２のロバスト安定条件）。

【００５１】なお、既述のように制御対象のロバスト安
定性はフィードフォワード補償器Ｋ２によって影響を受
けることはなく（数１式参照）、第１及び第２のロバス
ト安定条件（数４式及び数６式）にはフィードフォワー
ド補償器Ｋ２の要素は含まれていない。

【００５２】一方、目標トルクｗ１から制御量ｚ１まで
の伝達関数Ｔz1w1は下記数７式にて表される。

【００５３】

【数７】 従って、この伝達関数Ｔz1w1に対するＨ∞ノルムが下記
数８式のように所定値γよりも小さくなるようなコント
ローラＫ（フィードフォワード補償器Ｋ２）を求める。

【００５４】

【数８】 すなわち、この所定値γが略最小となるようにして実モ
デルＰｓｙｓを規範モデルＲｓｙｓに近づける。これに
より、制御対象（ＳＲモータ３）の追従特性（制振性及
びトルク追従性）が考慮される。

【００５５】以上により、主として第１及び第２のロバ
スト安定条件（数４式及び数６式）を考慮して求めたコ
ントローラＫ（フィードバック補償器Ｋ１）と、主とし
て制御対象の追従特性を保持したまま実モデルＰｓｙｓ
を規範モデルＲｓｙｓに近づけるようなコントローラＫ
（フィードフォワード補償器Ｋ２）とを同時に求める。
これにより、ＳＲモータ３の制御におけるロバスト安定
性及び追従特性を同時に満足するコントローラＫが求め
られる。

【００５６】ここで、Ｈ∞制御問題の解法はリカッチ方
程式を解くアプローチとリカッチ方程式の不等式版であ
るＬＭＩ問題を解くアプローチとがあるが、どちらを用
いても良い。本実施形態ではＬＭＩべースのアプローチ
でコントローラＫ（ｓ）を導出している。ＬＭＩべース
のアプローチは大きな問題に対してリカッチベースの問
題より多くの計算を必要とするがリカッチベースが持つ
正則性制約を取り去ることができる。すなわち任意のプ
ラントに適用できる特徴を持つ。

【００５７】また、例えば設計においては制御系設計Ｃ
ＡＤ「ＭＡＴＬＡＢ」を使ってコントローラＫ（ｓ）等
を導出している。以上のように構築された一般化プラン
トに対して重み関数及び規範モデルＲｓｙｓの設定を行
い、設計仕様を満足するように設計サイクルの中で通常
何回か修正され、設計仕様を満たせば設計完了となる。

【００５８】以上述べたように、ＳＲモータ３の要求仕
様をＨ∞制御における一般化プラントで表現し、２自由
度Ｈ∞制御問題として最適解を求める。これにより、高
いロバスト安定性及び追従特性を両立可能なＳＲモータ
３の制御（振動抑制制御）を実現することができる。

【００５９】［コントローラの低次元化］次に設計され
たコントローラＫ（ｓ）（フィードバック補償器Ｋ１、
フィードフォワード補償器Ｋ２）の低次元化処理を行
う。コントローラをマイコン７に実装して制御を実行す
る場合、コントローラの次数が大きいとマイコン７の演
算負荷が大き＜なってしまい、所定のサンプリング周期
で演算しきれなくなる。このため設計されたコントロー
ラＫ（ｓ）の特性を変えないで次数を低下させる手法を
低次元化といい、高次元のコントローラをその周波数特
性を変化させないで低次元化する。本実施形態では、例
えば２８次のコントローラＫ（ｓ）となっており、これ
をその周波数特性を変化させないで１３次まで低次元化
する。

【００６０】［離散化］その後、マイコンのサンプリン
グタイムに合わせて、低次元化したフィードバック補償
器Ｋ１及びフィードフォワード補償器Ｋ２ごとに次数ｎ
に応じた離散化をすることにより、下記数９式により表
されるフィードバック補正量ｕ１（ｋ）及びフィードフ
ォワード補正量ｕ２（ｋ）を得ることができる。

【００６１】

【数９】 なお、係数ａｉ，ｂｉは上記低次元化されたフィードバ
ック補償器Ｋ１の離散化に伴う係数であり、係数ｃｉ，
ｄｉは同フィードフォワード補償器Ｋ２の離散化に伴う
係数である。ここで、補正量ｕ１（ｋ），ｕ２（ｋ）、
モータ回転数Ｎｍ（ｋ）及び目標トルクReq_trq （ｋ）
は、今回の演算で得られる補正量ｕ１，ｕ２、今回の演
算時におけるモータ回転数Ｎｍ及び目標トルクReq_trq
をそれぞれ意味する。また、補正量ｕ１（ｋ−ｉ），ｕ
２（ｋ−ｉ）、モータ回転数Ｎｍ（ｋ−ｉ）及び目標ト
ルクReq_trq （ｋ−ｉ）は、ｉ回前の演算で得られた補
正量ｕ１，ｕ２、ｉ回前の演算時におけるモータ回転数
Ｎｍ及び目標トルクReq_trq をそれぞれ意味する。本実
施形態では１３次に低次元化しており、従って１３回前
（ｎ＝１３）までの補正量ｕ１，ｕ２、モータ回転数Ｎ
ｍ及び目標トルクReq_trq に基づき今回の補正量ｕ１
（ｋ），ｕ２（ｋ）を演算する。そして、コントローラ
Ｋはこれら補正量ｕ１（ｋ），ｕ２（ｋ）を加算して指
示トルクＴを算出する。

【００６２】図１７は、以上に説明したコントローラＫ
を求めるための設計手順を示したフローチャートであ
る。簡単に説明すると、先ず、実モデルＰｓｙｓを求め
るための同定実験を行い（Ｓ（ステップ）１０１）、次
いで周波数フィッティングによりモデルパラメータの同
定を行って（Ｓ１０２）、同実モデルＰｓｙｓを求め
る。そして、規範モデルＲｓｙｓを導出し（Ｓ１０
３）、運転状態や車種の相違、トルクリップルなどによ
る上記特性変動がどのような特性を有するかを調べると
ともに（Ｓ１０４）、上記センサノイズの特性がどのよ
うな特性を有するかを調べる（Ｓ１０５）。

【００６３】次に、上記重み関数ｗｓ，ｗｍ１，ｗｍ
２，ｗｎを上記調査した特性変動及びノイズ特性等に基
いて設定し（Ｓ１０６）、図５に示した一般化プラント
を作成する（Ｓ１０７）。次いで、上記「ＭＡＴＬＡ
Ｂ」によりコントローラＫ（ｓ）（フィードバック補償
器Ｋ１及びフィードフォワード補償器Ｋ２）を算出し
（Ｓ１０８）、性能評価条件を満足するか否かを判定す
る（Ｓ１０９）。

【００６４】この段階で、性能評価条件が満足されなけ
れば、上記Ｓ１０６〜Ｓ１０８を繰り返す。また、Ｓ１
０９にて性能評価条件が満足されれば上記コントローラ
Ｋ（ｓ）を低次元化し（Ｓ１１０）、低次元化されたコ
ントローラＫの離散化を行う（Ｓ１１１）。

【００６５】図１８は、低次元化されたコントローラＫ
（Ｈ∞コントローラ）をマイコン７に実装した場合のブ
ロック図である。すなわち、マイコン７はレゾルバ１６
からのモータ回転数Ｎｍ（ｋ）を入力し、上記コントロ
ーラＫ（フィードバック補償器Ｋ１）により数９式に従
ってフィードバック補正量ｕ１（ｋ）を求める。一方、
マイコン７は、アクセルセンサ１３からアクセル開度α
を入力し、これを図３に示したマップＭ（目標トルクマ
ップ）により目標トルクReq_trq （ｋ）に変換する。そ
して、マイコン７はコントローラＫ（フィードフォワー
ド補償器Ｋ２）により数９式に従ってフィードフォワー
ド補正量ｕ２（ｋ）を求める。

【００６６】マイコン７は、これら補正量ｕ１（ｋ），
ｕ２（ｋ）を加算して指示トルクＴを算出する。そし
て、マイコン７はマップＭＰによりこの指示トルクＴを
電流指示値Ｉ及び角度指示値θに変換し、ＳＲモータ３
に付与する。

【００６７】図１８に示したブロック図の制御はソフト
ウェア上で実現される。従って、本実施形態では上記コ
ントローラＫ（フィードバック補償器Ｋ１及びフィード
フォワード補償器Ｋ２）もソフトウェア上で実現したデ
ジタルフィルタとなっている。

【００６８】マイコン７のメモリ１８には、図１９にフ
ローチャートで示すモータ制御プログラムが記憶されて
いる。以下、モータ制御プログラムについて説明する。
まず、Ｓ２０１では、初期化をする。

【００６９】Ｓ２０２では、前回の制御から１０msec.
経過したか否かを判断する。つまり１０msec. 毎に制御
をするため、制御間隔の時間が経過したか否かを判断す
る。Ｓ２０３では、目標トルクReq_trq （ｋ）を求め
る。すなわちアクセル開度αを読み込んで、アクセル開
度αを基にマップＭ（図３）を参照して目標トルクReq_
trq （ｋ）を求める。

【００７０】Ｓ２０４では、モータ回転数Ｎｍ（ｋ）を
検出する。Ｓ２０５では、補正量演算処理を実行する。
すなわち、前記数９式を用いて、モータ回転数Ｎｍに基
づきフィードバック補正量ｕ１（ｋ）を、目標トルクRe
q_trq に基づきフィードフォワード補正量ｕ２（ｋ）を
それぞれ算出する。

【００７１】Ｓ２０６では、モータへの指示トルクＴを
算出する。すなわち、指示トルクＴを、式 Ｔ＝ｕ１
（ｋ）＋ｕ２（ｋ） より計算する。Ｓ２０７では、指
示トルクＴをモータへの電流指示値Ｉ及び角度指示値θ
へ変換する。すなわち、マイコン７は３つのパラメータ
（指示トルクＴ、モータ回転数Ｎｍ、バッテリ電圧Ｖ
ｂ）を基に個別のマップ（図１８におけるマップＭＰ）
を参照して電流指示値Ｉ及び角度指示値θをそれぞれ求
める。

【００７２】Ｓ２０８では、電流指示値Ｉおよび角度指
示値θを出力する。すなわち、マイコン７はチョッパ回
路８に指示値Ｉ，θを指令する。従って、チョッパ回路
８は、角度指示値θから決まる励磁タイミングで電流指
示値Ｉに相当する励磁電流が流れるデューティ値％で駆
動回路９を介してスイッチング回路１０をＰＷＭ制御す
る。その結果、モータコイル３１，３２，３３が所定の
励磁タイミングで順次通電される。

【００７３】Ｓ２０９では、電源ＯＦＦか否かを判断す
る。電源ＯＮ中はＳ２０２に戻りＳ２０２〜Ｓ２０９の
処理を繰り返し実行する。そして電源ＯＦＦになると、
Ｓ２１０において停止処理を行う。

【００７４】このように、アクセル開度αに基いて目標
トルクReq_trq （ｋ）が決定され、この目標トルクReq_
trq （ｋ）及び実際のモータ回転数Ｎｍ（ｋ）とコント
ローラＫとにより決定された補正量ｕ１（ｋ），ｕ２
（ｋ）により指示トルクＴが決定され、この指示トルク
Ｔに応じてＳＲモータ３への通電がなされる。

【００７５】図２０は、このような制御を行うＳＲモー
タ３について、例えばアクセルペダル１２を踏み込んだ
り離したりして目標トルクを急変化させ、ステップ入力
を生じさせときのモータ回転数特性を示すタイムチャー
トである。同図に示されるように、ステップ入力に対す
るモータ回転数の振動（共振）は略皆無に抑制されてい
る。

【００７６】以上詳述したように、本実施形態によれ
ば、以下に示す効果が得られるようになる。 （１）本実施形態では、コントローラＫにより、検出さ
れたモータ回転数Ｎｍを基にフィードバック補正量ｕ１
が得られ、演算された目標トルクReq_trq を基にフィー
ドフォワード補正量ｕ２が得られる。そして、これらフ
ィードバック補正量ｕ１及びフィードフォワード補正量
ｕ２に基づきＳＲモータ３にトルク制御の指令がされる
ことで、ＳＲモータ３の制御において高いロバスト安定
性及び追従特性の両立が可能となる。

【００７７】また、このように２自由度Ｈ∞制御問題と
してコントローラＫを求めることで高いロバスト安定性
及び追従特性の両立が可能になり、これにより調整工数
の削減と部品（コントローラ）の共通化とを図ることが
できる。

【００７８】（２）本実施形態では、運転状態の相違、
ＳＲモータ３の相違、ＳＲモータ３が組付けられた車体
１ａ（車種）の相違、トルクリップル、センサノイズ及
びモータ回転数Ｎｍの定常成分に係る特性変動に対して
ロバスト安定性を向上できる。

【００７９】（３）本実施形態では、追従特性（制振性
及びトルク追従性）を良好とすることで振動抑制と車両
の加速性を好適にすることができる。 （４）本実施形態では、モータ回転数の振動を抑制する
ことで車体１ａの前後振動を低減し、電気自動車１の乗
り心地を向上できる。

【００８０】なお、本発明の実施の形態は上記実施形態
に限定されるものではなく、次のように変更してもよ
い。 ・前記実施形態においては、コントローラＫをソフトウ
ェア上で実現したデジタルフィルタとしたが、ハードウ
ェアのデジタルフィルタで実現してもよい。

【００８１】・前記実施形態において、特性変動として
の運転状態の相違、ＳＲモータ３の相違、ＳＲモータ３
が組付けられた車体１ａ（車種）の相違、トルクリップ
ル、センサノイズ及びモータ回転数Ｎｍの定常成分のい
ずれかを割愛してもよい。

【００８２】・前記実施形態においては、２８次のコン
トローラＫ（ｓ）を導出してこれを１３次に低次元化し
たが、その他の次数に低次元化してもよい。また、低次
元化処理を割愛してもよい。

【００８３】・前記実施形態において、各重み関数の設
定及びこれによる一般化プラントの作成は一例である。 ・前記実施形態において、電動モータはＳＲモータに限
定されない。例えば交流誘導モータでもよい。

【００８４】・前記実施形態においては、電気自動車の
電動モータの制御に本発明を適用したがこれに限定され
るものではない。自動車以外の電気車両で適用してもよ
い。また、車両において走行駆動源以外の用途で搭載さ
れた電動モータに適用してもよい。さらに車両以外の他
の用途で使用される電動モータに適用してもよい。

【００８５】次に、以上の実施形態から把握することが
できる請求項以外の技術的思想を、その効果とともに以
下に記載する。 （イ）請求項１又は２に記載の電動モータの制御装置に
おいて、前記演算手段はアクセル開度に基づき前記目標
トルクを演算することを特徴とする電動モータの制御装
置。

【００８６】

【発明の効果】以上詳述したように、請求項１又は３に
記載の発明によれば、電動モータの制御において高いロ
バスト安定性及び追従特性を両立できる。

【００８７】請求項２又は４に記載の発明によれば、運
転状態の相違、電動モータの相違、電動モータが組付け
られた被組付体の相違、トルクリップル、センサノイズ
及びモータ回転数の定常成分の少なくとも１つに係る特
性変動に対してロバスト安定性を向上できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本実施形態における電気自動車の概略構成図。

【図２】インバータの電気回路図。

【図３】アクセル開度から目標トルクを得るためのマッ
プ。

【図４】同実施形態のモータ制御内容を示すブロック
図。

【図５】コントローラをＨ∞制御により決定するための
ブロック図。

【図６】Ｈ∞制御の一般化プラントのブロック図。

【図７】実モデルおよび規範モデルの各周波数特性を示
すグラフ。

【図８】実モデル、規範モデル、コントローラ及び重み
関数の関係を示すブロック図。

【図９】重み関数の周波数特性を示すグラフ。

【図１０】特性変動を概念的に示すブロック図。

【図１１】特性変動を具体化したブロック図。

【図１２】重み関数の周波数特性を示すグラフ。

【図１３】重み関数の周波数特性を示すグラフ。

【図１４】センサノイズを概念的に示すブロック図。

【図１５】センサノイズを具体化したブロック図。

【図１６】重み関数の周波数特性を示すグラフ。

【図１７】設計手法の手順を示すフローチャート。

【図１８】同実施形態のモータ制御内容を示すブロック
図。

【図１９】同実施形態のモータ制御ルーチンのフローチ
ャート。

【図２０】トルク変化時のモータ回転数特性を示すタイ
ムチャート。

【図２１】従来のモータ制御内容を示すブロック図

【図２２】従来のトルク変化時のモータ回転数特性を示
すタイムチャート。

【符号の説明】

１ａ…被組付体としての車体、３…電動モータとしての
ＳＲモータ、５…ＥＣＵ、６…インバータ、７…演算手
段、コントローラ、フィードバック補償器、フィードフ
ォワード補償器、制御手段を構成するマイコン、１６…
検出手段としてのレゾルバ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０２Ｐ 5/05 Ｈ０２Ｐ 5/00 ５０１ (72)発明者 葛谷 秀樹 愛知県刈谷市朝日町２丁目１番地 アイシ ン精機 株式会社内 (72)発明者 瀬部 昇 福岡県糟屋郡篠栗町篠栗4856−１−1105 Ｆターム(参考） 5H004 GA05 GA08 GA09 GA17 GB12 HA08 HA09 HA10 HA12 HB08 HB14 JB08 JB22 JB24 KA22 KA32 KA78 KB07 KB13 KB15 KB33 KC08 KC18 KC27 KC42 KC54 KC55 KC56 LA13 MA08 5H550 AA16 BB08 CC04 DD09 GG03 HA09 HB07 HB16 JJ17 KK06 LL04 LL22 LL35

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 電動モータと、 前記電動モータのモータ回転数を検出する検出手段と、 前記電動モータの目標トルクを演算する演算手段と、 前記検出されたモータ回転数を基に、フィードバック補
   正量を得るフィードバック補償器と、 前記演算された目標トルクを基に、フィードフォワード
   補正量を得るフィードフォワード補償器と、 前記フィードバック補正量及びフィードフォワード補正
   量に基づき前記電動モータにトルク制御の指令をする制
   御手段とを備えたことを特徴とする電動モータの制御装
   置。
2. 【請求項２】 請求項１に記載の電動モータの制御装
   置において、 前記電動モータの特性変動は、運転状態の相違、電動モ
   ータの相違、該電動モータが組付けられた被組付体の相
   違、トルクリップル、センサノイズ及びモータ回転数の
   定常成分の少なくとも１つであることを特徴とする電動
   モータの制御装置。
3. 【請求項３】 検出されたモータ回転数を基にフィー
   ドバック制御するとともに、演算された目標トルクを基
   にフィードフォワード制御するコントローラを備えた電
   動モータの制御装置の設計手法において、 前記電動モータの特性変動に対するロバスト安定性及び
   該電動モータの目標トルクからモータ回転数までの追従
   特性がそれぞれ独立して設定される２自由度Ｈ∞制御問
   題における一般化プラントで前記コントローラの伝達関
   数を表現し、 前記一般化プラントのＨ∞ノルムが略最小となるように
   該コントローラを導出することを特徴とする電動モータ
   の制御装置の設計手法。
4. 【請求項４】 請求項３に記載の電動モータの制御装
   置の設計手法において、 前記電動モータの特性変動は、運転状態の相違、電動モ
   ータの相違、該電動モータが組付けられた被組付体の相
   違、トルクリップル、センサノイズ及びモータ回転数の
   定常成分の少なくとも１つであることを特徴とする電動
   モータの制御装置の設計手法。