ES2374732T3

ES2374732T3 - Procedimiento y aparato para medir la información de estado de canal.

Info

Publication number: ES2374732T3
Application number: ES05015739T
Authority: ES
Inventors: Mark Wallace; Jay R. Walton; Ahmad Jalali
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2000-03-30
Filing date: 2001-03-20
Publication date: 2012-02-21
Anticipated expiration: 2021-03-20
Also published as: NO20024634D0; JP4851124B2; UA72583C2; DK2237440T3; AU2001245921B2; WO2001076110A2; IL195020A0; NO20024634L; HK1103871A1; RU2387082C2; EP2237440B1; EP1269665A2; JP2005341603A; KR20030007481A; IL151397A0; CA2690245A1; EP1628419A3; JP2003530010A; CA2402152C; CA2690245C

Abstract

Un procedimiento de transmisión de símbolos piloto en un sistema (100) de comunicación de múltiples antenas, que comprende: asignar cada una entre una pluralidad de antenas, NT, con una pluralidad de símbolos piloto y un subconjunto distinto entre una pluralidad de subconjuntos de subcanales, en donde cada uno entre la pluralidad de subconjuntos de subcanales incluye un subconjunto distinto de una pluralidad de subcanales, y en donde cada antena transmite por cada NT-ésimo subcanal a través del canal, de modo tal que todos los subcanales sean disjuntos entre las antenas transmisoras; modular cada uno entre la pluralidad asignada de símbolos piloto sobre la respectiva pluralidad asignada de subconjuntos de subcanales; y transmitir cada uno entre la pluralidad asignada de símbolos piloto desde la pluralidad de antenas simultáneamente, usando la respectiva pluralidad de subconjuntos de subcanales, en donde la transmisión desde cada antena ocurre por el subconjunto de subcanales asignado a la antena.

Description

Procedimiento y aparato para medir la información de estado de canal

Antecedentes de la invención

I. Campo de la invención

La presente invención se refiere al campo de las comunicaciones. Más específicamente, la presente invención se refiere a la medición y notificación de la información de estado de canal en un sistema de comunicaciones de alta eficacia y altos rendimientos.

II. Descripción de la técnica referida

De un moderno sistema de comunicaciones inalámbricas se requiere que funcione por canales que experimentan el desvanecimiento y la multitrayectoria. Un tal sistema de comunicaciones es un sistema de acceso múltiple por división del código (CDMA) que es conforme al “Estándar TIA / EIA / IS-95 de compatibilidad entre estación móvil y estación base para un sistema celular de espectro ensanchado, banda ancha y modalidad dual”, denominado en adelante en este documento el estándar IS-95. El sistema de CDMA da soporte a la comunicación de voz y de datos entre usuarios, por un enlace terrestre. El uso de técnicas de CDMA en un sistema de comunicación de acceso múltiple se revela en la Patente Estadounidense Nº 4.901.307, titulada “SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS” [“SISTEMA DE COMUNICACIÓN DE ACCESO MÚLTIPLE Y ESPECTRO ENSANCHADO QUE USA REPETIDORES SATELITALES O TERRESTRES”] y la Patente Estadounidense Nº 5.103.459, titulada “SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM” [“SISTEMA Y PROCEDIMIENTO PARA GENERAR ONDAS EN UN SISTEMA TELEFÓNICO CELULAR DE CDMA”], ambas adjudicadas al cesionario de la presente invención.

Un sistema IS-95 puede funcionar eficazmente estimando parámetros de canal en una unidad receptora, que usa estos parámetros estimados de canal para demodular una señal recibida. El sistema IS-95 da eficacia a la estimación de canal requiriendo la transmisión de una señal piloto desde cada estación base. Esta señal piloto es una secuencia repetida de tipo PN (seudo ruido) conocida por la unidad receptora. La correlación de la señal piloto recibida con una réplica local de la señal piloto permite a la unidad receptora estimar la compleja respuesta al impulso del canal y ajustar en consecuencia los parámetros del demodulador. Para la onda de IS-95 y los parámetros de sistema no es necesario ni conveniente notificar de vuelta información sobre las condiciones de canal medidas por la unidad receptora a la unidad transmisora.

El documento US 5.914.933 describe un sistema de multiportadoras en el cual los bloques de datos se distribuyen sobre una pluralidad de racimos a fin de reducir la razón entre potencia máxima y media durante la transmisión.

Dada la demanda, siempre creciente, de comunicación inalámbrica, es deseable un sistema de comunicaciones inalámbricas de mayor eficacia y mayores rendimientos. Un tipo de sistema de comunicaciones inalámbricas de mayores rendimientos es un sistema de Entrada Múltiple / Salida Múltiple (MIMO) que emplea múltiples antenas transmisoras para transmitir por un canal de propagación a múltiples antenas receptoras. Igual que en los sistemas de rendimientos inferiores, el canal de propagación en un sistema de MIMO está sujeto a los efectos nocivos de la multitrayectoria, así como a la interferencia desde las antenas adyacentes. La multitrayectoria tiene lugar cuando llega una señal transmitida a una unidad receptora a través de múltiples trayectorias de propagación, con retardos distintos. Cuando las señales llegan desde múltiples trayectorias de propagación, los componentes de las señales pueden combinarse destructivamente, lo que se denomina “desvanecimiento”. A fin de mejorar la eficiencia y reducir la complejidad del sistema de MIMO, la información en cuanto a las características del canal de propagación puede retransmitirse de regreso a la unidad transmisora, a fin de acondicionar previamente la señal antes de la transmisión.

El acondicionamiento previo de la señal puede ser difícil cuando las características del canal de propagación cambian rápidamente. La respuesta de canal puede cambiar a lo largo del tiempo, debido al movimiento de la unidad receptora,

o a los cambios en el entorno que rodea a la unidad receptora. Dado un entorno móvil, un rendimiento óptimo requiere que la información con respecto a las características de canal, tales como las estadísticas de desvanecimiento e interferencia, se determine y transmita rápidamente a la unidad transmisora antes de que las características del canal cambien significativamente. Según aumenta el retardo del proceso de medición y de notificación, se reduce la utilidad de la información de respuesta de canal. Existe una necesidad actual de técnicas eficaces que proporcionen una rápida determinación de las características de canal.

Resumen de la invención

La invención proporciona un procedimiento y un aparato para transmitir símbolos piloto en un sistema de comunicación de múltiples antenas, según se estipula, respectivamente, en las reivindicaciones 1 y 3. Los desarrollos posteriores de la invención son el objeto de las reivindicaciones dependientes.

Se describen adicionalmente en el presente documento un procedimiento y aparato para la medición y notificación de información de estado de canal en un sistema de comunicaciones de alta eficacia y altos rendimientos, que comprende las etapas de: generar una pluralidad de señales piloto; transmitir la pluralidad de señales piloto por un canal de propagación entre una unidad transmisora y una pluralidad de unidades receptoras, en donde la unidad transmisora comprende al menos una antena transmisora, cada una entre la pluralidad de unidades receptoras comprende al menos una antena receptora, y el canal de propagación comprende una pluralidad de subcanales entre la unidad transmisora y la pluralidad de unidades receptoras; recibir al menos una entre la pluralidad de señales piloto en cada una entre la pluralidad de unidades receptoras; determinar un conjunto de características de transmisión para al menos uno entre la pluralidad de subcanales, en donde la etapa de determinación del conjunto de características de transmisión usa al menos una entre la pluralidad de señales piloto recibidas en cada una entre la pluralidad de unidades receptoras; notificar una señal de información desde cada una entre la pluralidad de unidades receptoras a la unidad transmisora, en donde la señal de información lleva el conjunto de características de transmisión para al menos uno entre la pluralidad de subcanales; y optimizar un conjunto de parámetros de transmisión en la unidad transmisora, en base a las señales de información.

En un aspecto de la invención, los símbolos piloto se transmiten por una pluralidad de conjuntos disjuntos de subcanales de OFDM. Cuando los símbolos piloto se transmiten por subcanales disjuntos de OFDM, las características del canal de propagación pueden determinarse a través de un conjunto de K subcanales que llevan los símbolos piloto, en donde K es menor que el número de subcanales de OFDM en el sistema. Además de transmitir símbolos piloto por subcanales disjuntos, el sistema puede transmitir una secuencia piloto del dominio temporal que puede usarse para determinar características del canal de propagación. Junto con la generación y transmisión de símbolos piloto, un aspecto de la invención es la compresión de la cantidad de información necesaria para reconstruir las características del canal de propagación.

Breve descripción de los dibujos

Las características, naturaleza y ventajas de la presente invención devendrán más evidentes a partir de la descripción detallada expuesta más adelante, cuando se considere conjuntamente con los dibujos, en los cuales los caracteres de referencia iguales identifican de forma correspondiente en toda su extensión, y en los cuales:

la FIG. 1 es un diagrama de un sistema de comunicaciones de múltiple entrada y múltiple salida (MIMO);

la FIG. 2 es un diagrama que ilustra gráficamente un ejemplo específico de una transmisión desde una antena transmisora en una unidad transmisora;

la FIG. 3 es un diagrama en bloques de un procesador de datos y de un modulador del sistema de comunicaciones mostrado en la FIG. 1;

las FIGs. 4A y 4B son diagramas en bloques de dos versiones de un procesador de datos de canal que puede usarse para procesar un flujo de datas de canal, tal como datos de control, notificación, voz o tráfico;

las FIGs. 5A a 5C son diagramas en bloques de las unidades de procesamiento que pueden usarse para generar la señal de transmisión mostrada en la FIG. 2;

la FIG. 6 es un diagrama en bloques de una unidad receptora, con múltiples antenas receptoras, que puede usarse para recibir uno o más flujos de datos de canal; y

la FIG. 7 muestra gráficos que ilustran la eficacia espectral alcanzable con algunas de las modalidades operativas de un sistema de comunicaciones, según una realización.

Descripción detallada de las realizaciones específicas

La FIG. 1 es un diagrama de un sistema 100 de comunicaciones de Múltiples Entradas / Múltiples Salidas (MIMO), capaz de implementar algunas realizaciones de la invención. El sistema 100 de comunicaciones puede estar operativo para proporcionar una combinación de diversidad de antenas, de frecuencias y temporal, para aumentar la eficacia espectral, mejorar los rendimientos y realzar la flexibilidad. La eficacia espectral aumentada se caracteriza por la capacidad de transmitir más bits por segundo por Hercio (bps / Hz), cuando y donde sea posible, para utilizar mejor el ancho de banda del sistema disponible. Las técnicas para obtener una mayor eficacia espectral se describen en mayor detalle más adelante. Los rendimientos mejorados pueden cuantificarse, por ejemplo, por una menor tasa de errores de bit (BER) o una menor tasa de errores de trama (FER) para la razón entre portadora y ruido, más interferencia (C / I), de un enlace dado. Y la flexibilidad realzada se caracteriza por la capacidad de asimilar a múltiples usuarios con requisitos distintos y habitualmente dispares. Estos objetivos pueden lograrse, en parte, empleando la modulación de multiportadoras, el multiplexado por división del tiempo (TDM), múltiples antenas de transmisión y / o recepción, y otras técnicas. Las características, aspectos y ventajas de la invención se describen en más detalle más adelante.

Como se muestra en la FIG. 1, un sistema 100 de comunicaciones incluye un primer sistema 110 en comunicación con un segundo sistema 120. El sistema 110 incluye un procesador 112 de datos (de transmisión) que (1) recibe o genera datos, (2) procesa los datos para proporcionar diversidad de antenas, de frecuencias, o una combinación de las mismas, y (3) proporciona símbolos de modulación procesados a un cierto número de moduladores (MOD) 114a a 114t. Cada modulador 114 procesa adicionalmente los símbolos de modulación y genera una señal de Frecuencia de Radio modulada, adecuada para la transmisión. Las señales de Frecuencia de Radio moduladas provenientes de los moduladores 114a a 114t se transmiten luego desde las respectivas antenas 116a a 116t, por los enlaces 118 de comunicaciones, al sistema 120.

En la FIG. 1, el sistema 120 incluye un cierto número de antenas receptoras 122a a 122r, que reciben las señales transmitidas y proporcionan las señales recibidas a los respectivos moduladores (DEMOD) 124a a 124r. Como se muestra en la FIG. 1, cada antena receptora 122 puede recibir señales desde una o más antenas transmisoras 116, según un cierto número de factores, tal como, por ejemplo, la modalidad operativa usada en el sistema 110, la orientabilidad de las antenas de transmisión y de recepción, las características de los enlaces de comunicación, y otros. Cada demodulador 124 demodula la respectiva señal recibida, usando un esquema de demodulación que es complementario al esquema de modulación usado en el transmisor. Los símbolos demodulados de los demoduladores 124a a 124r se proporcionan luego a un procesador 126 de datos (de recepción) que procesa adicionalmente los símbolos para proporcionar los datos de salida. El procesamiento de datos en las unidades transmisoras y receptoras se describe en más detalle más adelante.

La FIG. 1 muestra solamente la transmisión del enlace directo desde el sistema 110 al sistema 120. Esta configuración puede usarse para la notificación de datos y otras aplicaciones de transmisión unidireccional de datos. En un sistema de comunicaciones bidireccionales, también se proporciona un enlace inverso desde el sistema 120 al sistema 110, aunque no se muestra en la FIG. 1, para simplificar. Para el sistema bidireccional de comunicaciones, cada uno de los sistemas 110 y 120 puede funcionar como una unidad transmisora o una unidad receptora, o ambas, de forma concurrente, según que los datos estén transmitiéndose desde, o recibiéndose en, la unidad.

Para simplificar, se muestra el sistema 100 de comunicaciones incluyendo una unidad transmisora (es decir, el sistema 110) y una unidad receptora (es decir, el sistema 120). Sin embargo, en general, múltiples antenas transmisoras y múltiples antenas receptoras están presentes en cada unidad transmisora y en cada unidad receptora. El sistema de comunicaciones de la invención puede incluir cualquier número de unidades transmisoras y de unidades receptoras.

Cada unidad transmisora puede incluir una única antena transmisora o un cierto número de antenas transmisoras, tal como lo mostrado en la FIG. 1. De manera similar, cada unidad receptora puede incluir una única antena receptora o un cierto número de antenas receptoras, nuevamente tal como lo mostrado en la FIG. 1. Por ejemplo, el sistema de comunicaciones puede incluir un sistema central (es decir, similar a una estación base en el sistema de CDMA del estándar IS-95) con un cierto número de antenas que transmiten datos a, y reciben datos de, un cierto número de sistemas remotos (es decir, unidades de abonado, similares a las estaciones remotas en el sistema de CDMA), algunos de los cuales pueden incluir una antena, y otros de ellos pueden incluir múltiples antenas.

Según se usa en el presente documento, una antena se refiere a una colección de uno o más elementos de antena que están distribuidos en el espacio. Los elementos de antena pueden estar físicamente situados en una única sede, o bien distribuidos en múltiples sedes. Los elementos de antena físicamente cosituados en una única sede pueden operarse como una formación de antenas (p. ej., tal como para una estación base de CDMA). Una red de antenas consiste en una colección de formaciones o elementos de antena que están físicamente separados (p. ej., varias estaciones base de CDMA). Una formación de antenas o una red de antenas puede diseñarse con la capacidad de formar haces y de transmitir múltiples haces desde la formación o red de antenas. Por ejemplo, una estación base de CDMA puede diseñarse con la capacidad de transmitir hasta tres haces a tres secciones distintas de un área (o sectores) de cobertura desde la misma formación de antenas. Así, los tres haces pueden verse como tres transmisiones desde tres antenas.

El sistema de comunicaciones de la invención puede diseñarse para proporcionar un esquema de comunicaciones de múltiples usuarios y múltiple acceso, capaz de dar soporte a unidades de abonado con distintos requisitos, así como capacidades. El esquema permite que el ancho de banda operativo total del sistema, W (p. ej., de 1,2288 MHz), se comparta eficazmente entre distintos tipos de servicios que pueden tener requisitos sumamente dispares de velocidad de datos, de retardo y de calidad de servicio (QoS).

Los ejemplos de tales tipos dispares de servicios incluyen servicios de voz y servicios de datos. Los servicios de voz se caracterizan habitualmente por una baja velocidad de datos (p. ej., entre 8 kbps y 32 kbps), un breve retardo de procesamiento (p. ej., un retardo unidireccional global entre 3 mseg y 100 mseg), y un uso sostenido de un canal de comunicaciones durante un periodo extenso de tiempo. Los breves requisitos de retardo impuestos por los servicios de voz requieren habitualmente una pequeña fracción de los recursos del sistema a dedicar a cada llamada de voz durante la llamada. En cambio, los servicios de datos se caracterizan por tráficos de a “ráfagas” en los cuales se envían cantidades variables de datos en momentos esporádicos. La cantidad de datos puede variar significativamente entre

ráfaga y ráfaga, y entre usuario y usuario. Para una alta eficacia, el sistema de comunicaciones de la invención puede diseñarse con la capacidad de adjudicar una parte de los recursos disponibles a servicios de voz, según se requiera, y los recursos restantes a los servicios de datos. Una fracción de los recursos disponibles del sistema también pueden dedicarse a ciertos servicios de datos o a ciertos tipos de servicios de datos.

La distribución de las velocidades de datos alcanzables por cada unidad de abonado puede variar ampliamente entre algunos valores instantáneos mínimos y máximos (p. ej., entre 200 kbps y más de 20 Mbps). La velocidad de datos alcanzable para una unidad específica de abonado en cualquier momento dado puede estar influida por un cierto número de factores, tales como la cantidad de potencia transmisora disponible, la calidad del enlace de comunicaciones (es decir, la razón C / I), el esquema de codificación, y otros. El requisito de la velocidad de datos de cada unidad de abonado también puede variar ampliamente entre un valor mínimo (p. ej., 8 kbps, para una llamada de voz) hasta el extremo de la máxima velocidad instantánea que dispone de soporte (p. ej., 20 Mbps para servicios de datos con numerosas ráfagas).

El porcentaje del tráfico de voz y de datos es habitualmente una variable aleatoria que cambia a lo largo del tiempo. Según ciertos aspectos de la invención, para dar soporte eficazmente a ambos tipos de servicios de forma concurrente, el sistema de comunicaciones de la invención se diseña con la capacidad de adjudicar dinámicamente los recursos disponibles en base a la cantidad del tráfico de voz y de datos. Se describe más adelante un esquema para adjudicar recursos dinámicamente. Otro esquema para adjudicar recursos se describe en la Solicitud de Patente Estadounidense con Nº de Serie 08 / 963.386.

El sistema de comunicaciones de la invención proporciona las características y ventajas descritas anteriormente, y es capaz de dar soporte a distintos tipos de servicios con requisitos dispares. Las características se alcanzan empleando la diversidad de antenas, de frecuencias, o temporal, o una combinación de las mismas. La diversidad de antenas, de frecuencias, o temporal, puede lograrse independientemente y seleccionarse dinámicamente.

Según se usa en el presente documento, la diversidad de antenas se refiere a la transmisión y / o recepción de datos por más de una antena, la diversidad de frecuencias se refiere a la transmisión de datos por más de una subbanda, y la diversidad temporal se refiere a la transmisión de datos durante más de un periodo temporal. La diversidad de antenas, de frecuencia y temporal pueden incluir subcategorías. Por ejemplo, la diversidad de transmisión se refiere al uso de más de una antena transmisora a fin de mejorar la fiabilidad del enlace de comunicaciones, la diversidad de recepción se refiere al uso de más de una antena receptora a fin de mejorar la fiabilidad del enlace de comunicaciones, y la diversidad espacial se refiere al uso de múltiples antenas transmisoras y receptoras para mejorar la fiabilidad y / o para aumentar la capacidad del enlace de comunicaciones. La diversidad de transmisión y de recepción también puede usarse en combinación para mejorar la fiabilidad del enlace de comunicaciones, sin aumentar la capacidad del enlace. Pueden lograrse así diversas combinaciones de diversidad de antenas, de frecuencias y temporal, y están dentro del alcance de la presente invención.

La diversidad de frecuencias puede proporcionarse mediante el uso de un esquema de modulación de multiportadora, tal como el multiplexado ortogonal por división de frecuencia (OFDM), que admite la transmisión de datos por diversas subbandas del ancho de banda operativo. La diversidad temporal se logra transmitiendo los datos en distintos momentos, lo que puede lograrse más fácilmente con el uso del multiplexado por división del tiempo (TDM). Estos diversos aspectos del sistema de comunicación de la invención se describen en mayor detalle más adelante.

Según un aspecto de la invención, la diversidad de antenas se logra empleando un número de (NT) antenas transmisoras en la unidad transmisora o un número de (NR) antenas receptoras en la unidad receptora, o bien múltiples antenas en las unidades tanto transmisoras como receptoras. En un sistema de comunicaciones terrestre (p. ej., un sistema celular, un sistema de notificación, un sistema MMDS [Sistema de Distribución Multicanal Multipunto] y otros), una señal modulada de Frecuencia de Radio desde una unidad transmisora puede llegar a la unidad receptora mediante un cierto número de trayectos de transmisión. Las características de los trayectos de transmisión varían habitualmente a lo largo del tiempo, en base a un cierto número de factores. Si se usa más de una antena transmisora

o receptora, y si los trayectos de transmisión entre las antenas transmisoras y receptoras son independientes (es decir, no correlacionados), lo que es generalmente cierto al menos en cierta medida, entonces la probabilidad de recibir correctamente la señal transmitida aumenta según aumenta el número de antenas. En general, según aumenta el número de antenas transmisoras y receptoras, aumenta la diversidad y mejoran los rendimientos.

La diversidad de antenas se proporciona dinámicamente en base a las características del enlace de comunicaciones para proporcionar los rendimientos requeridos. Por ejemplo, un mayor grado de diversidad de antenas puede proporcionarse para algunos tipos de comunicación (p. ej., la señalización), para algunos tipos de servicios (p. ej., la voz), para algunas características del enlace de comunicaciones (p. ej., una baja razón C / I) o para algunas otras condiciones o consideraciones.

Según se usa en el presente documento, la diversidad de antenas incluye la diversidad transmisora y la diversidad receptora. Para la diversidad transmisora, los datos se transmiten por múltiples antenas transmisoras. Habitualmente,

el procesamiento adicional se realiza sobre los datos transmitidos desde las antenas transmisoras para lograr la diversidad deseada. Por ejemplo, los datos transmitidos desde distintas antenas transmisoras pueden retardarse o reordenarse en el tiempo, o codificarse e intercalarse entre las antenas transmisoras disponibles. Además, la diversidad de frecuencias y la temporal pueden usarse conjuntamente con las distintas antenas transmisoras. Para la diversidad receptora, las señales moduladas se reciben por múltiples antenas receptoras, y la diversidad se logra recibiendo sencillamente las señales mediante distintos trayectos de transmisión.

Según otro aspecto de la invención, la diversidad de frecuencias puede lograrse empleando un esquema de modulación de multiportadora. Un tal esquema, que tiene numerosas ventajas, es el OFDM. Con la modulación por OFDM, el canal de transmisión global se divide esencialmente en un cierto número de (L) subcanales paralelos que se usan para transmitir los mismos, o distintos, datos. El canal de transmisión global ocupa el ancho de banda operativo total de W, y cada uno de los subcanales ocupa una subbanda con un ancho de banda de W / L, y se centra en una frecuencia central distinta. Cada subcanal tiene un ancho de banda que es una parte del ancho de banda operativa total. Cada uno de los subcanales también puede considerarse un canal independiente de transmisión de datos, que puede asociarse a un esquema específico (y posiblemente único) de procesamiento, codificación y modulación, según se describe más adelante.

Los datos pueden dividirse y transmitirse por cualquier conjunto definido de dos o más subbandas, para proporcionar diversidad de frecuencias. Por ejemplo, la transmisión a una unidad específica de abonado puede ocurrir por el subcanal 1 en la ranura temporal 1, el subcanal 5 en la ranura temporal 2, el subcanal 2 en la ranura temporal 3, y así sucesivamente. Como otro ejemplo, los datos para una unidad específica de abonado pueden transmitirse por los subcanales 1 y 2 en la ranura temporal 1 (p. ej., con los mismos datos transmitiéndose por ambos subcanales), los subcanales 4 y 6 en la ranura temporal 2, sólo el subcanal 2 en la ranura temporal 3, y así sucesivamente. La transmisión de datos por distintos subcanales a lo largo del tiempo puede mejorar los rendimientos de un sistema de comunicaciones que experimente desvanecimiento selectivo de frecuencia y distorsión de canal. Otras ventajas de la modulación por OFDM se describen más adelante.

Según otro aspecto más de la invención, la diversidad temporal se logra transmitiendo datos en distintos momentos, lo que puede lograrse más fácilmente usando el multiplexado por división del tiempo (TDM). Para los servicios de datos (y posiblemente para los servicios de voz), la transmisión de datos ocurre durante ranuras temporales que pueden seleccionarse para brindar inmunidad a la degradación dependiente del tiempo en el enlace de comunicaciones. La diversidad temporal también puede lograrse a través del uso de la intercalación.

Por ejemplo, la transmisión a una unidad específica de abonado puede ocurrir durante las ranuras temporales 1 a x, o durante un subconjunto de las posibles ranuras temporales de 1 a x (p. ej., las ranuras temporales 1, 5, 8, etc.). La cantidad de datos transmitidos en cada ranura temporal puede ser variable o fija. La transmisión durante múltiples ranuras temporales mejora la probabilidad de la correcta recepción de los datos debida a, por ejemplo, al ruido de impulso y a la interferencia.

La combinación de diversidad de antenas, de frecuencias y temporal permite al sistema de comunicaciones de la invención brindar robustas rendimientos. La diversidad de antenas, de frecuencias y / o temporal mejora la probabilidad de la recepción correcta de al menos algunos de los datos transmitidos, que pueden usarse entonces (p. ej., mediante la descodificación) para corregir algunos errores que puedan haber ocurrido en las otras transmisiones. La combinación de diversidad de antenas, de frecuencias y temporal también permite al sistema de comunicaciones asimilar de manera concurrente distintos tipos de servicios con requisitos dispares de velocidad de datos, retardo de procesamiento y calidad de servicio.

El sistema de comunicaciones de la invención puede ser diseñado y operado en un cierto número de distintas modalidades de comunicaciones, empleando cada modalidad de comunicaciones la diversidad de antenas, de frecuencias o temporal, o una combinación de las mismas. Las modalidades de comunicaciones incluyen, por ejemplo, una modalidad de comunicaciones de diversidad y una modalidad de comunicaciones de MIMO. Diversas combinaciones de las modalidades de comunicaciones de diversidad y de MIMO también pueden disponer de soporte por parte del sistema de comunicaciones. Además, otras modalidades de comunicaciones pueden implementarse y están dentro del alcance de la presente invención.

La modalidad de comunicaciones de diversidad emplea la diversidad transmisora y / o receptora, la de frecuencias, o la temporal, o una combinación de las mismas, y se usa en general para mejorar la fiabilidad del enlace de comunicaciones. En una implementación de la modalidad de comunicaciones de diversidad, la unidad transmisora selecciona un esquema de modulación y codificación (p. ej., la configuración) entre un conjunto finito de posibles configuraciones, que son conocidas por las unidades receptoras. Por ejemplo, cada canal de sobregasto, y cada canal común, puede asociarse a una configuración específica que sea conocida para todas las unidades receptores. Al usar la modalidad de comunicaciones de diversidad para un usuario específico (p. ej., para una llamada de voz o una transmisión de datos), la modalidad y / o la configuración pueden ser conocidas a priori (p. ej., de una configuración anterior) o ser negociadas (p. ej., mediante un canal común) por la unidad receptora.

En la modalidad de comunicaciones de diversidad, los datos se transmiten por uno o más subcanales, desde una o más antenas y en uno o más periodos temporales. Los subcanales adjudicados pueden asociarse a la misma antena, o pueden ser subcanales asociados a distintas antenas. En una aplicación común de la modalidad de comunicaciones de diversidad, que también se denomina una modalidad “pura” de comunicaciones de diversidad, los datos se transmiten desde todas las antenas transmisoras disponibles a la unidad receptora de destino. La modalidad pura de comunicaciones de diversidad puede usarse en los casos en que los requisitos de velocidad de datos son bajos, o cuando la razón C / I es baja, o cuando los dos hechos son ciertos.

La modalidad de comunicaciones de MIMO emplea la diversidad de antenas en ambos extremos del enlace de comunicación y se usa generalmente tanto para mejorar la fiabilidad como para aumentar la capacidad del enlace de comunicaciones. La modalidad de comunicaciones de MIMO puede emplear adicionalmente diversidad de frecuencias y / o temporal en combinación con la diversidad de antenas. La modalidad de comunicaciones de MIMO, que también puede denominarse en el presente documento la modalidad espacial de comunicaciones, emplea una o más modalidades de procesamiento, a describir más adelante.

La modalidad de comunicaciones de diversidad, en general, tiene una menor eficacia espectral que la modalidad de comunicaciones de MIMO, especialmente a altos niveles de la razón C / I. Sin embargo, en valores entre bajos y moderados de la razón C / I, la modalidad de comunicaciones de diversidad logra una eficacia comparable y puede ser más sencilla de implementar. En general, el uso de la modalidad de comunicaciones de MIMO proporciona una mayor eficacia espectral cuando se usa, especialmente en valores entre moderados y altos de la razón C / I. La modalidad de comunicaciones de MIMO puede, por tanto, usarse ventajosamente cuando los requisitos de velocidad de datos están entre moderados y altos.

El sistema de comunicaciones puede diseñarse para dar soporte de forma concurrente a las modalidades de comunicaciones, tanto de diversidad como de MIMO. Las modalidades de comunicaciones pueden aplicarse de diversas maneras y, para una mayor flexibilidad, pueden aplicarse independientemente con respecto a los subcanales. La modalidad de comunicaciones de MIMO se aplica habitualmente a usuarios específicos. Sin embargo, cada modalidad de comunicaciones puede aplicarse independientemente en cada subcanal, entre un subconjunto de subcanales, entre todos los subcanales, o con algún otro criterio. Por ejemplo, el uso de la modalidad de comunicaciones de MIMO puede aplicarse a un usuario específico (p. ej., un usuario de datos) y, concurrentemente, el uso de la modalidad de comunicaciones de diversidad puede aplicarse a otro usuario específico (p. ej., un usuario de voz) por un subcanal distinto. La modalidad de comunicaciones de diversidad puede también aplicarse, por ejemplo, en subcanales que experimentan una mayor pérdida de trayecto.

El sistema de comunicaciones de la invención también puede diseñarse para dar soporte a un cierto número de modalidades de procesamiento. Cuando la unidad transmisora está provista de información que indica las condiciones (es decir, el “estado”) de los enlaces de comunicaciones, puede realizarse un procesamiento adicional en la unidad transmisora para mejorar adicionalmente las rendimientos y para aumentar la eficacia. La información de estado de canal (CSI) completa, o la CSI parcial, puede estar disponible para la unidad transmisora. La CSI completa incluye una caracterización suficiente del trayecto de propagación (es decir, la amplitud y la fase) entre todos los pares de antenas transmisoras y receptoras para cada subbanda. La CSI completa también incluye la razón C / I para cada subbanda. La CSI completa puede realizarse en un conjunto de matrices de valores complejos de ganancia que describen las condiciones de los trayectos de transmisión desde las antenas transmisoras hasta las antenas receptoras, según se describe más adelante. La CSI parcial puede incluir, por ejemplo, la razón C / I de la subbanda. Con CSI completa o CSI parcial, la unidad transmisora preacondiciona los datos antes de la transmisión a la unidad receptora.

La unidad transmisora puede preacondicionar las señales presentadas a las antenas transmisoras de una manera que sea única para una unidad receptora específica (p. ej., el preacondicionamiento se realiza para cada subbanda asignada a esa unidad receptora). Mientras el canal no cambie apreciablemente desde el momento en que es medido por la unidad receptora, y enviado posteriormente de vuelta al transmisor y usado para preacondicionar la transmisión, la unidad receptora de destino puede demodular la transmisión. En esta implementación, una comunicación de MIMO basada en la CSI completa sólo puede ser demodulada por la unidad receptora asociada a la CSI usada para preacondicionar las señales transmitidas.

En las modalidades de procesamiento de CSI parcial, o sin CSI, la unidad transmisora puede emplear un esquema común de modulación y codificación (p. ej., en cada transmisión de canal de datos), que puede ser luego demodulado (en teoría) por todas las unidades receptoras. En la modalidad de procesamiento de CSI parcial, una única unidad receptora puede especificar la razón C / I, y la modulación empleada en todas las antenas puede seleccionarse en consecuencia (p. ej., para la transmisión fiable) para esa unidad receptora. Otras unidades receptoras pueden intentar demodular la transmisión y, si tienen la razón adecuada de C / I, pueden ser capaces de recuperar con éxito la transmisión. Un canal común (p. ej., de notificación) puede usar una modalidad de procesamiento sin CSI para llegar a todos los usuarios.

Como ejemplo, supongamos que la modalidad de comunicaciones de MIMO se aplica a un flujo de datos de canal que

se transmite por un subcanal específico desde cuatro antenas transmisoras. El flujo de datos de canal se demultiplexa en cuatro subflujos de datos, un subflujo de datos por cada antena transmisora. Cada subflujo de datos se modula luego usando un esquema específico de modulación (p. ej., M-PSK, M-QAM u otro), seleccionado en base a la CSI para esa subbanda y para esa antena transmisora. Se generan así cuatro subflujos de modulación para los cuatro subflujos de datos, incluyendo cada subflujo de modulación un flujo de símbolos de modulación. Los cuatro subflujos de modulación se preacondicionan luego usando la matriz de autovectores, según lo expresado más adelante en la ecuación (1), para generar símbolos de modulación preacondicionados. Los cuatro flujos de símbolos de modulación preacondicionados se proporcionan, respectivamente, a los cuatro combinadores de las cuatro antenas transmisoras. Cada combinador combina los símbolos de modulación preacondicionados recibidos con los símbolos de modulación para los otros subcanales, a fin de generar un flujo de vectores de símbolos de modulación para la antena transmisora asociada.

El procesamiento basado en la CSI completa se emplea habitualmente en la modalidad de comunicaciones de MIMO, donde flujos paralelos de datos se transmiten a un usuario específico en cada uno de los automodalidades de canal para cada uno de los subcanales adjudicados. Un procesamiento similar, basado en la CSI completa, puede realizarse allí donde solamente un subconjunto de las automodalidades disponibles está asimilado en cada uno de los subcanales adjudicados (p. ej., para implementar la dirección de los haces). Debido al coste asociado al procesamiento de CSI completa (p. ej., complejidad aumentada en las unidades transmisoras y receptoras, sobregasto aumentado para la transmisión de la CSI desde la unidad receptora a la unidad transmisora, etc.), el procesamiento de CSI completa puede aplicarse en ciertos casos en la modalidad de comunicaciones de MIMO, allí donde el aumento adicional en las rendimientos y la eficacia está justificado.

En los casos en que no se dispone de la CSI completa, puede estar disponible información menos descriptiva sobre el trayecto de transmisión (o la CSI parcial), y puede usarse para preacondicionar los datos antes de la transmisión. Por ejemplo, la razón C / I de cada uno de los subcanales puede estar disponible. La información de C / I puede usarse entonces para controlar la transmisión desde diversas antenas transmisoras, a fin de proporcionar las rendimientos requeridas en los subcanales de interés y de aumentar la capacidad del sistema.

Según se usan en el presente documento, las modalidades de procesamiento basadas en la CSI completa indican modalidades de procesamiento que usan la CSI completa, y las modalidades de procesamiento basadas en la CSI parcial indican modalidades de procesamiento que usan la CSI parcial. Las modalidades de procesamiento basadas en la CSI completa incluyen, por ejemplo, la modalidad de MIMO de CSI completa, que utiliza el procesamiento basado en la CSI completa en la modalidad de comunicaciones de MIMO. Las modalidades basadas en la CSI parcial incluyen, por ejemplo, la modalidad de MIMO de CSI parcial que utiliza el procesamiento basado en la CSI parcial en la modalidad de comunicaciones de MIMO:

En los casos en que se emplea el procesamiento de CSI completo o de CSI parcial para permitir a la unidad transmisora preacondicionar los datos usando la información disponible del estado del canal (p. ej., las automodalidades o la razón C / I), se requiere la información de retroalimentación desde la unidad receptora, que usa una parte de la capacidad del enlace inverso. Por lo tanto, hay un coste asociado a las modalidades de procesamiento basadas en la CSI completa y en la CSI parcial. El costo debería ser incluido como factor en la elección de qué modalidad de procesamiento se ha de emplear. La modalidad de procesamiento basada en la CSI parcial requiere menos sobregasto y puede ser más eficaz en algunos casos. La modalidad de procesamiento basada en la falta de CSI no requiere ningún sobregasto y también puede ser más eficaz que la modalidad de procesamiento basada en la CSI completa o la modalidad de procesamiento basada en la CSI parcial, en algunas otras circunstancias.

La FIG. 2 es un diagrama que ilustra gráficamente al menos algunos de los aspectos del sistema de comunicaciones de la invención. La FIG. 2 muestra un ejemplo específico de una transmisión desde una de las NT antenas de transmisión en una unidad transmisora. En la FIG. 2, el eje horizontal es el tiempo y el eje vertical es la frecuencia. En este ejemplo, el canal de transmisión incluye 16 subcanales y se usa para transmitir una secuencia de símbolos de OFDM, cubriendo cada símbolo de OFDM todos los 16 subcanales (un símbolo de OFDM se indica en el extremo superior de la FIG. 2 e incluye a todas las 16 subbandas). También se ilustra una estructura de TDM en la cual la transmisión de datos se divide en ranuras temporales, teniendo cada ranura temporal la duración, por ejemplo, de la longitud de un símbolo de modulación (es decir, cada símbolo de modulación se usa como el intervalo de TDM).

Los subcanales disponibles pueden usarse para transmitir señalización, voz, datos de tráfico y otros. En el ejemplo mostrado en la FIG. 2, el símbolo de modulación en la ranura temporal 1 corresponde a datos piloto, que se transmiten periódicamente para ayudar a las unidades receptoras a sincronizarse y a realizar la estimación del canal. También pueden usarse otras técnicas para distribuir datos piloto con respecto al tiempo y a la frecuencia, y están dentro del alcance de la presente invención. Además, puede ser ventajoso utilizar un esquema específico de modulación durante el intervalo piloto si se emplean todos los subcanales (p. ej., un código de PN con una duración de segmento de aproximadamente 1 / W). La transmisión del símbolo piloto de modulación ocurre habitualmente a una específica velocidad de tramas, que se selecciona usualmente para que sea lo bastante rápida a fin de permitir el rastreo preciso de las variaciones en el enlace de comunicaciones.

Las ranuras temporales no usadas para las transmisiones piloto pueden luego usarse para transmitir diversos tipos de datos. Por ejemplo, los subcanales 1 y 2 pueden reservarse para la transmisión de datos de control y de notificación a las unidades receptoras. Los datos en estos subcanales están generalmente concebidos para ser recibidos por todas las unidades receptoras. Sin embargo, algunos de los mensajes por el canal de control pueden ser específicos del usuario, y pueden codificarse en consecuencia.

Los datos de voz y los datos de tráfico pueden transmitirse en los restantes subcanales. Para el ejemplo mostrado en la FIG. 2, se usa el subcanal 3 en las ranuras temporales 2 a 9 para la llamada 1 de voz, se usa el subcanal 4 en las ranuras temporales 2 a 9 para la llamada 2 de voz, se usa el subcanal 5 en las ranuras temporales 5 a 9 para la llamada 3 de voz y se usa el subcanal 6 en las ranuras temporales 7 a 9 para la llamada 5 de voz.

Los restantes subcanales y ranuras temporales disponibles pueden usarse para transmisiones de datos de tráfico. En el ejemplo mostrado en la FIG. 2, la transmisión de datos 1 usa los subcanales 5 a 16 en la ranura temporal 2 y los subcanales 7 a 16 en la ranura temporal 7, la transmisión de datos 2 usa los subcanales 5 a 16 en las ranuras temporales 3 y 4 y los subcanales 6 a 16 en las ranuras temporales 5, la transmisión de datos 3 usa los subcanales 6 a 16 en la ranura temporal 6, la transmisión de datos 4 usa los subcanales 7 a 16 en la ranura temporal 8, la transmisión de datos 5 usa los subcanales 7 a 11 en la ranura temporal 9, y la transmisión de datos 6 usa los subcanales 12 a 16 en la ranura temporal 9. Las transmisiones de datos 1 a datos 6 pueden representar transmisiones de datos de tráfico a una o más unidades receptoras.

El sistema de comunicaciones de la invención da soporte flexiblemente a las transmisiones de datos de tráfico. Como se muestra en la FIG. 2, una transmisión específica de datos (p. ej., datos 2) puede ocurrir por múltiples subcanales y /

o múltiples ranuras temporales, y múltiples transmisiones de datos (p. ej., datos 5 y datos 6) pueden ocurrir en una ranura temporal. Una transmisión de datos (p. ej., datos 1) puede también ocurrir durante ranuras temporales no contiguas. El sistema puede también diseñarse para dar soporte a múltiples transmisiones de datos por un subcanal. Por ejemplo, los datos de voz pueden multiplexarse con datos de tráfico y transmitirse por un único subcanal.

El multiplexado de las transmisiones de datos puede cambiar potencialmente entre un símbolo de OFDM a otro. Además, la modalidad de comunicaciones puede ser distinta entre un usuario y otro (p. ej., entre una transmisión de voz o datos a otra). Por ejemplo, los usuarios de voz pueden usar la modalidad de comunicaciones de diversidad, y los usuarios de datos pueden usar las modalidades de comunicaciones de MIMO: Este concepto puede extenderse al nivel de los subcanales. Por ejemplo, un usuario de datos puede usar la modalidad de comunicaciones de MIMO en subcanales que tengan una suficiente razón C / I, y la modalidad de comunicaciones de diversidad en los restantes subcanales.

La diversidad de antenas, de frecuencia y temporal pueden lograrse, respectivamente, transmitiendo datos desde múltiples antenas, por múltiples subcanales en distintas subbandas, y durante múltiples ranuras temporales. Por ejemplo, la diversidad de antenas para una transmisión específica (p. ej., la llamada 1 de voz) puede lograrse transmitiendo los datos (de voz) por un subcanal específico (p. ej., el subcanal 1) por dos o más antenas. La diversidad de frecuencias para una transmisión específica (p. ej., la llamada 1 de voz) puede lograrse transmitiendo los datos por dos o más subcanales en distintas subbandas (p. ej., los subcanales 1 y 2). Puede obtenerse una combinación de diversidad de antenas y de frecuencias transmitiendo datos desde dos o más antenas y por dos o más subcanales. La diversidad temporal puede lograrse transmitiendo datos durante múltiples ranuras temporales. Por ejemplo, según se muestra en la FIG. 2., la transmisión de datos 1 en la ranura temporal 7 es una parte (p. ej., nueva o repetida) de la transmisión de datos 1 en la ranura temporal 2.

Los mismos, o distintos, datos pueden transmitirse desde múltiples antenas y / o por múltiples subbandas, a fin de obtener la diversidad deseada. Por ejemplo, los datos pueden transmitirse por: (1) un subcanal desde una antena, (2) un subcanal (p. ej., el subcanal 1) desde múltiples antenas, (3) un subcanal desde todas las NT antenas, (4) un conjunto de subcanales (p. ej., los subcanales 1 y 2) desde una antena, (5) un conjunto de subcanales desde múltiples antenas, (6) un conjunto de subcanales desde todas las NT antenas o (7) un conjunto de canales desde un conjunto de antenas (p. ej., el subcanal 1 desde las antenas 1 y 2 en una ranura temporal, los subcanales 1 y 2 desde la antena 2 en otra ranura temporal, y así sucesivamente). Así, puede usarse cualquier combinación de subcanales y antenas para proporcionar la diversidad de antenas y de frecuencias.

Según ciertas realizaciones de la invención que proporcionan la máxima flexibilidad y que son capaces de lograr altas rendimientos y eficacia, cada subcanal en cada ranura temporal para cada antena transmisora puede verse como una unidad de transmisión independiente (es decir, un símbolo de modulación) que puede usarse para transmitir cualquier tipo de datos, tales como datos piloto, de señalización, de notificación, de voz, de tráfico, y otros, o una combinación de los mismos (p. ej., datos multiplexados de voz y tráfico). En tal diseño, a una llamada de voz pueden adjudicarse dinámicamente distintos subcanales a lo largo del tiempo.

Se logran adicionalmente flexibilidad, rendimientos y eficacia permitiendo la independencia entre los símbolos de modulación, según se describe más adelante. Por ejemplo, cada símbolo de modulación puede generarse a partir de

un esquema de modulación (p. ej., M-PSK, M-QAM y otros) que dé como resultado el mejor uso del recurso en ese momento, frecuencia y espacio específicos.

Puede establecerse un cierto número de restricciones para simplificar el diseño y la implementación de las unidades transmisoras y receptoras. Por ejemplo, una llamada de voz puede asignarse a un subcanal específico por la duración de la llamada, o hasta el momento en que se realice una reasignación de subcanal. Además, los datos de señalización y / o de notificación puede ser designados para algunos subcanales fijos (p. ej., el subcanal 1 para datos de control y el subcanal 2 para datos de notificación, según se muestra en la FIG. 2), de modo que las unidades receptoras sepan a priori qué subcanales demodular para recibir los datos.

Además, cada canal o subcanal de transmisión de datos puede restringirse a un esquema de modulación específico (p. ej., M-PSK, M-QAM) por la duración de la transmisión, o hasta el momento en que se asigne un nuevo esquema de modulación. Por ejemplo, en la FIG. 2, la llamada 1 de voz por el subcanal 3 usa QPSK, la llamada 2 de voz por el subcanal 4 puede usar 16-QAM, la transmisión de datos 1 en la ranura temporal 2 puede usar 8-PSK, la transmisión de datos 2 en las ranuras temporales 3 a 5 puede usar 16-QAM, y así sucesivamente.

El uso de TDM permite mayor flexibilidad en la transmisión de datos de voz y datos de tráfico, y pueden contemplarse diversas asignaciones de recursos. Por ejemplo, puede asignarse a un usuario un subcanal para cada ranura temporal o, equivalentemente, cuatro subcanales cada cuarta ranura temporal, o algunas otras adjudicaciones. El TDM permite que los datos se compongan y se transmitan en la(s) ranura(s) temporal(es) designada(s), para una eficacia mejorada.

Si la actividad de voz está implementada en el transmisor, entonces, en los intervalos donde no se está transmitiendo ninguna voz, el transmisor puede asignar otros usuarios al subcanal, de modo que se maximice la eficacia del subcanal. En el caso de que no se disponga de ningún dato para transmitir durante los periodos ociosos de voz, el transmisor puede disminuir (o apagar) la potencia transmitida en el subcanal, reduciendo los niveles de interferencia presentados a otros usuarios en el sistema que estén usando el mismo subcanal en otra célula en la red. La misma característica puede extenderse también a los canales de sobregasto, de control, de datos y otros canales.

La adjudicación de una pequeña parte de los recursos disponibles durante un periodo temporal continuo da habitualmente como resultado menores retardos, y puede ser más adecuada para servicios sensibles al retardo, tales como la voz. La transmisión usando TDM puede proporcionar una mayor eficacia, al precio de posibles retardos adicionales. El sistema de comunicaciones de la invención puede adjudicar recursos para satisfacer requisitos del usuario y lograr alta eficacia y altas rendimientos.

Medición y notificación de información de estado de canal en un sistema de MIMO

Dada la complejidad de un sistema que usa múltiples antenas transmisoras y múltiples antenas receptoras, con los efectos dispersivos asociados de canal, la técnica de modulación preferida es OFDM, que descompone efectivamente el canal en un conjunto de canales de banda estrecha no interferentes, o subcanales. Con el adecuado diseño de señales de OFDM, una señal transmitida por un subcanal ve “desvanecimiento plano”, es decir, la respuesta del canal es efectivamente constante sobre el ancho de banda del subcanal. La información de estado del canal, o CSI, incluye una suficiente caracterización del trayecto de propagación (es decir, la amplitud y la fase) entre todos los pares de antenas transmisoras y receptoras para cada subcanal. La CSI también incluye la información de los niveles relativos de interferencia y ruido en cada subcanal, que se conoce como información de razón C / I. La CSI puede realizarse en un conjunto de matrices de valores complejos de ganancia que describen las condiciones de los trayectos de transmisión desde las antenas transmisoras hasta las antenas receptoras, según se describe más adelante. Con la CSI, la unidad transmisora preacondiciona los datos antes de la transmisión a la unidad receptora.

El procesamiento de la CSI se describe brevemente más adelante. Cuando la CSI está disponible en la unidad transmisora, un enfoque sencillo es descomponer el canal de múltiple entrada / múltiple salida en un conjunto de canales independientes. Dada la función de transferencia de canal en los transmisores, los autovectores izquierdos pueden usarse para transmitir distintos flujos de datos. El alfabeto de modulación usado con cada autovector está determinado por la razón C / I disponible de esa modalidad, dada por los autovalores. Si H es la matriz de dimensiones NR x NT que da la respuesta del canal para los NT elementos de antena transmisora y los NR elementos de antena receptora en un momento específico, y x es el vector-NT de entradas al canal, entonces la señal recibida puede expresarse como:

y = Hx + n,

donde n es un vector-NR que representa el ruido más la interferencia. La descomposición en autovectores de la matriz Hermitiana formada por el producto de la matriz de canal con su traspuesta conjugada puede expresarse como:

donde el símbolo * indica la traspuesta conjugada, E es la matriz de autovectores y Ë es una matriz diagonal de autovalores, ambas de dimensión NTxNT. El transmisor convierte un conjunto de NT símbolos b de modulación usando la matriz E de autovectores. Los símbolos de modulación transmitidos desde las NT antenas transmisoras pueden por tanto expresarse como:

x = Eb.

Para todas las antenas, el preacondicionamiento puede lograrse de tal manera por una operación de multiplicación de matrices, expresada como:

donde b1, b2, ... y bNT son, respectivamente, los símbolos de modulación para un subcanal específico en las antenas 10 transmisoras 1, 2, ..., NT, donde cada símbolo de modulación puede generarse usando, por ejemplo, M-PSK, M-QAM, etc., según se describe más adelante;

E = es la matriz de autovectores vinculada con la pérdida de transmisión desde las antenas transmisoras hasta las antenas receptoras; y

x1, x2, ..., xNT son los símbolos de modulación preacondicionados, que pueden expresarse como:

y

Como H*H es Hermitiana, la matriz de autovectores es unitaria. Así, si los elementos de b tienen igual potencia, los elementos de x también tienen igual potencia. La señal recibida puede luego expresarse como:

y = HEb + n.

El receptor realiza una operación de filtrado coincidente con canal; seguida por la multiplicación por los autovectores derechos. El resultado de la operación de filtrado coincidente con canal es el vector z, que puede expresarse como:

donde el nuevo término de ruido tiene una covarianza que puede expresarse como:

es decir, los componentes de ruido son independientes, con varianza dada por los autovalores. La razón C / I del iésimo componente de z es λi, el i-ésimo elemento diagonal de E.

La unidad transmisora puede por tanto seleccionar un alfabeto de modulación (es decir, una constelación de señales) para cada uno de los autovectores en base a la razón C / I que está dada por el autovalor. Siempre que las condiciones 30 de canal no cambien apreciablemente en el intervalo entre el momento en que se mide la CSI en el receptor, y el momento en que se difunde y se usa para preacondicionar la transmisión en el transmisor, los rendimientos del sistema de comunicaciones serán equivalentes a los de un conjunto de canales independientes de AWGN (Ruido Gaussiano

Blanco Aditivo) con razones de C / I conocidas.

La unidad transmisora 140 convierte datos en múltiples subcanales de datos. Se emplean distintas constelaciones de QAM, según la SNR (Razón entre señal y ruido) de la modalidad y del subcanal. Los datos para cada subcanal son preacondicionados por la matriz de automodalidades para ese subcanal. Los datos preacondicionados para una antena específica se someten a una operación de Transformada Rápida de Fourier inversa (IFFT) para producir una señal del dominio temporal. Se adosa una extensión cíclica o un prefijo cíclico a la señal del dominio temporal a fin de mantener la ortogonalidad entre los subcanales de OFDM en presencia de dispersión temporal en el canal de propagación. Se genera un valor de símbolo extendido para cada subcanal de OFDM, que se denominará en adelante un símbolo de OFDM. Los símbolos de OFDM se transmiten desde las múltiples antenas transmisoras.

Las múltiples antenas en la unidad receptora 145 reciben señales. Las señales recibidas se someten a una operación de Transformada de Fourier Discreta (DFT) para canalizar las señales recibidas. Se procesan los datos de cada subcanal para todas las antenas receptoras. En esta etapa de procesamiento, la información con respecto a las características de canal se extrae de los datos, y se convierte a un formato más comprimido. Una técnica de compresión es el uso de la respuesta conjugada de canal y la matriz de automodalidades para reducir la cantidad de información necesaria para describir las características del canal. Se transmite un mensaje que contiene la información de estado de canal comprimida, desde la unidad receptora 145 a la unidad transmisora 140, que se usará luego para preacondicionar transmisiones adicionales.

Para facilitar la obtención de la CSI, la onda transmisora está compuesta de símbolos piloto conocidos para un preámbulo inicial. Las ondas piloto para distintas antenas transmisoras comprenden conjuntos disjuntos de subcanales de OFDM.

Con la modulación de OFDM, el canal de propagación se divide en L subcanales paralelos. A fin de determinar rápidamente la CSI, se transmite un preámbulo inicial que consiste enteramente en símbolos conocidos. A fin de distinguir eficazmente las diferentes respuestas de canal de los distintos patrones de antena transmisora-receptora, se adjudican a las señales piloto subconjuntos disjuntos de subcanales. Un subcanal compuesto por los subcanales {0, 1, 2, ..., 2n-1} se descompone en cuatro subconjuntos disjuntos de subcanales, A = {0, 4, 8, ..., 2n-4}, B = {1, 5, 9, ..., 2n-3}, C = {2, 6, 10, ..., 2n-2} y D = {3, 7, 11, ..., 2n-1}. El subconjunto A de subcanales se transmite por la antena transmisora Tx1, el subconjunto B de subcanales se transmite por la antena transmisora Tx2, el subconjunto C de subcanales se transmite por la antena transmisora Tx3 y el subconjunto D de subcanales se transmite por la antena transmisora Tx4. En general, cada antena transmisora transmite por cada N-ésimo subcanal a través del canal, de modo que todos los subcanales sean disjuntos entre las antenas transmisoras. Los símbolos piloto conocidos pueden transmitirse por todos los subcanales en un subconjunto de subcanales. La separación mínima entre los subcanales usados por una antena transmisora específica es una función de los parámetros del canal. Si la respuesta del canal tiene una gran dispersión de retardo, entonces puede ser necesaria una separación dosificada. Si el número de antenas es lo bastante grande como para que no pueda lograrse la separación requerida para todos los usuarios con un único símbolo de OFDM, entonces puede emplearse un cierto número de símbolos consecutivos de OFDM, adjudicándose a cada antena un subconjunto disjunto de subcanales sobre uno o más de los múltiples símbolos piloto.

Desde cada antena transmisora en una unidad transmisora, la unidad receptora recibe símbolos piloto por subcanales disjuntos y toma determinaciones en cuanto a las características de canal de los subcanales disjuntos. Como se ha expuesto anteriormente, la unidad receptora puede tener una o más antenas receptoras. Supongamos que x = {xi, i = 1, ..., K} son los valores de símbolos piloto que han de transmitirse por K subcanales piloto para una única antena transmisora. La unidad receptora recibirá los valores yij = hijxi + nij, donde hij es la respuesta compleja de canal para el iésimo subcanal piloto recibido en la j-ésima antena receptora, y nij es ruido. A partir de esta relación, la unidad receptora puede determinar estimaciones ruidosas de la respuesta de canal de K subcanales de una única antena transmisora. Estas estimaciones ruidosas pueden usarse para obtener estimaciones para todos los subcanales del canal de propagación, a través de un cierto número de procedimientos distintos, tales como la interpolación simple, hasta la estimación más compleja, usando información a priori de la dispersión de canal y del nivel de ruido. Las estimaciones pueden mejorarse transmitiendo símbolos piloto sobre símbolos consecutivos de OFDM y promediando luego las estimaciones para cada símbolo consecutivo de OFDM.

Las estimaciones se generan en cada antena receptora para cada antena transmisora que difunde símbolos piloto. La CSI para el canal de propagación completa puede representarse por el conjunto de matrices de respuesta de canal {Hi, i = 1, 2, ..., 2n}, donde la matriz Hi está asociada al i-ésimo subcanal, y los elementos de cada matriz Hi son {hijk, j = 1, ..., Nr, k = 1, ..., Nt}, los valores complejos de respuesta de canal para cada una de las Nt antenas transmisoras y Nr antenas receptoras.

El uso de subconjuntos disjuntos de subcanales puede aplicarse además en un sistema en el cual los enlaces múltiples, p. ej., un canal de propagación desde una unidad transmisora a una o más unidades receptoras, están situados en estrecha proximidad. En un sistema donde una estación base transmite señales según los sectores, el área de transmisión de un sector puede solaparse con el área de transmisión de otro sector. En una estación base ideal, las

antenas transmisoras en cada sector transmiten señales en una dirección que es completamente disjunta con las direcciones asignadas a las antenas transmisoras de los otros sectores. Desafortunadamente, existen áreas de solapamiento en la mayoría de las estaciones base con sectores. Usando esta realización de la invención, a todas las antenas transmisoras de una estación base se adjudican subconjuntos distintos de subcanales para evitar la interferencia entre los sectores de esa estación base. De manera similar, las estaciones base vecinas también pueden ser la causa de interferencia significativa, y pueden asignarse conjuntos disjuntos de subcanales entre las estaciones base.

En general, el cálculo de la respuesta de canal puede hacerse para cada enlace al que está adjudicado un subconjunto disjunto de subcanales, de la misma manera en que se calcula la respuesta para el enlace principal. Sin embargo, una cantidad reducida de la CSI desde estos enlaces interferentes puede notificarse a la unidad transmisora. Por ejemplo, la información en cuanto al nivel promedio de interferencia total de los enlaces vecinos puede transmitirse y usarse para determinar la velocidad de datos con soporte disponible del enlace principal. Si varios enlaces interferentes dominan el nivel promedio de interferencia total, entonces la información de interferencia de estos enlaces puede notificarse individualmente al sistema a fin de determinar un agrupamiento más eficaz de subcanales en cada subconjunto disjunto de subcanales.

Otra información de CSI que puede llevarse a la unidad transmisora es la potencia medida total en los subcanales no asignados al enlace principal. La potencia medida total de los subcanales asignados a los enlaces vecinos da una estimación de la interferencia total, más la potencia de ruido. Si se usan varios símbolos de OFDM como el símbolo piloto, entonces la respuesta medida media de canal y los valores de señal recibidos y efectivos pueden usarse para hacer una estimación directa del ruido total en un subcanal dado.

En general, la asignación de subcanales para una red de estaciones base debería seguir un patrón de “reutilización de frecuencia”, en el cual los mismos subcanales se usan solamente cuando los enlaces están suficientemente separados en distancia. Si un gran número de enlaces están interfiriendo entre sí, entonces el número de subcanales de OFDM puede ser inadecuado para permitir la asignación de subcanales para cada símbolo piloto de OFDM. En esta circunstancia, a las antenas transmisoras pueden asignarse subcanales para cada P-ésimo símbolo piloto, donde P es un valor entero mayor que uno (1).

En otra realización de la invención, el esquema de OFDM está diseñado para crear valores de símbolos de OFDM que minimicen o eliminen la interferencia entre antenas transmisoras que usan bien subcanales idénticos, o bien subcanales disjuntos. Un código ortogonal, tal como la codificación de Walsh, puede usarse para transformar Q señales piloto en Q señales ortogonales, representativas de las señales piloto. En el caso en que se usa un código de Walsh, el número de señales piloto sería una potencia de dos. El uso de códigos ortogonales puede emplearse junto con los subconjuntos disjuntos de subcanales previamente expuestos, a fin de reducir la interferencia de los enlaces vecinos. Por ejemplo, en un sistema de MIMO de 4x4 con un ancho de banda de sistema de aproximadamente 1 MHz, supongamos que han de usarse 256 subcanales de OFDM. Si el multitrayecto se limita a diez microsegundos, los subcanales disjuntos que lleven símbolos piloto deberían separarse aproximadamente por 50 kHz entre uno y otro, o menos. Cada subcanal tiene aproximadamente 4 kHz de ancho, por lo que una separación de doce subcanales tiene 48 kHz de ancho. Si los subcanales de OFDM se dividen en doce conjuntos de veinte subcanales cada uno, se dejan dieciséis sin usar. Dos símbolos consecutivos de OFDM se usan como una señal piloto, y se emplea la codificación ortogonal sobre estos dos símbolos. Por lo tanto, hay veinticuatro asignaciones distintas de pilotos ortogonales. Estos veinticuatro pilotos ortogonales se asignan a distintas antenas transmisoras y enlaces, para minimizar la interferencia.

En otra realización de la invención, puede usarse un gran número de símbolos periódicos de OFDM como datos piloto. El número de símbolos de OFDM debe ser lo bastante grande como para que puedan hacerse mediciones precisas de los niveles de interferencia desde un gran número de distintas antenas transmisoras. Estos niveles medios de interferencia se usarían para configurar restricciones para todo el sistema sobre las transmisiones simultáneas desde diversas sedes, es decir, un esquema de borrado adaptable para conferir a todos los usuarios rendimientos casi equivalentes.

En una realización alternativa de la invención, la CSI de un canal de propagación de MIMO puede determinarse y transmitirse para un sistema de MIMO que no utiliza símbolos de OFDM como señales piloto. En cambio, puede usarse una secuencia de Registros de Desplazamiento de Longitud Máxima (secuencia m) para sondear el canal de propagación. Una secuencia m es la salida de un registro de desplazamiento con retroalimentación. Las secuencias m tienen propiedades deseables de autocorrelación, incluyendo la propiedad de que la correlación sobre un periodo completo de la secuencia con cualquier desplazamiento circular no nulo de la secuencia produce el valor -1, en donde los valores de la secuencia son + / -1. Por lo tanto, la correlación a desplazamiento cero es R, donde R es la longitud de la secuencia. A fin de mantener propiedades deseables, tales como la correlación en presencia de multitrayecto, debe repetirse una parte de la secuencia igual a la dispersión del retardo del canal.

Por ejemplo, si se sabe que el multitrayecto del canal está limitado a algún tiempo τm y la longitud de la secuencia piloto es al menos Rτm, entonces pueden usarse R desplazamientos distintos de la misma secuencia m con solamente una

mínima interferencia mutua. Estos R desplazamientos distintos se asignan a distintas antenas transmisoras de una estación base y otras estaciones base que son la causa de interferencia mayor.

A los enlaces en el sistema de MIMO que están separados a buena distancia pueden asignarse distintas secuencias m. Las propiedades de correlación cruzada de distintas secuencias m no exhiben las propiedades de correlación mínima de una secuencia única y sus desplazamientos, pero distintas secuencias m se comportan más o menos como secuencias aleatorias y proporcionan un nivel medio de correlación de √R, donde R es la longitud de la secuencia. Este nivel medio de correlación es generalmente adecuado para su uso en un sistema de MIMO, debido a la separación entre los enlaces.

Un registro de desplazamiento con retroalimentación genera todas las posibles secuencias m, de modo tal que las secuencias sean meramente versiones desplazadas de una única palabra de código de longitud R = 2m-1, donde m es un valor entero positivo. Por tanto, existe un número limitado de distintas secuencias m binarias. A fin de evitar la reutilización de la misma secuencia m en un área donde puede dar como resultado una interferencia significativa, pueden usarse versiones filtradas de secuencias m más largas. Una versión filtrada de una secuencia m ya no es binaria, pero exhibirá aún las mismas propiedades básicas de correlación.

Por ejemplo, supongamos que la secuencia piloto ha de transmitirse a una velocidad de 1 MHz, y que el multitrayecto está limitado a diez microsegundos. Supongamos que una estación base tiene tres sectores, en donde cuatro antenas transmisoras están asignadas a cada sector, para un total de doce antenas transmisoras por sede. Si se emplea una secuencia m de longitud 127, entonces pueden asignarse doce desplazamientos distintos de la secuencia a las antenas de una única estación base, con desplazamientos relativos de diez muestras cada uno. La longitud total del piloto transmitido es entonces de 137 microsegundos, que es un periodo completo de la secuencia más diez muestras adicionales para asimilar la dispersión del multitrayecto. Luego, a distintas estaciones base pueden asignarse distintas secuencias m, con secuencias m repetidas en un patrón de reutilización de código diseñado para minimizar los efectos de la interferencia desde la misma secuencia m.

Las realizaciones de la invención expuestas en este documento se han orientado al diseño y transmisión de señales piloto que permitirán a una persona experta en la técnica obtener las características del canal de propagación y notificar tales características a la sede de transmisión. Sin embargo, la CSI completa es una gran cantidad de información y además sumamente redundante. Se dispone de muchos procedimientos para comprimir la cantidad de información CSI a transmitir. Un procedimiento expuesto anteriormente es el uso de la matriz Hermitiana H*H, en donde H es la respuesta de canal según lo determinado en la unidad receptora. La matriz Hermitiana H*H puede notificarse a la unidad transmisora y usarse para preacondicionar las transmisiones. Debido a las propiedades de las matrices Hermitianas, sólo es necesario transmitir la mitad de los elementos de la matriz, tal como la parte triangular inferior compleja de la matriz H*H, y la diagonal de valores reales. Se obtiene eficacia adicional si el número de antenas receptoras es mayor que el número de antenas transmisoras. Otro procedimiento para reducir la cantidad de información transmitida a la unidad transmisora por el enlace inverso es informar sólo de un subconjunto de las matrices Hi de respuesta de canal a la unidad transmisora, del cual pueden determinarse las matrices de respuesta de canal no informadas, a través de esquemas de interpolación. En otro procedimiento, puede obtenerse una representación funcional de la respuesta de canal entre los subcanales para cada par de antenas transmisora / receptora, p. ej., puede generarse una función polinómica que representa la respuesta de canal. Los coeficientes de la función polinómica se transmiten luego a la unidad transmisora.

Como alternativa a estos procedimientos para comprimir información de CSI, una realización de la invención se orienta a la transmisión de una representación en el dominio temporal de la respuesta de canal, que es la respuesta de impulso de canal. Si una representación del dominio temporal de la respuesta de canal es sencilla, como en los casos donde hay solamente dos o tres componentes de multitrayecto, puede realizarse una FFT inversa sobre el conjunto de respuestas de frecuencia de canal. La operación de FFT inversa puede realizarse para cada enlace entre un par de antenas transmisora / receptora. Las respuestas de impulso de canal resultantes se traducen luego en un conjunto de amplitudes y retardos que se informan al transmisor.

Como se ha expuesto anteriormente, hay un coste asociado a la transmisión de la CSI en el enlace inverso, que se reduce cuando se implementan las realizaciones anteriores de la invención en el sistema de MIMO. Otro procedimiento para reducir el coste es seleccionar usuarios según el promedio a corto plazo de sus requisitos de CSI. Los requisitos de CSI cambian según se desvanece el canal, por lo que se logra una eficacia mejorada por el enlace inverso si los usuarios estiman la cantidad de CSI requerida, e informan a la estación base a intervalos que pueden ser periódicos o aperiódicos, según la velocidad de cambio del canal de propagación observado por el usuario. La estación base puede luego incluir este factor al planificar el uso de los enlaces directo e inverso. La planificación puede disponerse de modo tal que los usuarios asociados a canales de propagación que cambian lentamente informen menos frecuentemente que los usuarios asociados a canales de propagación que cambian rápidamente. La estación base también puede disponer la planificación para tener en cuenta factores tales como el número de usuarios del sistema y la imparcialidad.

En otro aspecto de esta realización de la invención, puede asignarse un intervalo temporal de modo tal que las

actualizaciones de la CSI en un largo periodo de transmisión puedan ajustarse según los cambios efectivos en el canal de propagación. Los cambios en el canal de propagación pueden monitorizarse en la sede receptora, de una entre un cierto número de maneras posibles. Por ejemplo, puede determinarse la diferencia entre la decisión de software sobre los símbolos y el valor más próximo de constelación de QAM, y usarse como un criterio, o bien pueden usarse los tamaños relativos de métricas de descodificador. Cuando la calidad de un criterio dado cae por debajo de un umbral predeterminado, se informa de una actualización de la CSI a la unidad transmisora.

El perfil global de retardo de potencia de multitrayecto de un enlace cambia muy lentamente, porque la potencia media observada en diversos retardos permanece constante, incluso aunque el desvanecimiento de canal puede ocurrir frecuentemente. Por tanto, la cantidad de CSI requerida para caracterizar un enlace puede variar significativamente de un enlace a otro. Para optimizar los rendimientos, la codificación de la CSI se personaliza para los requisitos del enlace específico. Si la CSI se envía en forma de dominio de frecuencia, es decir, un conjunto de matrices de respuesta de canal que han de interpolarse, entonces los enlaces con poco multitrayecto requieren sólo un pequeño conjunto de matrices de respuesta de canal.

Componentes estructurales de un sistema de comunicación de alta eficacia y altos rendimientos

La FIG. 3 es un diagrama en bloques de un procesador 112 de datos y un modulador 114 del sistema 110 en la FIG. 1. El flujo compuesto de datos de entrada, que incluye todos los datos a transmitir por el sistema 110, se proporciona a un demultiplexador (DEMUX) 310 dentro del procesador 112 de datos. El demultiplexador 310 demultiplexa el flujo de datos de entrada en un cierto número (K) de flujos de datos de canal, S1 a Sk. Cada flujo de datos de canal puede corresponder, por ejemplo, a un canal de señalización, un canal de notificación, una llamada de voz o una transmisión de datos de tráfico. Cada flujo de datos de canal se proporciona a un respectivo codificador 312 que codifica los datos usando un esquema de codificación específico.

La codificación puede incluir codificación de corrección de errores o codificación de detección de errores, o ambas, usadas para aumentar la fiabilidad del enlace. Más específicamente, tal codificación puede incluir, por ejemplo, la intercalación, la codificación convolutiva, la codificación Turbo, la codificación de Trellis, la codificación en bloque (p. ej., la codificación de Reed-Solomon), la codificación del control de redundancia cíclica (CRC) y otras. La codificación Turbo se describe en mayor detalle en la Solicitud de Patente Estadounidense con Nº de Serie 09 / 205.511, admitida el 4 de diciembre de 1998, titulada “Turbo Code Interleaver Using Linear Congruential Sequences” [“Intercalador de código turbo que usa secuencias congruentes lineales”], y en un documento titulado “La propuesta candidata del cdma2000 ITU-R RTT”, denominado en adelante en el presente documento el estándar IS-2000.

La codificación puede realizarse canal por canal, es decir, en cada flujo de datos de canal, según se muestra en la FIG.

3. Sin embargo, la codificación también puede realizarse sobre el flujo compuesto de datos de entrada, sobre un cierto número de flujos de datos de canal, sobre una parte de un flujo de datos de canal, entre un conjunto de antenas, entre un conjunto de subcanales, entre un conjunto de subcanales y antenas, entre cada subcanal, sobre cada símbolo de modulación, o sobre alguna otra unidad de tiempo, espacio y frecuencia. Los datos codificados de los codificadores 312a a 312k se proporcionan luego a un procesador 320 de datos que procesa los datos para generar símbolos de modulación.

En una implementación, el procesador 320 de datos asigna cada flujo de datos de canal a uno o más subcanales, a una o más ranuras temporales y sobre una o más antenas. Por ejemplo, para un flujo de datos de canal correspondiente a una llamada de voz, el procesador 320 de datos puede asignar un subcanal sobre una antena (si no se usa la diversidad transmisora) o múltiples antenas (si se usa la diversidad transmisora) durante tantas ranuras temporales como se necesiten para esa llamada. Para un flujo de datos de canal correspondiente a un canal de señalización o notificación, el procesador 320 de datos puede asignar el subcanal, o subcanales, designado(s) sobre una o más antenas, nuevamente según que se use o no la diversidad transmisora. El procesador 320 de datos asigna luego los restantes recursos disponibles para los flujos de datos de canal correspondientes a transmisiones de datos. Debido a la naturaleza de ráfagas de las transmisiones de datos y a la mayor tolerancia a los retardos, el procesador 320 de datos puede asignar los recursos disponibles de modo tal que se logren los objetivos del sistema, de altos rendimientos y alta eficacia. Las transmisiones de datos se “planifican” así para lograr los objetivos del sistema.

Después de asignar cada flujo de datos de canal a su(s) respectiva(s) ranura(s) temporal(es), subcanal(es) y antena(s), los datos en el flujo de datos de canal se modulan usando la modulación de multiportadora. La modulación de OFDM se usa para brindar numerosas ventajas. En una implementación de la modulación de OFDM, los datos en cada flujo de datos de canal se agrupan en bloques, teniendo cada bloque un número específico de bits de datos. Los bits de datos en cada bloque se asignan luego a uno o más subcanales asociados a ese flujo de datos de canal.

Los bits en cada bloque se demultiplexan luego en subcanales distintos, llevando cada uno de los subcanales un número potencialmente distinto de bits (es decir, en base a la razón C / I del subcanal y a si se emplea o no el procesamiento de MIMO). Para cada uno de estos subcanales, los bits se agrupan en símbolos de modulación usando un esquema de modulación específico (p. ej., M-PSK o M-QAM) asociado a ese subcanal. Por ejemplo, con 16-QAM, la

constelación de señales se compone de 16 puntos en un plano complejo (es decir, a + j*b), llevando cada punto en el plano complejo 4 bits de información. En la modalidad de procesamiento de MIMO, cada símbolo de modulación en el subcanal representa una combinación lineal de símbolos de modulación, cada uno de los cuales puede seleccionarse de una constelación distinta.

La colección de L símbolos de modulación forma un vector V de símbolos de modulación de dimensión L. Cada elemento del vector V de símbolos de modulación está asociado a un subcanal específico con una única frecuencia o tono, por el cual se transportan los símbolos de modulación. La colección de estos L símbolos de modulación son todos ortogonales entre sí. En cada ranura temporal y para cada antena, los L símbolos de modulación correspondientes a los L subcanales se combinan en un símbolo de OFDM usando una transformada rápida inversa de Fourier (IFFT). Cada símbolo de OFDM incluye datos de los flujos de datos de canal asignados a los L subcanales.

La modulación de OFDM se describe en mayor detalle en un artículo titulado “Modulación de multiportadora para la transmisión de datos: una idea cuyo momento ha llegado”, por John A. C. Bingham, Revista de Comunicaciones del IEEE, Mayo de 1990.

El procesador 320 de datos, de esta manera, recibe y procesa los datos codificados correspondientes a K flujos de datos de canal, para proporcionar NT vectores de símbolos de modulación, V1 a VNT, un vector de símbolos de modulación para cada antena transmisora. En algunas implementaciones, algunos de los vectores de símbolos de modulación pueden tener información duplicada sobre subcanales específicos concebidos para distintas antenas transmisoras. Los vectores de símbolos de modulación V1 a VNT se proporcionan, respectivamente, a los moduladores 114a a 114t.

En la FIG. 3, cada modulador 114 incluye una IFFT 330, un generador 332 de prefijo cíclico y un aumentador 334 de frecuencia. La IFFT 330 convierte los vectores de símbolos de modulación recibidos en sus representaciones del dominio temporal, llamados símbolos de OFDM. La IFFT 330 puede diseñarse para realizar la IFFT sobre cualquier número de subcanales (p. ej., 8, 16, 32, etc.). Alternativamente, para cada vector de símbolos de modulación convertido en un símbolo de OFDM, el generador 332 de prefijo cíclico repite una parte de la representación del dominio temporal del símbolo de OFDM para formar el símbolo de transmisión para la antena específica. El prefijo cíclico garantiza que el símbolo de transmisión retiene sus propiedades ortogonales en presencia de la dispersión de retardo de multitrayecto, mejorando por ello los rendimientos ante los efectos nocivos de trayecto, según se describe más adelante. La implementación de la IFFT 330 y del generador 332 de prefijo cíclico es conocida en la técnica y no se describe en detalle en el presente documento.

Las representaciones del dominio temporal de cada generador 332 de prefijo cíclico (es decir, los símbolos de transmisión para cada antena) son procesadas luego por el aumentador 332 de frecuencia, convertidas en una señal analógica, moduladas a una frecuencia de radio y acondicionadas (p. ej., amplificadas y filtradas) para generar una señal modulada de frecuencia de radio que se transmite luego desde la respectiva antena 116.

La FIG. 3 también muestra un diagrama en bloques de un procesador 320 de datos. Los datos codificados para cada flujo de datos de canal (es decir, el flujo de datos codificados, X) se proporcionan a un respectivo procesador 332 de datos de canal. Si el flujo de datos de canal ha de transmitirse por múltiples subcanales y / o múltiples antenas (sin duplicación de al menos algunas de las transmisiones), el procesador 332 de datos de canal demultiplexa el flujo de datos de canal en un cierto número (hasta L*NT) de subflujos de datos. Cada subflujo de datos corresponde a una transmisión por un subcanal específico en una antena específica.

En las implementaciones habituales, el número de subflujos de datos es menor que L*NT, ya que algunos de los subcanales se usan para señalización, voz y otros tipos de datos. Los subflujos de datos se procesan luego para generar los correspondientes subflujos para cada uno de los subcanales asignados, que se proporcionan luego a los combinadores 334. Los combinadores 334 combinan los símbolos de modulación designados para cada antena en vectores de símbolos de modulación que se proporcionan luego como un flujo de vectores de símbolos de modulación. Los NT flujos de vectores de símbolos de modulación para las NT antenas se proporcionan luego a los siguientes bloques de procesamiento (es decir, los moduladores 114).

En un diseño que brinda la mayor flexibilidad, los mejores rendimientos y la más alta eficacia, el símbolo de modulación a transmitir en cada ranura temporal, por cada subcanal, puede seleccionarse individual e independientemente. Esta característica admite el mejor uso del recurso disponible sobre las tres dimensiones: tiempo, frecuencia y espacio. El número de bits de datos transmitidos por cada símbolo de modulación puede, por tanto, diferir.

La FIG. 4A es un diagrama en bloques de un procesador 400 de datos de canal que puede usarse para procesar un flujo de datos de canal. El procesador 400 de datos de canal puede usarse para implementar un procesador 332 de datos de canal en la FIG. 3. La transmisión de un flujo de datos de canal puede ocurrir por múltiples subcanales (p. ej., como para los datos 1 en la FIG. 2) y también puede ocurrir desde múltiples antenas. La transmisión por cada subcanal y desde cada antena puede representar datos no duplicados.

Dentro del procesador 400 de datos de canal, un demultiplexador 420 recibe y demultiplexa el flujo de datos codificados, Xi, en un cierto número de flujos de datos de subcanal, Xi,1 a Xi,k, un flujo de datos de subcanal para cada subcanal usado para transmitir datos. El demultiplexado de datos puede ser uniforme o no uniforme. Por ejemplo, si se conoce alguna información acerca de los trayectos de transmisión (es decir, se conoce la CSI completa o la CSI parcial), el demultiplexador 420 puede dirigir más bits de datos a los subcanales capaces de transmitir más bps / Hz. Sin embargo, si no se conoce ninguna CSI, el demultiplexador 420 puede dirigir uniformemente números aproximadamente iguales de bits a cada uno de los subcanales adjudicados.

Cada flujo de datos de subcanal se proporciona luego a un respectivo procesador 430 de división espacial. Cada procesador 430 de división espacial puede demultiplexar adicionalmente el flujo recibido de datos de subcanal en un cierto número (hasta NT) de subflujos de datos, un subflujo de datos para cada antena usada para transmitir los datos. Así, después del demultiplexador 420 y el procesador 430 de división espacial, el flujo Xi de datos codificados puede demultiplexarse en hasta L*NT subflujos de datos a transmitir por hasta L subcanales desde hasta NT antenas.

En cualquier ranura temporal específica, hasta NT símbolos de modulación pueden ser generados por el procesador 430 de división espacial, y proporcionados a los NT combinadores 440a a 440t. Por ejemplo, el procesador 430a de división especial asignado al subcanal 1 puede proporcionar hasta NT símbolos de modulación para el subcanal 1 de las antenas 1 a NT. De manera similar, el procesador 430k de división espacial asignado al subcanal k puede proporcionar hasta NT símbolos para el subcanal k de las antenas 1 a NT. Cada combinador 440 recibe los símbolos de modulación para los L subcanales, combina los símbolos para cada ranura temporal en un vector de símbolos de modulación, y proporciona los vectores de símbolos de modulación como un flujo de vectores de símbolos de modulación, V, a la siguiente etapa de procesamiento (p. ej., el modulador 114).

El procesador 400 de datos de canal también puede diseñarse para proporcionar el procesamiento necesario para implementar las modalidades de procesamiento de CSI completa o de CSI parcial, descritas anteriormente. El procesamiento de la CSI puede realizarse en base a la información de CSI disponible y en los flujos de datos de canal, subcanales, antenas, etc., seleccionados. El procesamiento de la CSI también puede habilitarse e inhabilitarse selectiva y dinámicamente. Por ejemplo, el procesamiento de la CSI puede habilitarse para una transmisión específica e inhabilitarse para algunas otras transmisiones. El procesamiento de la CSI puede habilitarse bajo ciertas condiciones, por ejemplo, cuando el enlace de transmisión tiene una razón de C / I adecuada.

El procesador 400 de datos de canal en la FIG. 4A proporciona un alto nivel de flexibilidad. Sin embargo, tal flexibilidad no es habitualmente necesaria para todos los flujos de datos de canal. Por ejemplo, los datos para una llamada de voz se transmiten habitualmente por un subcanal para la duración de una llamada, o hasta un momento en el que reasigne el subcanal. El diseño del procesador de datos de canal puede simplificarse en gran medida para estos flujos de datos de canal.

La FIG. 4B es un diagrama en bloques del procesamiento que puede emplearse para un flujo de datos de canal tal como los datos de sobregasto, la señalización, la voz o los datos de tráfico. Un procesador 450 de división espacial puede usarse para implementar un procesador 332 de datos de canal en la FIG. 3 y puede usarse para dar soporte a un flujo de datos de canal, tal como, por ejemplo, una llamada de voz. Una llamada de voz se asigna habitualmente a un subcanal para múltiples ranuras temporales (p. ej., voz 1 en la FIG. 2) y puede transmitirse desde múltiples antenas. El flujo de datos codificados, Xj, se proporciona al procesador 450 de división espacial que agrupa los datos en bloques, teniendo cada bloque un número específico de bits que se usan para generar un símbolo de modulación. Los símbolos de modulación desde el procesador 450 de división espacial se proporcionan luego a uno o más combinadores 440 asociados a la(s) antena(s) usada(s) para transmitir el flujo de datos de canal.

Una implementación específica de una unidad transmisora capaz de generar la señal de transmisión mostrada en la FIG. 2 se describe ahora para una mejor comprensión de la invención. En la ranura temporal 2 en la FIG. 2, los datos de control se transmiten por el subcanal 1, los datos de notificación se transmiten por el subcanal 2, las llamadas 1 y 2 de voz se asignan, respectivamente, a los subcanales 3 y 4, y los datos de tráfico se transmiten por los subcanales 5 a

16. En este ejemplo, se supone que la unidad transmisora incluye cuatro antenas transmisoras (es decir, NT = 4) y cuatro señales de transmisión (es decir, cuatro señales moduladas de frecuencia de radio) se generan para las cuatro antenas.

La FIG. 5A es un diagrama en bloques de una parte de las unidades de procesamiento que pueden usarse para generar la señal de transmisión para la ranura temporal 2 en la FIG. 2. El flujo de datos de entrada se proporciona a un demultiplexador (DEMUX) 510 que demultiplexa el flujo en cinco flujos de datos de canal, S1 a S5, correspondientes al control, la notificación, la voz 1, la voz 2 y los datos 1 en la FIG. 2. Cada flujo de datos de canal se proporciona a un respectivo codificador 512 que codifica los datos usando un esquema de codificación seleccionado para ese flujo.

En este ejemplo, los flujos de datos de canal S1 a S3 se transmiten usando diversidad transmisora. Así, cada uno de los flujos de datos codificados X1 a X3 se proporciona a un respectivo procesador 532 de datos de canal que genera los símbolos de modulación para ese flujo. Los símbolos de modulación de cada uno de los procesadores 532a a 532c de

datos de canal se proporcionan luego a los cuatro combinadores 540a a 540d. Cada combinador 540 recibe los símbolos de modulación para todos los 16 subcanales designados para la antena asociada al combinador, combina los símbolos en cada subcanal en cada ranura temporal para generar un vector de símbolos de modulación y proporciona los vectores de símbolos de modulación como un flujo de vectores de símbolos de modulación, V, a un modulador asociado 114. Como se indica en la FIG. 5A, el flujo de datos de canal S1 se transmite por el subcanal 1 desde las cuatro antenas, el flujo de datos de canal S2 se transmite por el subcanal 2 desde las cuatro antenas, y el flujo de datos de canal S3 se transmite por el subcanal 3 desde las cuatro antenas.

La FIG. 5B es un diagrama en bloques de una parte de las unidades de procesamiento usadas para procesar los datos codificados para el flujo de datos de canal S4. En este ejemplo, el flujo de datos de canal S4 se transmite usando diversidad espacial (y no diversidad transmisora como la usada para los flujos de datos de canal S1 a S3). Con la diversidad espacial, los datos se demultiplexan y se transmiten (concurrentemente en cada uno de los subcanales asignados o sobre distintas ranuras temporales) por múltiples antenas. El flujo de datos codificado X4 se proporciona a un procesador 532d de datos de canal que genera los símbolos de modulación para ese flujo. Los símbolos de modulación en este caso son combinaciones lineales de símbolos de modulación seleccionados entre alfabetos de símbolos que corresponden a cada una de las automodalidades del canal. En este ejemplo, hay cuatro automodalidades distintas, cada una de las cuales es capaz de llevar una cantidad distinta de información. Como ejemplo, supongamos que la automodalidad 1 tiene una razón C / I que permite que la 64-QAM (6 bits) se transmita fiablemente, la automodalidad 2 permite la 16-QAM (4 bits), la automodalidad 3 permite la QPSK (2 bits) y la automodalidad 4 permite que se use la BPSK (1 bit). Así, la combinación de las cuatro automodalidades permite que se transmita un total de 13 bits de información simultáneamente como un efectivo símbolo de modulación por las cuatro antenas en el mismo subcanal. El símbolo de modulación efectivo para el subcanal asignado en cada antena es una combinación lineal de los símbolos individuales asociados a cada automodalidad, según lo descrito por la multiplicación matricial en la ecuación (1) anterior.

La FIG. 5C es un diagrama en bloques de una parte de las unidades de procesamiento usadas para procesar el flujo S5 de datos de canal. El flujo X5 de datos codificados se proporciona a un demultiplexador (DEMUX) 530 que demultiplexa el flujo X5 en doce flujos de datos de canal, X5,11 a X5,16, un flujo de datos de subcanal para cada uno de los subcanales adjudicados 5 a 16. Cada flujo de datos de subcanal se proporciona luego a un respectivo procesador 536 de datos de subcanal que genera los símbolos de modulación para el flujo asociado de datos de subcanal. El flujo de símbolos de subcanal proveniente de los procesadores 536a a 5361 de datos de canal se proporciona luego, respectivamente, a los demultiplexadores 538a a 5381. Cada demultiplexador 538 demultiplexa el flujo recibido de símbolos de subcanal en cuatro subflujos de símbolos, correspondiendo cada subflujo de símbolos a un subcanal específico en una antena específica. Los cuatro subflujos de símbolos de cada demultiplexador 538 se proporcionan luego a los cuatro combinadores 540a a 540d.

En la FIG. 5C, un flujo de datos de subcanal se procesa para generar un flujo de símbolos de subcanal que se demultiplexa luego en cuatro subflujos de símbolos, un subflujo de símbolos para un subcanal específico de cada antena. Esta implementación es distinta a la descrita para la FIG. 4A. En la FIG. 4A, el flujo de datos de subcanal designado para un subcanal específico se demultiplexa en un cierto número de subflujos de datos, un subflujo de datos para cada antena, y luego se procesa para generar los correspondientes subflujos de símbolos. El demultiplexado en la FIG. 5C se realiza después de la modulación de símbolos, mientras que el demultiplexado en la FIG. 4A se realiza antes de la modulación de símbolos. También pueden usarse otras implementaciones, y están dentro del alcance de la presente invención.

Cada combinación del procesador 536 de datos de subcanal y del demultiplexador 538 en la FIG. 5C actúa de manera similar, como la combinación del procesador 532d de datos de subcanal y del demultiplexador 534d en la FIG. 5B. La velocidad de cada subflujo de símbolos desde cada demultiplexador 538 es, en promedio, un cuarto de la velocidad del flujo de símbolos desde el procesador 536 asociado de datos de canal.

La FIG. 6 es un diagrama en bloques de una unidad receptora 600, con múltiples antenas receptoras, que puede usarse para recibir uno o más flujos de datos de canal. Una o más señales transmitidas desde una o más antenas transmisoras pueden ser recibidas por cada una de las antenas 610a a 610r, y encaminadas a un respectivo procesador 612 de interfaz frontal. Por ejemplo, la antena receptora 610a puede recibir un cierto número de señales transmitidas desde un cierto número de antenas transmisoras, y la antena receptora 610r puede recibir de manera similar múltiples señales transmitidas. Cada procesador 612 de interfaz frontal acondiciona (p. ej., filtra y amplifica) la señal recibida, reduce la frecuencia de la señal recibida a una frecuencia intermedia o banda base, y muestrea y cuantiza la señal con frecuencia reducida. Cada procesador 612 de interfaz frontal habitualmente demodula además las muestras asociadas a la antena específica con el piloto recibido, para generar muestras “coherentes” que se proporcionan luego a un respectivo procesador 614 de FFT, uno para cada antena receptora. Cada procesador 614 de FFT genera representaciones transformadas de las muestras recibidas y proporciona un respectivo flujo de vectores de símbolos de modulación. Los flujos de vectores de símbolos de modulación de los procesadores 614a a 614r de FFT se proporcionan luego al demultiplexador y a los combinadores 620, que canalizan el flujo de vectores de símbolos de

modulación desde cada procesador 614 de FFT en un cierto número (hasta L) de flujos de símbolos de subcanal. Los flujos de símbolos de subcanal de todos los procesadores 614 de FFT se procesan luego, en base a la modalidad de comunicaciones (p. ej., de diversidad o de MIMO) usada, antes de la demodulación y la descodificación.

Para un flujo de datos de canal transmitido usando la modalidad de comunicaciones de diversidad, los flujos de símbolos de subcanal desde todas las antenas usadas para la transmisión del flujo de datos de canal se presentan a un combinador que combina la información redundante con respecto al tiempo, el espacio y la frecuencia. El flujo de símbolos de modulación combinados se proporciona luego a un procesador 630 de canal (de diversidad) y se demodula en consecuencia.

Para un flujo de datos de canal transmitido usando la modalidad de comunicaciones de MIMO, todos los flujos de símbolos de subcanal usados para la transmisión del flujo de datos de canal se presentan a un procesador de MIMO que ortogonaliza los símbolos de modulación recibidos en cada subcanal, hacia las distintas automodalidades. El procesador de MIMO realiza el procesamiento descrito por la ecuación (2) anterior y genera un cierto número de subflujos de símbolos independientes, correspondientes al número de automodalidades usado en la unidad transmisora. Por ejemplo, el procesador de MIMO puede realizar la multiplicación de los símbolos de modulación recibidos con los autovectores izquierdos, para generar símbolos de modulación pos-acondicionados, que corresponden a los símbolos de modulación anteriores al procesador de la CSI completa en la unidad transmisora. Los flujos de símbolos (pos-acondicionados) se proporcionan entonces a un procesador 630 de canal (de MIMO) y se demodulan en consecuencia. Así, cada procesador 630 de canal recibe un flujo de símbolos de modulación (para la modalidad de comunicaciones de diversidad) o un cierto número de subflujos de símbolos (para la modalidad de comunicaciones de MIMO). Cada flujo o subflujo de símbolos de modulación se proporciona luego a un respectivo demodulador (DEMOD) que implementa un esquema de demodulación (p. ej., M-PSK, M-QAM u otros) que es complementario al esquema de modulación usado en la unidad transmisora para el subcanal que se está procesando. Para la modalidad de comunicaciones de MIMO, los datos demodulados de todos los demoduladores asignados pueden descodificarse luego independientemente, o multiplexarse en un flujo de datos de canal y descodificarse luego, según el procedimiento de codificación y modulación empleado en la unidad transmisora. Para ambas modalidades de comunicaciones de diversidad y de MIMO, el flujo de datos de canal desde el procesador 630 de canal puede proporcionarse luego a un respectivo descodificador 640 que implementa un esquema de descodificación complementario al usado en la unidad transmisora para el flujo de datos de canal. Los datos descodificados de cada descodificador 640 representan una estimación de los datos transmitidos para ese flujo de datos de canal.

La FIG. 6 representa una realización de una unidad receptora. Pueden contemplarse otros diseños, y están dentro del alcance de la presente invención. Por ejemplo, una unidad receptora puede diseñarse con sólo una antena receptora, o bien puede diseñarse capaz de procesar simultáneamente múltiples flujos de datos de canal (p. ej., voz, datos).

Como se ha indicado anteriormente, la modulación de multiportadora se usa en el sistema de comunicaciones de la invención. En particular, la modulación de OFDM puede emplearse para proporcionar un cierto número de ventajas, incluyendo rendimientos mejorados en un entorno de multitrayecto, complejidad de implementación reducida (en un cierto sentido, para la modalidad de MIMO de funcionamiento) y flexibilidad. Sin embargo, también pueden usarse otras variantes de la modulación de multiportadora, y están dentro del alcance de la presente invención.

La modulación de OFDM puede mejorar los rendimientos del sistema, debido a la dispersión de retardos de multitrayecto o al retardo diferencial de trayecto introducido por el entorno de propagación entre la antena transmisora y la antena receptora. El enlace de comunicaciones (es decir, el canal de frecuencia de radio) tiene una dispersión de retardo que puede ser potencialmente mayor que la recíproca del ancho de banda operativo del sistema, W. Debido a esto, un sistema de comunicaciones que emplea un esquema de modulación que tiene una duración de símbolo de transmisión menor que la dispersión de retardo experimentará la interferencia entre símbolos (ISI). La ISI distorsiona el símbolo recibido y aumenta la probabilidad de detección incorrecta.

Con la modulación de OFDM, el canal de transmisión (o el ancho de banda operativo) se divide esencialmente en un (gran) número de subcanales (o subbandas) paralelos que se usan para comunicar los datos. Debido a que cada uno de los subcanales tiene un ancho de banda que es habitualmente mucho menor que el ancho de banda de coherencia del enlace de comunicaciones, la ISI debida a la dispersión de retardo en el enlace se reduce significativamente, o se elimina, usando la modulación de OFDM. Por el contrario, la mayoría de los esquemas convencionales de modulación

(p. ej., QPSK) son sensibles a la ISI a menos que la velocidad de símbolos de transmisión sea pequeña en comparación con la dispersión de retardo del enlace de comunicaciones.

Como se ha indicado anteriormente, los prefijos cíclicos pueden usarse para combatir los efectos nocivos del multitrayecto. Un prefijo cíclico es una parte de un símbolo de OFDM (usualmente la parte frontal, después de la IFFT) que se envuelve alrededor del final del símbolo. El prefijo cíclico se usa para retener la ortogonalidad del símbolo de OFDM, que es habitualmente destruida por el multitrayecto.

Como ejemplo, consideremos un sistema de comunicaciones en el cual la dispersión de retardo del canal es menor

que 10 μseg. Cada símbolo de OFDM tiene adosado al mismo un prefijo cíclico que garantiza que el símbolo global retiene sus propiedades ortogonales en presencia de la dispersión de retardo del multitrayecto. Dado que el prefijo cíclico no lleva ninguna información adicional, es esencialmente sobregasto. Para mantener una buena eficacia, la duración del prefijo cíclico se selecciona para que sea una pequeña fracción de la duración global del símbolo de transmisión. Para el ejemplo anterior, usando un sobregasto del 5% para considerar el prefijo cíclico, una duración de símbolo de transmisión de 200 μseg es adecuada para una dispersión máxima de retardo de canal de 10 μseg. La duración de símbolo de transmisión de 200 μseg corresponde a un ancho de banda de 5 kKz para cada una de las subbandas. Si el ancho de banda global del sistema es de 1,2288 MHz, pueden proporcionarse 250 subcanales de aproximadamente 5 kHz. En la práctica, es conveniente que el número de subcanales sea una potencia de dos. Así, si la duración del símbolo de transmisión se aumenta hasta 205 μseg y el ancho de banda del sistema se divide entre M = 256 subbandas, cada subcanal tendrá un ancho de banda de 4,88 kHz.

En ciertas realizaciones de la invención, la modulación de OFDM puede reducir la complejidad del sistema. Cuando el sistema de comunicaciones incorpora tecnología de MIMO, la complejidad asociada a la unidad receptora puede ser significativa, en particular cuando está presente el multitrayecto. El uso de la modulación de OFDM permite que cada uno de los subcanales sea tratado de manera independiente por el procesamiento de MIMO empleado. Así, la modulación de OFDM puede simplificar significativamente el procesamiento de señales en la unidad receptora cuando se usa la tecnología de MIMO.

La modulación de OFDM también puede ofrecer flexibilidad añadida al compartir el ancho de banda del sistema, W, entre múltiples usuarios. Específicamente, el espacio de transmisión disponible para símbolos de OFDM puede compartirse entre un grupo de usuarios. Por ejemplo, puede adjudicarse a los usuarios de voz de baja velocidad un subcanal o una fracción de un subcanal en símbolos de OFDM, mientras que los restantes subcanales pueden adjudicarse a los usuarios de datos, en base a la demanda compuesta. Además, los datos de sobregasto, notificación y control pueden llevarse en algunos de los subcanales disponibles o (posiblemente) en una parte de un subcanal.

Como se ha descrito anteriormente, cada subcanal en cada ranura temporal se asocia a un símbolo de modulación que se selecciona entre algún alfabeto tal como M-PSK o M-QAM. En ciertas realizaciones, el símbolo de modulación en cada uno de los L subcanales puede seleccionarse de modo tal que se haga el uso más eficiente de ese subcanal. Por ejemplo, el subcanal 1 puede generarse usando QPSK, el subcanal 2 puede generarse usando BPSK, el subcanal 3 puede generarse usando 16-QAM, etc. Así, para cada ranura temporal, hasta L símbolos de modulación para los L subcanales se generan y se combinan para generar el vector de símbolos de modulación para esa ranura temporal.

Uno o más subcanales pueden adjudicarse a uno o más usuarios. Por ejemplo, a cada usuario de voz puede adjudicarse un único subcanal. Los subcanales restantes pueden adjudicarse dinámicamente a usuarios de datos. En este caso, los subcanales restantes pueden adjudicarse a un único usuario de datos, o dividirse entre múltiples usuarios de datos. Además, algunos subcanales pueden reservarse para transmitir datos de sobregasto, notificación y control. En ciertas realizaciones de la invención, puede ser deseable cambiar la asignación de subcanal desde (posiblemente) un símbolo de modulación a otro de manera seudoaleatoria, para aumentar la diversidad y proporcionar algún promedio de interferencia.

En un sistema de CDMA, la potencia transmisora en cada transmisión del enlace inverso se controla de modo tal que se alcance la tasa de errores de trama (FER) requerida en la estación base con la mínima potencia transmisora, minimizando por ello la interferencia a otros usuarios en el sistema. En el enlace directo del sistema de CDMA, la potencia transmisora también se ajusta para aumentar la capacidad del sistema.

En el sistema de comunicaciones de la invención, la potencia de transmisión en los enlaces directo e inverso puede controlarse para minimizar la interferencia y maximizar la capacidad del sistema. El control de potencia puede lograrse de varias maneras. Por ejemplo, el control de potencia puede realizarse sobre cada flujo de datos de canal, sobre cada subcanal, sobre cada antena, o sobre alguna otra unidad de medición. Cuando se opera en la modalidad de comunicaciones de diversidad, si la pérdida de trayecto de una antena específica es grande, la transmisión desde esta antena puede reducirse o enmudecerse, ya que poco puede ganarse en la unidad receptora. De manera similar, si la transmisión ocurre por múltiples subcanales, puede transmitirse menos potencia por el subcanal, o subcanales, que experimenta(n) la mayor pérdida de trayecto.

En una implementación, el control de potencia puede lograrse con un mecanismo de retroalimentación similar al usado en el sistema de CDMA. La información de control de potencia puede enviarse periódicamente o autónomamente desde la unidad receptora a la unidad transmisora, para dirigir a la unidad transmisora a fin de aumentar o reducir su potencia transmisora. Los bits de control de potencia pueden generarse en base, por ejemplo, a la BER o FER en la unidad receptora.

La FIG. 7 muestra gráficos que ilustran la eficacia espectral asociada a algunas de las modalidades de comunicaciones del sistema de comunicaciones de la invención. En la FIG. 7, el número de bits por símbolo de modulación para una tasa dada de errores de bit se da como una función de la razón C / I para un cierto número de configuraciones de

sistema. La notación NTxNR indica la dimensión de la configuración, con NT = al número de antenas transmisoras y NR = al número de antenas receptoras. Se simulan dos configuraciones de diversidad, a saber, 1x2 y 1x4, y cuatro configuraciones de MIMO, a saber, 2x2, 2x4, 4x4 y 8x4, y los resultados se proporcionan en la FIG. 7.

Como se muestra en los gráficos, el número de bits por símbolo para una BER dada oscila entre menos de 1 bps / Hz y casi 20 bps / Hz. A valores bajos de la razón C / I, la eficacia espectral de la modalidad de comunicaciones de diversidad y de la modalidad de comunicaciones de MIMO son similares, y la mejora en la eficacia es menos notable. Sin embargo, a mayores valores de la razón C / I, el aumento en la eficacia espectral con el uso de la modalidad de comunicaciones de MIMO se torna más drástico. En ciertas configuraciones de MIMO, y para ciertas condiciones, la mejora instantánea puede aumentar hasta 20 veces.

De estos gráficos puede observarse que la eficacia espectral generalmente aumenta según aumenta el número de antenas transmisoras y receptoras. La mejora también se limita generalmente al menor entre NT y NR. Por ejemplo, ambas configuraciones de diversidad, 1x2 y 1x4, alcanzan asintóticamente los 6 bps / Hz, aproximadamente.

Al examinar las diversas velocidades de datos alcanzables, los valores de eficacia espectral dados en la FIG. 7 pueden aplicarse a los resultados subcanal por subcanal, para obtener la gama de velocidades de datos posible para el subcanal. Como ejemplo, para una unidad de abonado que funciona con una razón C / I de 5 dB, la eficacia espectral alcanzable para esta unidad de abonado está entre 1 bps / Hz y 2,25 bps / Hz, según la modalidad de comunicaciones empleada. Así, en un subcanal de 5 kHz, esta unidad de abonado puede sostener una velocidad máxima de datos en la gama entre 5 kbps y 10,5 kbps. Si la razón de C/ I es de 10 dB, la misma unidad de abonado puede sostener velocidades máximas de datos en la gama entre 10,5 kbps y 25 kbps por subcanal. Con 256 subcanales disponibles, la máxima velocidad de datos sostenida para una unidad de abonado que funciona a una razón C / I de 10 dB es entonces de 6,4 Mbps. Así, dados los requisitos de la velocidad de datos de la unidad de abonado y la razón C/ I operativa para la unidad de abonado, el sistema puede adjudicar el número necesario de subcanales para satisfacer los requisitos. En el caso de servicios de datos, el número de subcanales adjudicados por ranura temporal puede variar según, por ejemplo, otra carga de tráfico.

El enlace inverso del sistema de comunicaciones puede diseñarse similar en estructura al enlace directo. Sin embargo, en lugar de canales de notificación y de control común, puede haber canales de acceso aleatorio definidos en subcanales específicos o en específicas posiciones de símbolos de modulación de la trama, o ambos. Estos pueden ser usados por algunas de, o todas, las unidades de abonado para enviar solicitudes breves (p. ej., registro, solicitud de recursos, etc.) a la estación central. En los canales de acceso común, las unidades de abonado pueden emplear modulación y codificación comunes. Los canales restantes pueden adjudicarse a usuarios individuales como en el enlace directo. La adjudicación y des-adjudicación de recursos (en ambos enlaces directo e inverso) pueden ser controladas por el sistema y pueden comunicarse por el canal de control en el enlace directo.

Una consideración de diseño para el enlace inverso es el máximo retardo de propagación diferencial entre la unidad de abonado más cercana y la unidad de abonado más alejada. En sistemas donde este retardo es pequeño con respecto a la duración del prefijo cíclico, puede no ser necesario realizar la corrección en la unidad transmisora. Sin embargo, en sistemas en los cuales el retardo es significativo, el prefijo cíclico puede extenderse para tener en cuenta el retardo incremental. En algunos casos, puede ser posible hacer una estimación razonable del retardo de ida y vuelta y corregir el tiempo de transmisión de modo tal que el símbolo llegue a la estación central en el instante correcto. Usualmente hay algún error residual, por lo que el prefijo cíclico puede también extenderse adicionalmente para asimilar este error residual.

En el sistema de comunicaciones, algunas unidades de abonado en el área de cobertura pueden ser capaces de recibir señales desde más de una estación central. Si la información transmitida por múltiples estaciones centrales es redundante por dos o más subcanales y / o desde dos o más antenas, las señales recibidas pueden combinarse y ser demoduladas por la unidad de abonado usando un esquema de combinación de diversidad. Si el prefijo cíclico empleado es suficiente para abordar el retardo de propagación diferencial entre la llegada más temprana y la más tardía, las señales pueden combinarse (óptimamente) en el receptor y demodularse correctamente. Esta recepción de diversidad es bien conocida en las aplicaciones de notificación de OFDM. Cuando los subcanales se adjudican a unidades específicas de abonado, es posible que la misma información por un subcanal específico se transmita desde un cierto número de estaciones centrales a una unidad específica de abonado. Este concepto es similar al traspaso suave usado en los sistemas de CDMA.

Como se ha mostrado anteriormente, la unidad transmisora y la unidad receptora están ambas implementadas con diversas unidades de procesamiento que incluyen diversos tipos de procesadores de datos, codificadores, IFFT, FFT, demultiplexadores, combinadores, etc. Estas unidades de procesamiento pueden implementarse de diversas maneras, tal como un circuito integrado específico para la aplicación (ASIC), un procesador de señales digitales, un microcontrolador, un microprocesador, u otros circuitos electrónicos diseñados para realizar las funciones descritas en el presente documento. Además, las unidades de procesamiento pueden implementarse con un procesador de propósito general o un procesador especialmente diseñado, operado para ejecutar códigos de instrucción que logran las funciones descritas en el presente documento. Así, las unidades de procesamiento descritas en el presente documento pueden implementarse usando hardware, software, o una combinación de ambos.

La descripción precedente de las realizaciones preferidas se proporciona para permitir a cualquier persona experta en la técnica hacer o usar la presente invención. Diversas modificaciones a estas realizaciones serán inmediatamente

5 evidentes para los expertos en la técnica, y los principios genéricos definidos en el presente documento pueden aplicarse a otras realizaciones sin el uso de la facultad inventiva. Así, la presente invención no está concebida para limitarse a las realizaciones mostradas en el presente documento, sino que ha de concedérsele el más amplio alcance según lo definido por las reivindicaciones adjuntas.

Claims

REIVINDICACIONES

1. Un procedimiento de transmisión de símbolos piloto en un sistema (100) de comunicación de múltiples antenas, que comprende:

asignar cada una entre una pluralidad de antenas, NT, con una pluralidad de símbolos piloto y un subconjunto distinto entre una pluralidad de subconjuntos de subcanales, en donde cada uno entre la pluralidad de subconjuntos de subcanales incluye un subconjunto distinto de una pluralidad de subcanales, y en donde cada antena transmite por cada NT-ésimo subcanal a través del canal, de modo tal que todos los subcanales sean disjuntos entre las antenas transmisoras;

modular cada uno entre la pluralidad asignada de símbolos piloto sobre la respectiva pluralidad asignada de subconjuntos de subcanales; y

transmitir cada uno entre la pluralidad asignada de símbolos piloto desde la pluralidad de antenas simultáneamente, usando la respectiva pluralidad de subconjuntos de subcanales, en donde la transmisión desde cada antena ocurre por el subconjunto de subcanales asignado a la antena.
2.

El procedimiento de la reivindicación 1, en el cual el sistema de comunicación de múltiples antenas utiliza el multiplexado ortogonal por división de frecuencia, OFDM.
3.

Un aparato para transmitir símbolos piloto en un sistema (100) de comunicación de antenas múltiples, que comprende:

un medio para asignar (112) cada una entre una pluralidad de antenas, NT, con una pluralidad de símbolos piloto y un subconjunto distinto entre una pluralidad de subconjuntos de subcanales, en donde cada uno entre la pluralidad de subconjuntos de subcanales incluye un subconjunto distinto de una pluralidad de subcanales, y en donde cada antena transmite por cada NT-ésimo subcanal a través del canal, de modo tal que todos los subcanales sean disjuntos entre las antenas transmisoras;

un medio para modular la pluralidad asignada de símbolos piloto sobre la respectiva pluralidad asignada de subconjuntos de subcanales; y

un medio para transmitir desde la pluralidad de antenas cada uno entre la pluralidad asignada de símbolos piloto simultáneamente, usando la respectiva pluralidad de subconjuntos de subcanales, en donde la transmisión desde cada antena ocurre por el subconjunto de subcanales asignado a la antena.
4.

El aparato de la reivindicación 3, que comprende adicionalmente un medio para codificar la pluralidad de símbolos piloto como una pluralidad de símbolos periódicos del multiplexado ortogonal por división de frecuencia, OFDM.
5.

El aparato de las reivindicaciones 3 o 4, en el cual el sistema de comunicación de múltiples antenas utiliza el multiplexado ortogonal por división de frecuencia, OFDM.