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ES3037990T3 - Systems relating to ultra wideband broadcasting comprising dynamic frequency and bandwidth hopping - Google Patents

Systems relating to ultra wideband broadcasting comprising dynamic frequency and bandwidth hopping

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Publication number
ES3037990T3
ES3037990T3 ES19153364T ES19153364T ES3037990T3 ES 3037990 T3 ES3037990 T3 ES 3037990T3 ES 19153364 T ES19153364 T ES 19153364T ES 19153364 T ES19153364 T ES 19153364T ES 3037990 T3 ES3037990 T3 ES 3037990T3
Authority
ES
Spain
Prior art keywords
uwb
circuit
pulse
power
frequency
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
ES19153364T
Other languages
English (en)
Inventor
Frederic Nabki
Dominic Deslandes
Alexandre Desmarais
Anhkiet Vuong
Anis Bounif
Wang Yu Hao
William Pham
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Gestion Valeo Soc En Commandite Valeo Managem L P
Gestion Valeo SEC
Original Assignee
Gestion Valeo Soc En Commandite Valeo Managem L P
Gestion Valeo SEC
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Gestion Valeo Soc En Commandite Valeo Managem L P, Gestion Valeo SEC filed Critical Gestion Valeo Soc En Commandite Valeo Managem L P
Application granted granted Critical
Publication of ES3037990T3 publication Critical patent/ES3037990T3/es
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

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Abstract

Se describe un circuito receptor y un método para recibir datos. El circuito receptor funciona como un receptor de radio por impulsos con configuración dinámica. El circuito receptor comprende un circuito de amplificación frontal para amplificar las señales de radiofrecuencia (RF) recibidas desde una antena; un circuito de cuadratura acoplado eléctricamente al circuito de amplificación frontal para recibir señales de RF amplificadas; un circuito de integración acoplado eléctricamente a una salida del circuito de cuadratura; y un convertidor analógico-digital (ADC) flash de N bits acoplado eléctricamente al circuito de integración, que genera N señales de salida múltiples; donde N es un entero positivo y N>=2. (Traducción automática con Google Translate, sin valor legal)

Description

DESCRIPCIÓN
Sistemas relacionados con la radiodifusión de banda ultra ancha que comprenden saltos dinámicos de frecuencia y ancho de banda
Campo de la invención
Esta invención se refiere a comunicaciones inalámbricas de banda ultra ancha y más particularmente a sistemas de comunicaciones que explotan transmisores sin mezclador y receptores con base en energía.
Antecedentes de la invención
La tecnología de banda ultra ancha (UWB) es una tecnología inalámbrica para la transmisión de grandes cantidades de datos digitales como impulsos codificados modulados en un espectro de frecuencia muy amplio con muy baja potencia en una distancia corta. Esta transmisión con base en pulsos es una alternativa a la transmisión mediante una onda sinusoidal la cual luego se activa o desactiva, para representar los estados digitales, tal como se emplea en los sistemas y estándares de comunicación inalámbrica actuales tales como IEEE 802.11 (Wi-Fi), redes de área personal inalámbricas (PAN) IEEE 802.15, IEEE 802.16 (WiMAX), sistema universal de telecomunicaciones móviles (UMTS), sistema global para comunicaciones móviles (GSM), servicio general de radio por paquetes (GPRS), y los que acceden a las bandas industriales, científicas y médicas (ISM), y telecomunicaciones móviles internacionales-2000 (IMT-2000).
Anteriormente, la UWB se conocía como “radio de pulsos”, pero la Comisión Federal de Comunicaciones (FCC) y el Sector de Radiocomunicaciones de la Unión Internacional de Telecomunicaciones (ITU-R) actualmente definen la UWB en términos de una transmisión a partir de una antena para la cual el ancho de banda de la señal emitida excede el menor de 500 MHz o el 20% de la frecuencia central. De este modo, los sistemas con base en pulsos en donde cada pulso transmitido ocupa todo el ancho de banda UWB o un agregado de al menos 500 MHz de portadora de banda estrecha; por ejemplo, la multiplexación por división de frecuencia ortogonal (OFDM), pueden obtener acceso al espectro uW b bajo las reglas. Las tasas de repetición de pulsos pueden ser bajas o muy altas. Los radares UWB y los sistemas de imágenes con base en pulsos tienden a utilizar tasas de repetición bajas (normalmente en el rango de 1 a 100 megapulsos por segundo). Por otra parte, los sistemas de comunicaciones favorecen altas tasas de repetición (normalmente en el rango de uno a dos gigapulsos por segundo), lo que permite sistemas de comunicaciones de corto alcance de gigabits por segundo. Como cada pulso en un sistema UWB con base en pulsos ocupa un gran ancho de banda, incluso todo el ancho de banda UWB, dichos sistemas son relativamente inmunes al desvanecimiento por trayectos múltiples, pero no a la interferencia entre símbolos, a diferencia de los sistemas con base en modulación de portadora los cuales están sujetos tanto al desvanecimiento profundo como a la interferencia entre símbolos (ISI).
La comunicación inalámbrica con base en pulsos ha avanzado mucho a partir de que la Comisión Federal de Comunicaciones (FCC) la permitió por primera vez. Capaces de ofrecer altas velocidades de datos o transmisiones muy eficientes energéticamente en distancias cortas, se han desarrollado múltiples técnicas para la comunicación de banda ultra ancha (UWB), que incluye multiplexación por división de frecuencia ortogonal multibanda (MB-OFDM), radio por impulsos (IR-UWB) y modulación de frecuencia (FM-UWB) cada una con sus fortalezas específicas. El potencial para comunicaciones de muy bajo consumo y alcance preciso ha llevado a la inclusión de radios UWB en múltiples estándares destinados a diferentes aplicaciones como redes de área personal inalámbricas de baja velocidad (WPAN) con IEEE 802.15.4a y más recientemente redes de área corporal inalámbricas (WBAN) con IEEE 802.15.6.
Los sistemas UWB son adecuados para aplicaciones de corta distancia en una diversidad de entornos, tales como se muestra en la Figura 1 que incluye las interconexiones de periféricos y dispositivos, como se ejemplifica en el primer entorno 110 residencial, redes de sensores, como se ejemplifica en el segundo entorno 120 residencial, control y comunicaciones, como se ejemplifica en el entorno 130 industrial, sistemas médicos, como se ejemplifica en las imágenes 150 médicas, y redes de área personal (PAN), como se ejemplifica en la PAN 140. Debido a los bajos niveles de emisión permitidos por las agencias reguladoras, dichos sistemas UWB tienden a ser aplicaciones interiores de corto alcance pero sería evidente que se puede considerar una diversidad de otras aplicaciones donde dichas restricciones regulatorias se relajan y/o no están presentes, abordando los requisitos militares y civiles para las comunicaciones entre por ejemplo, individuos, dispositivos electrónicos, centros de control, y sistemas electrónicos.
Debido a la corta duración de los pulsos UWB en principio es más fácil diseñar altas velocidades de datos y la velocidad de datos se puede intercambiar por alcance en diversos casos agregando energía de pulso por bit de datos, con las técnicas de integración o codificación adecuadas. Además, UWB admite sistemas de ubicación y seguimiento en tiempo real (utilizando mediciones de distancia entre radios y métodos de localización de precisión con base en el tiempo de llegada) lo cual sumado a sus capacidades de precisión y bajo consumo lo hace ideal para entornos sensibles a la radiofrecuencia, tales como diversos entornos médicos. Una característica adicional de UWB es su corto tiempo de transmisión.
Al considerar diversas aplicaciones, tales como redes de sensores inalámbricos y electrónica portátil, los transceptores UWB idealmente deberían estar altamente integrados funcionalmente para ocupar poco espacio, soportar una fabricación de bajo coste y alto volumen, y ser energéticamente eficientes con el fin de funcionar con una fuente de alimentación limitada, por ejemplo una batería, una celda solar de interior, una celda solar pequeña de exterior, o aquellas desarrolladas con tecnologías en evolución tales como gradientes térmicos, flujo de fluidos, celdas de combustible pequeñas, recolectores de energía piezoeléctrica, baterías micromaquinadas, y alimentación a través de fibra óptica. La UWB se ha considerado durante mucho tiempo una tecnología prometedora para estas aplicaciones. Al utilizar pulsos discretos como modulación, es posible implementar un esquema de ciclo de trabajo eficiente a la vez que el transmisor no está activo, véase por ejemplo Hamdi et al en “ALow-Power OOK Ultra-Wideband Receiver with Power Cycling’’(Proc. Conferencia sobre nuevos circuitos y sistemas del IEEE 2011, páginas 430-433), la cual se puede mejorar aún más mediante el uso de una modulación por desplazamiento de encendido y apagado (OOK). Además, algunas frecuencias de operación UWB, entre 3.1 GHz y 10.6 GHz por ejemplo, de acuerdo con lo aprobado por la FCC para sistemas de comunicación UWB en interiores, véase por ejemplo“First Report and Order in the Matter of Revisión of Part 15 of the Commission’s Rules Regarding Ultra-Wideband Transmission Systems"(FCC, ET-Docket 98-153, FCC 02-48), permiten antenas pequeñas las cuales pueden integrarse fácilmente en una solución de sensor de huella reducida general.
Con el fin de generar impulsos muy cortos los cuales se ajustan a una máscara de densidad de espectro de potencia (PSD), se han intentado múltiples enfoques dentro de la técnica anterior, cada uno de los cuales tiene diferentes fortalezas y desventajas. La mayor parte del trabajo se relaciona con la conformación de un impulso numérico corto mediante filtrado, véase por ejemplo Jazairli et al. en“An Ultra-Low-Power Frequency-Tunable UWB Pulse Generator using 65nm CMOS Technology,’’(Conferencia Internacional IEEE sobre banda ultraancha, 2010, páginas 1-4) y Sim et al. en “ACMOS UWB Pulse Generator for 6-10GHz Applications’’(Cartas sobre componentes de microondas e inalámbricos IEEE, volumen 19(2), páginas 83-85), o utilizando un oscilador y un mezclador para aumentar la señal, véase por ejemplo Y. Zheng et al., “A0.18pm CMOS 802.15.4a UWB Transceiver for Communication and Localization"(Conferencia internacional IEEE sobre circuitos de estado sólido, 2008, páginas 118-600). Sin embargo, el filtrado de impulsos cortos requiere componentes pasivos voluminosos y genera un patrón de pulso fijo, a la vez que la mezcla utiliza un oscilador junto con un mezclador con alto consumo de alimentación pero proporciona flexibilidad de espectro.
Dentro de los sistemas de baja potencia, controlar la PSD transmitida es muy importante para maximizar la utilización del espectro mediante la configuración adecuada de los pulsos. Sin embargo, en otras aplicaciones y regímenes operativos, impedir ciertas bandas de frecuencia puede ser un requisito con el fin de reducir el ruido y la interferencia de señal resultante, ya sea en la señal UWB o en otras señales. Por ejemplo, el sistema de posicionamiento global (GPS) explota señales de potencia muy baja, en general dentro del ruido, a 1575.42 MHz, 1227.60 MHz, 1380.05 MHz, 1379.913 MHz y 1176.45 MHz para las bandas LI a L5 respectivamente, véase por ejemplo“On the UWB System Coexistence with GSM 900, UMTS/WCDMA, and GPS"(IEEE J. Sel. Área en Comunicaciones, Volumen 20(9), páginas 1712-1721). Si bien la mezcla se puede utilizar para sintonizar la frecuencia central de un transmisor, en general a lo largo de canales estandarizados como en los estándares IEEE, dichos sistemas en general utilizan pulsos con anchos de banda relativamente pequeños para separar los canales y, aparte de omitir ciertas frecuencias centrales, no pueden ajustar de manera adaptativa su utilización espectral. Si bien se puede lograr un buen uso espectral y capacidad de ajuste con MB-OFDM mediante la combinación de múltiples canales de ancho de banda más pequeño simultáneamente, estos enfoques son más adecuados para aplicaciones de alta velocidad de datos debido a los aumentos en la complejidad del transmisor y el uso de alimentación.
En consecuencia, sería ventajoso para un transmisor UWB explotar un oscilador bajo demanda para convertir ascendentemente el pulso, eliminando así la necesidad de un mezclador separado. Sería más beneficioso que el transmisor UWB fuera compatible con la lógica CMOS y que la generación de pulsos y el oscilador fueran sintonizables digitalmente para proporcionar control sobre el ancho de banda del pulso y la frecuencia central y capaces de realizar ajustes de frecuencia rápidos en el orden de la tasa de repetición de pulsos (PRR). En comparación con los transmisores UWB MB-OFDM, estos transmisores UWB ofrecen la ventaja de ofrecer capacidad de configuración espectral al cambiar secuencialmente el espectro transmitido mediante un esquema de salto de frecuencia y ancho de banda. Sería aún más beneficioso que un transmisor UWB de este tipo ofreciera un ciclo de trabajo dinámico con un tiempo de encendido rápido y modulación OOK para proporcionar un consumo de alimentación reducido aprovechando el bajo ciclo de trabajo de un símbolo IR-UWB y el hecho de que solo la mitad de los símbolos requieren el envío de energía.
RASLEN HAMDI ET AL, “Alow-power OOK ultra-wideband receiver with power cycling",CONFERENCIA DE NUEVOS CIRCUITOS Y SISTEMAS (NEWCAS), 2011, IEEE 9.° INTERNACIONAL, IEEE, (26 de junio de 2011), ISBN 978-1-61284-135-9, páginas 430-433, XP031926269 describe un circuito receptor que tiene un circuito de amplificación de extremo frontal, un circuito de cuadratura acoplado al circuito de amplificación de extremo frontal y un circuito de integración acoplado a una salida del circuito de cuadratura.
Resumen de la invención
Un primer aspecto de la invención proporciona un circuito receptor que admite el funcionamiento como receptor de radio de impulsos que tiene una configuración dinámica de acuerdo con la reivindicación 1.
Otros aspectos y características de la presente invención serán evidentes para aquellos normalmente expertos en la técnica tras la revisión de la siguiente descripción de realizaciones específicas de la invención junto con las figuras adjuntas.
Breve descripción de los dibujos
A continuación se describirán realizaciones de la presente invención, sólo a modo de ejemplo, con referencia a las Figuras adjuntas, en donde:
la Figura 1 muestra aplicaciones de transmisores, sistemas, y receptores UWB de acuerdo con realizaciones de la invención;
la Figura 2 muestra un diagrama de bloques de un transmisor UWB;
la Figura 3 muestra un generador de pulsos gaussianos para un transmisor UWB;
la Figura 4 muestra un oscilador de anillo controlado por voltaje para un transmisor UWB;
la Figura 5 muestra una celda de retraso programable digitalmente para un transmisor UWB;
las Figuras 6 y 7 muestran un amplificador y un controlador de ganancia variable programable con una matriz NMOS programable para un transmisor UWB;
las Figuras 8A y 8B muestran el consumo de alimentación reducido de un transmisor UWB;
la Figura 9 muestra una secuencia de diseño para una antena fractal junto con diseños de antena compactos para un transmisor UWB;
las Figuras 10 y 11 muestran la frecuencia del pulso y el ancho del pulso para un transmisor UWB;
la Figura 12 muestra la pérdida de retorno de RF simulada y medida para una antena fractal de un transmisor UWB;
la Figura 13 muestra la forma del pulso controlable digitalmente y la densidad del espectro de potencia de salida bajo ajuste de control para un transmisor UWB;
la Figura 14 muestra mediciones de pulso para un transmisor UWB en tres configuraciones de control diferentes;
la Figura 15 muestra el salto de frecuencia para un transmisor UWB;
la Figura 16 muestra la amplitud del pulso y la sintonización de la frecuencia central durante la operación de salto de frecuencia de un transmisor UWB;
la Figura 17 muestra la amplitud del pulso y la sintonización de la frecuencia central durante la operación de salto de frecuencia de un transmisor UWB para ajustar la PSD a 2.4 GHz;
la Figura 18 muestra la amplitud del pulso y la sintonización de la frecuencia central para un transmisor UWB con salto de frecuencia;
las Figuras 19A y 19B representan resultados experimentales para un transmisor.
la Figura 20 muestra un diagrama de bloques de un receptor UWB de acuerdo con una realización de la invención;
las Figuras 21A y 21B muestran una vista del sistema de un receptor UWB de acuerdo con una realización de la invención;
la Figura 22 muestra una cadena amplificadora para un receptor UWB de acuerdo con una realización de la invención;
la Figura 23 muestra un convertidor de un solo extremo a diferencial con memoria intermedia diferencial para un receptor UWB de acuerdo con una realización de la invención;
la Figura 24 muestra un circuito de cuadratura para un receptor UWB de acuerdo con una realización de la invención;
la Figura 25 muestra un convertidor diferencial a unipolar para un receptor UWB de acuerdo con una realización de la invención;
la Figura 26 muestra un integrador para un receptor UWB de acuerdo con una realización de la invención;
la Figura 27 muestra un circuito generador de señal de control para un receptor UWB de acuerdo con una realización de la invención;
las Figuras 28A y 28B muestran el consumo de alimentación reducido de un receptor UWB de acuerdo con una realización de la invención;
las Figuras 29, 30A y 30B muestran resultados experimentales para un receptor de acuerdo con una realización de la invención;
la Figura 31 muestra una implementación de circuito integrado CMOS para un par transmisor y receptor;
la Figura 32 muestra un diagrama de bloques de un transmisor UWB que admite codificación de fase bifásica;
la Figura 33 muestra los perfiles espectrales teóricos para transmisores UWB con y sin codificación de fase bifásica;
la Figura 34 muestra las formas de pulso para un transmisor UWB que emplea codificación de fase bifásica con y sin desplazamiento de fase;
las Figuras 35 y 36 muestran la frecuencia de pulso y el ancho de pulso para un transmisor UWB que emplea codificación de fase bifásica con un rango de frecuencia aumentado respecto del diseño, proporcionando datos similares en las Figuras 10 y 11 respectivamente;
la Figura 37 muestra mediciones de pulsos para un transmisor UWB que emplea codificación de fase bifásica en tres configuraciones de control diferentes que admiten pulsos más cortos y una operación de frecuencia más alta que el diseño que proporciona datos similares en la Figura 14;
la Figura 38 muestra la forma del pulso controlable digitalmente y la densidad del espectro de potencia de salida bajo ajuste de control para un transmisor UWB que emplea codificación de fase bifásica;
la Figura 39 muestra la amplitud del pulso y la sintonización de frecuencia central durante la operación de salto de frecuencia de un transmisor UWB que emplea codificación de fase bifásica;
la Figura 40 muestra la amplitud del pulso y la sintonización de la frecuencia central para un transmisor UWB con salto de frecuencia que emplea codificación de fase bifásica; y
la Figura 41 muestra la conformación de la salida espectral de un transmisor UWB que emplea codificación de fase bifásica contra una máscara de frecuencia de potencia UWB.
Descripción detallada
La presente invención está dirigida a las comunicaciones inalámbricas de banda ultra ancha y más particularmente a los sistemas de comunicaciones que explotan transmisores sin mezclador y receptores con base en energía.
La descripción que sigue proporciona únicamente realizaciones de ejemplo y no pretende limitar el alcance, la aplicabilidad o la configuración de la divulgación. Más bien, la descripción que sigue de las realizaciones de ejemplo proporcionará a los expertos en la técnica una descripción que permite implementar una realización de ejemplo. Entendiéndose que pueden realizarse diversos cambios en la función y disposición de los elementos sin alejarse del alcance establecido en las reivindicaciones adjuntas.
0. Sistema de banda ultra ancha de radio impulso
Como se mencionó anteriormente, la UWB ofrece diversas ventajas potenciales, tales como alta velocidad de datos, implementación de bajo coste, baja potencia de transmisión, alcance, inmunidad a trayectos múltiples, y baja interferencia. Las regulaciones de la FCC para UWB reservaron la banda de frecuencia sin licencia entre 3.1 GHz y 10.6 GHz para el sistema de comunicación inalámbrica UWB en interiores en donde la baja potencia de transmisión regulada permite que dichos sistemas UWB coexistan con otros sistemas de banda estrecha con y sin licencia. De esta manera, los recursos limitados del espectro se pueden utilizar de forma más eficiente. Por otro lado, con su ancho de banda ultra amplio, un sistema UWB tiene una capacidad mucho mayor que los sistemas de banda estrecha actuales para aplicaciones de corto alcance. Dos técnicas posibles para implementar comunicaciones UWB son la UWB de radio de impulsos (IR) y la UWB multiportadora o multibanda (MB). IR-UWB explota la transmisión de pulsos ultracortos (del orden de nanosegundos), aunque en algunos casos, con el fin de aumentar la ganancia de procesamiento, más de un pulso representa un símbolo. Por el contrario, los sistemas MB-UWB utilizan técnicas de multiplexación por división de frecuencia ortogonal (OFDM) para transmitir la información en cada una de las subbandas. Si bien OFDM tiene diversas buenas propiedades, incluida una alta eficiencia espectral, robustez a interferencias de RF y de trayectos múltiples. Sin embargo, tiene diversas desventajas, tales como la conversión ascendente y descendente, la necesidad de mezcladores y el alto consumo de potencia asociado, y es muy sensible a imprecisiones en la frecuencia, reloj, y fase. De manera similar, la amplificación no lineal destruye la ortogonalidad de OFDM. Por consiguiente, MB-UWB no es adecuado para aplicaciones de bajo consumo y bajo coste.
Por el contrario, IR-UWB ofrece diversas ventajas, incluido el uso sin licencia de diversos gigahercios de espectro, ofrece una gran flexibilidad en el uso del espectro, y se pueden utilizar diseños de transceptores adaptativos para optimizar el rendimiento del sistema en función de la velocidad de datos, el rango de operación, la potencia disponible, la calidad de servicio exigida, y la preferencia del usuario. Además, es posible la transmisión de datos a una velocidad de diversos Gb/s en un alcance muy corto y, debido a los pulsos ultracortos dentro de IR-UWB, es muy resistente a la interferencia por trayectos múltiples y se pueden resolver más componentes por trayectos múltiples en el receptor en algunas implementaciones, lo que resulta en un mayor rendimiento. Además, los pulsos ultracortos admiten un alcance subcentimétrico a la vez que la falta de conversión ascendente y descendente permite costes de implementación reducidos e implementaciones de transceptores de menor potencia. Afortunadamente, los pulsos ultracortos y las transmisiones de baja potencia hacen que las comunicaciones IR-UWB sean difíciles de espiar.
Un transmisor IR-UWB como el descrito a continuación con respecto a las realizaciones de la invención en la Sección 1 con referencia a las Figuras 2 a 19 respectivamente explota un oscilador bajo demanda que sigue a un generador de pulsos para convertir ascendentemente los pulsos del pulso generado a la vez que se impide el requisito de un mezclador separado. Implementables en lógica CMOS estándar, tanto el generador de pulsos como el oscilador bajo demanda son ajustables digitalmente para proporcionar control sobre el ancho de banda del pulso y la frecuencia central. Además, al explotar un oscilador de anillo controlado digitalmente para el oscilador bajo demanda, el transmisor IR-UWB está diseñado para permitir ajustes de frecuencia muy rápidos en el orden de la tasa de repetición de pulsos (PRR). De manera benéfica esta técnica proporciona las mismas ventajas que MB-OFDM en lo que respecta a la capacidad de configuración del espectro, lograda al cambiar secuencialmente el espectro transmitido utilizando un esquema de salto de frecuencia, manteniendo al mismo tiempo los beneficios de IR-UWB. Además, al proporcionar un ciclo de trabajo avanzado con un tiempo de encendido rápido combinado con modulación por desplazamiento de encendido y apagado (OOK), el IR-UWB de acuerdo con las realizaciones de la invención permite reducciones significativas en el consumo de potencia al explotar el bajo ciclo de trabajo de un símbolo UWB y el hecho de que solo la mitad de los símbolos requieren el envío de energía.
Además de definir el rango de frecuencia operativa para los sistemas UWB, los diferentes organismos reguladores especifican e imponen una máscara de densidad espectral de potencia (PSD) específica para las comunicaciones UWB. La máscara PSD empleada con respecto a las realizaciones de la invención descritas a continuación en la Sección 3 y con respecto a las Figuras 20 a 30B es la máscara FCC para la cual los datos de máscara se resumen en la Tabla 1 a continuación para el rango de 3100 MHz-10600 MHz (3.1 GHz-10.6 GHz).
Tabla 1: Máscaras FCC para interiores- exteriores para diferentes bandas de frecuencia
En consecuencia, sería evidente que el límite superior de -41.3 dB/MHz en el rango de frecuencia de 3.1 GHz-10.6 GHz es el mismo límite impuesto a la radiación no intencional para una frecuencia dada para no interferir con otras radios. Básicamente, para una frecuencia dada, la radio UWB opera bajo el nivel de ruido permitido lo cual crea la relación presentada en la Ecuación (1) entreEp,la energía transmitida por pulso, la potencia espectral máxima S, el ancho de banda B, la tasa de bitsRby el número de pulsos por bitsNppb.
Ep 'N ppb ■ Rb < S ■ B(1)
El IEEE ha publicado algunos estándares para una capa física (PHY) para radio UWB en redes de área personal (IEEE 802.15.4a-2007), redes de área corporal (IEEE 802.15.4a-2007) e identificación por radiofrecuencia (IEEE 802.15.4f-2012). Estos estándares utilizan en su mayoría pulsos relativamente grandes lo que genera un ancho de banda relativamente estrecho el cual se convierte a una frecuencia central específica con el fin de llenar canales predeterminados. Los datos se codifican utilizando modulación de posición de pulso (PPM) y se utiliza codificación por desplazamiento bifásico (BPSK) para codificar datos redundantes. Cada bit consta de uno o más pulsos codificados en fase dependiendo de la velocidad de datos objetivo. Estos estándares permiten una flexibilidad considerable en cuanto a la disponibilidad de canales y velocidades de datos. El estándar también define el preámbulo, los encabezados del paquete de datos y el protocolo de medición de distancia.
Estos estándares IEEE están diseñados teniendo en mente a múltiples usuarios y utilizan diferentes canales para transmitir los datos, lo que impone una fuerte restricción al ancho de banda del pulso y limita la energía transmitida. La técnica anterior sobre transmisores no estándar intenta hacer un mejor uso del espectro disponible mediante el uso de pulsos estrechos, lo cual por lo tanto tienen un mayor ancho de banda, aumentando así la energía máxima transmitida de acuerdo con la Ecuación (1). Por consiguiente, estos transmisores no son estándar y también fueron diseñados para diferentes velocidades de datos, frecuencias, ancho de pulso, etc. Además, también utilizaron diversos esquemas de codificación, especialmente PPM, OOK o BPSK.
En este trabajo, los inventores han establecido un receptor de energía el cual puede adaptarse a una diversidad de pulsos IR-UWB y codificación de bits, admitiendo así las comunicaciones tanto de transmisores IR-UWB que cumplen con los estándares IEEE como de aquellos que no son estándar. Sin embargo, como los receptores con base en detección de energía no tienen forma de extraer la fase de los pulsos recibidos no pueden detectar ninguna modulación que involucre detección de fase tal como BPSK. Sin embargo, la mayoría de las otras codificaciones pueden traducirse de alguna manera en niveles de energía y tiempos adecuados. Esto requiere a su vez la capacidad de lograr la sincronización y ajustar las ventanas de integración de forma adecuada.
Por consiguiente, un enlace de comunicaciones IR-UWB requiere un transmisor que genere los pulsos ultracortos y un receptor para recibirlos. En diversas aplicaciones, estos también se ubican conjuntamente como transceptor. Sería beneficioso que estos se implementen utilizando diseños compatibles con la electrónica CMOS que permita una fabricación de alto volumen y bajo coste que aproveche las capacidades de fundición existentes y permita que el transceptor IR-UWB se integre con electrónica adicional como interfaces de sensores, sensores microelectromecánicos fabricados mediante micromaquinado de silicio y/o procesamiento posterior a CMOS, microprocesadores, microcontroladores, etc.
1. Circuito transmisor IR-UWB
IA. Descripción general del transmisor: Como se muestra en la Figura 2, un transmisor 200 IR-UWB de acuerdo con realizaciones de la invención está compuesto de cinco bloques principales más la antena. En primer lugar, un generador 230 de pulsos produce un impulso programable a intervalos de tiempo cuando la señal de datos de la puerta 210 AND es alta con base en las señales de control presentadas a la puerta 210 AND. Los pulsos del generador 230 de pulsos se convierten luego con un oscilador 240 de anillo controlado digitalmente (DCRO) multibucle programable, tal como el descrito por Gerosa et al en “ADigitally Prngrammable Ring Oscillator in the UWB Range"(IEEE Int. Symp. Circuitos y sistemas 2010, páginas 1101-1104). La salida del DCRO 240 se acopla luego a un amplificador 250 de ganancia variable (VGA) para compensar cualquier dependencia de frecuencia de la amplitud del pulso. Finalmente, un controlador 260 alimenta la antena 270, superando los parásitos típicos del paquete, tales como los que surgen al empaquetar el transceptor dentro de un paquete QFN (cuatro planos sin cables). Para reducir aún más el consumo de potencia del transmisor 200 IR-UWB (IR-UWB-Tx) de acuerdo con realizaciones de la invención, un controlador 220 de ciclo de potencia enciende o apaga dinámicamente estos bloques funcionales cuando la señal de datos es baja.
IB. Generador de pulsos: Ahora, con referencia a la Figura 3, se representa un esquema 300 de circuito de un generador 220 de pulsos de acuerdo con una realización de la invención implementable en CMOS en donde el generador 220 de pulsos genera un pulso que se aproxima a una forma gaussiana cuando se activa mediante un borde ascendente de una entrada Ventrada. La entrada se obtiene de la puerta 210 AND a partir de un reloj de pulsos y la señal de datos. Esto permite un control total sobre la forma final del símbolo. La tasa de repetición de pulsos (PRR) está determinada por la frecuencia de la señal de reloj y la cantidad de pulsos generados depende de la longitud del tiempo de la señal de datos, a la vez que el período de la señal de datos determina la tasa de datos.
Inicialmente, el nodo X está cargado a Vdd y Q2362 está en corte. Cuando Ventrada es alto, Q1 361 se corta y Q3 371 se enciende, transfiriendo el nivel de Vdd a la entrada del primer inversor 381. La señal luego se propaga a través del segundo al quinto inversores 382 a 385 respectivamente para generar la salida, Vsalida, creando así el borde ascendente del impulso. Cuando Vsalida es alto, Q2362 se activa y el nodo X se descarga lo cual alterna el primer inversor 381. Esto se propaga a través de la cadena inversora, que comprende los inversores 382 a 385 segundo a quinto, respectivamente, reduciendo Vsalida y creando así el borde descendente del pulso. Cuando Ventrada vuelve a bajar entre pulsos, se permite que el nodo X se recargue, rearmando el generador de pulsos para el siguiente borde ascendente de la entrada. Para garantizar una tracción suficiente entre la cadena de inversores, los inversores 381 a 385 primero a quinto respectivamente, y el siguiente VCRO 240, se añade una memoria intermedia de salida 330 al final.
El ancho de pulso generado se basa en el retraso a través de la cadena de cinco inversores, del primero al quinto inversores 381 a 385 respectivamente, de los cuales cuatro son programables, es decir, del segundo al quinto inversores 382 a 385 respectivamente. El primer inversor 381 está acoplado al riel de alimentación Vdd y a tierra a través de Q4341 y Q9351, a la vez que los inversores 382 a 385 segundo a quinto están acoplados a Vdd a través del primer a cuarto par de resistencias Q5 a Q8342 a 345 respectivamente y a tierra a través del quinto a octavo par de resistencias Q10 a Q13352 a 355 respectivamente. Uno de los transistores de un par está siempre encendido, proporcionando una corriente de base para el retraso más largo. Al encender el segundo transistor de un par aumenta la corriente disponible para el inversor, reduciendo así su retraso. Una palabra de 4 bits a0,a1,a2,a3 controla el hambre de los inversores, los cuales pueden por ejemplo dimensionarse para obtener un retraso que varíe linealmente con la palabra de 4 bits, de tal modo que los bits a0,a1,a2,a3 están acoplados al quinto a octavo par de resistencias Q10 a Q13352 a 355 respectivamente con el otro lado de cada par inversor acoplado a Vdd. La inversa de la palabra de 4 bits, 50, 51, 52, 53 están acoplados al primer a cuarto par de resistencias Q5 a Q8342 a 345 respectivamente con el otro lado de cada par inversor acoplado a Vss. El generador 220 de pulsos como se muestra en el esquema 300 de circuito se puede encender y apagar habilitando / deshabilitando los rieles de energía Vdd y Vss, por ejemplo, a través de transistores de compuerta, no mostrados para mayor claridad, controlados a través de una señal o señales de control de potencia.
IC. Oscilador de anillo controlado digitalmente programable (DCRO): Para convertir ascendentemente el pulso gaussiano de manera eficiente sin requerir ni un mezclador ni un bucle de enganche de fase, un transmisor de acuerdo con una realización de la invención explota un DCRO 240 como se muestra en el esquema 400 de circuito en la Figura 4. Con el fin de permitir la alternancia del oscilador por parte del generador de pulsos, se han añadido los transistores Q15441, Q16442, Q17451 y Q18452 primero a cuarto en paralelo con las celdas de retraso programables digitalmente (DPDC) primera a tercera 410 a 430 respectivamente que forman el oscilador de anillo. Estos transistores están encendidos cuando no hay ningún pulso de entrada presente, lo cual reduce la ganancia de cada DPDC de modo que el oscilador se apaga. La ganancia de cada celda se restablece cuando estos transistores se apagan mediante el pulso, lo que permite que el circuito oscile. Cada DPDC está acoplado para suministrar voltaje Vdd a través de Q12461, Q13462 y<q>14463 con línea de control Vpc. La salida del tercer DPDC 430 está acoplada al preamplificador 440 para generar la salida y nuevamente está acoplada al riel de alimentación Vdd a través de Q19471 con la línea de control Vpc. En consecuencia, el DCRO 240 representado en el esquema 400 de circuito de la Figura 4 puede encenderse y apagarse selectivamente a través de la línea de control Vpc.
La frecuencia de oscilación máxima del DVRO 240 como se muestra en el esquema 400 de circuito en la Figura 4 puede estar limitada por los transistores primero a cuarto Q15441, Q16442, Q17451 y Q18452. Dentro de las implementaciones de CMOS fabricadas hasta la fecha, los diseños de los inventores que explotan las reglas de diseño de fundición comercial estándar han producido rangos de frecuencia de oscilación de 3.9 GHz a 9.3 GHz. Para igualar la amplitud de salida en todo el rango de frecuencia, el preamplificador 440 normalmente controla la siguiente etapa, que es VGA 250, con una respuesta de ganancia inclinada. De acuerdo con una realización de la invención, esto puede implantarse utilizando un par de fuentes comunes en cascada con un inductor de tamaño apropiado, por ejemplo, los inventores han seleccionado valores para inducir un pico de aproximadamente 8 GHz.
ID. Celda de retraso programable digitalmente: Como se muestra en la Figura 4, los DPDC 410 a 430 primero y tercero respectivamente, se emplean dentro del esquema 400 de circuito para DVRO 240. Cada DPDC del primer al tercer DPDC 410 a 430 respectivamente puede, por ejemplo, implementarse como se representa en el circuito 500 de la Figura 5 explotando un inversor diferencial enclavado formado por un par 530 de transistores de entrada, que comprende Q20 y Q21, el cual está acoplado a un par 540 de transistores de salida, que comprende Q30 y Q31, a través de una red de polarización ascendente programable que comprende bloques 510 de polarización ascendente. Los transistores Q20 y Q30 actúan como una red de polarización ascendente adicional para anticipar la conmutación del inversor y compensar los transistores PMOS más lentos en comparación con sus contrapartes NMOS. Esto se logra activando Q20 y Q30 utilizando la salida de una celda anterior. Luego, esa salida se utiliza para impulsar Q21 y Q31, lo que permite una reducción en la latencia general de la cadena del inversor y un mayor rango de frecuencia.
El inversor diferencial de pestillo formado por el par 530 de transistores de entrada está conectado a ocho bloques 510 de polarización ascendente que comprenden del primero al ocho transistores Q22 a Q29 respectivamente compuestos por una primera y una segunda matrices 520A (Q22 a Q25) y 520B (Q26 a Q29) de transistores PMOS cuyos tamaños están ponderados en binario. Una palabra de 4 bitsb0,b1,b2,b3controla la segunda matriz 520B a la vez que la palabra inversa de 4 bitsb0, b1, b2, b3controla la primera matriz 520A. Los bits de control determinan si la salida del transistor PMOS de un bloque 510 de polarización ascendente está conectada a tierra o al nodo de salida que ajusta el accionamiento de la red de polarización ascendente. Con la adición de más transistores PMOS conectados a los nodos de salida, se fortalece el efecto de enganche, lo que requiere un mayor tiempo de extracción y, por lo tanto, aumenta el retraso general de cada celda.
1E. Amplificador de ganancia variable programable: Dentro de IR-UWB-Tx 200 se implementa un VGA 250 como el que se muestra en el primer circuito 600A en la Figura 6 para contrarrestar la amplitud dependiente de la frecuencia del DCRO 240 y ajustar la ganancia final dependiendo de la potencia de salida requerida. Como se muestra en el circuito 600, el VGA 250 está compuesto por un amplificador de fuente común con una carga activa. El condensador Cb1 601 y la resistencia Rb 602 se utilizan para desacoplar la entrada del primer circuito 600A y polarizar la puerta de Q33604. El transistor Q32605 tiene una doble funcionalidad: actúa como carga activa y corta la corriente de polarización en el VGA. En consecuencia, bajo la señal de control Vpc, la corriente de polarización puede desactivarse en Q32605 o, cuando la polarización está habilitada, Q33605 actúa como carga activa. Para mejorar la uniformidad de la ganancia en todo el ancho de banda operativo, se agrega un inductor 606 en serie L1 en la salida para resonar con el capacitor 607 de desacoplamiento Cb2 dentro del segundo circuito 600B, controlador 260, a frecuencias más altas.
La ganancia del primer circuito 600A está controlada por una matriz NMOS programable digitalmente (DPNA) 603 la cual se muestra en la Figura 7 como un decodificador de 3:8 bits que activa solo un transistor dentro de la matriz NMOS 720 para cada secuencia de la palabra de control de entrada de 3 bits c0, c1, c2. La matriz NMOS 720 está compuesta por ocho transistores de diferentes tamaños los cuales actúan como una resistencia de degeneración ajustable (r<0>DPNA) y así controlar la ganancia del VGA 250. La ganancia de voltaje general Gv del VGA 250 siendo aproximadamente dado por la Ecuación (2).
1F. Controlador: Para preservar la integridad del pulso convertido ascendentemente, se proporciona un controlador 260 entre la salida VGA 250 y la antena 270 de 50 O y toma en cuenta los parásitos del paquete. El segundo circuito 600B representa un controlador 260 de acuerdo con una realización de la invención en la Figura 6, a la vez que el tercer circuito 600C representa el paquete parásito. Como se muestra, un inductor L2 610 con un Q relativamente bajo provoca un pico de frecuencia amplio para aumentar la frecuencia de operación del controlador 260. El condensador 611 Cr resuena con L2610 a la vez que actúa simultáneamente como condensador de desacoplamiento para el controlador 260. El condensador 612 Ca garantiza una adaptación de la salida de banda ancha; normalmente se requiere una pérdida de retorno de al menos 10 dB en toda la banda de operación. El transistor Q34 de control acoplado a la señal de ciclo de potencia, Vpc, permite desconectar la alimentación al controlador con el fin de minimizar el consumo de potencia entre pulsos transmitidos.
Como se muestra, el tercer circuito 600C representa los parásitos entre el controlador 260 y la antena 270 y comprende un atenuador de capacitancia Catenuador 616 para el atenuador de unión del circuito integrado junto con la resistencia, inductancia y capacitancia del paquete QFN representadas por R<qfn>615, L<qfn>613, y Cqfn 614 respectivamente.
1G: Ciclo de potencia: De acuerdo con realizaciones de la invención, el bajo consumo de potencia de IR-UWB-Tx 200 representado por las Figuras 2 a 7 respectivamente se reduce aún más mediante el uso del Controlador 220 de ciclo de potencia el cual como se muestra en la Figura 2 está acoplado al generador 230 de pulsos, DCRO 240, VGA 250, y el Controlador 260. El controlador 220 de ciclo de potencia determina si encender / apagar estos elementos en función de la señal de datos y el reloj de transmisión. Este controlador 220 de ciclo de potencia incluye, por ejemplo, diferentes circuitos de generación de señales no superpuestos que crean las señales apropiadas, tales como por ejemplo los transistores Q12 354 y Q13 355 para el generador 230 de pulsos en el esquema 300 de circuito, los transistores Q14463 y Q19471 para DCRO 240 en el esquema 400 de circuito, el transistor Q32605 en VGA 250 en el primer circuito 600A en la Figura 6, y el transistor Q34610 en el controlador 260 en el segundo circuito 600B en la Figura 6. Estas señales, en general denominadas como Vpc, están sincronizadas adecuadamente por el controlador 220 de ciclo de potencia de modo que cualquier interrupción debida al ciclo de potencia tenga un impacto mínimo en la señal de salida. De esta manera, los inventores han podido demostrar que el consumo de energía de un IR-UWB-Tx 200 de acuerdo con realizaciones de la invención puede reducirse en un factor de 25.
Con referencia a las Figuras 8A y 8B, se muestran datos de consumo de potencia para un CMOS IR-UWB-Tx de ejemplo de acuerdo con realizaciones de la invención en donde a potencia completa y velocidad de transmisión máxima, utilizando 3 pulsos por símbolo, el IR-UWB-Tx consume 26.33 mW pero en modo de suspensión 0.094 mW, es decir, 94<j>W. En consecuencia, con ciclos de potencia en niveles de encendido del 10%, 40%, y 70%, el IR-UWB-Tx consume 2,99 mW, 11,35 mW y 17,53 mW respectivamente. En consecuencia, para transmitir MPEG-1 el IR-UWB-Tx necesita funcionar solo con un ciclo de potencia de aproximadamente del 7% y consumir aproximadamente 2.2 mW. El IR-UWB funciona con una fuente de alimentación de 1.2 V y el consumo de potencia medido es tan bajo como 0.9 mW a una velocidad de datos de 10 Mbps, dependiendo de la frecuencia y la longitud de los pulsos. También es evidente que el consumo de potencia con ciclos de potencia completos varía de aproximadamente 0.84 mW a 1 Mbps a aproximadamente 24 mW a 33 Mbps, como se muestra en la Figura 8b .
IH: Antena: Como se muestra en la Figura 2, la salida del controlador 260 está acoplada a una antena 270 para convertir las señales eléctricas dentro del circuito eléctrico en ondas electromagnéticas que se propagan a través del aire. La antena 270 es el componente más grande de un sistema UWB. Se han introducido diversas técnicas en un intento de reducir el espacio que ocupa la antena de parche. Algunos de los métodos más prometedores utilizan la periodicidad para lograr ese efecto, ya sea mediante diseños fractales, véase por ejemplo Ding et al en“Design of a CPW-fed Ultra Wideband Crown Circular Fractal Antenna"(IEEE Int. Symp. Antenas y propagación, 2006, páginas 2049-2052) y Kimar et al. en“On the Design of CPW-fed Square Octal Shaped Fractal UWB Antenna’’(Conferencia de Electromagnetismo Aplicado, 2004, páginas 1-3).), o utilizando una tira metálica compuesta eléctrica-magnética-eléctrica (EME), véase por ejemplo Chang-Yi et al. en“Applying Electric-Magnetic-Electric (EME) Composite Metal Strips to Reduce the Size of Patch Antennas"(Conferencia de Microondas de Asia y el Pacífico, 2001, volumen 3, páginas 1151-1154). La antena fractal empleada en las mediciones experimentales de esta especificación se basa en una topología hexagonal que aumenta el campo de radiación con una alta densidad de corriente en cada esquina. Con referencia a la Figura 9, las imágenes primera a cuarta, 910 a 940, representan el proceso de diseño iterativo con el diseño original, la iteración de primer orden, la iteración de segundo orden y la antena final respectivamente. La quinta imagen 950 muestra la antena final la cual mide 14 mm por 16.52 mm y utiliza un sustrato de epoxi FR4 con un espesor de 1.6 mm y una constante dieléctrica. £<r>=4.4. Se añaden al diseño final dos tiras metálicas conectadas a tierra con el fin de aumentar el ancho de banda y mejorar la pérdida de retorno a bajas frecuencias. El diseño final tiene en cuenta las especificaciones del sustrato para optimizar la antena con respecto al radio de los polígonos y los tamaños de las ranuras.
También se muestra en la Figura 9 un diseño de antena alternativo representado como trazado 960 eléctrico y primer plano 970 de tierra junto con su pérdida de retorno eléctrico simulada y medida en el primer gráfico 990 en el rango de frecuencia de 10 MHz a 12 GHz que indica un funcionamiento de aproximadamente 3.6 GHz a 11.5 GHz. De manera similar se representan la antena 950 fractal poligonal y la antena 980 alternativa.
2. Mediciones del transmisor IR-UWB
2A. Placa de prototipos y banco de pruebas: Con el fin de poder realizar pruebas al circuito integrado y validar su funcionamiento, fue necesario diseñar una PCB para hacer de enlace entre el microchip (dimensiones de<1.82 mm>2<) y el equipo de prueba. Los chips fueron empaquetados en un QFN de 64 pines y conectados a la>placa a través de un zócalo RF diseñado específicamente para el paquete muy pequeño. La salida RF del transmisor está conectada a conectores SMA con líneas de microstrip que garantizan un funcionamiento de 500 en las altas frecuencias de operación. Para simplificar la configuración de la prueba, todas las señales de control digital se envían directamente a partir del chip en paralelo. Para conectar todas esas señales de control al sistema de control externo el cual es operado automáticamente por una FPGA (matriz de puertas programables en campo), se incorporó una<v>H<d>CI (interconexión de cable de muy alta densidad) en la PCB. La VHDCI funciona adecuadamente hasta 300 MHz lo cual es suficiente para las señales de control digital empleadas en las pruebas.
Se agregaron potenciómetros a cada voltaje de CC para ajustar las condiciones de operación y permitir compensar algunas de las variaciones del proceso de fabricación. Con el fin de ayudar a la integridad de la señal y la potencia, se emplearon condensadores de desacoplamiento entre 0.1 pF y 0.1 nF en cada pin de señal y potencia que no sea de RF. La placa de prototipo final mide 13.1 cm x 11.9 cm y maneja todos los diversos tipos de señales de entrada/salida (E/S), es decir, la entrada y salida de RF del transceptor y las señales de control que se utilizan para ajustar la frecuencia de los pulsos de salida (b0 a b3) y su ancho (a0 a a3). Teniendo en cuenta el gran número de señales de control (32 señales tanto para el transmisor como para el receptor IR-UWB), todas las señales y relojes se generan con una FPGA Spartan 6. Esto proporciona un control directo del chip por la FPGA, a través de la conexión VHDCI entre las dos placas. Se utilizó una sonda analizadora lógica para medir todas las señales de control, a la vez que la salida de RF se observó con un osciloscopio, por ejemplo, Tektronix Serie 70000. Esta potente herramienta permite el control de la FPGA directamente a través de una comunicación en serie. Este banco de pruebas proporciona una configuración rápida y eficiente y presenta una observación en vivo del impacto de la señal de control (generada por FPGA) en la salida del transmisor.
2B. Modulación de frecuencia: Se midió la frecuencia central del pulso para todas las secuencias de bits del VCRO. Como se muestra en la Figura 10, la frecuencia varía de aproximadamente 2.2 GHz a aproximadamente 4 GHz, a la vez que en la Figura 13 se representa la forma del pulso medido obtenido en tres configuraciones de frecuencia diferentes con su densidad de espectro de potencia de salida.
2C. Modulación por ancho de pulso: Se midió el ancho de pulso del transmisor para todas las secuencias de bits del generador de pulsos gaussianos. Con referencia a la Figura 11, el ancho de pulso medido se representa variando de 1120 ps a 2520 ps en dos modos de operación a la vez que la Figura 14 muestra la forma de pulso obtenida para tres configuraciones de ancho diferentes.
2D Antena fractal: Esta antena fractal ha sido fabricada mediante un proceso fotolitográfico convencional y medida con un Analizador de Redes Vectoriales utilizando conectores SMA para extraer patrones de pérdida de retorno y radiación en una cámara anecoica. La antena también fue simulada con el paquete de software HFSS con el fin de compararla con los parámetros medidos. La Figura 12 muestra la pérdida de retorno simulada y medida para la antena 950 fractal. La concordancia entre los resultados simulados y medidos es excelente. La antena 950 fractal tiene un excelente rendimiento en pérdidas de retorno y patrón de radiación, con un ancho de banda de 8.85 GHz, a partir de 3.65 GHz a 12.5 GHz, el cual es mejor que los resultados de la simulación.
2E. Salto de frecuencia del espectro: Tradicionalmente, la capacidad de cambiar la frecuencia central en un transmisor UWB se ha utilizado en sistemas de comunicación multicanal/multibanda. Estos canales permiten que múltiples dispositivos coexistan pero también pueden seleccionarse para mitigar interferencias presentes en el entorno o impedir frecuencias locales específicas. Normalmente, esos canales están bien definidos y tienen un ancho de banda relativamente estrecho. Esto limita severamente la cantidad de energía que se puede transmitir porque sólo estamos utilizando una fracción del espectro disponible. Los inventores, por el contrario, han demostrado un nuevo método para maximizar la eficiencia del ancho de banda utilizando una técnica de frecuencia de pulso y salto de ancho de banda la cual se puede aplicar para maximizar la potencia de transmisión a la vez que se mantiene un control fino en el espectro emitido para impedir bandas de frecuencia no deseadas. Con el fin de mitigar los efectos de las señales interferentes y maximizar la potencia transmitida, el sistema IR-UWB de acuerdo con las realizaciones de la invención proporciona la capacidad de transmitir diversos pulsos a diferentes frecuencias y de diversas longitudes de pulsos (es decir, ancho de banda de pulso), proporcionando así control del espectro transmitido. En consecuencia, los transmisores IR-UWB de acuerdo con las realizaciones de la invención pueden aprovechar los saltos de frecuencia y ancho de banda tanto para maximizar la cobertura del espectro como para impedir interferencias. Las realizaciones de la invención también pueden explotar el salto de amplitud de pulso utilizando el VGA con el fin de agregar un grado de libertad a la configurabilidad del espectro.
Con referencia a la Figura 15, se representa una secuencia de pulsos de un transmisor IR-UWB que muestra cuatro pulsos a 4 GHz seguidos de tres pulsos a 3 GHz. De manera similar, con referencia a la Figura 16, se representan los perfiles de PSD y de pulso para un pulso de frecuencia media a 3 GHz y un pulso de frecuencia alta a 4 GHz junto con el salto de frecuencia entre la operación a 3 GHz y 4 GHz.
2F. Cobertura uniforme del espectro de potencia transmitida: Con el fin de llenar uniformemente el espectro de frecuencia entre 1.5 GHz y 4.5 GHz, la FPGAfue configurado para generar una secuencia de pulsos compuesta por dos pulsos a 2.4 GHz con una longitud de 2.3 ns, seguido de tres pulsos a 3.5 GHz con una longitud de 2.38 ns y finalmente cuatro pulsos a 4 GHz con una longitud de 2.5 ns. Enviar un número diferente de pulsos para cada frecuencia nos permite ajustar la potencia transmitida con mayor precisión alrededor de la frecuencia dada. En consecuencia, con referencia a la Figura 18, se puede ver el beneficio de esta técnica de gestión de la densidad del espectro de potencia (PSD) de la señal final con respecto al espectro de cada pulso individual que compone la secuencia de salto de frecuencia. Como se muestra, la PSD y los pulsos para las secuencias en cada una de las tres frecuencias diferentes de 2.4 GHz, 3.5 GHz y 4 GHz se representan junto con la secuencia de pulsos 2 / 3 / 4 y su PSD resultante que llena el espectro en alrededor de -58 dBm en toda la banda. También sería evidente para un experto en la técnica que el control FPGA también podría integrarse dentro del circuito integrado de aplicación específica (ASIC) CMOS lo que permitiría reducciones adicionales en el espacio ocupado por el prototipo.
La ventaja de este enfoque sobre el filtrado tradicional del pulso es que el espectro emitido sigue los límites más de cerca. Al utilizar pulsos con menor ancho de banda para llenar el espectro tenemos componentes individuales con una caída más abrupta, lo que permite colocarlos más cerca de los límites de frecuencia y llenar mejor la máscara. También sería evidente que este enfoque permite realizar cambios rápidos y simples en la secuencia para reajustar el transmisor IR-UWb a una submáscara diferente o una máscara diferente sin rediseñar ningún elemento dentro del sistema.
2G. Muesca en el espectro transmitido: Un IR-UWB de acuerdo con una realización de la invención que utiliza un tren de pulsos con salto de frecuencia se puede personalizar para impedir una frecuencia particular. Esta aplicación es similar a una radio cognitiva al impedir cualquier transmisión en frecuencias siempre que exista riesgo de interferencia. Si un sistema de comunicación transmite en una frecuencia dentro de la banda UWB, se toman mediciones para validar la capacidad de transmisión de banda ancha impidiendo la amplificación de la señal en esa frecuencia. Para cubrir la banda UWB y reducir el riesgo de interferencia en una frecuencia interferente, se generan secuencias de pulsos con la característica de frecuencia dada. A modo de ejemplo, para impedir transmitir a 2.4 GHz, los pulsos tienen las siguientes características: cinco pulsos a 2.2 GHz y una longitud de 2.5 ns, seguidos de cuatro pulsos a 4 GHz y una longitud de 2.3 ns. La Figura 17 muestra la PSD y las secuencias de pulsos discretos a 2.2 GHz y 4 GHz junto con los resultados del salto de frecuencia. También se muestran la secuencia de pulsos combinada y su PSD. En lugar de obtener una densidad de espectro de potencia en la misma amplitud de -40dBm en todo el ancho de banda (1.5 GHz a 4 GHz); el resultado de la amplitud de la PSD a 2.4 GHz es -55dBm, una reducción de 15dB.
2H. Espectro de potencia: Con referencia a las Figuras 19A y 19B, se presentan datos de resultados de pruebas adicionales para un IR-UWB-Tx de acuerdo con una realización de la invención. La primera imagen 1910 en la Figura 19A representa la PSD y el tren de pulsos para el IR-UWB-Tx cuando salta entre 2.2 GHz y 4 GHz para pulsos secuenciales, a la vez que la segunda imagen 1920 muestra las mediciones directas mostradas en el osciloscopio Tektronix Serie 70000 para la misma secuencia de salto de frecuencia que la Figura 18 con 2 pulsos a 2.4 GHz, 3 pulsos a 3.5 GHz, y 4 pulsos a 4 GHz. Con referencia a la Figura 19B, se representan las imágenes 1930 a 1960 primera a tercera que representan pulsos medidos a 2.2 GHz, 2.4 GHz, y 4 GHz respectivamente.
3. Receptor IR-UWB
3A. Descripción general del receptor: La arquitectura de un receptor 2000 IR-UWB de acuerdo con una realización de la invención se representa en la Figura 20. En consecuencia, la señal de un transmisor IR-UWB se recibe a través de una antena 2010 y se acopla a un amplificador de bajo ruido (LNA) 2020 seguido por un primer amplificador 2030 en donde la señal resultante se eleva al cuadrado mediante el circuito 2040 de cuadratura con el fin de evaluar la cantidad de energía en la señal. La salida del circuito 2040 de cuadratura se amplifica luego con el segundo amplificador 2050, se integra con el circuito 2060 de integración y se evalúa mediante un ADC flash 2070 para generar las señales de salida. También se muestra el controlador 2080 de ciclo de potencia el cual, de manera similar al controlador 220 de ciclo de potencia del transmisor 200 IR-UWB en la Figura 2, enciende y apaga dinámicamente el LNA 2020, el primer y segundo amplificador 2030 y 2050 respectivamente, el circuito 2040 de cuadratura y el ADC flash 2070 para reducir aún más el consumo de potencia en función de los requisitos del circuito. Con referencia a la Figura 21A, se representa la vista 2100 de señal completa del receptor 2000 IR-UWB, a la vez que la Figura 21B representa la vista de señal completa del generador de señal de control.
Con base en las posibles aplicaciones que incluyen, por ejemplo, sensores integrados que requieran un diseño de baja complejidad y una potencia muy baja, así como otros sistemas con costes y consumos limitados, el receptor tiene que ser configurable digitalmente mediante circuitos de control muy sencillos. Además, la ventana de integración debe poder ajustarse fácilmente considerando la alta sensibilidad del receptor de detección de energía para la sincronización adecuada de la ventana de integración. Diferentes modulaciones, velocidades de datos y longitudes de ráfagas también necesitarán cambiar la forma del ciclo de trabajo de integración y toda la gestión de potencia debe mantenerse sincronizada adecuadamente.
3B. Amplificación de señal: El primer paso en la ruta de señal representada dentro del receptor 2000 IR-UWB es una etapa de amplificación que comprende un LNA 2020 y un primer amplificador 2030. LNA 2010 está diseñado para adaptarse a la antena, lo que permite la presencia de parásitos en el paquete. Con referencia a la Figura 22 con el circuito 2200, entonces el LNA 2010 se implementa utilizando Q36A 2210 y Q36B 2215 a la vez que el primer amplificador 2030 comprende las etapas de fuente común primera a tercera Q372220, Q38 2230 y Q39 2240 respectivamente. En cada caso, los transistores de control Q40 a Q43 2250 a 2280 respectivamente se controlan con señales de control CTRL<1> a CTRL<4> respectivamente, a la vez que cada una de las primeras a terceras etapas de fuente común Q372220, Q382230 y Q392240 respectivamente se controlan a través de señales de control CTRLp<1> a CTRLp<3> respectivamente. Para garantizar que la cadena amplificadora que comprende las etapas de fuente común primera a tercera Q37 2220, Q38 2230 y Q392240 respectivamente mantenga una ganancia constante en todo el ancho de banda de 3.1 GHz a 10.6 GHz, se requiere una gestión cuidadosa de la ganancia por etapa. Los inventores han empleado picos inductivos y degeneración de fuente en todas las etapas para facilitar que se alcance la alta frecuencia operativa en la tecnología CMOS de 0.13 pm. Al elegir el valor de inductores adecuado, se puede ajustar el pico inductivo para lograr una ganancia de CA casi plana en todas las etapas, lo que genera una respuesta de ganancia plana general en todo el ancho de banda UWB.
La primera etapa utiliza una arquitectura de puerta común con un transistor en casco, véase por ejemplo Zhang et al en “ALow-Power, Linearized, Ultra-Wideband LNA Design Technique"(IEEE J. Circuitos de Estado Sólido, volumen 44(2), páginas 320-330), en donde la carga está compuesta por un inductor para la alta frecuencia y una resistencia para ayudar a la ganancia de frecuencia más baja. Se utiliza un PMOS grande en modo triodo para proporcionar la corriente de rama requerida durante el funcionamiento normal y cortarla durante el tiempo de inactividad sin interferir con el rendimiento de frecuencia y agregando solo una resistencia serial baja. La capacitancia parásita agregada por el PMOS está incluida en la elección del valor del inductor de carga. Se coloca otro inductor entre el cascodo y la puerta común NMOS para crear una red pi con la capacitancia parásita que permite neutralizarlos. Los inductores utilizados para todo el diseño descrito de acuerdo con una realización de la invención son inductores de bobina octogonal de doble capa conectados en serie. Estos ofrecen un tamaño muy pequeño para un valor de inductor dado y un alto valor de frecuencia auto-resonante a costa de un factor de calidad (Q) más bajo. En realidad, un Q más bajo es deseable como efecto secundario, ya que proporciona un mayor ancho de banda y un pico más pequeño, que contribuyen a aplanar la ganancia. La arquitectura de puerta común de baja impedancia de entrada facilita la adaptación a la antena de 500 y ha sido diseñada para tener en cuenta los parásitos de los atenuadores y los cables de unión.
Las tres etapas amplificadoras siguientes son etapas de fuente común simples con degeneración de fuente inductiva. La carga es proporcionada por un PMOS en triodo que actúa como una resistencia para la ganancia de baja frecuencia y un inductor para utilizar el pico para extender el ancho de banda y la frecuencia operativa máxima. El PMOS funciona también como un interruptor para cortar la corriente CC durante el ciclo de encendido del circuito.
3C: Detección de energía: La detección de energía con el receptor 2000 IR-UWB se logra mediante la cuadratura de la señal con el circuito 2060 de cuadratura. Entre los métodos más simples de elevar al cuadrado una señal está multiplicarla por sí misma utilizando un mezclador balanceado que además tiene la ventaja de una mayor linealidad ya que se cancelan los armónicos pares. Como un mezclador balanceado requiere una señal diferencial con el fin de crear el término mixto, la señal diferencial correspondiente debe crearse a partir de la entrada de un solo extremo utilizando un subcircuito de entrada de un solo extremo/salida de doble extremo (SEI-DEO) tal como el que se muestra con el circuito 2300 en la Figura 23.
Como se muestra, un primer par 2310 diferencial con una entrada desequilibrada actúa como un convertidor diferencial de un solo extremo (S2D), a la vez que un segundo par 2320 diferencial actúa como un amplificador diferencial que actúa como una memoria intermedia para ayudar a escalar las corrientes para impulsar las capacitancias de compuerta de entrada más grandes de los circuitos de cuadratura. El S2D utiliza un capacitor 2330 para generar una conexión entre la salida negativa y el transistor de entrada de modo común fijo para crear una entrada pseudodiferencial y mejorar la fase y la amplitud de las señales diferenciales generadas. La carga inductiva del par diferencial también se utiliza para lograr una ganancia plana en todo el espectro UWB.
Tanto el amplificador no balanceado como la memoria intermedia están diseñados para ser encendidos y apagados modulando la polarización de la fuente de cola. La señal de control CTRLp<5> cambia la polarización a tierra cuando el circuito está inactivo, cortando la corriente de polarización del par diferencial. Dado que el nodo de entrada tarda un tiempo en estabilizarse después de encenderse a partir del estado inactivo, la capacitancia de paso tiene un efecto adverso en la velocidad de estabilización del circuito. Un transistor de derivación Q442340 controlado por CTRLp<4> permite eliminar la diferencia de voltaje durante el encendido, colocado en paralelo al capacitor 2330, ayudando a estabilizar las salidas al nivel de salida de CC común.
El circuito 2400 de mezcla en sí está modificado a partir de una celda Gilbert doblemente balanceada sin carga, pero la salida se toma bajo la parte de dirección de corriente. Opcionalmente, se puede emplear cualquier circuito entre un cuadrante o un rehabilitador de corriente, pero el cuadrante ayuda a discriminar la señal del ruido de menor amplitud. Esta configuración representa un compromiso entre un verdadero cuadrado de la señal y el ancho de banda de salida. El resultado del cuadrado es que parte de la energía de la señal se duplica en frecuencia, lo cual significa que una mezcla adecuada requeriría un componente de señal de salida de hasta 21.2 GHz. Para lograr un mezclador de celdas Gilbert de gran ancho de banda que funcione en estas frecuencias se necesitaría demasiada potencia para la mayoría de los propósitos UWB. El uso del circuito de dirección actual crea una carga que es una función de la señal. Dado que la diferencia en la corriente de cola de ambos pares de dirección de corriente también es una función de la señal donde domina el valor cuadrado de la señal, tenemos un voltaje de salida que se encuentra entre un cuadrado completo y un rehabilitador de corriente lineal. La mezcla imperfecta en realidad ayuda a mantener la frecuencia operativa en un ancho de banda razonable creando mucha energía en productos de intermodulación de frecuencia más baja a la vez que aún así discrimina una señal más fuerte del ruido de menor potencia. El circuito también entra en ciclo de potencia cortando la corriente de cola principal a la vez que está inactivo como el subcircuito SEI-DEO que se muestra como circuito 2300 en la Figura 23.
Finalmente, se utiliza un convertidor de entrada de extremo diferencial a salida de extremo único (DEI-SEO), como el que se muestra en el circuito 2500 en la Figura 25, para recuperar la señal de extremo único. Dentro del circuito 2500 hay un par 2510 diferencial con una salida desequilibrada y es seguido por un amplificador 2520 de fuente común que actúa como una memoria intermedia para regenerar la señal antes de la integración. El amplificador 2520 de fuente común es el segundo amplificador 2050 en el receptor 2000 IR-UWB en la Figura 2.
3D. Integración Energética: Como se muestra en el receptor 2000 IR-UWB, después del segundo amplificador 2050 se implementa un integrador 2060. Con referencia a la Figura 26, el circuito 2600 integrador representa un integrador 2060 de acuerdo con una realización de la invención. Como se muestra, el circuito 2600 integrador emplea un amplificador 2610 de transconductancia con retroalimentación RC paralela para crear el circuito 2600 integrador. El valor de capacitancia de retroalimentación se puede cambiar entre dos configuraciones mediante la señal digital SENS que actúa a través de Q45 2620 para cortocircuitar el primer capacitor C12630 dejando solo el segundo capacitor C12640. Los dos valores de capacitancia así alcanzables proporcionan dos configuraciones de sensibilidad los cuales pueden elegirse dependiendo de la intensidad de la señal. Otro transistor Q46 2650 el cual se controla a través de señales de control SYNC permite que la entrada y la salida se cortocircuiten entre sí, actuando esencialmente como un interruptor de reinicio. Este reinicio se utiliza para controlar las ventanas de integración y se mantiene abierto solo durante la integración real y se cierra cuando no se espera ninguna ráfaga de pulsos. El ciclo de potencia se logra mediante un PMOS Q472660 que corta la corriente en ambas ramas del amplificador integrador bajo la acción de CTRL<8>.
Dado que el integrador es muy sensible a las variaciones en la salida y la entrada durante el encendido, se ha tenido cuidado de estabilizar los valores de salida y los valores de entrada durante el apagado iniciando el integrado en un estado conocido. Dado que la señal generada por el circuito detector de energía solo es positiva con respecto a la referencia analógica, la dirección de integración es estrictamente positiva. Al analizar los niveles de salida del integrador durante una secuencia de entrenamiento, es posible ajustar el nivel de referencia para compensar la potencia de ruido de base del circuito y el ruido de fondo en el canal de transmisión.
3E. Evaluación y producción de energía: La evaluación del nivel de energía se realiza mediante un ADC flash 2070 de 3 bits, representado por los últimos 3 bloques en la vista completa del sistema en la Figura 21. El nivel de salida del integrador puede variar a partir del nivel de referencia hasta Vdd. Las restricciones de diseño del ADC son muy bajas, ya que el resultado es más cualitativo que cuantitativo. Con el fin de tener retroalimentación sobre cuánta energía se detectó durante la ventana de integración, los ocho niveles discretos deben estar relativamente espaciados de manera igual y ser estrictamente crecientes. Una buena aproximación de este requisito se puede lograr utilizando resistencias integradas para generar el voltaje de referencia adecuado para los comparadores en el ADC flash. El valor final se lee en flip-flops sincronizados en el borde final de la señal de la ventana de integración, lo que permite que el comparador se apague y encienda entre lecturas.
Además de la detección real, tener información cualitativa sobre la fuerza del valor de detección se puede utilizar para evaluar la calidad de la detección y ajustar la integración futura de acuerdo con el resultado. El uso más sencillo es establecer un umbral de detección de energía para tener en cuenta la potencia de ruido integrada y reducir la cantidad de falsos positivos. La energía de ruido promedio se puede determinar fácilmente integrándola durante un tiempo en donde sabemos que no se transmiten datos, tal como por ejemplo durante una secuencia de entrenamiento. Este ruido integrado también se puede compensar reduciendo el voltaje de referencia de integración como se analiza en la sección del integrador.
Un umbral de detección mínimo es muy útil, pero mirar los valores integrados máximos también puede servir para establecer la sensibilidad del integrador. Una señal potente tenderá a saturar el integrador rápidamente, en especial si hay múltiples pulsos involucrados por símbolo. Durante integraciones más largas, reducir la sensibilidad del integrador aumentará la diferencia absoluta entre la potencia de la señal y el ruido de fondo.
En diversos casos, se puede emplear una secuencia de entrenamiento para lograr la sincronización. A diferencia de los transmisores los cuales son conscientes de los momentos en donde hay una transmisión o no y pueden apagar y encender fácilmente entre pulsos o símbolos, el receptor necesita lograr una sincronización con el transmisor antes de hacer un uso completo del apagado y encendido. Para una detección más correcta de la señal OOK o PPM es necesario escuchar exactamente durante la ventana de transmisión de los pulsos para evaluar si había pulsos presentes o no.
Dentro del estado de la técnica se han reportado investigaciones sobre secuencias de sincronización correctas y en algunos casos estas secuencias ahora están fijadas en los diferentes estándares UWB. Cuando no está sincronizado, el receptor puede escuchar a intervalos aleatorios e intentar detectar la secuencia de sincronización. Una vez que se detecta la energía, dado que la integración es estrictamente creciente, se puede realizar una búsqueda binaria alrededor del primer impacto para determinar el momento que produce la mayor energía. La precisión de la sincronización está determinada por la resolución del ADC, la longitud de la ráfaga de pulso transmitida y está limitada por la capacidad del circuito de banda base para generar las ventanas de integración. Por ejemplo, al utilizar una ráfaga de 10 ns con el ADC de 3 bits, la precisión de sincronización máxima es de 1.25 ns. Lograr la máxima precisión de sincronización depende de la capacidad de la banda base para generar ventanas con el desplazamiento adecuado.
3F. Configuración, temporización y gestión de energía: En las realizaciones de la invención descritas en esta especificación e implementadas en los prototipos actuales, la configuración se realiza utilizando un flujo de datos en serie. Aunque la lectura se realiza en paralelo de todos los bits a la vez para impedir cambiar la configuración a la vez que los bits de configuración se envían a través de la línea serial. Los bits de datos incluyen la sensibilidad del integrador y diversos controles de ciclo de energía. El circuito receptor IR-UWB (IR-UWB-Rx) tiene la capacidad, dependiendo de estos bits, de activar o desactivar el ciclo de energía de cada componente independientemente o activarlo/desactivarlo para todo el chip.
De acuerdo con una realización de la invención, el IR-UWB-Rx explota un generador de reloj no superpuesto (NO-RelojGen) 2700 para generar todas las señales de control de ciclo de potencia y la ventana de integración a partir de una única forma de onda de plantilla de tal modo que el circuito de banda base del IR-UWB-Rx no necesita generarlas. Esta forma de onda es la única necesaria del circuito de banda base y es ligeramente más larga que la ventana de integración en sí para acomodar un tiempo de encendido inicial. Esto garantiza que las señales de ciclo de potencia y la ventana de integración siempre estén correctamente relacionadas entre sí.
Como se muestra, NO-RelojGen 2700 comprende una primera puerta 2710 NAND cuya salida está acoplada a una primera matriz 2740 de elementos de retraso, cada uno de ellos con retraso D = At, para generar las señales de control CTRL<1>, CTRL<2>, CTRL<3>, CTRL<4>, CTRL<5>, CTRL<6>, CTRL<7> después de retrasos de 2At,3At,4At,5At,6At,7At,8At respectivamente. La salida de la primera puerta 2710 NAND después del primer elemento de retraso en la primera matriz 2740 se alimenta a una entrada de la segunda puerta NAND 2720 cuya salida está acoplada a una segunda matriz 2750 de elementos de retraso, cada uno de ellos con retraso D=At, para generar las señales de control SYN<1>, SYN<2>, SYN<3>, SYN<4> después de retrasos de 3At,4At,5At,6At respectivamente. La salida de la segunda puerta NAND 2720 se retroalimenta a la entrada de la primera puerta 2710 NAND después de un retraso de 2At. Las otras entradas de las puertas NAND 2710 y 2720 primera y segunda respectivamente están acopladas a una entrada mediante un retraso de 2At y un inversor 2730 respectivamente.
Todos los circuitos dentro del IR-UWB-Rx se encienden en secuencia para impedir que cualquier cambio de voltaje se propague a través del circuito y afecte al integrador 2060. Para reducir el impacto de la variación del proceso, la mayoría de los componentes están desacoplados y polarizados de forma independiente. Sin embargo, esto puede crear problemas durante el apagado, donde la diferencia de voltaje en el capacitor de desacoplamiento es distinta a la que hay durante el funcionamiento normal. La diferencia de voltaje debe restaurarse rápidamente, pero la mayoría de los circuitos tienen entradas y salidas de impedancia muy alta. Con el fin de acelerar la recuperación después de un corte de energía, todas las resistencias de polarización tienen un transistor NMOS en paralelo. Estos transistores se abren brevemente mediante un pulso CTRLp como se indica en las Figuras 22 a 26 respectivamente y se generan a partir del borde de las señales CTRL del componente. Cuando el pulso está activo, el transistor crea una ruta de menor impedancia hacia la fuente de voltaje. Esto acelera significativamente el tiempo de estabilización para un poco de lógica adicional en la señal CTRL.
4. Mediciones del receptor IR-UWB
4.1 Consumo de potencia: Con referencia a las Figuras 28A y 28B se representa el consumo de potencia de un IR-UWB-Rx de acuerdo con una realización de la invención, donde a plena potencia el IR-UWB-Rx consume 27 mW a la vez que en modo de suspensión consume aproximadamente 1 pW. En consecuencia, con un ciclo de potencia en niveles de encendido del 10%, el IR-UWB-Rx consume 2.42 mW. También, como es evidente en la Figura 28B, el consumo de potencia con ciclos de potencia completos varía a partir de aproximadamente 1 mW a 0.8 Mbps hasta aproximadamente 9 mW a 7.8 Mbps.
Al combinar los datos de consumo de potencia de las Figuras 28A y 28B con las Figuras 8A y 8B para el IR-UWB-Tx, la Tabla 2 resume el consumo de potencia de un transceptor IR-UWB en diversas condiciones.
Tabla 2: Consumo de energía del transceptor IR-UWB
4.2 Rendimiento del pulso: Con referencia a la Figura 29, se representa el rendimiento medido de un IR-UWB-Rx de acuerdo con una realización de la invención, a la vez que las Figuras 30A y 30B representan el funcionamiento del IR-UWB bajo niveles de señal recibida variables. En cada instancia se puede ver que la salida es un bit recibido en respuesta a la recepción de un pulso en el borde ascendente de la señal Rx_SALIDA3.
5. Transceptor IR-UWB
Con referencia a la Figura 31, hay una primera y una segunda micrografías 3110 y 3120 ópticas para un transceptor CMOS IR-UWB de acuerdo con una realización de la invención. La tercera imagen 3130 representa el IR-UWB-Tx discretamente a la vez que la cuarta imagen 3140 presenta el esquema de diseño del circuito IR-UWB-Tx donde se identifican las porciones del Preamplificador 440 de las DCRO 240, Controlador 260, VCRO (DCRO) 240, VGA 250 y Generador 230 de pulsos - Controlador 220 de ciclo de potencia.
Por consiguiente, resulta evidente que las realizaciones de la invención permiten transmisores IR-UWB de baja potencia con oscilador bajo demanda lo que permite que un transmisor IR-UWB aproveche técnicas de salto de frecuencia y ancho de banda de espectro ensanchado para generar una PSD de salida conforme a una especificación o máscara regulatoria predeterminada, así como la gestión dinámica de la PSD para adaptarse a las variaciones de interferencia, otros transmisores, etc. De igual forma, los receptores IR-UWb de acuerdo con las realizaciones de la invención presentan una solución de receptor de baja complejidad que admite transmisores IR-UWB que operan con una gama de protocolos no sensibles a la fase.
Además, con control de potencia dinámico, los transmisores IR-UWB discretos, los receptores IR-UWB y los transceptores IR-UWB de acuerdo con las realizaciones de la invención admiten el despliegue de redes de área personal, redes de área corporal, interconexiones de dispositivos electrónicos localizados, etc. dentro de una amplia gama de aplicaciones, a partir de sensores hasta interfaces hombre-máquina en entornos civiles, comerciales y militares. Con un funcionamiento con alimentación de bajo régimen de trabajo de un receptor IR-UWB, un dispositivo que incorpora un transceptor IR-UWB puede esperar la detección de una señal de “activación” inalámbrica. De manera similar, los transmisores y transceptores IR-UWB pueden administrar dinámicamente la potencia con base en los requisitos de transmitir datos o no, así como de factores como la velocidad y el alcance requeridos de las señales transmitidas.
6. Transmisor IR-UWB con cifrado de fase bifásico
6A. Descripción general del transmisor: Dentro de los resultados presentados supra con respecto a las Figuras 13 y 16-18, los perfiles espectrales de los transmisores IR-UWB de acuerdo con realizaciones de la invención contienen líneas espectrales que son evidentes incluso con codificación de frecuencia. Estas líneas espectrales están presentes dentro de las simulaciones teóricas realizadas por los inventores como se muestra en el primer gráfico 3300 espectral en la Figura 33. Sin embargo, los inventores a través de simulaciones teóricas adicionales identificaron que si se introduce una codificación de fase bifásica en el transmisor IR-UWB, las líneas espectrales se pueden reducir significativamente, como es evidente en la segunda imagen 3350 en la Figura 33.
En consecuencia, con referencia a la Figura 32, hay un diagrama 3200 de bloques de un transmisor UWB de acuerdo con una realización de la invención que admite codificación de fase bifásica. En comparación con el transmisor 200 IR-UWB de la Figura 2 para un IR-UWB de acuerdo con realizaciones de la invención sin desplazamiento de fase bifásico en lugar de estar compuesto por cinco bloques principales más la antena, el transmisor IR-UWB con desplazamiento de fase bifásico (BPS-IR-UWB) comprende 6 bloques principales. En primer lugar, un generador 3230 de pulsos produce un impulso programable a intervalos de tiempo cuando la señal de datos de la puerta 3210 AND es alta en función de las señales de control presentadas a la puerta 3210 AND. Luego, los pulsos del generador 3230 de pulsos se convierten ascendentemente con un oscilador 3240 de anillo controlado digitalmente (DCRO) multibucle programable. La salida del DCRO 3240 se acopla luego a un amplificador 3250 de salida dual (VGA) tanto para compensar cualquier dependencia de frecuencia de la amplitud del pulso como también para generar señales de salida duales desplazadas de fase que se acoplan a un interruptor 3260 que selecciona una de las dos señales para acoplar al amplificador 3280 de potencia de salida (controlador) bajo la acción de la señal de control del interruptor “S” aplicada al interruptor 3260. Cabe señalar que se podría implementar un esquema de selección de fase similar afectando las condiciones de inicio del DCRO 3240 para proporcionar las dos fases. Esto impediría la necesidad del interruptor 3260 a costa de una señal de control de condición de inicio de control adicional en DCRO 3240.
El amplificador 3280 de potencia de salida alimenta la antena 3270, superando los parásitos de paquete típicos, tales como los que surgen al empaquetar el transceptor dentro de un paquete (QFN) cuatro planos sin cables. Con el fin de reducir el consumo de potencia del transmisor BPS-IR-UWB representado por el diagrama 3200 de bloques de acuerdo con una realización de la invención, un controlador 3220 de ciclo de potencia enciende o apaga dinámicamente estos bloques funcionales cuando la señal de datos “PC” es baja. Con referencia a la Figura 34, se representan las formas de pulso para un transmisor BPS-IR-UWB con y sin cambio de fase. En consecuencia, un transmisor BPS-IR-UWB de acuerdo con las realizaciones de la invención transmite pulsos con o sin desplazamiento de fase en función de la señal de control “S” aplicada al interruptor 3260. Si esta señal de control se suministra ahora a partir de un generador de datos aleatorios o un generador de datos pseudoaleatorios, los pulsos resultantes acoplados a la antena del transmisor BPS-IR-UWB estarán desplazados de fase de forma aleatoria o pseudoaleatoria.
Con referencia a la Figura 35 se representa la frecuencia central del pulso para todas las secuencias de bits del DCRO 3240 para un BPS-IR-UWb de acuerdo con el diseño del transmisor de acuerdo con una realización de la invención representada en la Figura 32. Debido a las mejoras generales en los transmisores UWB prototipo implementados por los inventores, la frecuencia varía de aproximadamente 3 GHz a aproximadamente 7 GHz. De manera similar, con referencia a la Figura 36, el ancho de pulso del transmisor de un BPS-IR-UWB de acuerdo con el diseño del transmisor de acuerdo con una realización de la invención representada en la Figura 32 para todas las secuencias de bits que muestran el ancho de pulso medido varía de aproximadamente 400 ps a aproximadamente 1400 ps en dos modos de operación. La Figura 37 representa la forma del pulso obtenida para tres configuraciones de ancho diferentes para un transmisor UWB que emplea codificación de fase bifásica de acuerdo con una realización de la invención. Los tres anchos de pulso son 0.626 ns, e1.00 ns, y 1.40 ns respectivamente.
Ahora, con referencia a la Figura 38, se representan las mediciones de longitud de pulso controladas digitalmente y densidad de espectro de potencia de salida del transmisor asociada para un transmisor PBS-IRUWB de acuerdo con una realización de la invención bajo sintonización de control a partir de una generación de pulso de baja frecuencia (aproximadamente 3.2 GHz), a un pulso de frecuencia media (aproximadamente 4.7 GHz), hasta un pulso de alta frecuencia (aproximadamente 6.0 GHz). En consecuencia, como se muestra en la Figura 39, el espectro de potencia resultante y el tren de pulsos para un solo pulso de 3.2 GHz seguido de tres pulsos de 6 GHz en tres condiciones de funcionamiento diferentes de un PBS-IR-UWB de acuerdo con una realización de la invención. De manera similar a lo que se muestra en la Figura 17 para la realización IR-UWB de la Figura 2, la Figura 39 ilustra además la capacidad de omitir la transmisión dentro de una banda de frecuencia determinada, específicamente ~5 GHz en la Figura 39. Primera y segunda imágenes 3910 y 3920 respectivamente que representan el espectro de potencia y la secuencia de pulsos en donde no hay secuenciación aleatoria de frecuencia o fase durante la generación y transmisión. Las imágenes 3930 y 3940 tercera y cuarta representan el espectro de potencia y la secuencia de pulsos en donde solo se emplea una secuencia de frecuencia aleatoria tal como se describió supra con respecto a un IR-UWB de acuerdo con una realización de la invención tal como se representa en la Figura 2 pero con el transmisor PBS-IR-UWB de acuerdo con una realización de la invención como se representa en la Figura 32. En este caso, por lo tanto, la señal de control del interruptor al interruptor 3260 dentro del PBS-IR-UWB se establece en un nivel y se mantiene. Finalmente, las imágenes 3950 y 3960 quinta y sexta representan los resultados para la frecuencia aleatoria y la fase aleatoria en donde la señal de control del interruptor al interruptor 3260 dentro del PBS-IR-UWB recibe datos para establecer sus niveles a partir de un generador de datos pseudoaleatorios.
En consecuencia, sería evidente al comparar la primera y la tercera imagen 3910 y 3930 que la introducción de frecuencia aleatoria da como resultado líneas espectrales reducidas y que la introducción adicional de desplazamiento de fase aleatorio reduce las líneas espectrales aún más, como se muestra en la quinta imagen 3950 y como se anticipó a partir del modelado teórico presentado y analizado con respecto a la Figura 33. También se puede observar, en la quinta imagen 3950, que con la secuencia de pulsos de 3.2GHz y 6GHz la potencia transmitida entre estos alrededor de los 5GHz se reduce en comparación a lo que se muestra en la Figura 40 imagen 4050 donde se introducen también pulsos a 4.7 GHz.
Ahora, con referencia a la Figura 40, se representan el espectro de potencia resultante y el tren de pulsos para un PBS-IR-UWB de acuerdo con una realización de la invención con salto de frecuencia dentro del rango de frecuencia completo como se muestra en la Figura 35 a partir de aproximadamente 3 GHz a aproximadamente 7 GHz. Esto se logra utilizando un tren de pulsos que incluye frecuencias de 3.2 GHz (1 pulso), 4.7 GHz (2 pulsos) y 6 GHz (3 pulsos). Primera y segunda imágenes 4010 y 4020 respectivamente que representan el espectro de potencia y la secuencia de pulsos en donde no hay secuenciación aleatoria de frecuencia o fase durante la generación y transmisión. Las imágenes 4030 y 4040 tercera y cuarta representan el espectro de potencia y la secuencia de pulsos en donde solo se emplea una secuencia de frecuencia aleatoria tal como se describió anteriormente con respecto a un IR-UWB de acuerdo con una realización de la invención tal como se muestra en la Figura 2 pero con el transmisor PBS-IR-UWB de acuerdo con una realización de la invención tal como se muestra en la Figura 32. En este caso, por lo tanto, la señal de control del interruptor al interruptor 3260 dentro del PBS-IR-UWB se establece en un nivel y se mantiene. Finalmente, las imágenes 4050 y 4060 quinta y sexta representan los resultados para la frecuencia aleatoria y la fase aleatoria en donde la señal de control del interruptor al interruptor 3260 dentro del PBS-IR-UWB recibe datos para establecer sus niveles a partir de un generador de datos pseudoaleatorios. En consecuencia, sería evidente al comparar la primera y la tercera imagen 4010 y 4030, que la introducción de frecuencia aleatoria da como resultado líneas espectrales reducidas y que la introducción adicional de desplazamiento de fase aleatorio reduce las líneas espectrales aún más, como se muestra en la quinta imagen 4050 y como se anticipó a partir del modelado teórico presentado y analizado con respecto a la Figura 33.
Ahora, con referencia a la Figura 41, se muestra la conformación de la salida espectral de un transmisor UWB que emplea codificación de fase bifásica de acuerdo con una realización de la invención contra una máscara de frecuencia de potencia UWB. En cada una de las primeras tres imágenes (4110 a 4130) respectivamente se representan un par de máscaras UWB que establecen un nivel de potencia máximo en rangos de frecuencia predeterminados como se enumera en la Tabla 3.
Tabla 3: Máscaras UWB
En consecuencia, la primera imagen 4110 representa el espectro de potencia en donde no hay secuenciación de fase o frecuencia aleatoria durante la generación y transmisión de datos. La tercera imagen 4120 muestra el espectro de potencia en donde solo se emplea una secuencia de frecuencia aleatoria tal como se describió anteriormente con respecto a un IR-UWB de acuerdo con una realización de la invención tal como se muestra en la Figura 2 pero con el transmisor PBS-IR-UWB de acuerdo con una realización de la invención tal como se muestra en la Figura 32. En este caso, por lo tanto, la señal de control del interruptor al interruptor 3260 dentro del PBS-IR-UWB se establece en un nivel y se mantiene. Finalmente, la tercera imagen 4130 representa los resultados de frecuencia aleatoria y fase aleatoria en donde la señal de control del interruptor al interruptor 3260 dentro del PBS-IR-UWB recibe datos para establecer sus niveles a partir de un generador de datos pseudoaleatorios. En consecuencia, se puede ver que con la reducción de las líneas espectrales a medida que avanzamos de la primera a la tercera imagen 4110 a 4130 respectivamente, la conformación del espectro se puede implementar junto con la reducción de la línea espectral a partir de la fase aleatoria. Como se muestra, el espectro de potencia es compatible con una máscara UWB y salvo un par de líneas espectrales por debajo de 3 GHz, es compatible con la otra máscara UWB. Se prevé que el ajuste del salto de frecuencia y la mejora de la correspondencia entre las señales desplazadas y no desplazadas de fase reducirán aún más las líneas espectrales y ajustarán aún más el espectro de potencia.
Opcionalmente, en otros ejemplos, el cambio de fase bifásico puede sustituirse por un cambio de fase multifásico (MPS) lo que proporciona un transmisor MPS-IR-UWB, aunque la complejidad electrónica y de control adicional puede limitar la aplicación a dispositivos específicos y/o aplicaciones UWB.
En la descripción anterior se dan detalles específicos para proporcionar una comprensión completa de las realizaciones. Sin embargo, se entiende que las realizaciones pueden practicarse sin estos detalles específicos. Por ejemplo, los circuitos pueden mostrarse en diagramas de bloques con el fin de no oscurecer las realizaciones con detalles innecesarios. En otros casos, se pueden mostrar circuitos, procesos, algoritmos, estructuras y técnicas bien conocidos sin detalles innecesarios para impedir oscurecer las realizaciones.
La implementación de las técnicas, bloques, pasos y medios descritos anteriormente podrá realizarse de diversas maneras. Por ejemplo, estas técnicas, bloques, pasos y medios pueden implementarse en hardware, software o una combinación de ellos. Para una implementación de hardware, las unidades de procesamiento pueden implementarse dentro de uno o más circuitos integrados específicos de la aplicación (ASIC), procesadores de señales digitales (DSP), dispositivos de procesamiento de señales digitales (DSPD), dispositivos lógicos programables (PLD), matrices de puertas programables en campo (FPGA), procesadores, controladores, microcontroladores, microprocesadores, otras unidades electrónicas diseñadas para realizar las funciones descritas anteriormente y/o una combinación de las mismas.
La anterior divulgación de los ejemplos y realizaciones de la presente invención se ha presentado con fines de ilustración y descripción. No pretende ser exhaustivo ni limitar la invención a las formas precisas divulgadas. Diversas variaciones y modificaciones de los ejemplos y realizaciones descritos en el presente documento serán evidentes para una persona con conocimientos ordinarios en la técnica a la luz de la divulgación anterior. El alcance de la invención quedará definido únicamente por las reivindicaciones adjuntas.
Además, al describir ejemplos representativos, la especificación puede haber presentado métodos y/o procesos como una secuencia particular de pasos. Sin embargo, en la medida en que el método o proceso no dependa del orden particular de pasos aquí establecido, el método o proceso no debe limitarse a la secuencia particular de pasos descritos. Como cualquier persona con conocimientos ordinarios en la técnica apreciaría, pueden ser posibles otras secuencias de pasos. Por lo tanto, el orden particular de los pasos establecidos en la especificación no debe interpretarse como limitaciones a las reivindicaciones.

Claims (5)

REIVINDICACIONES
1. Un circuito receptor que admite el funcionamiento como receptor de banda ultra ancha de radio por impulsos que tiene una configuración dinámica que comprende:
un amplificador de bajo ruido, LNA, (2020) para amplificar señales de radiofrecuencia (RF) recibidas a partir de una antena (2010);
un primer amplificador (2030) para amplificar una salida del LNA (2020);
un circuito (2040) de cuadratura acoplado eléctricamente a una salida del primer amplificador (2030) para recibir señales de RF amplificadas;
un segundo amplificador (2050) acoplado eléctricamente a una salida del circuito (2040) de cuadratura; un circuito (2060) de integración acoplado eléctricamente a una salida del segundo amplificador (2050); y caracterizado porque el circuito receptor comprende además:
un convertidor analógico-digital flash de N bits, ADC, (2070) acoplado eléctricamente al circuito de integración y que genera N señales de salida múltiples; en donde N es un entero positivo y N>2; y
un controlador (2080) de ciclo de potencia para encender y apagar el LNA (2020), el primer amplificador (2030), el circuito (2040) de cuadratura, el segundo amplificador (2050), el circuito (2060) de integración y el ADC flash (2070) de N bits dentro del circuito receptor en secuencia para impedir que los cambios de voltaje se propaguen a través del circuito receptor y afecten al circuito (2060) de integración; en donde
un subconjunto de componentes dentro del circuito receptor están desacoplados por condensadores de desacoplamiento y polarizados
independientemente a través de resistencias de polarización, cada resistencia de polarización tiene un transistor en paralelo para acelerar la recuperación de un corte de potencia al restaurar las diferencias de voltaje en los capacitores de desacoplamiento; y
el controlador (2080) de ciclo de potencia está configurado para proporcionar un pulso de señal de control a cada transistor paralelo para abrir brevemente el transistor paralelo con el fin de crear una ruta de baja impedancia a una fuente de voltaje para la resistencia de polarización asociada con el transistor paralelo con el fin de reducir el tiempo de establecimiento durante el encendido de una parte del circuito receptor que comprende un componente del subconjunto de componentes asociados con la resistencia de polarización y el transistor paralelo.
2. Circuito receptor de acuerdo con la reivindicación 1, en donde al menos uno de:
N=3; y
al final de una ventana de integración establecida por un borde final de una señal de ventana de integración proporcionada por el controlador (2080) de ciclo de potencia, el ADC flash de N bits (2070) se sincroniza en una serie de flip-flops de tal manera que los comparadores dentro del ADC flash (2070) de N bits se pueden apagar y encender entre lecturas.
3. Circuito receptor de acuerdo con la reivindicación 1, en donde
un voltaje de referencia del circuito (2060) de integración está sintonizado para compensar una potencia de ruido de línea base del circuito (2060) de integración y el ruido de fondo en el canal de transmisión; y el ajuste se realiza analizando los niveles de salida del circuito (2060) de integración durante la recepción de una secuencia de entrenamiento.
4. El circuito receptor de acuerdo con la reivindicación 3, en donde
la secuencia de entrenamiento permite que el receptor establezca sincronización con un transmisor que transmite la secuencia de entrenamiento.
5. El circuito receptor de acuerdo con la reivindicación 1, en donde
el circuito (2080) de control de ciclo de potencia genera las señales de control de ciclo de potencia que comprenden los pulsos de señal de control para encender el LNA (2020), el primer amplificador (2030), el circuito (2040) de cuadratura, el segundo amplificador (2050) y el circuito (2060) de integración y el ADC flash (2070) de N bits a partir de una única forma de onda de plantilla de tal manera que las señales de control de ciclo de potencia y una ventana de integración del circuito de integración están relacionadas adecuadamente entre sí.
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