FR2635863A1 - Procede pour la mesure magnetique-inductive de debit et debitmetre magnetique-inductif - Google Patents

Abstract

L'invention concerne un procédé de mesure magnétique-inductive de débit dans lequel une grandeur de mesure formée par un champ magnétique constant par sections et alternant périodiquement est traitée pendant une section de chaque demi-période, caractérisé en ce qu'une grandeur de simulation constante est produite par sections de manière à se modifier en synchronisme avec le champ magnétique et pendant une autre section de chaque demi-période est traité alternativement avec les grandeurs de mesure de la même manière que ces grandeurs de mesure pour obtenir des valeurs de sortie. L'invention concerne également un débitmètre pour la mise en oeuvre de ce procédé, caractérisé en ce que l'on prévoit un générateur de signal de simulation 7 pour produire une grandeur de simulation et relié à une entrée d'un inverseur 8, l'amplificateur 5 étant relié à l'autre entrée de l'inverseur 8 et la sortie de l'inverseur 8 étant reliée au circuit d'évaluation 9.

Description

Procédé pour la mesure magnétique-inductive de débit et débitmètre

magnétique-inductif L'invention concerne un procédé de mesure magnétiqueinductive-de débit dans lequel une grandeur de mesure formée par un champ magnétique constant par sections et alternant périodiquement est traitée pendant une section de chaque demi-période, et un débitmètre magnétiqueinductif, notamment pour la mise en oeuvre de ce procédé, comprenant une bobine produisant un champ magnétique, un circuit de commande de champ magnétique, un agencement d'électrodes disposé sensiblement perpendiculairement au champ magnétique et à la direction de l'écoulement, un amplificateur relié à l'agencement d'électrodes et

un circuit d'évaluation.

Pour tester le fonctionnement d'un débitmètre ou de son convertisseur de valeur de mesure, établir ses modifications à long terme ou réaliser un calibrage, il est connu d'utiliser un signal de simulation à la place des grandeurs de mesure de l'agencement d'électrodes. Le simulateur produisant ce signal peut être un dispositif externe qui n'est utilisé que pour les travaux de réglage ou d'entretien. Il est cependant également connu d'incorporer un simulateur dans le convertisseur de valeur de mesure, de manière à pouvoir effectuer un test de fonctionnement ou un calibrage par une simple commutation sur le fonctionnement en simulateur. Pendant le fonctionnement en simulateur, la liaison entre l'agencement d'électrodes et le convertisseur de valeur de mesure est cependant interrompu, ou le signal de simulation est superposé à la grandeur de mesure. Un test de fonctionnement à l'aide du simulateur ne peut donc pas avoir lieu normalement sans perturbations ou. interruption de la mesure du débit. Il est connu par DE-PS 33 03 017 de raccorder alternativement au convertisseur un signal de mesure et un signal de

test, de manière à comparer le signal de test à une valeur de consigne.

Ce procédé a cependant pour inconvénient un temps mort qui est en particulier la cause d'erreurs importantes pendant la mesure de faibles 2- débits. Il est également connu par DE-OS 35 37 752 d'échantillonner la tension du signal pendant chaque demi-période au cours d'un intervalle d'échantillonnage de signal de mesure et de mettre en mémoire la valeur du signal obtenu par l'échantillonnage. Pour compenser une tension continue perturbatrice superposée au signal de mesure, il est produit une tension de compensation pendant l'intervalle de compensation suivant chaque intervalle d'échantillonnage de signal de mesure à l'intérieur de la même demi-période par échantillonnage et mise en mémoire de la tension du signal, tension de compensation qui compense la tension du signal à l'intérieur de l'intervalle de compensation et la met à la valeur zéro. La tension de compensation est mise en mémoire et la tension du signal est superposée jusqu'à l'intervalle de compensation suivant. Pendant un intervalle d'échantillonnage de correction suivant chaque intervalle de compensation à l'intérieur de la même demi-période, la tension du signal est à nouveau échantillonnée

et la valeur du signal ainsi obtenue est également mise en mémoire.

Pour obtenir une valeur de signal utile, on commence par former la différence entre les valeurs des signaux obtenus et mis en mémoire respectivement entre deux intervalles de compensation dans diverses demipériodes, puis on forme la différence entre les valeurs de différences respectivement obtenues 'de cette manière. Un tel système sert seulement à empêcher des tensions perturbatrices. Les erreurs dans le convertisseur de valeur de mesure qui apparaissent lors d'une dérive du temps et d'une dérive de la température ne peuvent cependant pas

être détectées et corrigées.

Un autre problème de l'agencement montré dans DE-OS 35 37 752 consiste dans le fait que les valeurs des signaux sont mises dans quatre mémoires placées en parallèle. L'inconvénient est que même pour une légère dérive du temps et/ou de la température de l'une des mémoires apparait une erreur dans la valeur de sortie calculée, car une

grandeur se modifie par comparaison aux autres.

Le but de la présente invention est de fournir un procédé au moyen duquel les influences de la dérive de la température et/ou du temps des composants d'un convertisseur de valeur de mesure sont largement -3-

minimisés en ce qui concerne la valeur de sortie.

Avec un procédé du type mentionné dans le préambule, ce but est atteint du fait qu'une grandeur de simulation constante est produite par sections de manière à se modifier en synchronisme avec le champ magnétique et pendant une autre section de chaque demi-période est traité alternativement avec les grandeurs de mesure de la même manière

que ces grandeurs de mesure pour obtenir des valeurs de sortie.

Quand il y a une modification du champ magnétique dans la bobine, il se passe un certain temps provenant de l'inductivité de la bobine jusqu'à ce qu'un état stable soit atteint. Pendant cette durée et également quand le débit est constant, le signal de sortie des électrodes n'est pas constant en raison du champ magnétique qui se modifie, ce qui fait que pendant cette durée le signal de sortie de l'agencement d'électrodes ne peut pas être utilisé en tant que grandeur de mesure. La grandeur de simulation peut être produite pendant cette durée à la place de la grandeur de mesure et elle peut être traitée sans que la grandeur de mesure soit perturbée ou sans qu'il y ait un temps mort. Du fait que la grandeur de simulation est traitée de la même manière que la grandeur de mesure, il est possible de reconnattre des déviations lentes dans le temps des éléments du convertisseur de valeur de mesure ou du circuit d'évaluation du fait que la grandeur de

simulation est influencée de la même manière que la grandeur de mesure.

Différents types sont possibles en ce qui concerne le traitement de la grandeur de simulation. Il est avantageux que la grandeur de mesure ou sa valeur de sortie soit comparée à la grandeur de simulation ou à sa valeur de sortie. Jusqu'ici, il était connu d'utiliser un

simulateur de calibrage ou de recalibrage d'un circuit d'évaluation.

Habituellement, on obtient ce résultat en ajustant en fonctionnement de simulation le convertisseur de valeur de mesure et le circuit d'évaluation suffisamment longtemps pour que la valeur de sortie soit fixée à l'intérieur de limites déterminées dans une plage située autour d'une valeur de consigne. Mais on ne peut pas éviter ainsi que lors d'une modificationc de longue durée du circuit d'évaluation ou du convertisseur de valeur de mesure les conditions marginales du

calibrage se modifient, d'o résulte un résultat de mesure faussé.

-4- Selon l'invention, le calibrage est obtenu de façon continue pendant la mesure par comparaison entre la grandeur de simulation et la grandeur de mesure. Une modification dans le temps des valeurs des composants du convertisseur de valeur de mesure jusqu'au circuit d'évaluation est ainsi compensée. Il est avantageux que les grandeurs de mesure et de simulation soient comparées après le traitement. On est ainsi assuré que tous les éléments qui peuvent provoquer une dérive du temps et de la température sont traversés par les grandeurs de mesure et de simulation. On peut ainsi tenir compte de toutes les modifications pour le calibrage permanent. Selon une autre solution du but indiqué, et selon un procédé du type mentionné dans le préambule, les valeurs de sortie successives de la grandeur de mesure et éventuellement de la grandeur de simulation sont mises en mémoire en série en des positions de mémoire placées les unes à la suite des autres, les valeurs de sortie présentes étant mises en mémoire dans les positions de mémoires respectivement suivantes pour obtenir une nouvelle valeur de sortie de la grandeur de mesure ou de simulation et on effectue l'évaluation en utilisant le contenu d'au moins deux positions de mémoire. L'évaluation est réalisée normalement par un dispositif de calcul et de traitement. Comme les valeurs échantillonnées apparaissent les unes après les autres, elles doivent être mises en mémoire jusqu'à ce qu'elles puissent être traitées les unes avec les autres. Contrairement à l'utilisation connue par le DE-OS 35 37 752 de quatre mémoires placées en parallèle, les grandeurs sont mises en mémoire en série selon le procédé de l'invention, de manière que chaque grandeur de mesure vienne se disposer dans chaque position de mémoire. On est ainsi assuré qu'une modification dans une mémoire se répercute sur toutes les grarn.eurs de mesure, ce qui fait

que le rapport entre les grandeurs de mesure n'est pas modifié.

Avantageusement, les valeurs de sortie des grandeurs de mesure et des grandeurs de simulation sont respectivement lues séparément dans les positions de mémoire et traitées. On est ainsi assuré que les grandeurs de mesure et les grandeurs de simulation sont traitées de la même manière et dans les mêmes conditions, et simplement après un léger

décalage dans le temps.

Selon un procédé préféré, on met en mémoire au moins trois valeurs de sortie successives des grandeurs de mesure ou de simulation et on les traite ensuite ensemble. Un problème connu avec les débitmètres magnétiques-inductifs vient du fait que le niveau de la tension continue des grandeurs de mesure peut se modifier lentement ou brusquement. La différence entre la demi-période positive et la demi-période négative de la grandeur de mesure qui est produite par le champ magnétique respectivement de pale inversé se modifie, d'o résulte une erreur lors de l'évaluation du débit. Cette erreur peut être largement éliminée quand on compare une grandeur de mesure à la somme des deux grandeurs de mesure provenant de la demi-période

précédente et de la demi-période suivante.

Il est alors préférable de former une grandeur de traitement à partir de la différence entre le double de la seconde valeur de mesure et la somme de la première et de la troisième valeur de sortie. On obtient ainsi une bonne moyenne et on élimine donc avec une précision satisfaisante des modifications du niveau de la tension continue de la grandeur de mesure. Selon ce principe, et en utilisant plusieurs positions de mémoire, on peut comparer un nombre plus important de

grandeurs de mesure les unes avec les autres.

Il est particulièrement avantageux de former le débit proportionnellement au rapport entre les grandeurs de traitement provenant des valeurs de sortie des grandeurs de mesure et les grandeurs de traitement provenant des valeurs de sortie des grandeurs de simulation. On peut ainsi facilement réaliser le calibrage permanent. D'éventuelles perturbations du circuit d'évaluation se répercutent simultanément sur la grandeur de mesure et sur la grandeur de simulation. Le rapport entre les deux grandeurs reste cependant en principe non modifié, d'ou il résulte qu'on est chaque fois assuré d'une mesure précise du débit. Comme on sait quel débit doit être donné en cas normal par une grandeur de mesure correspondant à la grandeur de simulation, le quotient ainsi formé peut être simplement multiplié par

un facteur constant pour obtenir une donnée précise sur le débit.

Avantageusement, on obtient des impulsions modulées en largeur à - 6partir des grandeurs de traitement. Une modulation de la largeur de l'impulsion est relativement insensible aux tensions provenant du bruit et autres perturbations appliquées à la grandeur de mesure. Il est facile de traiter les largeurs d'impulsion. A cette fin, on n'a besoin que d'une base de rythme de temps relativement précise. Cependant, une telle base est pratiquement disponible dans toutes les unités d'évaluation, notamment dans une unité d'évaluation comprenant un processeur. Il est préférable que le débit soit formé à l'aide de quatre impulsions successives, le débit étant proportionnel au quotient entre la différence de la largeur de la seconde et de la quatrième impulsion et la différence entre la largeur de la première et troisième

impulsion. On obtient ainsi une évaluation relativement simple.

Selon un mode de réalisation préféré, la grandeur de simulation assume pendant une première section qui est plus importante que la demi-durée de période une première valeur d'entrée constante et pendant une seconde section qui est plus courte que la demi-durée de période une seconde valeur d'entrée constante, le changement entre les deux valeurs d'entrée étant situé entre une période de mesure d'un signal de mesure et d'un signal de simulation. On choisit l'instant dans le temps du changement de la valeur d'entrée de la grandeur de simulation de manière qu'il soit situé entre une période du signal de simulation et une période de mesure du signal de mesure de manière qu'une tension perturbatrice apparaissant éventuellement lors de la commutation ne puisse pas avoir dans toute la mesure du possible une influence sur la valeur de mesure. Comme la grandeur de simulation pendant une demi-période n'est échantillonnée que pendant le quart d'une période, la grandeur de simulation peut être également constituée de manière qu'elle ait une largeur d'impulsion d'un quart d'une durée de période dans la région positive et une largeur d'impulsion de trois quarts de durée de période dans la région positive. La grandeur de simulation est donc constante pendant une durée plus longue, ce qui a un effet positif lorsque l'agencement d'électrodes réagit de façon très sensible à des

influences venant de l'extérieur.

Il est alors particulièrement avantageux que la seconde valeur -7d'entrée de la grandeur de simulation puisse être produite périodiquement de façon alternée soit pendant la première soit pendant la seconde demipériode. Pour le calcul du débit, cela ne fait pratiquement aucune différence si la grandeur de simulation est en phase avec la grandeur de mesure, c'est-à-dire positive, lorsque la grandeur de mesure est également dans la région positive, ou est déphasée de 180 , et donc dans la région positive quand la grandeur de mesure est dans la région négative. Mais le problème venant de ce que la grandeur de simulation a une influence sur le circuit d'évaluation

ou sur le convertisseur de valeur de mesure peut cependant se poser.

Dans le premier cas, quand une grandeur de simulation et une grandeur de mesure sont en phase, c'est surtout la période de mesure de débit positive qui est influencée, alors que dans le second cas c'est surtout la période de mesure négative qui est influencée. Pour éliminer cette erreur, on commute périodiquement entre les deux cas possibles, de manière qu'une erreur possible ainsi produite soit mutuellement éliminée. Selon un autre type de traitement, la valeur de sortie de la grandeur de simulation est comparée avantageusement à une valeur de consigne. On peut donc ainsi contr8ler de façon continue le

fonctionnement correct du convertisseur ou du circuit d'évaluation.

Il est particulièrement avantageux qu'une alarme soit déclenchée dans le cas d'une déviation prédéterminée de la valeur de sortie de la grandeur de simulation par rapport à la valeur de consigne. Ceci est

particulièrement souhaitable dans le cas de mesures par calcul.

Un but de la présente invention est en outre de proposer un débitmètre magnétique-inductif qui minimise largement les influences de la dérive de température et/ou de temps de ses composants sur la valeur

de sortie.

Avec un débitmètre magnétique-inductif du type mentionné dans le préambule, ce but est atteint du fait que l'on prévoit un générateur de signal de simulation pour produire une grandeur de simulation et relié à une entrée d'un convertisseur, que l'amplificateur est relié à l'autre entrée du convertisseur et que la sortie du convertisseur est

reliée au circuit d'évaluation.

-8- Grâce à ce débitmètre, on obtient facilement l'échange entre la valeur de mesure et la valeur de simulation, de manière que les deux

puissent être évaluées par le même circuit d'évaluation.

Selon un mode de réalisation préférS, on prévoit dans le débitmètre un générateur de rythme qui alimente le circuit de commande de champ magnétique et le générateur de signal de simulation au moyen de premières impulsions selon une première fréquence de rythme et l'inverseur au moyen de secondes impulsions selon une seconde fréquence de rythme de double hauteur; le circuit de commande de champ magnétique inverse la direction du champ magnétique lorsque apparaît une impulsion de rythme, le générateur de signal de simulation fait passer la grandeur de simulation entre une première valeur d'entrée prédéterminée

et une seconde valeur d'entrée prédéterminée et commute l'inverseur.

L'expression "apparition d'une impulsion de rythme" désigne le flanc montant ou le flanc tombant d'une telle impulsion. L'inverseur commute donc deux fois pendant chaque demi-période entre la grandeur de simulation et la grandeur de mesure, la grandeur de simulation et la grandeur de mesure étant échangées deux fois entre leurs deux valeurs pendant chaque période. On est ainsi assuré qu'au cours de chaque demi- période la grandeur de simulation et la grandeur de mesure sont

échantillonnée et traitéeschacune une fois.

De préférence, le circuit d'évaluation comprend un intégrateur relié à la sortie de l'inverseur, cet intégrateur étant ramené à sa valeur initiale par chaque flanc négatif et chaque flanc positif de la seconde impulsion de rythme. Un intégrateur élimine sensiblement la tension due au bruit. Du fait qu'il est ramené à sa valeur initiale par les secondes impulsions de rythme, c'est-à-dire chaque fois que l'inverseur commute, il intègre la grandeur de mesure et la grandeur de

simulation respectivement séparément pendant le 1/4 d'une période.

Selon une constitution avantageuse, le circuit d'évaluation comprend un organe d'aortissmmten fonction la fréquence, disposé entre la sortie de l'inverseur et l'entrée de l'intégrateur. L'excitation de

l'intégrateur est alors indépendante de la fréquence de mesure choisie.

Lorsque l'on divise par deux la fréquence de mesure, le niveau du

signal est divisé par deux par l'organe d'amortissement.

-9- Il est préférable que le circuit d'évaluation comprenne un registre à décalage comportant au moins deux positions de mémoire, qui est relié à la sortie de l'intégrateur, met en mémoire la valeur actuelle de la sortie de l'intégrateur dans la première position de mémoire quand apparaet la seconde impulsion et décale d'une position de mémoire le contenu précédent de toutes les positions de mémoire. On dispose ainsi d'un nombre suffisant de valeurs de mesure au moyen desquelles on peut éliminer par un établissement temporaire de la moyenne l'erreur provoquée par la différence entre la demi-période

positive et la demi-période négative des grandeurs de mesure alternées.

Il est alors particulièrement avantageux que le registre à décalage comprenne cinq positions de mémoire. Comme la grandeur de mesure et la grandeur de simulation sont échantillonnées alternativement, le contenu du registre à décalage est donc toujours soit: grandeur de simulationgrandeur de mesure-grandeur de simulation-grandeur de mesure-grandeur de simulation, soit grandeur de mesure-grandeur de simulation-grandeur de mesure-grandeur de simulation-grandeur de mesure. Les grandeurs individuelles sont déduites par des mesures décalées dans le temps. On dispose ainsi d'un nombre suffisant de valeurs aussi bien pour la grandeur de mesure que

pour la grandeur de simulation pour déterminer une moyenne temporaire.

De préférence, un circuit de sommation est relié au registre à décalage et il forme la différence entre la somme du contenu des première et cinquième positions de mémoire et le double du contenu de la troisième position de mémoire. Ceci autorise un mode de calcul

relativement simple.

Il est particulièrement avantageux que le circuit d'évaluation comprenne un dispositif de modulation de largeur d'impulsion qui forme à partir des grandeurs obtenues des valeurs de sortie de l'intégrateur des impulsions d'évaluation dont la largeur dépend des grandeurs. Un signal à modulation de largeur d'impulsion peut être relativement facilement traité. Il suffit de disposer d'une base de temps de résolution suffisante pour que la durée de l'impulsion puisse être mesurée. Il est alors possible d'effectuer une transformation

analogique/numérique largement sans perturbations.

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Avantageusement, le débitmètre comprend un dispositif de calcul qui rassemble les impulsions d'évaluation par groupes de quatre et forme le débit proportionnellement au quotient entre la différence entre la largeur de la seconde et de la quatrième impulsions et la différence entre la largeur de la première et de la troisième impulsions. L'invention va maintenant être décrite plus en détail dans ce qui suit à l'aide de modes de réalisation préférés et en se référant aux dessins annexés dans lesquels: la figure 1 représente un débitmètre magnétique- inductif, la figure 2 représente en détail une partie du débitmètre, la figure 3 représente un mode de réalisation du générateur de signal de simulation, la figure 4 montre la forme dans le temps de signaux pour divers emplacements du débitmètre selon la figure 1, la figure 5 montre un autre mode de réalisation du dispositif générateur de rythme, et la figure 6 est un diagramme de grandeurs du dispositif générateur

de rythme de la figure 4 par rapport au temps.

La figure 1 montre un débitmètre magnétique-inductif qui mesure le débit d'un liquide s'écoulant par un tube 1. Un circuit de commande d'aimant 4 est relié à une bobine 2 qui est constituée dans le présent mode de réalisation par deux moitiés de bobine.2a et 2b, et produit dans le tube 1 un champ magnétique perpendiculaire à la direction de l'écoulement. Sensiblement perpendiculairement à la direction de l'écoulement et perpendiculairement à la direction du champ magnétique qui est produit par la bobine 2 est monté un agencement d'électrodes 3 relié à un amplificateur 5. L'agencement d'électrodes 3 mesure de façon connue une grandeur électrique produite par le champ magnétique et le courant de fluide. La sortie de l'amplificateur 5 est reliée à un circuit de choix de valeur finale 38 au moyen duquel un utilisateur peut régler la valeur finale désirée. Ce circuit 38 est relié à l'entrée d'un inverseur 8. L'autre entrée de l'inverseur 8 est reliée au générateur de signal de simulation 7. Le générateur de signal de simulation 7 est relié à un circuit de synchronisation 6 qui est

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commandé par le générateur de rythme 25 qui synchronise la fréquence d'échantillonnage de l'agencement d'électrodes 3 et la fréquence de magnétisation du circuit de commande d'aimant 4. La sortie de

l'inverseur 8 est reliée au circuit d'évaluation 9.

Le circuit d'évaluation 9 comprend un intégrateur 12 dont l'entrée est reliée par l'intermédiaire d'un organe d'amortissement fonction de la fréquence 11 à la sortie de l'inverseur 8. L'organe d'amortissement fonction de la fréquence 11 amortit le niveau d'entrée de l'intégrateur 18 proportionnellement à la fréquence à laquelle l'inverseur 8 est commute, c'est-à-dire que pour la demi-fréquence, le niveau d'entrée de l'intégrateur 12 est également seulement la moitié de sa valeur maximale. On évite ainsi une surcharge des parties du circuit qui sont en aval de la sortie de l'intégrateur. La sortie de l'intégrateur 12 est reliée à un registre à décalage 13 comprenant cinq positions de mémoire 14 à 18. La première position de mémoire 14 et la cinquième position de mémoire 18 sont reliées aux entrées inverseuses d'un circuit de sommation 20, alors que la troisième position de mémoire 16 est reliée par l'intermédiaire d'un multiplicateur 19 qui double la

valeur de son contenu à l'entrée positive du circuit de sommation 20.

Le circuit de sommation 20 forme alors la différence entre le double de la troisième position de mémoire moins la somme du contenu des première

et cinquième positions de mémoire.

Le circuit de sommation 20 est relié à une entrée d'un second inverseur 21. La seconde entrée du second inverseur 21 est reliée à un générateur de signal de référence 22. La sortie du second inverseur 21 est reliée à un intégrateur-de double pente et modulateur de largeur d'impulsion 23 dont la sortie est reliée à l'entrée d'un microprocesseur 24. L'intégrateur de double pente intègre la valeur

fournie par le circuit de sommation 20 pendant une durée prédéterminée.

Il intègre à la valeur atteinte à la fin de la durée prédéterminée en tant que valeur d'origine la tension constante dans l'autre direction qui est fournie par le générateur de signal de référence de manière à obtenir un signal de forme triangulaire dont les deux flancs présentent en règle générale une pente différente. Le modulateur de largeur d'impulsion détermine le temps nécessaire pour que l'intégrateur

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intègre à nouveau à zéro à partir de sa valeur de sortie atteinte à la

fin de la première durée prédéterminée.

En outre, le débitmètre comprend un circuit générateur de rythme 10. Un générateur de rythme 25 est relié au second inverseur 21 ainsi qu'à l'intégrateur de double pente et modulateur de largeur d'impulsion 23. Le second inverseur 21 est commuté lors de l'apparition de chaque impulsion de rythme alors que l'intégrateur de double pente et modulateur de largeur d'impulsion 23 modifie le sens de son intégration quand apparaît chaque impulsion de rythme. Le générateur de rythme 25 est en outre relié à un diviseur 26 qui divise la fréquence de rythme d'une part par le facteur 2 et alimente par l'intermédiaire de deux fréquences de rythme divisées l'inverseur 8 et le registre à décalage 13 par cette valeur, et la divise d'autre part par le facteur 4 et

alimente le circuit de commande d'aimant 4 avec cette fréquence.

Lorsque apparaît une impulsion de rythme, le circuit de commande d'aimant 4 fait tourner le champ magnétique dans la bobine 2 et le générateur de signal de simulation 7 passe d'une première valeur

prédéterminée à une seconde valeur prédéterminée, et inversement.

L'inverseur 8 commute entre la grandeur de mesure et la grandeur de simulation. Le générateur de rythme 25 est en outre relié à un conformateur d'impulsion 27 qui produit pour chaque flanc montant du signal de rythme une impulsion qui fait revenir l'intégrateur 12 à sa

valeur de sortie.

La figure 2 montre la constitution de l'intégrateur 12 et du circuit de sommation 20. Le signal provenant des électrodes 3 est amplifié dans l'amplificateur 5, dont le facteur d'amplification peut être réglable de l'extérieur par l'intermédiaire d'une impédance Z. Le signal de sortie de l'amplificateur 5 parvient par l'intermédiaire du circuit de choix de valeur finale à l'inverseur 8 qui peut être formé

par un multiplexeur.

L'intégrateur relié à la sortie de l'inverseur 8 est constitué par un amplificateur opérationnel 28, une résistance R et un condensateur C. Quand parvient une impulsion de remise à l'état initial depuis le circuit conformateur d'impulsion 27, le condensateur C est fermé brièvement, ce qui fait que la valeur de départ de l'intégrateur est -13- fixée à zéro. L'organe d'amortissement fonction de la fréquence 11 est

omis à la figure 2 pour des raisons de clarté. Le registre à décalage 13 décale à chaque impulsion de rythme apparaissant

à l'entrée 37 le contenu des positions de mémoire à raison d'une vers la droite. Dans la position de mémoire 14 est maintenue la valeur de sortie momentanée de l'intégrateur 12. La sortie de la première position de mémoire 14 et la sortie de la cinquième position de mémoire 18 sont reliées à l'entrée inverseuse d'un amplificateur opérationnel 29 par l'intermédiaire de la résistance R, amplificateur dans la branche de retour duquel est montée une résistance R de même importance. La sortie de la troisième position de mémoire 16 est reliée à l'entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel 29 par l'intermédiaire d'une même résistance R. Entre l'entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel 29 et la masse est montée une résistance 2R de double importance. On réalise ainsi un circuit de sommation qui retranche du double du contenu de la troisième position de mémoire 16 la somme des contenus de la première position de mémoire 14 et de la cinquième position de mémoire 18. Quand les première, troisième et cinquième positions de mémoire 14, 16 et 18 mettent en mémoire la grandeur de mesure ou de simulation, la seconde et la quatrième position de mémoire 15 et 17 mettent respectivement en mémoire la grandeur de simulation ou de mesure. Grâce au circuit de sommation 20, seules des grandeurs de même type sont désormais reliées

de façon logique l'une à l'autre.

La figure 3 montre un mode de réalisation simple d'un générateur de signal de simulation. Une source de tension de référence 35 est reliée par un diviseur de tension Ri, R2 à la masse. La grandeur de

simulation est saisie par l'intermédiaire de la seconde résistance R2.

Un inverseur 36 commute alors en va-et-vient la sortie du générateur du signal de simulation entre le point de liaison entre R1 et R2 et la masse. La grandeur de simulation devient alors un signal rectangulaire

dont les deux valeurs sont par exemple de O V et de 5 mV.

Naturellement, o. peut imaginer de constituer le générateur de signal de simulation de manière que la grandeur de simulation soit répartie symétriquement par rapport à l'axe zéro. Mais ceci est sans importance

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car une tension déphasé est éliminée par le circuit de sommation 20 qui suit l'intégrateur 12 et seule la différence entre les deux valeurs de

la grandeur de simulation joue un rôle.

La figure 4 montre quelques formes de signaux des figures 1 et 2.

A la figure 1, les conducteurs par lesquels passent les signaux sont

désignés par les lettres des lignes correspondantes.

Le générateur de rythme 25 produit des premières impulsions de rythme qui sont montrées à la figure 4a. L'impulsion de remise à l'état initial (figure 4e) est produite à partir de ce signal de rythme dans le conformateur d'impulsion 27, l'impulsion étant formée par chaque flanc montant de l'impulsion de rythme. Une seconde impulsion de rythme (figure 4b) a une fréquence de rythme qui est la moitié de celle de la première impulsion de rythme a. Le signal de simulation (figure 4c) est constitué dans le présent mode de réalisation sous forme d'une tension rectangulaire positive qui est en synchronisme avec la grandeur de mesure (figure 4d). La figure 4f montre la tension de sortie de l'intégrateur. La figure 4g montre la tension de sortie du circuit de sommation 20. Celle-ci est constante par sections car les positions de mémoire 14 à 18 du registre à décalage 13 maintiennent à un instant déterminé la valeur de sortie de l'intégrateur 12 et ne sont modifiées quelorsque apparait une nouvelle impulsion de rythme. La figure 4h montre la sortie de l'intégrateur de double pente et la figure 4i montre les impulsions modulées en largeur qui sont appliquées au

microprocesseur 24.

Au cours du premier 1/4 de période, l'intégrateur 12 est relié par l'inverseur 8 au générateur de signal de simulation 7. La grandeur de simulation positive et haute (figure 4c) de ce 1/4 de période laisse la tension de sortie de l'intégrateur monter à une valeur relativement élevée jusqu'à ce que l'intégrateur soit remis à zéro par l'impulsion de remise à l'état initial (figure 4e). Au cours du 1/4 de période suivant, l'intégrateur 12 est relié par l'inverseur 8 à la grandeur de mesure (figure 4d). La valeur de cette grandeu: est, dans l'exemple montré, une valeur positive plus faible que la grandeur de simulation précédente et laisse l'intégrateur 12 monter jusqu'à une tension relativement faible et jusqu'à ce que la tension de l'impulsion de

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remise à l'état initial (figure 4e) soit à nouveau fixée à zéro.

Pendant le 1/4 de période suivant, l'intégrateur est à nouveau relié au générateur de signal de simulation 7 qui fournit alors une tension positive faible, ce qui provoque à nouveau la formation d'une tension positive relativement faible à la sortie de l'intégrateur. Pendant le dernier 1/4 de la période, l'intégrateur 12 est à nouveau relié à la grandeur de mesure qui, en raison d'un champ magnétique qui a tourné par rapport au second 1/4 de période, est désormais négatif, ce qui fait que la valeur de sortie de l'intégrateur 12 monte à une valeur négative. La tension de sortie représentée ici (figure 4f) de l'intégrateur 12 part d'un intégrateur non inverseur. Quand on utilise l'intégrateur inverseur montré à la figure 2, les valeurs de sortie de l'intégrateur sont de signe inverse. La grandeur de mesure montrée à la figure 4d constitue une tension de mesure idéale sans tensions perturbatrices ou décalage du niveau du courant continu. Au signal de mesure effectif est cependant toujours superposée une tension perturbatrice qui peut être mille fois plus importante que la tension de mesure proprement dite. Pour cette raison, le signal intégrateur représenté (figure 4f) constitue également une représentation idéalisée. Dans la pratique, on constate des différences de tension sensiblement plus importantes entre les tensions individuelles. De ce fait, ce signal intégrateur ne peut pas être converti directement en un signal numérique sans qu'une partie importante de l'information soit

perdue lors de la conversion analogique/numérique.

Chaque fois que l'inverseur 8 est commuté, l'intégrateur 12 est

ramené à zéro par une impulsion de remise à l'état initial.

Simultanément, la valeur de sortie atteinte par l'intégrateur 12 est mise en mémoire dans la première position de mémoire 14 du registre à décalage 13, alors que les coneenus jusqu'alors en mémoire sont décalés vers la droite à raison d'une position de mémoire pour chacun. Dans le circuit de sommation 20 ne sont alors présentes que des valeurs qui

sont constantes sur une demi-période de commutation de l'inverseur 8.

L'intégrateur de double pente 23 intègre la tension de sortie du circuit de sommation 20 pendant la moitié de cette durée. A la fin de cette durée, le second inverseur 21 commute, suite à quoi l'intégrateur

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produit avec une tension constante du générateur de signal de référence 22 une tension tombante. La durée pendant laquelle l'intégrateur 23 produit ses flancs tombants constitue une mesure de la largeur de l'impulsion, qui apparait à la sortie du modulateur de largeur d'impulsion 23. Plus la tension d'entrée de l'intégrateur de double pente est faible, moins la tension du générateur de signal de référence 22 a besoin de temps pour que la tension de sortie de l'intégrateur soit ramenée à nouveau à zéro et que l'impulsion à la sortie du

modulateur de largeur d'impulsion 23 devienne d'autant plus étroite.

Les impulsions de largeurs différentes sont appliquées au microprocesseur 24 qui détermine le débit à partir du quotient de la différence entre la largeur de l'impulsion W4 et la largeur de l'impulsion W2 et la différence entre la largeur de l'impulsion W3 et la largeur de l'impulsion W1. Ce quotient doit simplement être

multiplié par une constante pour déterminer le débit vrai.

Le débitmètre de la figure 1 est excité par une fréquence de rythme constante du générateur de rythme 25. La figure 5 montre un autre mode de réalisation du circuit générateur d'impulsion de rythme 10. Dans ce cas, le rythme du générateur de rythme 25 n'est pas dirigé par un diviseur fixe 26, mais par un diviseur 30, vers un circuit de choix 31. Le diviseur 30, qui peut être réalisé par exemple par un circuit de commutation CMOS 4520 divise la fréquence de rythme par deux, par quatre et par huit. Au circuit d'évaluation 31 qui peut être réalisé par exemple par un multiplexeur CMOS 4052 sont donc appliqués quatre signaux de rythme dont les fréquences sont dans les rapports 1:2:4:8. On peut choisir parmi les grandeurs A0 et A1 la fréquence qui doit apparaître à la sortie Q. On peut ainsi adapter la fréquence de commutation du commutateur 8 et de ce fait la durée de la période du circuit de commande de l'aimant et du générateur de signal de simulation à divers besoins. La fréquence choisie est déterminée par les deux grandeurs A0 et A,. Quand les deux grandeurs sont nulles, la fréquence du signal de sortie CP du générateur ce rythme 25 parvient directement à la sortie Q du circuit de choix 31. Pour A0=l A1=O, la fréquence est divisée par deux, pour A0-0=O et A1=l, elle est divisée par quatre, et quand les deux grandeurs ont la valeur de 1, elle est -17divisée par huit. Le signal Q est directement mis en mémoire dans le conformateur d'impulsion 27 qui fournit pour chaque flanc montant du signal Q un signal de remise à l'état initial R. Le signal Q est en outre divisé par deux dans un diviseur 32. Le signal de sortie Q/2 est appliqué à l'inverseur 8. Le diviseur 32 divise le signal Q également par le facteur 4 et applique le signal de sortie Q/4 au circuit de

commande d'aimant 4.

Les diverses fréquences de rythme qui peuvent être ainsi choisies permettent d'utiliser diverses valeurs pour les fréquences de magnétisation, et de ce fait de modifier les constantes de temps de l'appareil de mesure. Comme la fréquence de simulation doit être adaptée à la fréquence de magnétisation, on peut ainsi assurer le fonctionnement du dispositif de mesure pour des fréquences de

magnétisation différentes.

Contrairement au circuit de la figure 1 et à la forme des signaux de la figure 4, o les grandeurs de simulation restent respectivement constantes sur une demi-période, le générateur de signal de simulation

7 du présent mode de réalisation est commandé d'une façon différente.

Comme la grandeur de simulation est échantillonnée seulement pendant le premier et le troisième 1/4 de période, le signal de simulation peut également présenter une largeur d'impulsion de seulement 1/4 de période pour une valeur et de 3/4 de période pour une autre valeur. Il est possible par exemple de produire le signal de 5 mV montré à la figure 3 pendant 1/4 de période alors que la valeur 0 V est produite pendant les 3/4 de la période. Pour le calcul du débit, il n'y a en principe aucune différence si la grandeur de simulation est en phase avec la grandeur de mesure ou si elle est déphasée de 180., Pour produire ce signal de commande de simulation, il est produit dans le diviseur non seulement le signal Q/4 mais également le signal inverse Q/4. Par un circuit logique 33 est alors produit un signal qui correspond au signal Q, dans lequel chaque seconde impulsion est omise. Pour un signal en phase avec le signal de commande d'aimant M, on utilise alors l'un des deux conducteurs de sortie de la porte 33, alors que pour l'autre cas on utilise l'autre conducteur. Le signal qui est finalement utilisé est

déterminé dans le circuit de choix 34 et en fonction d'une grandeur A2.

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La figure 6 montre l'allure du signal de commande d'aimant M et du signal de commande de commutation U pour quatre modes de fonctionnement différents, et du signal de commande de simulation S et du signal de

remise à l'état initial R pour deux modes de fonctionnement différents.

Pour le cas o A2=0, le signal de commande de simulation S est en phase avec le signal de commande d'aimant M. Pour A2=1, il est déphasé de 180 . Le problème peut se poser que le signal de commande de simulation et la grandeur de simulation exercent une influence sur l'agencement d'électrodes ou sur l'intégrateur. Quand on utilise la commande de simulateur avec A2=0, ceci signifie que c'est surtout la période de mesure de débit positive qui est influencée, alors qu'avec l'autre type de fonctionnement (A2=1), c'est surtout la période de mesure négative qui est influencée. Pour éliminer cette erreur, on commute périodiquement entre les deux commandes de simulateur possibles, ce qui fait que des erreurs possibles s'éliminent mutuellement. -19-

Claims (23)

-REVENDICATIONS

1. Procédé de mesure magnétique-inductive de débit dans lequel une grandeur de mesure formée par un champ magnétique constant par sections et alternant périodiquement est traitée pendant une section de chaque demi-période, caractérisé en ce qu'une grandeur de simulation constante est produite par sections de manière à se modifier en synchronisme avec le champ magnétique et pendant une autre section de chaque demi-période est traité alternativement avec les grandeurs de mesure de la même

manière que ces grandeurs de mesure pour obtenir des valeurs de sortie.

2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que la grandeur de mesure ou sa valeur de sortie est comparée à la grandeur de

simulation ou à sa valeur de sortie.

3. Procédé selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que les grandeurs de mesure et de simulation sont comparées après

traitement.

4. Procédé de mesure magnétique-inductive de débit dans lequel une grandeur de mesure formée par un champ magnétique constant par sections et alternant périodiquement est traitée pendant une section de chaque

demi-période, notamment selon l'une quelconque des revendications 1 à

3, caractérisé en ce que des valeurs de sortie successives de la grandeur de mesure et éventuellement de la grandeur de simulation sont mises en mémoire en série dans des positions de mémoire disposées les unes à la suite des autres, les valeurs de sortie présentes étant mises respectivement en mémoire dans chaque position de mémoire suivante lorsque est produite une nouvelle valeur de sortie de la grandeur de mesure ou de la grandeur de simulation, et l'évaluation s'effectuant en

utilisant le contenu d'au moins deux positions de mémoire.

5. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 4,

caractérisé en ce que les valeurs de sortie de la grandeur de mesure et de la grandeur de simulation sont respectivement lues des positions de

mémoire et traitées de façon séparée.

6. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 5,

caractérisé en ce qu'au moins trois valeurs de sortie successives de la grandeur de mesure ou de la grandeur de simulation sont mises en

mémoire puis sont traitées ensemble.

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7. Procédé selon la revendication 6, caractérisé en ce qu'il est formé une grandeur de traitement à partir de la différence entre le double de la seconde valeur de sortie et la somme des première et

troisième valeurs de sortie.

8. Procédé selon la revendication 6 ou 7, caractérisé en ce que le débit est formé proportionnellement au rapport entre la grandeur de traitement provenant des valeurs de sortie de la grandeur de mesure et la grandeur de traitement provenant des valeurs de sortie de la

grandeur de simulation.

9. Procédé selon l'une quelconque des revendications 6 à 8,

caractérisé en ce que des impulsions modulées en largeur sont obtenues

de la grandeur de traitement.

10. Procédé selon la revendication 9, caractérisé en ce que le débit est formé à l'aide de quatre impulsions successives, le débit étant proportionnel au quotient de la différence entre la largeur de la seconde et de la quatrième impulsion et de la différence entre la

largeur de la première et de la troisième impulsion.

11. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 10,

caractérisé en ce que la grandeur de simulation assume une première valeur d'entrée constante pendant une première section qui est plus importante que la demi-durée de la période et une seconde valeur d'entrée constante pendant une seconde section qui est plus courte que la demi- durée de la période, l'échange entre les deux valeurs d'entrée s'effectuant entre une période de mesure du signal de mesure et une

période de mesure du signal de simulation.

12. Procédé selon la revendication 11, caractérisé en ce que la seconde valeur d'entrée de la grandeur de simulation est produite alternativement et périodiquement scit pendant la première

demi-période, soit pendant la seconde.

13. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 12,

caractérisé en ce que la valeur de sortie de la grandeur de simulation

est comparée à une valeur de consigne.

14. Procédé selon la revendication 13, caractérisé en ce qu'une alarme est déclenchée quand il y a une déviation prédéterminée de la valeur de sortie de la grandeur de simulation par rapport à la valeur

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de consigne.

15. Débitmètre magnétique-inductif, notamment pour la mise en

oeuvre du procédé selon une quelconque des revendications 1 à 14,

comprenant une bobine produisant un champ magnétique, un circuit de commande de champ magnétique relié à la bobine, un agencement d'électrodes sensiblement perpendiculaire au champ magnétique et à la direction de l'écoulement, un amplificateur relié à l'agencement d'électrodes et un circuit d'évaluation, caractérisé en ce que l'on prévoit un générateur de signal de simulation (7) pour produire une énér teur etaMt grandeur de simulatioTce} relie a une entrée d'un inverseur (8) , l'amplificateur (5) étantrelié à l'autre entree de l'inverseur (8) et la

sortie de l'inverseur (8)étant reliée au circuit d'évaluation (9).

16. Débitmètre selon la revendication 15, caractérisé en ce qu'il est prévu un générateur de rythme (25) qui alimente le circuit de commande de champ magnétique (4) et le générateur de signal de simulation (7) au moyen de premières impulsions selon une première fréquence de rythme et l'inverseur (8) au moyen de secondes impulsions selon une seconde fréquence de rythme de double hauteur, le circuit de commande de champ magnétique (4) inversant la direction du champ magnétique lorsque apparait une impulsion de rythme, le générateur de signal de simulation (7) fait passer la grandeur de simulation entre une première valeur d'entrée prédéterminée et une seconde valeur

d'entrée prédéterminée et commute l'inverseur (8).

17. Débitmètre selon la revendication 15 ou 16, caractérisé en ce que le circuit d'évaluation (9) comprend un intégrateur (12) relié à la sortie de l'inverseur (8), intégrateur qui est ramené à sa valeur de sortie par chaque flanc négatif et chaque flanc positif de la seconde

impulsion de rythme.

18. Débitmètre selon.. revendication 17, caractérisé en ce que le circuit d'évaluation (8) comprend un organe d'amortissement (11) fonction la fréquence, qui est monté entre la sortie de l'inverseur (8)

et l'entrée de l'intégrateur (12).

19. Débitmètre selon l'une quelconque des revendications 15 à 18,

caractérisé en ce que le circuit d'évaluation (9) comprend un registre à décalage (13) comportant au moins deux positions de mémoire (14 à

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18), qui est relié à la sortie de l'intégrateur (12), met en mémoire la valeur actuelle de la sortie de l'intégrateur dans la première position de mémoire (14) quand apparaît la seconde impulsion et décale d'une position de mémoire (14 - 18) le contenu présent de toutes les positions de mémoire (14 - 18).

20. Débitmètre selon la revendication 19, caractérisé en ce que le

registre à décalage (13) comprend cinq positions de mémoire (14 - 18).

21. Débitmètre selon la revendication 20, caractérisé en ce qu'un circuit de sommation (20) est relié au registre à décalage (13) et forme la différence entre la somme du contenu de la première (14) et-de la cinquième (18) position de mémoire et le double du contenu de la

troisième position de mémoire (16).

22. Débitmètre selon l'une quelconque des revendications 1' à 21,

caractérisé en ce que le circuit d'évaluation (9) comprend un dispositif de modulation de largeur d'impulsion (21 - 23), qui forme à partir des grandeurs obtenues des valeurs de sortie de l'intégrateur

(12) des impulsions d'évaluation dont la largeur dépend des grandeurs.

23. Débitmètre selon la revendication 22, caractérisé par un dispositif de calcul (24) qui rassemble les impulsions d'évaluation en groupes de quatre et forme le débit proportionnellement au quotient de la différence entre la largeur de la seconde et de la quatrième impulsion et la différence entre la largeur de la première et de la

troisième impulsion.