[go: up one dir, main page]

EP1427053B1 - Coupleur directif - Google Patents

Coupleur directif Download PDF

Info

Publication number
EP1427053B1
EP1427053B1 EP03300244A EP03300244A EP1427053B1 EP 1427053 B1 EP1427053 B1 EP 1427053B1 EP 03300244 A EP03300244 A EP 03300244A EP 03300244 A EP03300244 A EP 03300244A EP 1427053 B1 EP1427053 B1 EP 1427053B1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
coupler
capacitors
lines
terminals
signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
EP03300244A
Other languages
German (de)
English (en)
Other versions
EP1427053A1 (fr
Inventor
Hilal Ezzeddine
François DUPONT
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
STMicroelectronics SA
Original Assignee
STMicroelectronics SA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by STMicroelectronics SA filed Critical STMicroelectronics SA
Publication of EP1427053A1 publication Critical patent/EP1427053A1/fr
Application granted granted Critical
Publication of EP1427053B1 publication Critical patent/EP1427053B1/fr
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/12—Coupling devices having more than two ports
    • H01P5/16—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port
    • H01P5/18—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port consisting of two coupled guides, e.g. directional couplers
    • H01P5/184—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port consisting of two coupled guides, e.g. directional couplers the guides being strip lines or microstrips
    • H01P5/185—Edge coupled lines
    • H01P5/186—Lange couplers

Definitions

  • the present invention relates to the field of couplers which serve to take a part of a signal conveyed by a transmission line for purposes including measurement or control.
  • the invention relates more particularly to the field of radio frequency couplers between a transmission amplifier and an antenna, in particular applied to mobile telephony.
  • the figure 1 illustrates very schematically the general structure of a distributed coupler 1, that is to say transmission lines of the type to which the present invention applies, as opposed to inductive and capacitive localized element couplers.
  • the coupler 1 is interposed between an amplifier 2 (PA) for amplifying a signal Tx to be transmitted, and a transmitting antenna 3.
  • PA amplifier 2
  • the role of the coupler 1 is to extract, between terminals CPLD and ISO of a secondary line 12, a signal proportional to the signal transiting on a main transmission line 11, that is to say between terminals IN and DIR respectively connected at the output of the amplifier 2 and at the input of the antenna 3.
  • the signal G extracted by the coupler 1 is operated by a circuit 4 (DET), for example to control the power of the amplifier 2 or to turn it off in case of need of protection, for example in case of disappearance of the antenna 3.
  • DET circuit 4
  • LNA low noise amplifier
  • the coupler of the figure 1 is a bidirectional coupler in that it detects a signal present on the transmission line 11 in both directions: a direct signal (FWD) transiting from IN to DIR will be coupled to the CPLD output and a reverse signal (REV) in transit from DIR to IN will be coupled to the ISO output.
  • FWD direct signal
  • REV reverse signal
  • the voltages present on the CPLD and ISO terminals are adjusted to generate the G gain correction signal.
  • a distributed coupler of the type represented in figure 1 is characterized by its coupling and directivity.
  • the coupling characterizes the difference between the amplitude of the main signal flowing on line 11 and the amplitude of the signal taken on line 12.
  • the directivity characterizes the difference between the amplitude of the signal FWD which results in a signal coming out of the CPLD terminal, and the amplitude of the REV signal flowing from DIR to IN which results in a signal output from the ISO terminal.
  • the maximum amplitude of the coupled line would be present on the terminal CPLD and a null potential would be present on the terminal ISO.
  • the potential of the ISO terminal is not zero, but it is generally attenuated by about -30 dB relative to the potential of the DIR terminal.
  • the terminal CPLD reproduces an attenuated signal of the order of -15 to -20 dB relative to the signal passing from the terminal IN to the terminal DIR.
  • the directivity of a conventional coupler is of the order of -10 to -15 dB (-30 - (- 20)) to (-15).
  • the coupler can be enlarged by making the conducting sections 11 and 12 close to a length of ⁇ / 4, where ⁇ represents the wavelength corresponding to the central frequency of the desired bandwidth for the coupler.
  • ⁇ represents the wavelength corresponding to the central frequency of the desired bandwidth for the coupler.
  • the figure 2 represents a conventional example of coupler 10 with improved directivity.
  • This distributed type coupler comprises two lines 11 and 12 conductors and two capacitors Cp respectively connecting the terminals IN and CPLD and terminals DIR and ISO.
  • Such capacitors make it possible to increase the directivity of the coupler by bringing the values of the line impedances closer to one another.
  • a crippling disadvantage of such a solution is that at frequencies of several hundred MHz, the values of the capacitors are very low (of the order of femtofarad). In practice, such values make the realization almost impossible insofar as the values of the capacitors Cp are close to parasitic capacitance values which can not then be neglected.
  • the characteristics of the coupler degrade sharply as soon as one deviates from the chosen values, as a function of the bandwidth of the coupler, for the capacitors Cp.
  • coupler of the type described in connection with the figure 2 are described in US Patent 4937541 and in the application for German patent 19749912 .
  • the present invention aims at providing a coupler with distributed lines of improved directivity.
  • the invention aims in particular to provide a radio frequency coupler that does not require the use of capacitors of very low values (of the order of fF).
  • the invention also aims to propose a coupler whose size is minimized.
  • the present invention provides a distributed type coupler comprising a first conductive line carrying a main signal between two end terminals, a second conductive line coupled to the first and between two terminals which circulates a signal taken, proportional to the main signal, and two capacitors respectively connecting the two terminals of each of the lines.
  • the lines are of the same length.
  • the capacitors are of the same values.
  • the lines are dimensioned in ⁇ / 4 for a band center frequency greater than the frequency band for which the coupler is intended.
  • each conductive line consists of at least two sections parallel between its end terminals, the sections of the two lines being interlaced.
  • the electrodes of the capacitors are made in the same two metallization levels as those in which the conductive lines are made.
  • the capacitors have values of between 0.1 and 10 pF, the central frequency of the coupler being between a few tens of MHz and a few tens of GHz.
  • a feature of the present invention is to provide capacitors, either to connect the respective ends of a line to the ends of the other line, but to connect the respective ends of the same line.
  • the capacitors have substantially higher values makes the coupler (in particular its directivity) less sensitive with respect to capacitor value variations following technological dispersions or due to the presence of parasitic capacitances which in turn remain unaffected by the capacitors. order of femtofarad.
  • the figure 3 represents a coupler 20 according to a first embodiment of the present invention.
  • Line 11 is the main line of terminals IN and DIR.
  • Line 12 corresponds to the coupled line of terminals CPLD and ISO.
  • a first capacitor Cs connects the terminals IN and DIR while a second capacitor Cs connects the terminals CPLD and ISO.
  • Lines 11 and 12 have the same lengths and capacitors Cs both have the same value.
  • the sizing of the conductive lines and capacitors depends on the application and more particularly on the center frequency of the desired bandwidth for the coupler.
  • the sections 11 and 12 have lengths corresponding to ⁇ / 4, where ⁇ represents the wavelength of the central frequency of the band.
  • the addition of the capacitors Cs reduces the width of the band but already improves the directivity.
  • they allow to undersize the ⁇ due to the shift they bring to the center frequency.
  • the capacitors it takes advantage of the presence of the capacitors to reduce the length of the conductor sections 11 and 12 with respect to the size they would have in ⁇ / 4 with respect to the center frequency of the band desired pass.
  • Such an embodiment makes it possible to reduce the coupling (which is maximum at ⁇ / 4), and therefore to reduce the amplitude of the signal measured on the coupled line with respect to the main line. This minimizes the energy consumption (part of the signal) not directly useful for the transmission.
  • the figure 4 represents a second preferred embodiment of a distributed coupler 30 according to the invention.
  • each section is, from the electrical point of view, constituted by two parallel sections 111 and 112, respectively 121 and 122, between the terminals IN and DIR, respectively CPLD and ISO.
  • Extensions 114 and 124 perpendicular to the conductive tracks connect one end of the sections 112 and 122, for example to the IN and ISO terminals, respectively.
  • Conductive sections (bridges) 113 and 123 connect the respective free ends of sections 112 and 122 to terminals DIR and CPLD respectively.
  • the links 113 and 123 are formed by vias (not shown) and conductive tracks in a second level of metallization with respect to the metallization level in which the tracks 111, 112, 114 are made. , 121, 122 and 124.
  • the terminals IN and DIR are connected to one another by the capacitors Cs.
  • An advantage of this embodiment is that the realization of the capacitors takes advantage of the fact that the conductive lines are already made in two different metallization levels. Therefore, these two levels of metallization and the dielectric separating them can be used to form the integrated capacitors Cs proper to the invention.
  • a conventional Lange coupler that is to say without capacitors Cs, the dimensioning corresponds to individual lengths 111, 112, 121 and 122 of length ⁇ / 4 for a central frequency corresponding to the wavelength ⁇ .
  • Such a coupler is generally used to increase the coupling by decreasing parasitic capacitances.
  • the Lange coupler can be dimensioned for a substantially higher frequency (that is to say with a length ⁇ / 4 substantially lower), and find the desired operating frequency.
  • the coupling is reduced and the directivity of the coupler is increased.
  • a coupler according to the invention is chosen according to the application.
  • a coupler of the invention is more particularly dedicated to frequencies comprised between a few tens of MHz and a few tens of GHz. Capacitors Cs then have values between 0.1 and 10 picofarads.
  • An advantage of the present invention is that the addition of the capacitors Cs slightly increases the coupling while considerably increasing (by more than 10 dB) the directivity. In addition, the insulation is improved and the insertion losses increase only slightly (less than 0.5 dB).
  • the area occupied by such a coupler is substantially the same as for a conventional coupler, the area necessary for the realization of the capacitors being compensated for by the reduction in lengths of the conductor sections.

Landscapes

  • Microwave Amplifiers (AREA)
  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
  • Transceivers (AREA)
  • Transmitters (AREA)
  • Near-Field Transmission Systems (AREA)

Description

  • La présente invention concerne le domaine des coupleurs qui servent à prélever une partie d'un signal véhiculé par une ligne de transmission à des fins, notamment, de mesure ou d'asservissement. L'invention concerne plus particulièrement le domaine des coupleurs radiofréquences entre un amplificateur d'émission et une antenne, notamment appliqués à la téléphonie mobile.
  • La figure 1 illustre de façon très schématique la structure générale d'un coupleur 1 distribué, c'est-à-dire à lignes de transmission du type auquel s'applique la présente invention, par opposition à des coupleurs à éléments localisés inductifs et capacitifs.
  • Le coupleur 1 est intercalé entre un amplificateur 2 (PA) d'amplification d'un signal Tx à émettre, et une antenne 3 d'émission. Le rôle du coupleur 1 est d'extraire, entre des bornes CPLD et ISO d'une ligne secondaire 12, un signal proportionnel au signal transitant sur une ligne principale 11 de transmission, c'est-à-dire entre des bornes IN et DIR, respectivement reliées en sortie de l'amplificateur 2 et en entrée de l'antenne 3.
  • Le signal G extrait par le coupleur 1 est exploité par un circuit 4 (DET), par exemple pour asservir la puissance de l'amplificateur 2 ou pour l'éteindre en cas de besoin de protection, par exemple en cas de disparition de l'antenne 3.
  • Il s'agit là d'un exemple d'application à la téléphonie mobile où la consommation la plus importante provient de la chaîne d'émission et où on souhaite généralement minimiser la consommation des circuits. En réception, un téléphone mobile exploite un amplificateur à faible bruit (LNA), dont le gain est généralement fixe et pour lequel un coupleur n'est par conséquent pas nécessaire.
  • Le coupleur de la figure 1 est un coupleur bidirectionnel en ce sens qu'il détecte un signal présent sur la ligne de transmission 11 dans les deux sens : un signal direct (FWD) transitant de IN vers DIR sera couplé vers la sortie CPLD et un signal inverse (REV) transitant de DIR vers IN sera couplé vers la sortie ISO. En pratique, on redresse les tensions présentes sur les bornes CPLD et ISO pour générer le signal G de correction de gain.
  • Un coupleur distribué du type de celui représenté en figure 1 est caractérisé par son couplage et sa directivité. Le couplage caractérise la différence entre l'amplitude du signal principal circulant sur la ligne 11 et l'amplitude du signal prélevé sur la ligne 12. La directivité caractérise la différence entre l'amplitude du signal FWD qui se traduit par un signal sortant de la borne CPLD, et l'amplitude du signal REV circulant de DIR vers IN qui se traduit par un signal sortant de la borne ISO. Plus la différence d'amplitudes entre les bornes CPLD et ISO est élevée, plus la directivité du coupleur est élevée et plus il est alors facile de détecter un éventuel problème de l'antenne 3 se traduisant par une réflexion du signal véhiculé par la ligne 11. En effet, en cas de problème sur l'antenne (par exemple, de disparition de celle-ci), la puissance qui ne peut pas sortir est réfléchie, ce qui entraîne une augmentation du signal sur la borne ISO. En détectant le potentiel de la borne ISO par rapport à un seuil, on peut détecter un problème sur l'antenne et couper alors l'amplificateur d'émission pour éviter de l'endommager, celui-ci ne supportant généralement pas de recevoir une puissance réfléchie.
  • Dans un coupleur idéal et en fonctionnement normal, le maximum d'amplitude de la ligne couplée serait présent sur la borne CPLD et un potentiel nul serait présent sur la borne ISO. Toutefois, en pratique, le potentiel de la borne ISO n'est pas nul, mais il est généralement atténué de l'ordre de -30 dB par rapport au potentiel de la borne DIR.
  • Par ailleurs, on cherche généralement un couplage faible pour éviter de prélever une trop grande partie de la puissance utile pour la détection. Généralement, la borne CPLD reproduit un signal atténué de l'ordre de -15 à -20 dB par rapport au signal transitant de la borne IN vers la borne DIR.
  • Par conséquent, la directivité d'un coupleur classique est de l'ordre de -10 à -15 dB (-30-(-20)) à -30-(-15)).
  • Or, notamment pour faciliter la détection d'un problème sur l'antenne, on recherche une directivité plus élevée.
  • Pour améliorer la directivité, on peut agrandir le coupleur en rendant les tronçons conducteurs 11 et 12 proches d'une longueur de λ/4, où λ représente la longueur d'onde correspondant à la fréquence centrale de la bande passante souhaitée pour le coupleur. Toutefois, développer un coupleur distribué à une longueur de λ/4 conduit à un coupleur très encombrant et accroît les pertes d'insertion.
  • La figure 2 représente un exemple classique de coupleur 10 à directivité améliorée. Ce coupleur de type distribué comporte deux lignes 11 et 12 conductrices et deux condensateurs Cp reliant respectivement les bornes IN et CPLD et les bornes DIR et ISO. De tels condensateurs permettent d'accroître la directivité du coupleur en rapprochant les valeurs des impédances de lignes l'une de l'autre. Toutefois, un inconvénient rédhibitoire d'une telle solution est qu'à des fréquences de plusieurs centaines de MHz, les valeurs des condensateurs sont très faibles, (de l'ordre du femtofarad). En pratique, de telles valeurs rendent la réalisation quasi impossible dans la mesure où les valeurs des condensateurs Cp se rapprochent des valeurs de capacités parasites qui ne peuvent alors pas être négligées. Or, les caractéristiques du coupleur se dégradent fortement dès que l'on s'écarte des valeurs choisies, en fonction de la bande passante du coupleur, pour les condensateurs Cp.
  • Des exemples de coupleur du type de celui décrit en relation avec la figure 2 sont décrits dans le brevet américain 4937541 et dans la demande de brevet allemand 19749912 .
  • Le document Ojha S et al: "Reduced size RF coupler design for specialized load requirements" Circuits and Systems, 1997. Proceedings of the 40th Midwest Symposium on Sacramento, CA, USA 3-6 Aug. 1997, New York, NY, USA, IEEE, US, 3 août 1997 (1997-08-03), pages 595-598, XP010272537 ISBN: 0-7803-3694-1 décrit un coupleur non directif dans lequel des éléments capacitifs sont prévus pour relier des portions de lignes couplées.
  • La présente invention vise à proposer un coupleur à lignes distribuées de directivité améliorée.
  • L'invention vise en particulier, à proposer un coupleur radiofréquences ne nécessitant pas le recours à des condensateurs de valeurs très faibles (de l'ordre du fF).
  • L'invention vise également à proposer un coupleur dont l'encombrement est minimisé.
  • Pour atteindre ces objets et d'autres, la présente invention prévoit un coupleur de type distribué comprenant une première ligne conductrice véhiculant un signal principal entre deux bornes d'extrémité, une deuxième ligne conductrice couplée à la première et entre deux bornes de laquelle circule un signal prélevé, proportionnel au signal principal, et deux condensateurs reliant respectivement les deux bornes de chacune des lignes.
  • Selon un mode de réalisation de la présente invention, les lignes sont de même longueur.
  • Selon un mode de réalisation de la présente invention, les condensateurs sont de mêmes valeurs.
  • Selon un mode de réalisation de la présente invention, les lignes sont dimensionnées en λ/4 pour une fréquence centrale de bande supérieure à la bande de fréquences pour laquelle est destiné le coupleur.
  • Selon un mode de réalisation de la présente invention, chaque ligne conductrice est constituée d'au moins deux tronçons parallèles entre ses bornes d'extrémité, les tronçons des deux lignes étant entrelacés.
  • Selon un mode de réalisation de la présente invention, les électrodes des condensateurs sont réalisées dans les mêmes deux niveaux de métallisation que ceux dans lesquels sont réalisées les lignes conductrices.
  • Selon un mode de réalisation de la présente invention, les condensateurs ont des valeurs comprises entre 0,1 et 10 pF, la fréquence centrale du coupleur étant comprise entre quelques dizaines de MHz et quelques dizaines de GHz.
  • Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres de la présente invention seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles :
    • la figure 1 décrite précédemment représente, de façon schématique, un coupleur bidirectionnel du type auquel s'applique la présente invention dans un environnement de chaîne d'émission radiofréquence ;
    • la figure 2 décrite précédemment représente un exemple classique de coupleur radiofréquences directif ;
    • la figure 3 représente un mode de réalisation d'un coupleur directif selon la présente invention ; et
    • la figure 4 représente un autre mode de réalisation préféré d'un coupleur directif selon la présente invention.
  • Les mêmes éléments ont été désignés par les mêmes références aux différentes figures. Pour des raisons de clarté, seuls les éléments qui sont nécessaires à la compréhension de l'invention ont été représentés aux figures et seront décrits par la suite. En particulier, les signaux traversant le coupleur ainsi que l'exploitation faite des mesures par la ligne couplée n'ont pas été détaillés et ne font pas l'objet de la présente invention, celle-ci pouvant être mise en oeuvre quelle que soit l'application faite des signaux issus du coupleur.
  • Une caractéristique de la présente invention est de prévoir des condensateurs, non plus pour relier les extrémités respectives d'une ligne aux extrémités de l'autre ligne, mais pour relier les extrémités respectives d'une même ligne.
  • Une telle disposition permet, pour une même bande de fréquences, d'améliorer la directivité tout en utilisant des condensateurs de valeurs plus élevées que dans le cas classique de la figure 2.
  • Le fait que les condensateurs aient des valeurs sensiblement plus élevées rend le coupleur (notamment sa directivité) moins sensible par rapport à des variations de valeurs des condensateurs suite à des dispersions technologiques ou en raison de présence de capacités parasites qui quant à elles restent de l'ordre du femtofarad.
  • La figure 3 représente un coupleur 20 selon un premier mode de réalisation de la présente invention. On retrouve deux lignes conductrices 11, 12 parallèles comme dans le mode de réalisation de la figure 2. La ligne 11 constitue la ligne principale de bornes IN et DIR. La ligne 12 correspond à la ligne couplée de bornes CPLD et ISO.
  • Selon la présente invention, un premier condensateur Cs relie les bornes IN et DIR tandis qu'un deuxième condensateur Cs relie les bornes CPLD et ISO.
  • Les lignes 11 et 12 ont les mêmes longueurs et les condensateurs Cs ont tous deux la même valeur.
  • Le dimensionnement des lignes conductrices et des condensateurs dépend de l'application et plus particulièrement de la fréquence centrale de la bande passante souhaitée pour le coupleur. Dans un exemple simple, les tronçons 11 et 12 ont des longueurs correspondantes à λ/4, où λ représente la longueur d'onde de la fréquence centrale de la bande. Dans ce cas, l'adjonction des condensateurs Cs réduit la largeur de la bande mais améliore déjà la directivité. De plus, ils permettent de sous-dimensionner le λ en raison du décalage qu'ils apportent sur la fréquence centrale.
  • Selon un mode de réalisation préféré de l'invention, on profite de la présence des condensateurs pour diminuer la longueur des tronçons conducteurs 11 et 12 par rapport à la taille qu'ils auraient en λ/4 par rapport à la fréquence centrale de la bande passante souhaitée. Un tel mode de réalisation permet de diminuer le couplage (qui est maximum à λ/4), donc de réduire l'amplitude du signal mesuré sur la ligne couplée par rapport à la ligne principale. Cela minimise donc la consommation d'énergie (partie de signal) non directement utile à la transmission.
  • La figure 4 représente un deuxième mode de réalisation préféré d'un coupleur 30 distribué selon l'invention.
  • Selon ce mode de réalisation, on utilise une structure connue sous le nom de coupleur de Lange dans laquelle les deux tronçons conducteurs 11' et 12' sont interdigités. Dans l'exemple de la figure 4, on a prévu des tronçons comprenant chacun deux branches 111 et 112, respectivement 121 et 122 parallèles et imbriquées avec les branches de l'autre ligne. Dans une telle structure, chaque tronçon est, du point de vue électrique, constitué de deux tronçons parallèles 111 et 112, respectivement 121 et 122, entre les bornes IN et DIR, respectivement CPLD et ISO. Des prolongements 114 et 124 perpendiculaires des pistes conductrices relient une extrémité des tronçons 112 et 122, par exemple aux bornes IN et ISO, respectivement. Des tronçons (ponts) conducteurs 113 et 123 relient les extrémités libres respectives des tronçons 112 et 122 aux bornes DIR et CPLD respectivement.
  • Dans une réalisation sous forme de circuit intégré, les liaisons 113 et 123 sont réalisées par des vias (non représentés) et des pistes conductrices dans un deuxième niveau de métallisation par rapport au niveau de métallisation dans lequel sont réalisées les pistes 111, 112, 114, 121, 122 et 124.
  • Selon l'invention, les bornes IN et DIR, respectivement CPLD et ISO, sont reliées l'une à l'autre par les condensateurs Cs.
  • Un avantage de ce mode de réalisation est que la réalisation des condensateurs tire profit du fait que les lignes conductrices sont déjà effectuées dans deux niveaux de métallisation distincts. Par conséquent, on peut utiliser ces deux niveaux de métallisation et le diélectrique qui les sépare pour former les condensateurs intégrés Cs propres à l'invention.
  • Dans un coupleur de Lange classique, c'est-à-dire dépourvu des condensateurs Cs, le dimensionnement correspond à des tronçons individuels 111, 112, 121 et 122 de longueur λ/4 pour une fréquence centrale correspondant à la longueur d'onde λ. Un tel coupleur est généralement utilisé pour accroître le couplage en diminuant les capacités parasites.
  • Selon l'invention, grâce aux condensateurs Cs, on peut dimensionner le coupleur de Lange pour une fréquence sensiblement supérieure (c'est-à-dire avec une longueur λ/4 sensiblement inférieure), et retrouver la fréquence de fonctionnement souhaitée. Dans ce cas, on diminue le couplage et on accroît la directivité du coupleur.
  • Les dimensions d'un coupleur selon l'invention sont choisies en fonction de l'application. Pour tenir compte de ce que les condensateurs Cs doivent avoir des valeurs supérieures aux capacités parasites, un coupleur de l'invention est plus particulièrement dédié à des fréquences comprises entre quelques dizaines de MHz et quelques dizaines de GHz. Les condensateurs Cs ont alors des valeurs comprises entre 0,1 et 10 picofarads.
  • A titre de comparaison, on a réalisé sur carte de circuit imprimé un coupleur de Lange sans condensateur, et un coupleur de Lange selon l'invention avec des condensateurs Cs d'une capacité de 3,3 pF, avec des longueurs de tronçons adaptées à une fréquence de 820 MHz. On a obtenu des directivités respectives de 7 et 28 dB.
  • Un avantage de la présente invention est que l'ajout des condensateurs Cs augmente légèrement le couplage tout en augmentant considérablement (de plus de 10 dB) la directivité. De plus, l'isolation s'en trouve améliorée et les pertes d'insertion n'augmentent que très légèrement (moins de 0,5 dB).
  • Dans une réalisation intégrée de la structure de la figure 4, la surface occupée par un tel coupleur est sensiblement la même que pour un coupleur classique, la surface nécessaire à la réalisation des condensateurs étant compensée par la diminution de longueurs des tronçons conducteurs.
  • Bien entendu, la présente invention est susceptible de diverses variantes et modifications qui apparaîtront à l'homme de l'art. En particulier, les dimensions à donner aux différents tronçons conducteurs du coupleur ainsi qu'aux condensateurs sont à la portée de l'homme du métier en fonction de l'application à partir des indications fonctionnelles données ci-dessus.

Claims (7)

  1. Coupleur directif de type distribué comprenant :
    une première ligne conductrice (11, 111) véhiculant un signal principal entre deux bornes d'extrémité (IN, DIR) ;
    une deuxième ligne conductrice (12, 121) couplée à la première et entre deux bornes (CPLD, ISO) de laquelle circule un signal prélevé, proportionnel au signal principal,
    caractérisé en ce qu'il comporte en outre deux condensateurs (Cs) reliant respectivement les deux bornes de chacune des lignes.
  2. Coupleur selon la revendication 1, dans lequel les lignes (11, 12 ; 111, 112, 121, 122) sont de même longueur.
  3. Coupleur selon la revendication 1, dans lequel les condensateurs (Cs) sont de mêmes valeurs.
  4. Coupleur selon la revendication 1, dans lequel les lignes (11, 12 ; 111, 112, 121, 122) sont dimensionnées en λ/4 pour une fréquence centrale de bande supérieure à la bande de fréquences pour laquelle est destiné le coupleur.
  5. Coupleur selon la revendication 1, dans lequel chaque ligne conductrice est constituée d'au moins deux tronçons parallèles (111, 112 ; 121, 122) entre ses bornes d'extrémité (IN, DIR ; CPLD, ISO), les tronçons des deux lignes étant entrelacés.
  6. Coupleur selon la revendication 5, dans lequel les électrodes des condensateurs sont réalisées dans les mêmes deux niveaux de métallisation que ceux dans lesquels sont réalisées les lignes conductrices.
  7. Coupleur selon la revendication 1, dans lequel les condensateurs (Cs) ont des valeurs comprises entre 0,1 et 10 pF, la fréquence centrale du coupleur étant comprise entre quelques dizaines de MHz et quelques dizaines de GHz.
EP03300244A 2002-12-06 2003-12-08 Coupleur directif Expired - Lifetime EP1427053B1 (fr)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR0215477 2002-12-06
FR0215477 2002-12-06

Publications (2)

Publication Number Publication Date
EP1427053A1 EP1427053A1 (fr) 2004-06-09
EP1427053B1 true EP1427053B1 (fr) 2009-04-01

Family

ID=32310032

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EP03300244A Expired - Lifetime EP1427053B1 (fr) 2002-12-06 2003-12-08 Coupleur directif

Country Status (4)

Country Link
US (1) US7394333B2 (fr)
EP (1) EP1427053B1 (fr)
JP (1) JP2004289797A (fr)
DE (1) DE60326917D1 (fr)

Families Citing this family (31)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1753071A1 (fr) 2005-08-04 2007-02-14 Mitsubishi Electric Information Technology Centre Europe B.V. Bancs de filtres de micro-ondes
EP1950828A1 (fr) 2007-01-25 2008-07-30 Mitsubishi Electric Information Technology Centre Europe B.V. (Dé)multiplexeur passif à micro-ondes
FR2933540B1 (fr) * 2008-07-01 2011-12-02 St Microelectronics Tours Sas Coupleur directif integre
JP5169844B2 (ja) * 2009-01-06 2013-03-27 三菱電機株式会社 方向性結合器
US7961064B2 (en) * 2009-01-30 2011-06-14 Tdk Corporation Directional coupler including impedance matching and impedance transforming attenuator
US8965454B2 (en) * 2009-03-04 2015-02-24 Andrew Llc Amplifier system for cell sites and other suitable applications
JP5455662B2 (ja) * 2010-01-13 2014-03-26 三菱電機株式会社 方向性結合器
EP2360776B1 (fr) * 2010-02-16 2017-07-12 Whirlpool Corporation Coupleur directionnel à micro-ondes
US8299871B2 (en) * 2010-02-17 2012-10-30 Analog Devices, Inc. Directional coupler
KR101119910B1 (ko) * 2010-05-03 2012-02-29 한국과학기술원 모바일 ｒｆｉｄ 리더 송수신 시스템
CN103038937B (zh) * 2010-08-03 2015-02-11 株式会社村田制作所 定向耦合器
JP5609574B2 (ja) 2010-11-12 2014-10-22 三菱電機株式会社 方向性結合器
US8928428B2 (en) * 2010-12-22 2015-01-06 Rfaxis, Inc. On-die radio frequency directional coupler
US8981873B2 (en) * 2011-02-18 2015-03-17 Hittite Microwave Corporation Absorptive tunable bandstop filter with wide tuning range and electrically tunable all-pass filter useful therein
WO2012124374A1 (fr) * 2011-03-14 2012-09-20 株式会社村田製作所 Coupleur directionnel
JP5435309B2 (ja) * 2011-08-25 2014-03-05 Ｔｄｋ株式会社 方向性結合器および無線通信装置
JP2013030904A (ja) * 2011-07-27 2013-02-07 Tdk Corp 方向性結合器および無線通信装置
US20130027273A1 (en) * 2011-07-27 2013-01-31 Tdk Corporation Directional coupler and wireless communication device
US9048805B2 (en) 2011-10-04 2015-06-02 Rf Micro Devices, Inc. Tunable duplexer architecture
US9042275B2 (en) 2012-02-07 2015-05-26 Rf Micro Devices, Inc. Tunable duplexer architecture
US9190979B2 (en) * 2012-02-07 2015-11-17 Rf Micro Devices, Inc. Hybrid coupler
WO2014015913A1 (fr) * 2012-07-27 2014-01-30 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Hybride en quadrature amélioré
JP5814895B2 (ja) * 2012-09-26 2015-11-17 太陽誘電株式会社 方向性結合回路装置
US20150042412A1 (en) * 2013-08-07 2015-02-12 Qualcomm Incorporated Directional coupler circuit techniques
GB2528278B (en) 2014-07-16 2020-12-16 Technetix Bv Cable tap
GB201520975D0 (en) * 2015-11-27 2016-01-13 Technetix Bv Cable tap
CN109845029B (zh) * 2016-10-27 2021-03-09 株式会社村田制作所 定向耦合器内置基板、高频前端电路以及通信装置
US10735045B2 (en) 2018-04-23 2020-08-04 Qorvo Us, Inc. Diplexer circuit
CN113196563B (zh) 2018-12-18 2023-02-21 株式会社村田制作所 耦合器模块
CN112164852B (zh) * 2020-10-27 2024-11-12 深圳振华富电子有限公司 微带型兰格耦合器
CN115377640B (zh) * 2022-08-07 2023-07-28 西安电子工程研究所 一种具有跨接电容的微带定向耦合器

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3593208A (en) * 1969-03-17 1971-07-13 Bell Telephone Labor Inc Microwave quadrature coupler having lumped-element capacitors
US4027254A (en) * 1975-02-11 1977-05-31 The Secretary Of State For Defence In Her Britannic Majesty's Government Of The United Kingdom Of Great Britain And Northern Ireland Directional coupler having interdigital comb electrodes
JPS5662402A (en) 1979-10-26 1981-05-28 Fujitsu Ltd Directional coupler
US4375054A (en) * 1981-02-04 1983-02-22 Rockwell International Corporation Suspended substrate-3 dB microwave quadrature coupler
US4937541A (en) * 1989-06-21 1990-06-26 Pacific Monolithics Loaded lange coupler
IT1248035B (it) * 1991-06-11 1995-01-05 For Em S P A Sistema per realizzare accoppiatori a microonde con direttivita' ed adattamento massimi, e relativi accoppiatori in microstriscia.
JP3106632B2 (ja) 1991-12-20 2000-11-06 日本電気株式会社 マイクロストリップ結合器
US5629654A (en) * 1996-05-06 1997-05-13 Watkins-Johnson Company Coplanar waveguide coupler
FI103614B (fi) * 1997-03-20 1999-07-30 Nokia Mobile Phones Ltd Vaiheistus- ja balansointielin
KR100339373B1 (ko) * 1998-10-13 2002-07-18 구자홍 마이크로스트립카플러및그의제조방법
JP2002299922A (ja) 2001-03-30 2002-10-11 Kyocera Corp 高周波モジュール
US6483415B1 (en) * 2001-05-21 2002-11-19 Industrial Technology Research Institute Multi-layer LC resonance balun
US6683512B2 (en) * 2001-06-21 2004-01-27 Kyocera Corporation High frequency module having a laminate board with a plurality of dielectric layers
US6825738B2 (en) * 2002-12-18 2004-11-30 Analog Devices, Inc. Reduced size microwave directional coupler

Also Published As

Publication number Publication date
US7394333B2 (en) 2008-07-01
US20040113716A1 (en) 2004-06-17
JP2004289797A (ja) 2004-10-14
EP1427053A1 (fr) 2004-06-09
DE60326917D1 (de) 2009-05-14

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP1427053B1 (fr) Coupleur directif
EP1863116B1 (fr) Coupleur directif large bande
NL194992C (nl) Electromagnetische stralingssensor.
EP2184803B1 (fr) Ligne à retard bi-ruban différentielle coplanaire, filtre différentiel d'ordre supérieur et antenne filtrante munis d'une telle ligne
EP2483965B1 (fr) Amelioration de la selectivite d'un coupleur bi-bande
FR2467488A1 (fr) Dispositif combinateur/diviseur micro-ondes a trois voies, adapte pour des resistances d'isolement externes
EP3671955B1 (fr) Antenne fil-plaque monopolaire pour connexion differentielle
FR2877163A1 (fr) Reglage du rapport d'impedances d'un balun
EP2466684B1 (fr) Système d'antenne en diversité
EP1367714A1 (fr) Coupleur haute frequence
FR3008238A1 (fr) Filtre rejecteur de bande
FR2933540A1 (fr) Coupleur directif integre
EP1178500B1 (fr) Structure intégrée d'inductances à valeurs partagées sur un substrat semiconducteur
FR2935849A1 (fr) Melangeur bi-mode signaux
WO2010100365A1 (fr) Procède de réalisation d'une antenne fonctionnant dans une bande de fréquences donnée a partir d'une antenne bi-bande
EP0015610B1 (fr) Filtre de réflexion de fréquence image en hyperfréquence et récepteur hyperfréquence comprenant un tel filtre
FR2831734A1 (fr) Dispositif pour la reception et/ou l'emission de signaux electromagnetiques a diversite de rayonnement
EP3619815B1 (fr) Procédé de contrôle de l'adaptation d'une antenne à un chemin de transmission, et dispositif correspondant
EP2147478B1 (fr) Coupleur de signaux hyperfrequences en technologie microruban
EP0465315A1 (fr) Dispositif de couplage d'une antenne à des organes de radio-communication
FR2589294A1 (fr) Oscillateur hyperfrequence module lineairement en frequence et a coefficient de surtension externe eleve
FR2958458A1 (fr) Antenne pifa reversible
FR2690019A1 (fr) Circuit et mélangeur harmoniques.
EP3301751B1 (fr) Dispositif électronique à antenne isolée
EP1548877B1 (fr) Antenne à surface(s) rayonnante(s) plane(s) multibande et téléphone portable comportant une telle antenne

Legal Events

Date Code Title Description
PUAI Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HU IE IT LI LU MC NL PT RO SE SI SK TR

AX Request for extension of the european patent

Extension state: AL LT LV MK

17P Request for examination filed

Effective date: 20041208

AKX Designation fees paid

Designated state(s): DE FR GB IT

17Q First examination report despatched

Effective date: 20071213

GRAP Despatch of communication of intention to grant a patent

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOSNIGR1

GRAS Grant fee paid

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOSNIGR3

GRAA (expected) grant

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009210

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: B1

Designated state(s): DE FR GB IT

REG Reference to a national code

Ref country code: GB

Ref legal event code: FG4D

Free format text: NOT ENGLISH

REF Corresponds to:

Ref document number: 60326917

Country of ref document: DE

Date of ref document: 20090514

Kind code of ref document: P

PLBE No opposition filed within time limit

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009261

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: NO OPPOSITION FILED WITHIN TIME LIMIT

26N No opposition filed

Effective date: 20100105

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: IT

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20090401

PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: GB

Payment date: 20131125

Year of fee payment: 11

Ref country code: DE

Payment date: 20131121

Year of fee payment: 11

PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: FR

Payment date: 20131219

Year of fee payment: 11

REG Reference to a national code

Ref country code: DE

Ref legal event code: R119

Ref document number: 60326917

Country of ref document: DE

GBPC Gb: european patent ceased through non-payment of renewal fee

Effective date: 20141208

REG Reference to a national code

Ref country code: FR

Ref legal event code: ST

Effective date: 20150831

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: DE

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20150701

Ref country code: GB

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20141208

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: FR

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20141231