FR2625325A1 - Device for processing signals in an airborne radar system and radar system incorporating such a device - Google Patents
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Abstract
Description
-La présente invention est relative à un dispositif de traitement des signaux d'un radar aéroporté, et au système radar comprenant un tel dispositif de traitement. The present invention relates to a device for processing the signals of an airborne radar, and to the radar system comprising such a processing device.
Les dispositifs de traitement des sigr.aux.à fréquence intermédiaire d'un radar sont utilisés, habituellement, en vue d'obtenir une meilleure résolution d'image que la seule résolution d'antenne liée aux caractéristiques géométriques de celle ci. Il est ainsi possible d'obtenir un taux d'affinage du faisceau d'émission à partir de ces dispositifs, ce taux étant défini comme l-- rapport de la résolution de l'antenne seule à la résolution obtenue après mise en oeuvre de tels dispositifs. The processing devices of the intermediate frequency signals of a radar are used, usually, to obtain a better image resolution than the only antenna resolution related to the geometric characteristics thereof. It is thus possible to obtain a refining rate of the emission beam from these devices, this rate being defined as the ratio of the resolution of the antenna alone to the resolution obtained after implementation of such devices.
Des dispositifs de traitement de signaux permettant un affinage du fasceiu d'émission par mesure d'écartométr-e monopulse ont été décrits en particulier dans le brevet français Sublié sous le numéro 1 442 950. '2es dispositifs sont mis en oeuvre dans le but d'améliorer l'aspec e l'image obtenue avec les radars monopulse à antenne mobile en gisement. Toutefois, bien que permettant d'obtenir des images plus fines ces dispositifs ne suppriment pas en totalité les échos parasites masquant les échos utiles voisins. Signal processing devices allowing a refinement of the emission fessiu by monopulse deviometry measurement have been described in particular in the French patent Sublié under the number 1 442 950. 'The devices are implemented for the purpose of to improve the aspect of the image obtained with monopulse radars with mobile antenna in the field. However, although allowing to obtain finer images these devices do not completely suppress the echoes masking neighboring useful echoes.
Le traitement des signaux est également effectué dans le but de réaliser un affinage du faisceau d'antenne dans les systèmes radars aéroportés à antenne latérale fixe. De saunière ganérale les dispositifs effectuant un tel traitement permettent d'obtenir une résolution améliorée en particulier dans la direction de déplacement du porteur. De tels systèmes sont cependant limités dans leur utilisation du fait du manque de souplesse de leurs caractéristiques, un objet ou cible ne pouvant être observé efficacement que lorsque la cible se trouve dans une direction déterminée par rapport à la direction transversale. Signal processing is also performed for the purpose of refining the antenna beam in fixed-antenna lateral airborne radar systems. In general, the devices performing such a treatment make it possible to obtain an improved resolution, in particular in the direction of movement of the carrier. Such systems, however, are limited in their use due to the lack of flexibility of their characteristics, an object or target can be effectively observed only when the target is in a given direction relative to the transverse direction.
La présente invention permet de remédier aux inconvénients précités et a pour objet la mise en oeuvre d'un dispositif de traitement de signaux pour radar aéc-oporté permettant d'obtenir une carte ou image fine par un déplacement limité du porteur. The present invention overcomes the aforementioned drawbacks and its purpose is the implementation of a signal processing device for radar ace-oporté to obtain a card or fine image by a limited displacement of the carrier.
Un autre objet de l'invention est la mise en oeuvre d'un dispositif de traitement des signaux d'un radar aéroporté permettant la mise en oeuvre d'un système de détection d'une grande souplesse d'utilisation, la résolution de celui-ci pouvant être ajustée compte tenu de la loi de mouvement en gisement de l'antenne. Another object of the invention is the implementation of a signal processing device of an airborne radar allowing the implementation of a detection system of great flexibility of use, the resolution of this it can be adjusted taking into account the law of movement in deposit of the antenna.
Selon l'invention, le dispositif permettant le traitement des signaux d'un radar aéroporté par corrélation desdits signaux avec un .signal synthétique au cours d'un nombre N déterminé de récurrences successives, un mouvement relatif en gisement êta-ft' imparti à l'antenne du radar par }rapport au porteur, cohorte des moyens ae transposition à fréquence nulle des-dits signaux comprenant des moyens d'asservissement de la fréquence d'un signal de transposition à la loi de mouvement de la dite antenne, les dits moyens de transposition, délivrant des signaux transposés, des moyens d'engendrer le dit signal synthétique comprenant des moyens de modulation de la phase du dit signal synthétique selon la loi de mo1veme::1t e la dite antenne, des moyens de traitement des dits signaux transposés par corrélation avec le dit signal synthétique, les dits moyen: de transposition des dits signaux, les moyens d'engendrer le dit signal synthéti-que et les moyens de traitement des dits signaux transposés formant un filtre *lapté pour les signaux radar
Le dispositif selon l'invention est utilisable en particulier dans les radars aéroportés employés pour des relevés de cartographie.According to the invention, the device making it possible to process the signals of an airborne radar by correlating said signals with a synthetic signal during a determined number N of successive recurrences, a relative movement in the field of reference being provided to the antenna of the radar in relation to the carrier, a cohort of transposition means at zero frequency of said signals comprising means for controlling the frequency of a signal of transposition to the law of motion of said antenna, said means transposing, delivering transposed signals, means for generating said synthetic signal comprising means for modulating the phase of said synthetic signal according to the law of said first and said antenna, means for processing said transposed signals; by correlation with said synthetic signal, said means for transposing said signals, means for generating said synthesized signal and the processing means for said signals; s transposed signals forming a portable * filter for radar signals
The device according to the invention can be used in particular in airborne radars used for mapping surveys.
L'invention sera mieux comprise à l'aide de la description et des dessins ci-après dans lesquels la figure 1 représente un diagramme explicatif de la loi de mouvement de l'antenne d'un récepteur comportant un dispositif selon l'invention, - la figure 2 représente un schéma général du dispositif objet de l'invention, - la figure 3 représente un mode de réalisation particulier du dispositif selon l'invention conformément au dispositif représenté figure 2, les figures 4a et 4b représentent des exemples de réalisation des circuits conformément à la figure 3. The invention will be better understood with the aid of the following description and drawings in which FIG. 1 represents an explanatory diagram of the law of motion of the antenna of a receiver comprising a device according to the invention, FIG. 2 represents a general diagram of the device that is the subject of the invention, FIG. 3 represents a particular embodiment of the device according to the invention in accordance with the device represented in FIG. 2, FIGS. 4a and 4b show exemplary embodiments of the circuits. according to Figure 3.
- la figure 5 représente un mode de réalisation d'un circuit discri sinateur de fréquence conformément à la figure 3. FIG. 5 shows an embodiment of a frequency discrimination circuit according to FIG. 3.
Selon la figure 1, l'antenne A du système radar comportant le dispositif selon l'invention est solidaire d'un-porteur mobile symbolisé par 0 et animé d'un mouvement selon une direction instantanée de déplacement Oz. Le système radar émet par l'intermédiaire de l'antenne
A un faisceau d'émission d'ouverture GA et l'axe de symétrie Oy, axe radioélectrique de l'antenne A.L'antenne A pointée vers le sol est animée, en gisement, d'un mouvement relatif de vitesse angulaire et a représente l'angle instantané de l'axe radioélectrique Oy de l'antenne avec la direction de déplacement Oz du porteur. le porteur est animé d'un mouvement de déplacement de vitesse relative V par rapport au sol, en particulier par rapport à un point P du sol balayé à un instant donné par le faisceau électromagnétique d'émission et contenu dans l'angle d'ouverture de celui-ci. L'axe OP fait à cet instant un angle @ g avec avec la direction Oz de déplacement du porteur. According to FIG. 1, the antenna A of the radar system comprising the device according to the invention is integral with a mobile carrier symbolized by 0 and animated by a movement in an instantaneous displacement direction Oz. The radar system transmits via the antenna
At an aperture emission beam GA and the axis of symmetry Oy, the radio axis of the antenna A.Antenna A pointed towards the ground is animated, in the bearing, by a relative angular velocity movement and has represents the instantaneous angle of the radio axis Oy of the antenna with the direction of displacement Oz of the carrier. the carrier is animated by a movement of relative velocity V relative to the ground, in particular with respect to a point P of the ground swept at a given instant by the emitting electromagnetic beam and contained in the opening angle of it. The OP axis is at this moment an angle @ g with Oz direction of movement of the carrier.
Le mouvement relatif en gisement de l'antenne peut être un mouvement de rotation ou un mouvement de balayage par secteur selon une loi déterminée.The relative bearing of the antenna may be a rotational movement or a scanning movement by sector according to a specific law.
Selon la figure 2, l'antenne A du système radar, animée d'un mouvement de rotation de vitesse angulai ren gisement, émet des impulsions et reçoit des échos en retour. Bes échos en retour contiennent des informations relatives au sol vers lequel l'antenne est pointée. Du fait de l'ouverture GA du faisceau électromagnétique et de son balayage à la vitesse angulaire #, le système radar reçoit du point P précédemment décrit une série d'informatIons correspondant à N récurrences d'émission des impulsions radar. le dispositif de traitement des signaux d'un radar aéroporté par corrélation deedits signaux avec un signal synthétique au cours d'un nombre N de récurrences successives comporte en particulier des moyens 1 de transposition des signaux radar. Les signaux radar sont délivrés par une borne R du système radar. Le système radar comprend l'antenne mobile et de manière classique un émetteur E et un récepteur
Re connecté à la borne R.Le système radar est un radar cohérent compor tant la caractéristique de stabilité de l'émetteur comparable à celle des radars à élimination d'échos fixes. la borne R du récepteur est connectée à l'entrée des moyens de transposition 1
Les moyens 1 de transposition des signaux comprennent des moyens 2 d'asservissement d'un signal de transposition à la loi de mouvement de l'antenne A. La liaison en traits mixtes représentée figure 2 entre l'antenne A et le point Q du dispositif schématise tout dispositif électromeocanique de de mesure susceptible de délivrer au point Q les informations relatives à la vitesse angulaire de rotation de l'antenne, à la valeur de cos a- et de sin a , et à la vitesse relative V du porteur par rapport au sol.Le dispositif selon l'invention comporte également des moyens 3 d'engendrer le signal synthétique. les moyens 3 d'engendrer le signal synthétique comprennent des moyens de modulation 4 de la phase du signal synthétique par la loi de mouvement de l'antenne mobile. Selon la figure 2, la modulation engendrée par les moyens 4 est également liy à la loi de mouvement de l'antenne A par l'intermédiaire du point Q et de la liaison en traits mixtes précedemment citée. Des moyens ds traitement 5 reçoivent les signaux transposés et l-e signal synthétique, et perezten le traitement des signaux transposés par corrélation avec le signal synthétique sur flri nombre N de récurrences précité.Le traitement des signaux transposés est déclenché et commandé en séquence par des signaux de synchronisation et-de commande délivrés par une borne T du système radar reliée au dispositif de synchronisation d'émission. Du fait de l'asservissement du signal de transposition à la loi de mouvement de l'antenne A et du fait de la modulation de la phase du signal de réplique par la loi de mouvement de l'antenne, les moyens de transposition des signaux, les moyens d'engendrer le signal synthétique et les moyens de traitement des signaux transposés forment un filtre adapté pour les dits signaux radar quelle que soit la position de l'antenne par rapport au sol permettant en cela une amélioration de la résolution du système de détection par un affinage du faisceau d'émission.Le fonctionnement du dispositif représenté figure 2 est le suivant la borne R du système radar délivre les signaux radar ou signaux à fréquence intermédiaire de fréquence F = Fi + fd, le terme fd représentant le décalage de fréquence de signaux à fréquence fixe Fi provoqué par le déplacement du porteur par rapport au point observé P. According to FIG. 2, the antenna A of the radar system, driven by an angular rotation speed rotation, emits pulses and receives feedback echoes. Bes echoes in return contain information about the ground towards which the antenna is pointed. Due to the opening GA of the electromagnetic beam and its scanning at the angular velocity #, the radar system receives from the point P previously described a series of information corresponding to N recurrences of emission of the radar pulses. the signal processing device of an airborne radar by correlation of said signals with a synthetic signal during a number N of successive recurrences comprises in particular means 1 for transposing the radar signals. The radar signals are delivered by a terminal R of the radar system. The radar system comprises the mobile antenna and conventionally an emitter E and a receiver
Re connected to the R terminal. The radar system is a coherent radar with the stability characteristic of the transmitter comparable to that of the fixed echo cancellation radars. the terminal R of the receiver is connected to the input of the transposition means 1
The means 1 for transposing the signals comprise means 2 for controlling a transposition signal to the motion law of the antenna A. The dashed line connection shown in FIG. 2 between the antenna A and the point Q of the device schematically any electromeocanic measurement device capable of delivering, at the point Q, the information relating to the angular rotation speed of the antenna, to the value of cos a- and sin a, and to the relative speed V of the carrier relative to the sol.Le device of the invention also comprises means 3 to generate the synthetic signal. the means 3 for generating the synthetic signal comprise means 4 for modulating the phase of the synthetic signal by the motion law of the mobile antenna. According to FIG. 2, the modulation generated by the means 4 is also liy to the law of movement of the antenna A via the point Q and the dashed line link previously mentioned. Processing means 5 receive the transposed signals and the synthetic signal, and perezten the processing of the signals transposed by correlation with the synthetic signal on the aforementioned number N of recurrences. The processing of the transposed signals is triggered and controlled in sequence by signaling signals. synchronization and control issued by a terminal T of the radar system connected to the transmission synchronization device. Due to the enslavement of the transposition signal to the motion law of the antenna A and because of the modulation of the phase of the replica signal by the motion law of the antenna, the means for transposing the signals, the means for generating the synthetic signal and the transposed signal processing means form a filter adapted for said radar signals irrespective of the position of the antenna with respect to the ground, thereby improving the resolution of the detection system by a refining of the emission beam.The operation of the device shown in FIG. 2 is as follows: the radar system terminal R delivers the radar signals or intermediate frequency signals of frequency F = Fi + fd, the term fd representing the frequency offset fixed frequency signals Fi caused by the movement of the carrier relative to the observed point P.
Le terme fd est proportionnel, pour une vitesse V donnée du porteur, au cosinus de l'angle a précité, (I) fd = 2V cos a . Les signaux radar sont transposés à fréquence nulle au niveau des moyens de transposition 1 à partir d'un signal de transposition à fréquence variable.The term fd is proportional, for a given speed V of the wearer, to the cosine of the angle abovementioned, (I) fd = 2V cos a. The radar signals are transposed at zero frequency at the transposition means 1 from a variable frequency transposition signal.
La fréquence f du signal de transposition est à chaque instant égale à la fréquence prévue des signaux à fréquence intermédiaire délivrée par la borne R du système radar. La fréquence du signal de transposition est asservie par les moyens d'asservissement 2 à la loi de mouvement de l'antenne en fonction du module V de la vitesse relative du porteur et de l'angle a de l'axe radioélectrique de l'antenne avec l'axe Oz de déplacement du porteur.Les échos ou signaux radar transposés à fréquence nulle sont modulés en phase d'une récurrence à la récurrence suivante, selon une loi appro:mati-rement quadratique et proportionnellement au sinus de l'angle re'ce'demment défini pour une vitesse de rotation d'antenne donne. s signaux transposés sont échantillonnés en distance au niveau des moyens de transposition 1 par des mcyens échantillonneu-.^s, lesquels sont commtndas par des signauY engendrés à partir de signaux de synchronisation délivrés par le système radar au niveau de la borne T liée au circuit E d'émission du radar.L'échantillonnage des signaux transposés est commandé pendant un nombre déterminé K de cases distances de chaque récurrence radar, deux instants d'échantillonnage successifs définissant un intervalle de temps élémentaire correspondant à une case distance. La loi quadratique de phase des signaux transposés provient du fait que la fréquence du signal de transposition varie pendant le temps Ti de passage du faisceau sur un point P du sol. Ce temps Ti est tel que pour un faisceau d'émission d'ouverture  et une rotation d'antenne de vitesse angulair e
Cette loi de phase est de la forme
où 15 = n.tr , tr représente la période de récurrence radar et n l'ordre de la récurrence radar relative à un point P.Ainsi le nombre total N de récurrences radar relatives à un point P déterminé est défini par N = Ti . Le signal synthétique est un signal d'ampli
tr tude constante dont la loi de phase est analogue à la loi de phase des signaux transposés la phase ç de ce signal synthétique évoluant par conséquent > - la loi de mouvement de l'antenne. Cette évolution est obtenue à pair des moyens 3 d'engendrer le signal synthétique par l'intermédiaire des moyens 4 de modulation de la phase du signal synthétique selon la loi de phase # = 2#V . sin α . # . # . Les
# signaux transposés échantillonnés sont corrélés avec le signal synthétique au niveau des moyens de traitement 5.Une remise à jc coefficients est effectuée à chaque fin de récurrence radar.This phase law is of the form
where 15 = n.tr, tr represents the radar recurrence period and n is the order of the radar recurrence relative to a point P.Thus the total number N of radar recurrences relating to a determined point P is defined by N = Ti. The synthetic signal is an amp signal
constant tr studying whose phase law is analogous to the phase law of the signals transposed phase ç of this synthetic signal consequently evolving> - the law of motion of the antenna. This evolution is obtained by means of the means 3 of generating the synthetic signal by means 4 of modulation of the phase of the synthetic signal according to the phase law # = 2 # V. sin α . #. #. The
# sampled transposed signals are correlated with the synthetic signal at the level of the processing means 5. A reset coefficients is performed at each end of radar recurrence.
Pour tout objet détecté délivrant une suite d'échos on obtient en sortie S des moyens de traitement 5 un pic étroit de durée très inférieure à la séquence des signaux reçus canes le lobe d'antenne.For any detected object delivering a sequence of echoes, a narrow peak of very short duration is obtained at the output S of the processing means 5 of the signal received from the antenna lobe.
Afin d'obtenir une amélioration de la qualité de la fonction de corrélation, l'amplitude du signal de réplique peut titre pondérée par un filtre pondérate-ur n 'introduisant pas de rotation de phase, le filtre pondéra.^ ~ étant connecté en cascade avec les moyens 1 d'engendrer le signal transposé. Dans ce même but il est également possible de pondérer les calculs du signal synthétique au niveau des moyens 3. In order to obtain an improvement in the quality of the correlation function, the amplitude of the replica signal can be weighted by a weighting filter that does not introduce phase rotation, the weighted filter being connected in cascade with the means 1 to generate the transposed signal. For this same purpose it is also possible to weight the calculations of the synthetic signal at the level of the means 3.
choix de la vitesse de rotation D4 de l'antenne, pour une vit,r de déplacement du porteur V donnée, permet par exemple l'explcration d'une zone de terrain à grande vitesse avec une résolution et un taux d'affinage réduit ou au contraire l'exploration d' @@@ de terrain à vitesse plus faible avec une haute résolution et t ux d'affinage élevé pour une analyse de détail. The choice of the rotation speed D4 of the antenna, for a given distance of movement of the given carrier V, allows, for example, the explotation of a high-speed terrain zone with a resolution and a reduced refining rate. on the contrary, exploration of lower speed terrain with high resolution and high refining tues for detail analysis.
Le dispositif objet de l'invention représenté figure 3 concerne un mode de réalisation dans lequel le traitement des signaux transposés est réalisé sous forme numérique. Ce mode de réalisation est le mieux adapté actuellement et tout autre mode de réalisation de l'objet de l'invention mettant en oeuvre un traitement analogique ne sort pas du cadre de la présente invention. The device according to the invention shown in FIG. 3 relates to an embodiment in which the processing of the transposed signals is carried out in digital form. This embodiment is currently the best suited and any other embodiment of the subject of the invention implementing an analog processing is not outside the scope of the present invention.
Selon la figure 3 les moyens 1 de transposition des signaux radar comprennent un dispositif mélangeur 11. Le dispositif mélangeur 11 est constitué, par exemple, par deux mélangeurs en anneau dont une première entrée commune 110 connectée à la borne R reçoit les signaux radars. Un oscillateur local variable 13 commandé en tension, oscillateur de transposition, comporte une sortie 131 con- néctée à une deuxième entrée commune 111 des deux mélangeurs. L'os- cillateur local variable 13 délivre le signal de transposition à l'un des deux mélangeurs et un signal de transposition déphasé de 2 à l'autre mélangeur.Une entrée de commande 130 de l'oscillateur local 13 est connectée aux moyens 2 d'asservissement de la fréquence du signal de transposition à la loi de mouvement de l'antenne. Le dispositif mélangeur Il comporte deux sorties 112 et 113 délivrant repecti vement un signal représentatif du sinus et da cosinus de la phase signaux transposés. Ces signaux sont délivrés sous forme d'information de phase en sortie 15 des moyens 1 par l'tntrmédiaire de deux échantillonneurs codeurs analogiques-nu-ér qttns 12 et 14 respectivement connectés aux bornes des sorties 112 et 113 du dispositif mélangeur11. According to FIG. 3 the means 1 for transposing the radar signals comprise a mixing device 11. The mixing device 11 consists, for example, of two ring mixers whose first common input 110 connected to the terminal R receives the radar signals. A voltage-controlled variable local oscillator 13, a transposition oscillator, has an output 131 connected to a second common input 111 of the two mixers. The variable local oscillator 13 outputs the transposition signal to one of the two mixers and a transposition signal out of phase with the other mixer. A control input 130 of the local oscillator 13 is connected to the means 2. of controlling the frequency of the transposition signal to the law of movement of the antenna. The mixing device It comprises two outputs 112 and 113 which supply a signal representative of the sine and the cosine of the transposed signal phase. These signals are delivered as phase information at the output of the means 1 via two analog-n-eral encoder samplers 12 and 14 respectively connected across the terminals of the outputs 112 and 113 of the mixer device 11.
L'information de phase est délivrée sous la forme d'un mot binaire repré.entazlt ie cosinus et le sinus de la phase des signaux transposés.The phase information is delivered in the form of a binary word representing the cosine and the sine of the phase of the transposed signals.
les échantillonneurs codeurs analogiques numériques comportent cet effet une entrée Qe commande 120 et 140 connectée à une sortie 62 d'une horloge 6 connectée à la borne U pilotée par la synchronisation radar W et délivrant des signaux de commande d'échantillonnage.the digital analog encoder samplers comprise this effect an input Qe command 120 and 140 connected to an output 62 of a clock 6 connected to the terminal U driven by the radar synchronization W and delivering sampling control signals.
Pour une durée de l'impulsion d'émission égale à ti l'intervalle d'échantillonnage est compris entre 0,5 ti et ti. Chaque récurrence d'émission est ainsi divisée en K intervalles correspondant à K cases distance.For a duration of the transmission pulse equal to ti the sampling interval is between 0.5 ti and ti. Each emission recurrence is thus divided into K intervals corresponding to K distance boxes.
Les moyens 2 d'asservissement de la fréquence du signal de transposition comportent un calculateur analogique ou numérique 21 permettant d'engendrer un signal de commande. Le calculateur 21 comporte une borne de sortie 210 connectée à l'entrée de commande 130 de l'oscillateur de transposition 13 et délivre à celui-ci un signal
de commande entrainant une variation de la fréquence d'émission f de l'oscillateur local telle que f = Fi + fd où fd =-tY 2V 005a,
V représentant le module de la vitesse relative du porteur, X la
longueur d'onde des signaux d'émission du radar et a l'angle ins
tantané de l'axe radioélectrique de l'antenne avec la direction OZ
de déplacement dù porteur.Le calculateur 21 comprend en outre une
entrée 211 connectée à une sortie 201 d'un circuit de mesure 20 déli
vrant des signaux de mesure proportionnels respectivement à la vitesse relative V du porteur, au cosinus de l'angle a., au sinus de
l'angle a et à la vitesse angulaire # de rotation de l'antenne. Le
circuit de mesure 20 comprend, par exemple, un résolveur monté sur
l'antenne pour la détermination de cos a et sin a une génératrice
tachymétrique pour la détermination de la vitesse angulaire de rota
tion, et une centrale à inertie pour la détermination du module de
la vitesse relative V du porteur par rapport au sol. ta longueur
d'onde d'émission X est obtenue à partir de la fréquence d'émission
du radar.The means 2 for controlling the frequency of the transposition signal comprise an analog or digital computer 21 making it possible to generate a control signal. The computer 21 comprises an output terminal 210 connected to the control input 130 of the transposition oscillator 13 and delivers to it a signal
controlling a variation of the emission frequency f of the local oscillator such that f = Fi + fd where fd = -tY 2V 005a,
V representing the modulus of the relative speed of the carrier, X la
wavelength of the radar transmit signals and the angle ins
tantané of the radio axis of the antenna with direction OZ
The calculator 21 further comprises a
input 211 connected to an output 201 of a measuring circuit 20 deli
providing proportional measuring signals respectively to the relative velocity V of the wearer, to the cosine of the angle α, to the sine of
the angle a and the rotational angular velocity of the antenna. The
measuring circuit 20 comprises, for example, a resolver mounted on
the antenna for the determination of cos a and sin has a generator
tachometer for the determination of rotational angular velocity
tion, and an inertial control unit for the determination of the
the relative speed V of the carrier relative to the ground. your length
emission wave X is obtained from the transmission frequency
radar.
Les moyens 3 d'engendrer le signal synthétique comporterFt un
calculateur 31 comprenant une sortie 314 délivrant une information
numérique binaire constituée par un mot représentatif d'une part du
cosinus et lu sinus d'une grandeur de phase g, ou :1ase du signal
synthétique. Le calculateur 31 comporte une entrée 310 connectée à
une sortie 61 du circuit d'horloge 6 délivrant des signaux de syn
chronisation d'émission et des entrées 311 , 312, 313 respectivement
connectées aux bornes de sortie 41, 42, 43 des moyens 4.La grandeur
de phase # ou phase du signal synthétique est déterminée par la 2 #V
relation # = # Sin α # # # # où V représente le module de
#
la vitesse relative du porteur par rapport au sol # la longueur d'onde
du signal d'émission radar, a l'angle instantané entre l'axe radio
électrique de l'antenne et la direction de déplacement Oz du porteur, rEla vitesse angulaire de rotation en gisement de l'antenne, et U
le produit n . tr où tr est la période de récurrence radar et n
représente 11 ordre de la récurrence radar relative au point P.Means 3 of generating the synthetic signal includeFt a
computer 31 comprising an output 314 delivering information
binary numeral constituted by a word representative of a part of the
cosine and lu sinus of a phase magnitude g, or: 1ase of the signal
synthetic. The computer 31 has an input 310 connected to
an output 61 of the clock circuit 6 delivering syn signals
transmission chronization and entries 311, 312, 313 respectively
connected to the output terminals 41, 42, 43 of the means 4.The magnitude
phase # or phase of the synthetic signal is determined by the 2 #V
relationship # = # Sin α#### where V represents the module of
#
the relative speed of the carrier with respect to the ground # the wavelength
the radar transmission signal, at the instantaneous angle between the radio axis
of the antenna and the direction of displacement Oz of the carrier, rEla angular rotation speed in the antenna's bearing, and U
the product n. tr where tr is the radar recurrence period and n
represents 11 order of the radar recurrence relative to the point P.
Les moyens de modulation 4 comprennent des bornes de sortie 41, 42, et 43 respectivement connectées à un circuit 40 de mesure de la période de récurrence radar tr, à la borne de sortie 71 d'un circuit 7 de calcul de l'inverse de la longueur d'onde X du signal d'émission, et à la borne de sortie 201 du circuit de mesure d'antenne 20. Le circuit 7 a son entrée connectée à un circuit H de commande de 1 fréquence d'émission et reçoit un signal représentatif de la longueur d'onde h. le circuit de mesure d'antenne 20 délivre les signaux relatifs aux paramètres du mouvement de l'antenne mobile.La sortie 314 du calculateur 31 comporte deux voies délivrant respectivement des signaux représentatifs de cos # et sin #, # étant la phase du signal synthétique, selon un mot binaire unique représentatif de cos et sin #. les K mots obtenus pendant une récurrence d'ordre n ne sont utilisés que pendant la récurrence suivante des signaux transposés pour obtenir une bonne synchronisation de ?'ensecle des opérations. The modulation means 4 comprise output terminals 41, 42, and 43 respectively connected to a circuit 40 for measuring the radar recurrence period tr, at the output terminal 71 of a circuit 7 for calculating the inverse of the wavelength X of the transmission signal, and to the output terminal 201 of the antenna measurement circuit 20. The circuit 7 has its input connected to a transmission frequency control circuit H and receives a signal representative of the wavelength h. the antenna measuring circuit 20 delivers the signals relating to the parameters of the movement of the mobile antenna. The output 314 of the computer 31 comprises two channels respectively delivering signals representative of cos # and sin #, where # is the phase of the synthetic signal , according to a unique binary word representative of cos and sin #. the K words obtained during a recurrence of order n are used only during the next recurrence of the transposed signals to obtain a good synchronization of the ensecle operations.
Les moyens 5 de traitement des signa:À ;.ransposés comportent un corrélateur 50 comprenant deux séries d'entrées 501 A à 50 NA et 501 B à 50 NB et une entrée de commande 500. Deux mémoires 51 et 52 comportent une entrée 51 S et 52 R connectées resp-ectvement à la sortie 15 des moyens de transposition et à ia sortie 314 du calculateur de répliquc.Les mémoires 51 et.52 comportent chacune une des sorties 511 à 51 N et 521 à 52 N respectivement connectées aux entrées 501 A à 50 NA et 501 B à 50 NB. les mémoires 51 et 52 comportent chacune N mémoires élémentaires constituées par des registres à décalage,ou à transfert de charges par exemple,permettant chacune une mémorisation des K mots binaires de chaque récurrence et la mémorisation de ces mots sur N récurrences respectives des signaux transposés et du signal synthétique. L'ordre n des récurrences enregistrées dans les mémoires est défini de façon telle que la récurrence correspondant à une valeur de phase nulle pour n = 0 soit mémorisée au centre de la mémoire soit au niveau de la mémoire élémentaire d'ordre 0 tel que représenté fig 3,le nombre de mémoires élémentaires étant égal à N et leur ordre respectif, correspondant à l'ordre des récurrences, étant compris entre -N et +N . Les mémoires 51 et 52
2 2 comportent respectivement une entrée de commande 510 et 520. Les entrées de commande 500 du corrélateur 50, 510 de la mémoire 51 et 520 de la mémoire 52 sont connectées à la sortie 61 de l'horloge 6 délivrant les signaux de synchronisation d'émission.The signal processing means 5 comprise: a correlator 50 comprising two series of inputs 501 A to 50 NA and 501 B to 50 NB and a control input 500. Two memories 51 and 52 have a 51 S input. and 52 R respectively connected to the output 15 of the transposition means and to the output 314 of the replica computer. The memories 51 and 52 each comprise one of the outputs 511 to 51 N and 521 to 52 N respectively connected to the inputs 501. A at 50 NA and 501 B at 50 NB. the memories 51 and 52 each comprise N elementary memories constituted by shift registers, or charge transfer for example, each allowing a storage of the K binary words of each recurrence and the storage of these words on N respective recurrences of the transposed signals and synthetic signal. The order n of the recurrences recorded in the memories is defined such that the recurrence corresponding to a zero phase value for n = 0 is stored in the center of the memory or at the level of the elementary memory of order 0 as represented FIG. 3, the number of elementary memories being equal to N and their respective order, corresponding to the order of the recurrences, being between -N and + N. Memoirs 51 and 52
2 2 respectively comprise a control input 510 and 520. The control inputs 500 of the correlator 50, 510 of the memory 51 and 520 of the memory 52 are connected to the output 61 of the clock 6 delivering the synchronization signals. program.
La lecture des mots codés et mis en mémoire est effectuée à chaque instant ddéchantillonnage. Les mémoires élémentaires constituées par exemple par des registres à transfert de charge délivrent les mots codés au corrélateur 50: les mots codés délivrés par les moyens 3 d'engendrer le signal synthétique sont calculés pendant chaque récurrence radar et les mots calculés pendant une récurrence sont valables pour la récurrence suivante.The reading of the coded and stored words is performed at each instant of sampling. The elementary memories constituted for example by charge transfer registers deliver the coded words to the correlator 50: the coded words delivered by the means 3 to generate the synthetic signal are calculated during each radar recurrence and the words calculated during a recurrence are valid. for the next recurrence.
corrélateur 50 est constitué, par exemple, par un calculateur arithmétique rapide, un convoluteur acoustique ou un dispositif de corrélation utilisant un filtre transversal analogique constitué par un dispositif à couplage de charge. correlator 50 is constituted, for example, by a fast arithmetic calculator, an acoustic convolutor or a correlation device using an analog transversal filter constituted by a charge-coupled device.
Dans le cas de l'utilisation comme corrélateur d'un convoluteur acoustique, les signaux transposés et le sIgnal synthéQique sont transposés à la fréquence de travail du convoluteur acoustique par deux modulateurs à bande latérale unique. Les signaux transposés sont appliqués a une entre du convoluteur acousGiqus et le signal synthétique est appliqué à l'entrée opposée. La convolution est obtenue par intéraction de deux ondes circulant en sens opposé dans un milieu non linéaire. L'échelle des temps est alors inversée pour l'un des deux signaux à la lecture et une des mémoires 51 ou 52. In the case of the use as correlator of an acoustic convolutor, the transposed signals and the synthesized signal are transposed to the working frequency of the acoustic convolutor by two single sideband modulators. The transposed signals are applied to one input of the acoustic speaker and the synthetic signal is applied to the opposite input. Convolution is obtained by the interaction of two waves traveling in opposite directions in a nonlinear medium. The time scale is then reversed for one of the two read signals and one of the memories 51 or 52.
Dans le cas de l'utilisation d'un filtre transversal à couplage de charge, la séquence des signaux transposés est appliquée à un registre à couplage de charges à N sorties. les produits de convo lut sont obtenus au moyen d'amplificateurs à gains variables coz=andés de façon numérique par les signaux du signal synthétique. In the case of using a charge-coupled transversal filter, the sequence of the transposed signals is applied to an N-output coupled charge-coupled register. the convoluted products are obtained by means of variable gain amplifiers coaxed digitally by the signals of the synthetic signal.
Selon un mode de réalisation préférentielgle corrélateur représenté figure 4a est constitué par un calculateur arithmétique rapide. Selon la figure 4a le corrélateur 50 est constitué par une série de N opérateurs 81 à 8N. Chaque opérateur reçoit les signaux délivrés d'une part par une des mémoires élémentaires d'ordre P de la mémoire 51 permettant de mémoriser un mot représentatif de l'information de phase des signaux transposés, et d'autre part des signaux délivrés par une mémoire d'ordre p correspondant de la mémoire 52 permettant de mémoriser un mot représentatif de l'information de phase du signal synthétique. Chaque opérateur comporte deux sorties une sortie paire 8p2 et une sortie impaire 8p1. les sorties paires 8p2 sont connectées en parallèle à un circuit sommateur 9 et les sorties impaires sont connectées en parallèle à l'entrée d'un sommateur 10.Les sommateurs 9 et 10 délivrent les signaux corrélés. According to a preferred embodiment correlator shown in Figure 4a is constituted by a fast arithmetic calculator. According to FIG. 4a the correlator 50 is constituted by a series of N operators 81 to 8N. Each operator receives the signals delivered on the one hand by one of the P-order elementary memories of the memory 51 making it possible to store a word representative of the phase information of the transposed signals, and on the other hand of the signals delivered by a memory p corresponding order of the memory 52 for storing a word representative of the phase information of the synthetic signal. Each operator has two outputs, an even output 8p2 and an odd output 8p1. the even outputs 8p2 are connected in parallel to a summing circuit 9 and the odd outputs are connected in parallel to the input of a summator 10. The summers 9 and 10 deliver the correlated signals.
Selon la figure 4 b qui représente les opérateurs -de la figure 4a, chaque opérateur 8p comporte quatre calculateurs multiplicateurs numériques 8p11, 8p12, 8p13, 8p14. Pour une récurrence d'ordre donné le multiplicateur 8p11 reçoit sur une première entrée une informa- tion de phase des signaux transposés,ssit i'L::lformation cos#,et sur une deuxième entrée l'information de phase du signal synthétique cos
Le multiplicateur 8p12 reçoit sur une première entre l'information de phase des signaux transposés,soit l'information cos < ,et sur une deuxième entrée respectivement l'informatiy de phase du signal synthétique soit sin # De la mème manière les multilicateurs 8p13 et 8p14 reçoivent sur une première entrée l'information de phase des signaux transposés,soit sin #, et sur une deuxième entrée respectivement l'information de phase du signal de réplique soit cos ç et sin . According to FIG. 4b which represents the operators of FIG. 4a, each operator 8p comprises four digital multiplier calculators 8p11, 8p12, 8p13, 8p14. For a recurrence of given order the multiplier 8p11 receives on a first input a phase information of the transposed signals, ssit i'L :: lformation cos #, and on a second input the phase information of the synthetic signal cos
The multiplier 8p12 receives on a first between the phase information of the transposed signals, ie the information cos <, and on a second input respectively the phase informatiy of the synthetic signal is sin # In the same manner the multilicators 8p13 and 8p14 receive on a first input the phase information of the transposed signals, namely sin #, and on a second input respectively the phase information of the replica signal is cos ç and sin.
les sorties des multiplicateurs 8p12 et 8p13 sont connectées respectivement sur l'entrée positive et sur l'entrée négative d'un amplificateur sommateur 300, et les sorties des multiplicateurs 8p11 et 8p14 sont connectées sur les entrées positives d'un amplificateur sommateur 400. les bornes de sortie des amplificateurs sommateur 300 et 400 sont respectivement connectées aux bornes de sortie 8p2 et 8p1 de l'opéra- teur 8p.the outputs of the multipliers 8p12 and 8p13 are respectively connected to the positive input and to the negative input of a summing amplifier 300, and the outputs of the multipliers 8p11 and 8p14 are connected to the positive inputs of a summing amplifier 400. The output terminals of the summing amplifiers 300 and 400 are respectively connected to the output terminals 8p2 and 8p1 of the operator 8p.
Le fonctionnement du corrélateur arithmétique est le suivant
Soit X s(n) , Y s(n) le mot binaire, pour ur case distance donnée du signal transposé correspondant à la récurrence radar d'ordre n dans
le quel
X s (n) = cos n et Y s (n) = sin Xn . Soit XR (n), YR (n) le mot binéaire d'ordre n délivré par le calculateur 31 du signal synthétique. L'opérateur 8p d'ordre p délivre au niveau des sorties des multiplicateurs 8pll, 8p12, 8p13, 8p14 les signaux respectifs X s (n) . XR (n) , X s (n) . YR (n) , Y s (n) . XR (n) , Y s(n) YR (n).The operation of the arithmetic correlator is as follows
Let X s (n), Y s (n) be the binary word, for ur box given distance of the transposed signal corresponding to the radar recurrence of order n in
which
X s (n) = cos n and Y s (n) = sin Xn. Let XR (n), YR (n) be the linear word of order n delivered by the computer 31 of the synthetic signal. The operator 8p of order p delivers at the outputs of the multipliers 8pl1, 8p12, 8p13, 8p14 the respective signals X s (n). XR (n), X s (n). YR (n), Y s (n). XR (n), Y s (n) YR (n).
Les sorties des amplificateurs sommateurs 400 et 300 délivrent respectivement au niveau des bornes 8p2 et 8p1 les signaux .The outputs of the summing amplifiers 400 and 300 respectively deliver at the terminals 8p2 and 8p1 the signals.
Xs (n).XR.(n)+Ys (n).YR (n) = xc (n) et Xs (n).YR (n)-Ys (n) .XR (n) = y c (n). Les circuits sommateurs 9 et 10 délivrent les sim.aux corrélés X c = 2 2 C (n) et Y c = y y c (n) . le signal vidéo fréquence affiné utile est obtenu après détection par l'intermédiaire de circuits analogiques non représentés délivrant le module carré
2 2
Z = Y c + X c . Xs (n) .XR. (N) + Ys (n) .YR (n) = xc (n) and Xs (n) .YR (n) -Ys (n) .XR (n) = yc (n) . The summing circuits 9 and 10 deliver the correlated simals X c = 2 2 C (n) and Y c = yyc (n). the useful refined video frequency signal is obtained after detection via unrepresented analog circuits delivering the square module
2 2
Z = Y c + X c.
les calculs de corrélation sont renouvelés pour chaque case distance de chaque récurrence. Dans ce but les mots des mémoires 51 et 52 sont relus à grande cadence séquentiellement. T es séquences de signaux correspondant pour les N mots à une case distance dnterninée sont appliquées aux opérateurs 8p1 à 8p2.Pour diminuer les temps de calcul on peut etre conduit à traiter plusieurs cases dIstances en parallèle au moyen d'une pluralité d'opérateurs de corrélation par exemple. Acons le as de l'utilisation du radar avec un Balayage périodique alternatif d'un secteur par l'antenne selon une vitesse de rotation en gisement Q ,un retard de N tr apparait pour la
2 récurrence d'ordre 0 par rapport à l'adresse correspondante du centre des mémoires 51 et 52 pour les deux sens de rotation. En ce cas la transmission des mots binaires est effectuée par l'intermédiaire de registres à transfert introduisant un retard de 2-.tr quel que soit
2 le sens de rotation de l'antenne et le calcul est ainsi effectué pour les valeurs de a correspondant à N2 récurrences antérieures.the correlation calculations are repeated for each distance box of each recurrence. For this purpose the words of the memories 51 and 52 are replayed at a high rate sequentially. T he corresponding signal sequences for the N words at a distance range are applied to the operators 8p1 to 8p2. In order to reduce the computation time, it is possible to process several boxes of substances in parallel by means of a plurality of operators. correlation for example. Acons the ace of the use of the radar with a reciprocal periodic scan of a sector by the antenna according to a rotation speed in bearing Q, a delay of N tr appears for the
2 recurrence of order 0 with respect to the corresponding address of the center of the memories 51 and 52 for the two directions of rotation. In this case the transmission of the binary words is carried out via transfer registers introducing a delay of 2-.tr whatever
2 the direction of rotation of the antenna and the calculation is thus performed for the values of a corresponding to N2 previous recurrences.
2
Selon un mode de réalisation préférentiel de l'invention représenté figure 3 le dispositif comporte en outre des moyens de régulation de la fréquence de l'oscillateur de transposition 13 permettant une correction fine de la fréquence des signaux de transpositison Les moyens de régulation comportent un discriminateur de fréquence 150 dont les entrées 1 500 et 1 501 sont connectées respectivement à l'entrée et à la sortie de la première mémoire élémentaire de la mémoire 51. La sortie 1 503 du discriminateur de fréquence 150 est connectée à une entrée de commande 212.des moyens de calcul 21.2
According to a preferred embodiment of the invention shown in FIG. 3, the device further comprises means for regulating the frequency of the transposition oscillator 13 allowing a fine correction of the frequency of the transposition signals. The regulation means comprise a discriminator. of frequency 150 whose inputs 1 500 and 1 501 are respectively connected to the input and the output of the first memory element of the memory 51. The output 1 503 of the frequency discriminator 150 is connected to a control input 212. computing means 21.
Be.discriminateur de fréquence 150 permet de mesurer l'erreur de fréquence par rapport à la fréquence nulle des signaux transposés. Be.discriminator of frequency 150 makes it possible to measure the error of frequency compared to the zero frequency of the transposed signals.
Le signal d'erreur est amplifié et appliqué à l'entrée de commande des moyens de calcul 21 et du circuit de commande de l'oscillateur variable 13.The error signal is amplified and applied to the control input of the calculation means 21 and the control circuit of the variable oscillator 13.
Ce circuit de régulation permet d'obtenir la transposition à fréquence nulle nécessaire à une phase ultérieure de corrélation correcte. This control circuit makes it possible to obtain the transposition at zero frequency necessary for a subsequent phase of correct correlation.
La figure 5 donne un exemple de réalisation du discriminateur de fréquence. te discriminateur de fréquence comporte deux voies. FIG. 5 gives an exemplary embodiment of the frequency discriminator. the frequency discriminator has two channels.
Une première voie comporte un dispositif à retard 500 connecté à la sortie 15 des moyens 1. Ce dispositif à retard, avantageusement constitué par la première mémoire élémentaire de la mémoire 51,in- troduit un retard égal à une récurrence radar sur la transmission des signaux transposés. La sortie du dispositif à retard 500 est connectée à un circuit de calibrage 600.Une deuxienie voie comporte en circuit de calibrage 700. tes sortrs '3es circuits de calibrage 700 et 600 délivrent respectivement les informations de phase des signaux transposés cos # et sin #,pour une récurrence d'ordre donné cos PI n et sin n,et pour une récurrence d'ordre immédiatement antérieur cos 0 n - 1 et sin n - 1.A first channel comprises a delay device 500 connected to the output 15 of the means 1. This delay device, advantageously constituted by the first elementary memory of the memory 51, introduces a delay equal to a radar recurrence on the transmission of the signals. transposed. The output of the delay device 500 is connected to a calibration circuit 600. A second path comprises in calibration circuit 700. The three calibration circuits 700 and 600 respectively deliver the phase information of the transposed signals cos # and sin #. for a recurrence of given order cos PI n and sin n, and for an immediately preceding order recurrence cos 0 n - 1 and sin n - 1.
te discriminateur de fréquence 150 comprend en outre quatre multiplicateurs 80, 81, 82, 83 dont les entrées respectives 801, 802; 811, 812 ; 821, 822 ; 831, 832 connectées aux circuits de calibrage 700 et 600 reçoivent respectivement les signaux représentatifs de cos n, cos # n - 1 ; sin # n , sin # n - 1 ; sin # n , cos # n - 1 ; cos # n sin # n - 1. Les sorties respectives 803 , 813, 823, 833 des multiplicateurs 80, 81, 82, 83 délivrent par l'intermédiaire de circuits sDmmateurS 84, 85 des signaux cost , sin A représentatifs de la rotation de phase d'un signal d'erreur de transposition.Des circuits sommateurs 86 et 87 connectés respectivement en sortie des circuits sommateurs 84 et 85 permettent d'effectuer une moyenne des valeurs des signaux cos n et sin ## sur m cases de distances d'une récurrence radar et délivrent respectivement à une table de calcul 1 1 88 les séquences X = # cos ## , Y = # sin ##.the frequency discriminator 150 further comprises four multipliers 80, 81, 82, 83 whose respective inputs 801, 802; 811, 812; 821, 822; 831, 832 connected to the calibration circuits 700 and 600 respectively receive the signals representative of cos n, cos # n-1; sin # n, sin # n - 1; sin # n, cos # n - 1; cos # n sin # n - 1. The respective outputs 803, 813, 823, 833 of the multipliers 80, 81, 82, 83 deliver, via sDimer circuits 84, 85 signals cost, sin A representative of the rotation of phase of a transposition error signal. Summing circuits 86 and 87 respectively connected at the output of the summing circuits 84 and 85 make it possible to average the values of the cos n and sin ## signals over m distance boxes of a radar recurrence and deliver respectively to a calculation table 1 1 88 sequences X = # cos ##, Y = # sin ##.
m m m m
La table de calcul 88 comporte une sortie 883 connectée à l'entrée 212 des moyens 21et délivre une tension de commande proportionnelle à
Y ## = arctg .mmmm
The calculation table 88 has an output 883 connected to the input 212 of the means 21 and delivers a control voltage proportional to
Y ## = arctg.
X
Un tel dispositif permet d'obtenir après traitement du signal transposé une résolution R (0) telle que
où 1 représente l'envergure effective de l'antenne.X
Such a device makes it possible to obtain, after processing the transposed signal, a resolution R (0) such that
where 1 represents the effective span of the antenna.
Pour une résolution d'antenne seule r = #/1 . For an antenna resolution only r = # / 1.
Le taux d'affinage du dispositif est tel que
lorsque le taux d'affinage 2 est inférieur à 1, c'est à dire pour les angles de faible valeur, la corrélation est remplacée par un simple retard afin de conserver la résolution propre de l'antenne r.The refining rate of the device is such that
when the refining rate 2 is less than 1, that is to say for low value angles, the correlation is replaced by a simple delay in order to preserve the proper resolution of the antenna r.
Par exemple pour un radar aéroporté ayant les caractéristiques suivantes et observant en gisement avec # = 0,032 mètre
1 = 0,5 mètre # = 1 radian / seconde
V = 200 mètres / seconde #A = 64 milliradian. For example, for an airborne radar having the following characteristics and observing in the field with # = 0.032 meter
1 = 0.5 meter # = 1 radian / second
V = 200 meters / second #A = 64 milliradian.
Le taux d'affinage par le travers du vol est pour 9 = 2
Q = 51 soit une résolution R(#)= 1,25 milliradian.The rate of refinement across the flight is for 9 = 2
Q = 51 is a resolution R (#) = 1.25 milliradian.
2 Pour # = #/6 R (#) = 2,5 milliradian. 2 For # = # / 6 R (#) = 2.5 milliradian.
6
Le taux d'affinage est égal à 1 pour un angle a de l'ordre de 10 environ. 6
The refining rate is equal to 1 for an angle α of the order of 10 approximately.
Il est également possible d'utiliser une vitesse angulaire variable au cours d'une exploration pour obtenir une résolution angulaire constante dans la zone explorée. La loi de mouvement de l'antenne en ce cas de la forme,2= kV sin 8. It is also possible to use a variable angular velocity during an exploration to obtain a constant angular resolution in the explored area. The law of motion of the antenna in this case of the form, 2 = kV sin 8.
Dans ce cas des circuits d'asservissement de la loi de mouvement de l'antenne à sa position instantanée sont incorporés au système radar. In this case servo circuits of the motion law of the antenna at its instantaneous position are incorporated in the radar system.
le fait d'utiliser un signal synthétique à amplitude constante pour toute les cases de distance entraîne une erreur sur la fonction de corrélation entraînant une limitation de l'affinage aux distances inférieures à une distance minimale d de l'ordre de 5 Km dans l'exemple précédent. Une modulation du signal synthétique en fonction de la distance comme décrit précédemment permet de remédier à cet inconvénient si nécessaire. the fact of using a constant amplitude synthetic signal for all the distance cells leads to an error in the correlation function which leads to a limitation of the refining at distances less than a minimum distance d of the order of 5 Km in the previous example. A modulation of the synthetic signal as a function of the distance as described above makes it possible to remedy this drawback if necessary.
Claims (11)
Priority Applications (5)
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|---|---|---|---|
| FR7707330A FR2625325B1 (en) | 1977-03-11 | 1977-03-11 | SIGNAL PROCESSING DEVICE OF AIRPORT RADAR AND RADAR SYSTEM COMPRISING SUCH A DEVICE |
| NLAANVRAGE7802515,A NL184980C (en) | 1977-03-11 | 1978-03-08 | DEVICE FOR PROCESSING SIGNALS FROM A DRILL IN AN AIRCRAFT WITH A RELATIVE AZIMUTH MOVEMENT ON THE DRILL ANTENNA THE CARRIER IS COMMUNICATED. |
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| FR2625325B1 FR2625325B1 (en) | 1991-08-30 |
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ID=9187985
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| FR7707330A Expired - Lifetime FR2625325B1 (en) | 1977-03-11 | 1977-03-11 | SIGNAL PROCESSING DEVICE OF AIRPORT RADAR AND RADAR SYSTEM COMPRISING SUCH A DEVICE |
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Citations (5)
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|---|---|---|---|---|
| US3737900A (en) * | 1967-09-25 | 1973-06-05 | Rockwell International Corp | Digital doppler processor |
| US3768096A (en) * | 1968-09-30 | 1973-10-23 | North American Rockwell | Focusing control of synthetic aperture processing for sidelooking radar |
| DE2125675B2 (en) * | 1971-05-24 | 1975-03-06 | North American Rockwell Corp., El Segundo, Calif. (V.St.A.) | Aircraft coherent radar set for operation with synthetic antennae - has equalising phase shifter before phase detector reference inlet |
| DE2418785A1 (en) * | 1974-04-19 | 1975-10-23 | Siemens Ag | Doppler pulsed radar device - has compensator for doppler shift of echoes from fixed targets due to antenna movement |
| US3927405A (en) * | 1972-05-19 | 1975-12-16 | Thomson Csf | System for processing the signal received by a sideways looking airborne radar system |
Family Cites Families (1)
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|---|---|---|---|---|
| US3178711A (en) * | 1959-08-06 | 1965-04-13 | North American Aviation Inc | High resolution scanning radar |
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- 1977-03-11 FR FR7707330A patent/FR2625325B1/en not_active Expired - Lifetime
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- 1978-03-10 NO NO780845A patent/NO780845L/en unknown
Patent Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3737900A (en) * | 1967-09-25 | 1973-06-05 | Rockwell International Corp | Digital doppler processor |
| US3768096A (en) * | 1968-09-30 | 1973-10-23 | North American Rockwell | Focusing control of synthetic aperture processing for sidelooking radar |
| DE2125675B2 (en) * | 1971-05-24 | 1975-03-06 | North American Rockwell Corp., El Segundo, Calif. (V.St.A.) | Aircraft coherent radar set for operation with synthetic antennae - has equalising phase shifter before phase detector reference inlet |
| US3927405A (en) * | 1972-05-19 | 1975-12-16 | Thomson Csf | System for processing the signal received by a sideways looking airborne radar system |
| DE2418785A1 (en) * | 1974-04-19 | 1975-10-23 | Siemens Ag | Doppler pulsed radar device - has compensator for doppler shift of echoes from fixed targets due to antenna movement |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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| NO113585C (en) | 1984-12-12 |
| NL184980B (en) | 1989-07-17 |
| NO780845L (en) | 1989-01-26 |
| DE2810423C1 (en) | 1989-10-19 |
| NL7802515A (en) | 1989-07-03 |
| IT7821014A0 (en) | 1978-03-09 |
| NL184980C (en) | 1989-12-18 |
| FR2625325B1 (en) | 1991-08-30 |
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| ST | Notification of lapse |