FR2558022A1 - Convertisseur continu/alternatif pour l'alimentation d'un organe utilisateur avec une composante inductive - Google Patents

Abstract

CONVERTISSEUR CONTINUALTERNATIF POUR L'ALIMENTATION D'UN ORGANE UTILISATEUR V AVEC UNE COMPOSANTE INDUCTIVE L AVEC DEUX TRANSISTORS DE PUISSANCE T1, T2 FORMANT UN DEMI-CIRCUIT EN PONT ET DES DIODES AUTO-OSCILLANTES D1, D2, QUI ASSURENT LE COURANT PENDANT LE TEMPS DE REPOS DES DEUX TRANSISTORS. LES DIODES DE ROUE LIBRE D1, D2 SONT RELIEES A TRAVERS UN ENROULEMENT ADDITIONNEL S1 AU POINT DE CONNEXION H DES TRANSISTORS DE PUISSANCE T1, T2. L'ENROULEMENT ADDITIONNEL S1 PROVOQUE LA COMMANDE DES TRANSISTORS DE PUISSANCE T1, T2. AINSI, POUR LA COMMANDE ET LA COMMUTATION DES TRANSISTORS DE PUISSANCE T1, T2, IL N'EST PAS BESOIN D'EXCITATEUR ADDITIONNEL, NI D'ENERGIE SUPPLEMENTAIRE.

Description

CONVERTISSEUR CONTINU/ALTERNATIF POUR L'ALIMENTATION

D'UN ORGANE UTILISATEUR AVEC UNE COMPOSANTE INDUCTIVE

L'invention concerne un convertisseur continu/alternatif qui produit, à partir d'une tension continue, une tension alternative pour un organe utilisateur avec une composante inductive. La fréquence de la tension alternative produite se situe dans l'ordre de grandeur de 10 à 100 kHz, en particulier au voisinage de 30 kHz. Avec la tension alternative produite, on peut alimenter des appareils utilisateurs, tels que: moteurs à courant alternatif sans commutation, inducteurs, transformateurs, tubes fluorescents, qui travaillent à une fréquence de 30 kHz environ, et des plaques de cuisson a chauffage par induction, dans lesquelles par un champ

magnétique, seul le récipient contenant les aliments est échauffé.

On connaît des convertisseurs continu/alternatif (Electronique Industrielle N 50/1-04-1983, pages 35-41) dans lesquels une tension continue est appliquée à un "demi-pont" avec deux transistors de

puissance montés en série. Les transistors de puissance sont com-

mandés avec conduction à tour de rôle et produisent à leur point de

jonction la tension alternative pour l'organe utilisateur. Théori-

quement, le premier transistor devrait être mis hors circuit à un instant déterminé et le second transistor mis en circuit au même instant. La composante inductive de l'appareil utilisateur ne permet pas d'interruption soudaine de courant. D'autre part, les transistors seraient endommagés s'ils étaient tous deux ensembles conducteurs

à un court instant. En raison des tolérances et des temps d'éva-

cuation des transistors, un montage de ce genre réalisé tel que n'est utilisable qu'avec des circuits d'attaque compliqués, sous forme de microprocesseurs. Il est donc connu, entre les phases de conduction successives des deux transistors, de prévoir pour la sécurité un temps de repos o les deux transistors ne sont pas conducteurs. On est ainsi assuré

que les deux transistors ne peuvent pas être simultanément con-

ducteurs. Pour permettre l'écoulement nécessaire du courant pen-

dant cette pause, il y a, opposées aux transistors et mises en parallèle sur leurs trajets collecteur/émetteur, des diodes polarisées

qui assument brièvement le courant pendant la pause. Un conden-

sateur est placé parallèlement à chaque diode pour limiter la pente de la tension alternative produite. Par les enroulements d'un transformateur, les deux transistors sont ainsi commandés à tour de rôle pour conduction et blocage en push-pull. A cet effet, il faut affecter au transformateur un circuit

additionnel d'attaque, qui provoque cette commande des transistors.

Un circuit d'attaque de ce genre exige un surplus de dépense de circuits et d'énergie. Le circuit d'attaque peut être, par exemple, un

étage additionnel, alimenté par une tension de service séparée.

L'invention a pour objet de réduire le nombre de circuits et les

dépenses d'énergie pour la commande des transistors.

Le convertisseur de l'invention est un convertisseur con-

tinu/alternatif pour l'alimentation d'un organe utilisateur avec une composante inductive, comportant, entre les bornes de tension

continue, le montage série de deux transistors qui, par des enrou-

lements d'un transformateur, sont commutés de façon à être alter-

nativement conducteurs et, entretemps, pendant une pause, bloqués simultanément, tandis que parallèlement aux transistors se trouvent

deux diodes à roue libre assumant respectivement le courant pen-

dant la pause, la tension de sortie étant dérivée du point de jonction des transistors, et il est essentiellement caractérisé en ce que le

point de jonction des diodes de roue libre est relié par un enrou-

lement additionnel du transformateur au point de jonction des

transistors et en ce que, parallèlement à un enroulement du trans-

formateur se trouve un commutateur électronique qui est commandé par la tension de sortie à travers un circuit de commande pour

assurer la commutation périodique.

Par la solution selon l'invention, plusieurs avantages sont obtenus. Pour la commande et la commutation des deux transistors, il n'est pas besoin d'étage séparé d'attaque, car la commande se

produit d'elle-même par le transformateur comportant les enrou-

lements de commande grâce à leur énergie magnétique. Il n'est donc pas nécessaire, en plus de l'alimentation en énergie des transistors

de puissance, d'une énergie additionnelle extérieure pour sa com-

mande. Le transformateur cité n'a pas particulièrement besoin d'une construction précise. Par l'invention, il se crée un système d'autocommutation par lequel l'énergie commandant les transistors est dérivée par elle-même de la tension alternative produite. Comme

les deux transistors se bloquent respectivement l'un l'autre automa-

tiquement par l'utilisation de leurs courants, on est assuré que

l'inversion de conduction des deux transistors se fait impecca-

blemient en push-pull. Le circuit peut être conformé en auto oscillant. Ainsi la fréquence de la tension alternative produite peut être modifiée pour s'adapter à divers appareils utilisateurs. En outre, le rapport cyclique de la tension alternative produite peut être modifié pour faire varier ainsi la valeur efficace de cette

tension alternative pour l'adaptation aux divers appareils utili-

sateurs. La présente invention sera mieux comprise à la lecture de la

description détaillée d'un mode de réalisation pris comme exemple

non limitatif, et illustré par le dessin annexé, sur lequel: - la figure 1 est un schéma d'un exemple de convertisseur continu/alternatif selon l'invention; - la figure 2 est un chronogramme expliquant le mode de fonctionnement du circuit selon la figure I; - la figure 3 est le schéma d'un détail de circuit de la figure 1; - la figure 4 est le schéma équivalent pour le transformateur utilisé à la figure 1; - la figure 5 est un chronogramme expliquant le schéma équivalent selon la figure 4; - la figure 6 est un exemple pratique de réalisation pour le circuit de commande employé à la figure 1, et - la figure 7 est un chronogramme expliquant le circuit de commande selon la figure 6. Les lettres minuscules y montrent les points des circuits o se trouvent les tensions et courants selon les diagrammes. 4_

A la figure 1, est représenté un circuit dénommé "en demi-

pont" avec deux transistors TI, T2 alimentés entre la tension de service + B et la masse. La tension continue +B de service peut être

une tension redressée du réseau, ou prélevée sur un accumulateur.

Sur les trajets base/émetteur des transistors TI, T2 sont raccordés

deux enroulements de commande S2 et 53 du transformateur TRI.

Entre les collecteurs et émetteurs des transistors TI, T2 sont reliées des diodes DI, D2 respectivement, qui sont ci-après désignées comme diodes de roue libre. Parallèlement aux diodes, sont branchés des condensateurs CI, C2 qui limitent la pente de la tension alternative US produite à la borne de sortie a. Dans des montages connus, le point de jonction i des diodes Dl, D2 est directement

relié au point de jonction k des émetteurs des transistors TI, T2.

Dans le montage selon la figure 1, ces deux points de jonction sont maintenant séparés. Le point de jonction i est relié au point de

jonction k à travers l'enroulement additionnel SI. La tension alter-

native US produite à la borne a est envoyée à l'appareil utilisateur V comportant la composante inductive L, et produit un courant alternatif IS dans l'appareil V. La sortie a est raccordée à la borne de commande r du circuit de commande Cdl lequel commande

périodiquement le transistor V-MOS T3. Le transistor T3 court-

circuite périodiquement les enroulements S3 et S4 à travers les

diodes D3, D4 et il assure l'alternance de commutation des tran-

sistors TI, T2. De cette façon, le montage se conforme en auto-

oscillant.

L'enroulement additionnel SI a le but suivant. Quand le transistor T1 est conducteur et qu'ainsi le transistor T2 est bloqué, le courant de collecteur iTI s'écoule par l'enroulement 1S vers la borne a. Ainsi, le transformateur TRI agit comme transformateur

d'intensité, de sorte que le courant iT1 produit à travers l'enrou-

lement SI un courant dans l'enroulement S2, qui est amené comme courant de base iBI au transistor TI. En mesurant de façon appropriée le rapport des spires entre les enroulements SI et 52

ainsi que leur polarité en tenant compte du facteur d'amplifi-

cation en courant du transistor TI, on peut obtenir que le courant iTI produise le courant de base iBI désiré pour le transistor TI. Le courant iBI est alors, de la façon souhaitée, proportionnel au courant iTl de sorte qu'avec un courant iTl croissant, le courant de base iBI croît aussi. Avec ce courant de base adapté au courant de collecteur, il n'est pas besoin d'une source de puissance particulière

pour commander le convertisseur. Le courant iTI est donc avanta-

geusement utilisé, grâce à la transformation de courant provoquée par le transformateur TRI, pour produire le courant de base nécessaire iBI. Le courant de base exigé pour la commande des transistors est obtenu de l'énergie magnétique du transformateur. Le courant iT1 traversant l'enroulement SI produit pareillement un courant dans l'enroulement 53. Cependant, comme l'enroulement 53 est de polarité opposée à celle de l'enroulement S2, la conduction du transistor T2 n'est pas commandée par ce courant, mais ce dernier

est maintenu bloqué.

Quand le transistor TI est bloqué, et le transistor T2 con-

ducteur, le courant de collecteur iT2 du transistor T2 s'écoule

également à travers l'enroulement SI, mais en sens inverse de iT.

Comme l'enroulement S3 est de polarité opposée à celle de l'enrou-

lement S2, le même mode d'action est valable pour la commande du transistor T2 par le courant de collecteur iT2 comme pour le

transistor TI.

Un circuit de démarrage St est relié à la base du transistor T2.

Ce circuit sert, lors de la mise en route du circuit, à commander par une impulsion le transistor T2 en saturation, afin que l'ensemble du circuit se mette à osciller. Pendant le fonctionnement du circuit, le

démarreur St reste au repos, car le circuit travaille alors en auto-

oscillation. Le mode de fonctionnement du circuit selon la figure 1 est expliqué plus en détail à l'aide de la figure 2. A l'instant tI, le transistor T3 est attaqué par le circuit de commande Cdl de sorte que la tension UC apparaît sur son électrode de commande (gate) et

le rend conducteur. Ainsi, les enroulements S3, S4 sont court-

circuités à travers les diodes D3, D4 et le transistor T3. L'ensemble du transformateur TR1 travaille alors en court-circuit, de sorte que pratiquement aucune tension ne se produit aux bornes de tous ses enroulements. La tension US3 sur l'enroulement S3 s'effondre ainsi à zéro. Le transistor T2, jusqu'ici conducteur, devient, avec un certain retard fonction de son temps d'évacuation, non conducteur, de sorte qu'à l'instant t2 le courant iT2 tombe à zéro. Le condensateur C2 n'est alors plus court-circuité par le transistor T2. Ainsi, la tension US au point a peut s'élever à la valeur +B, grâce à la charge du condensateur C2 via la composante inductive L de la charge V. De t2 à t3, un courant s'écoule alors aussi par le condensateur CI et le décharge de façon oscillatoire. A l'instant t3 la diode DI devient conductrice, de sorte que le courant iDl s'écoule jusqu'à l'instant t4 et sans qu'apparaisse une interruption de courant IS. La circulation du courant iDl est possible, du fait que la charge V contient la composante inductive L. A l'instant t4, le courant iDI est égal à zéro. Comme il n'y a maintenant plus d'autre trajet de courant, le courant IS s'annule à l'instant t4. A cet instant s'effectue l'inversion de sens du courant IS. A ce même instant, le transistor TI devient conducteur, si bien que maintenant le flux du courant IS commence en direction opposée. Le transistor T2 est bloqué par la tension US3 pendant ce temps. A l'instant t5 réapparaît la tension UC sur

l'électrode de commande de T3, ce qui provoque le régime en court-

circuit du transformateur TRI1. De ce fait, disparaît le signal de commande de base du transistor TI. Avec un certain retard, le courant iT1 s'annule donc à l'instant t6. Le transfert de courant s'obtient d'abord par les condensateurs CI, C2 (le premier étant chargé à +B, et le second déchargé) jusqu'à l'instant t7, instant auquel la diode D2 assume le courant iD2 qui tombe à zéro à l'instant t9. A cet instant, le transistor T2 est remis en circuit par la

tension US3, provoquant la reprise de l'écoulement du courant iT2.

L'instant tlO correspond à l'instant t2.

Entre les enroulements S2 et S3 et les bases des transistors TI, T2 se trouvent encore deux sources de tension El et E2 qui sont polarisées dans le sens de blocage des transistors TI, T2. Ces sources de tension ont le but suivant: lorsque le transistor FET T3 est rendu passant par la tension UC, les enroulements 53, S4 ne sont pas complètement co(,urt- circuités aussi à cause de la tension directe aux bornes des diodes D3, D4 passantes de sorte que, même en régime de court-circuit, il apparaît encore de faibles tensions dans le sens passant des transistors TI, T2. Les sources de tension El et E2 servent à accélérer le blocage nécessaire des transistors TIl et T2. La figure 3 montre un circuit avec lequel on peut réaliser les sources de tension E., E2. Le circuit se compose respectivement de deux diodes D5, D6 et d'un condensateur C3, dont la capacité est si grande que la tensiorn aux bornes e et m demeure constante et forme

la polarisation additionnelle désirée agissant dans le sens du blocage.

La figure 4 montre le schéma équivalent du transformateur

TRI pour expliquer plus en détail la commande par le transistor T3.

L3 est l'inductance de fuite du transformateur TRI, considéré du côté de l'enroulement 53. L'énergie emmagasinée dans le noyau du

transformateur TRI est représentée par le courant magnétisant_iL3.

La figure 5 montre le principe d'évolution des tensions de commande pour le contrôle du transistor T2. De tl à t3, le courant

iL3 est négatif et demeure constant, car VL3 est à peu près nulle.

Le courant iL3 s'écoule à travers la diode D3 et le transistor T3.

De t3 à t4, le courant est négatif. La diode D2 est conduc-

trice. Le courant iT2 est à peu près nul. Le courant 15 s'écoule à travers la diode D2. Le courant iL3 est sensiblement égal au courant iB2, qui prépare la phase de conduction du transistor T2 avant l'inversion de is. A l'instant t4, le courant is change de sens, la diode D2 est bloquée et iT2 est égal à is. Le courant secondaireiT2/n (n vaut approximativement 6) accroît le courant de base iB2 pour maintenir la saturation du transistor T2. En même temps, la tension base/émetteur UBE du transistor T2 s'accroît de I V environ, ce qui augmente la montée du courant iL3, lequel se referme donc par la

source de tension E2 et le trajet base/collecteur du transistor T2.

Pendant la durée de conduction du transistor T2, donc de t4 à t6, le courantiL3 traverse la valeur zéro. Cela correspond dans une courbe sinusoTdale à un déphasage de 90 entre la tension et le

courant dans une inductance.

- Le courant iL3 est ensuite positif à la fin de la phase de iT2 conduction du transistor T2, et il est extrait du courant -- s pour

former le courant ib selon la figure 5.

De t5 à t6, la phase de conduction du transistor T3 et de la diode D3 provoque une chute rapide du courant iB2 et le blocage du

transistor T2 après le temps dit "d'évacuation".

De t6 ou t'l jusqu'à t'3, le courant iL3 a le sens positif et ne correspond plus ainsi à une phase de conduction du transistor T2 mais à une phase de conduction du transistor T1. L'intervalle de temps suivant de t'I à t'5 correspond à la phase de conduction du transistor T1 selon le même principe que pour le transistor T2 de tl à t5. A la fin de la phase de conduction du transistor TI, le courant

iL3 redevient négatif et détermine la phase conductrice du tran-

sistor T2. De cette façon, les deux transistors TI et T2 sont

commandés à tour de r1ôle pour conduction et blocage.

La valeur de l'inductance L3 se situe au-dessus d'une valeur minimale, qui dépend du gain du transistor, de la fréquence et de la

tension (VC2 + UBE).

Il s'ensuit que le courant de la diode D2, qui est en général beaucoup plus important que le courant iL3, ne peut s'écouler à travers l'enroulement primaire S1 du transformateur TRI. Une valeur trop élevée du courant iT2/n de tl à t3 empêcherait le passage du courant iB2, de sorte que le transistor T2 ne pourrait

être conducteur. Alors le montage ne fonctionnerait pas convena-

blement. Avec l'aide des figures 6 et 7, on va décrire la constitution et le mode de fonctionnement du circuit de commande Cdl. Ce circuit sert à la commande du transistor T3 et donc pour la commande de la phase de conduction respectivement de chaque transistor TI, T2. A la borne d'entrée r du circuit de commande Cdl, est appliquéè la tension de sortie US du point a dans la figure 1. Avec la diode Zener D9, la tension de service +B est stabilisée et limitée à une valeur de +12 V environ. Au point s la tension US est référencée par rapport à zéro par la diode D7. Par l'action du condensateur C3 et de la résistance Ri, on trouve ainsi au point s une tension UI dont l'amplitude ne dépend pas de celle de la tension US. La résistance R4 et le condensateur C4 forment un circuit intégrateur pour la tension UI. De cette façon, la tension U2 en dents de scie apparaît au point t. Le circuit de seuil comportant les transistors T4 et T5 présente deux valeurs de seuil fixées par les sources de tension U3 et U4 auxquelles on compare la tension U2. La source de tension U4 forme la valeur de seuil inférieure UWI à travers le transistor T4, et la somme des tensions U3 + U4 forme la valeur de seuil supérieure UW2 à travers le transistor T5. Quand la tension US est à sa valeur inférieure, la tension UI est égale à zéro. En consequence la tension U2 diminue et, à l'instant tl, elle passe au-dessous de la valeur de seuil inférieure UWI. De ce fait, le transistor T4 devient conducteur et commande la conduction des transistors T6 et T3. Ainsi l'on obtient sur l'électrode de commande du transistor T3 la tension Vc

représentée aussi à la figure 1, qui le rend passant.

Apres la commutation retardée de l'étage de puissance selon la figure 1, la tension US remonte à nouveau et elle atteint la tension de service +B. Le courant traversant le condensateur C3 et la résistance R 1, qui s'inverse maintenant, est un peu supérieur au courant traversant la résistance R4, de sorte que la diode D8 devient maintenant conductrice. La tension U1 monte rapidement à la tension de service de +12 V et elle produit une tension croissante U2. Les transistors T6 et T7 sont bloqués seulement quand la tension

US a atteint la tension de service +B.

A l'instant t5, la tension U2 franchit la valeur de seuil supérieure U\W2. Les transistors T5, T7, T6 et T3 demeurent

conducteurs tant que la tension US ne s'est pas annulée. Symétri-

quement, pendant le flanc descendant de la tension US, la ten-

sion U1 s'annule, la tension U2 décroît, et le processus complet se répète. Avec un réseau RC prédéfini, la fréquence dépend de la

différence entre la valeur de seuil supérieure et la valeur inférieure.

Le rapport cyclique de la tension de sortie US dépend de la valeur

moyenne entre les valeurs de seuil supérieure et inférieure. Si celle-

ci est égale à la moitié de la tension de service +B du circuit de

commande Cdl, le rapport cyclique est égal à '.

Le circuit de commande Cdl peut donc, à la borne t de la figure 1, être influencé de façon à modifier la fréquence de la tension US, ou son rapport cyclique, et par conséquent sa valeur efficace. Cela peut s'obtenir par une variation des sources de

tension U3 et U4.

Le montage selon la figure 6 comporte donc en principe un limiteur d'amplitude avec des diodes D8 et D7 pour la tension US, un réseau RC R4/C4 agissant sur une mesure de temps, un circuit de valeur de seuil avec les transistors T4, T5 et les sources de tension U3, U4 ainsi qu'un circuit de commande avec les transistors T6, T7 pour commander le transistor T3 qui, à la figure 1, sert de

commutateur pour court-circuiter l'enroulement S3.

Les condensateurs CI, C2 de la figure I limitent la pente de la tension alternative US produite. Ces condensateurs peuvent aussi, à

la figure 1, se situer directement en parallèle sur le trajet col-

lecteur/émetteur des transistors T1, T2.

Claims (10)

REVENDICATIONS

1. Convertisseur continu/alternatif pour l'alimentation d'un

organe utilisateur (V) avec une composante inductive (L), compor-

tant entre les bornes de tension continue (+B, masse), le montage série de deux transistors (Tl, T2) qui, par des enroulements (S2, 53) d'un transformateur (TRI), sont commutés de façon à être alterna- tivement conducteurs et, entretemps, pendant une pause, bloqués simultanément, tandis que, parallèlement aux transistors (TI, T2) se trouvent deux diodes de roue libre (DI, D2) assurant respectivement le courant pendant la pause, la tension de sortie (US) étant dérivée du point de jonction (h) des transistors (TI, T2), caractérisé en ce que le point de jonction (i) des diodes de roue libre (DI, D2) est relié par un enroulement additionnel (SI) du transformateur (TRI), au point de jonction (h) des transistors (TI, T2), et en ce que, parallèlement à un enroulement (S3) du transformateur (TRI) se trouve un commutateur électronique (T3) qui est commandé par la tension de sortie (US) à travers un circuit de commande (Cdl) pour

assurer la commutation périodique.

2. Convertisseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les trajets de commande du premier et du second transistor (TI, T2) sont connectés à un premier et un second enroulement de

commande (S2, 53) du transformateur (TR i).

3. Convertisseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le premier et le second enroulement de commande (52, 53) et l'enroulement additionnel (SI) ont une telle répartition de spires et une polarité telle que, en traversant l'enroulement additionnel (SI), le courant (iTl, iT2) des transistors (TI, T2) produit, dans le premier et le second enroulement de commande (S2, 53), les courants de base

nécessaires pour la commande des transistors (TI, T2).

4. Convertisseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le trajet de commande du second transistor (T2) est relié à

l'enroulement (53) disposé en parallèle sur le commutateur (T3).

5. Convertisseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que, parallèlement aux trajets collecteur-émetteur de chacun des transistors (TI, T2) ou parallèlement à chaque diode (DI, D2) on

branche un condensateur (CI, C2).

6. Convertisseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que entre chacun des enroulements de commande (S2, S3) et la base du transistor correspondant (TI1, T2), on branche une source de tension (El, E2) polarisée dans le sens de blocage des transistors (T 1, T2).

7. Convertisseur selon la revendication 6, caractérisé en ce que la source de tension (El, E2) est formée par le montage de

diodes (D5, D6) en parallèle avec un condensateur (C3).

8. Convertisseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit de commande comporte un limiteur de tension (D8, D7), un élément à constante de temps (R4, C4) et un circuit à seuil

(T4, T5, U3, U4).

9. Convertisseur selon la revendication 8, caractérisé en ce

que le circuit à seuil (T4, T5, U3, U4) présente deux valeurs de seuil.

10. Convertisseur selon la revendication 9, caractérisé en ce que les valeurs de seuil sont ajustables (borne t à la figure 1) pour modifier la fréquence et le rapport cyclique de la tension de sortie (US).