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EP0716561A1 - Röntgen-Gerät mit einer Einheit für die Leistungsversorgung einer Röntgenröhre - Google Patents

Röntgen-Gerät mit einer Einheit für die Leistungsversorgung einer Röntgenröhre Download PDF

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Publication number
EP0716561A1
EP0716561A1 EP95203284A EP95203284A EP0716561A1 EP 0716561 A1 EP0716561 A1 EP 0716561A1 EP 95203284 A EP95203284 A EP 95203284A EP 95203284 A EP95203284 A EP 95203284A EP 0716561 A1 EP0716561 A1 EP 0716561A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
inverters
voltage
primary
ray device
windings
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
EP95203284A
Other languages
English (en)
French (fr)
Other versions
EP0716561B1 (de
Inventor
Heinz Dr. Ing. Van Der Broeck
Christoph Loef
Hans Negle
Bernhard Wagner
Martin Wimmer
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Philips Intellectual Property and Standards GmbH
Koninklijke Philips NV
Original Assignee
Philips Corporate Intellectual Property GmbH
Philips Patentverwaltung GmbH
Koninklijke Philips Electronics NV
Philips Electronics NV
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Philips Corporate Intellectual Property GmbH, Philips Patentverwaltung GmbH, Koninklijke Philips Electronics NV, Philips Electronics NV filed Critical Philips Corporate Intellectual Property GmbH
Publication of EP0716561A1 publication Critical patent/EP0716561A1/de
Application granted granted Critical
Publication of EP0716561B1 publication Critical patent/EP0716561B1/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05G—X-RAY TECHNIQUE
    • H05G1/00—X-ray apparatus involving X-ray tubes; Circuits therefor
    • H05G1/08—Electrical details
    • H05G1/10—Power supply arrangements for feeding the X-ray tube
    • H05G1/20—Power supply arrangements for feeding the X-ray tube with high-frequency AC; with pulse trains

Definitions

  • the invention relates to an X-ray device with a power unit for feeding an X-ray tube, with a high-voltage transformer with two groups of primary and secondary windings located on the same transformer core, the primary windings from different groups having a weaker coupling to one another than the primary belonging to the same group - And secondary windings and the primary windings of the two groups are connected to two inverters operated at the same frequency.
  • Such an X-ray device is known from DE-OS 32 18 535.
  • X-ray tubes with a metal piston could also be fed symmetrically, in which the cathode current is greater than the anode current. This presupposes an asymmetrical power distribution between the two inverters, which would lead to disturbing compensating currents in the transformer if this were not prevented by the fact that windings from different groups are weakly coupled in the transformer compared to windings from the same group.
  • the known X-ray device allows the asymmetrical power distribution by delayed switching on of the switching elements from the two inverters.
  • the power is changed by changing the frequency with which the two Inverters are operated.
  • the power supplied must be able to be changed by several powers of ten, which requires a correspondingly large change in frequency.
  • the X-ray device is operated in the hearing frequency range, which leads to audible and disruptive operating noises and, moreover, results in an undesirably high ripple in the output voltage.
  • Another disadvantage is that when different voltages are set, the inverters are loaded by different switching currents, which results in a power restriction for this mode of operation.
  • the object of the present invention is to further improve an arrangement of the type mentioned at the outset.
  • This object is achieved in that means are provided for operating the inverters with a fixed frequency and independently controllable duty cycle.
  • the duty cycle is the ratio of the pulse duration of the voltage pulses supplied by the inverters to the primary windings to the period of the fixed frequency with which the inverters are switched. Operation with a fixed frequency has the advantage that this frequency can be chosen so that it lies above the hearing frequency range, so that no disturbing operating noises occur.
  • the power setting by changing the duty cycle has the advantage that there is a largely linear relationship between the output voltage (at the secondary windings) and the duty cycle at a working point with a constant current of the consumer, which is favorable for a higher-level control.
  • the compensating currents are reduced. With an unfavorable course of the voltage pulses, however, considerable compensating currents can still arise.
  • These compensating currents can be reduced in a further embodiment of the invention in that the means for operating the inverters are designed such that the voltage pulses generated by the two inverters overlap in time so that the shorter of the two voltage pulses occurs during the longer voltage pulse , and that the two voltage pulses in the transformer core cause the same temporal changes in the magnetic flux in the transformer core.
  • the duty cycle of the two inverters can still be controlled independently of one another, but the voltage pulses are synchronized to some extent. In principle, it would then be possible, for example, to let the leading edges of the two voltage pulses or the trailing edges coincide. However, equalizing currents can also occur here, which would result in the inverter generating the shorter pulse being loaded by a higher switching current than the other inverter, and a large reactive power would be exchanged between the inverters.
  • a preferred development of the invention provides that the means for operating the inverters are designed such that that the centers of the voltage pulses supplied by the two inverters coincide in time. In this case, the voltage pulses generated by the two inverters are symmetrical in time with one another. Voltage pulses of different lengths only result in a small exchange of reactive power between the two inverters, the switching currents in the two inverters having approximately the same maximum value.
  • each inverter comprises four switches 11 interconnected to form a full bridge in a manner known per se. . . 14 or 21. . . 24 of the IGBT type or other power semiconductors that can be switched off.
  • the connection point of the switches 11, 12 comprising a bridge branch is connected via the series connection of a capacitor 15 and a primary winding 16 of the transformer 3 belonging to a first winding group to the connection point of the switches 13, 14 of the other bridge branch.
  • connection point of the switches 21 and 22 is connected to the connection point of the switches 23 and 24 via the series connection of a capacitor 25 and a primary winding 26 of the transformer 3 belonging to a second winding group.
  • the secondary side of the transformer 3 is formed by two identically constructed secondary windings 31 and 32, which belong to the first and the second winding group.
  • the series resonance frequency of the circuits 15, 16 and 25, 26 is determined by the capacitance of the capacitor 15 and 25 and the leakage inductance of the identically constructed primary windings 16, 26 and the secondary windings 31, 32 of the transformer; in principle, an additional inductance is not required.
  • the winding capacitances 91, 92 of the secondary windings can be used as part of the series resonant circuit.
  • Switches 11 ... 14 and 21 ... 21 of inverters 1 and 2 are operated with the same, constant switching frequency that corresponds to the series resonance frequency.
  • a rectifier 6 or 7 is connected to the secondary windings 31 or 32, the output voltage of which is smoothed by a capacitor 61 or 71.
  • the two secondary windings are subdivided for insulation reasons, with each partial winding being given its own rectifier.
  • the rectifiers 6 and 7 are connected in series and the smoothed output voltage is supplied to the cathode or the anode of the X-ray tube 4. Due to the series connection the secondary windings 31 and 32, the rectifiers 6 and 7 and the capacitors 61 and 71 can only be designed for half the maximum value of the high voltage on the X-ray tube.
  • the x-ray tube 4 can have a grounded metal piston, as indicated schematically in the drawing.
  • part of the cathode current flows to the anode and another part flows to earth via the metal piston, so that the cathode current is greater than the anode current.
  • the cathode voltage would be lower than the anode voltage in a high-voltage generator in which the inverters would generate voltage pulses with an identical time profile. This would result in a low voltage between the anode and cathode, in particular, that the cathode current would be limited by space charge effects in the X-ray tube, so that its thermal load capacity for low anode voltages could no longer be fully utilized.
  • An operation is desirable in which, at least at high tube voltages, the voltage between the anode and earth is the same magnitude as the voltage between the cathode and earth.
  • the cathode voltage With a low tube voltage, it could even be expedient to make the cathode voltage greater than the anode voltage, so that the space charge effects mentioned could be avoided and the thermal load capacity of the X-ray tube could be better utilized.
  • the effect of the equalizing currents can be explained on the basis of the simplified equivalent circuit diagram according to FIG. 2, the transformer being replaced by the inductors L 12 , L 1s , L 2s and L h .
  • the inductors L 1s and L 2s represent the leakage inductance of the primary windings 16 and 26 with respect to the secondary side, and the inductance L 12 represents the leakage inductance between the two primary windings, by means of which the outputs of the inverters 1, 2 are coupled to one another.
  • L h is the main inductance, which is large compared to the aforementioned inductors.
  • the inductance L 12 would be small compared to the inductances L 1s , L 2s . If the voltages supplied by the inverters 1, 2 then differ in time due to different switching times for the switches 11 ... 14 on the one hand and 21 ... 24 on the other hand, the output voltage of the inverter 1 would initially be completely at the inductor L 12 apply and cause a differential current, the rate of change would correspond to the quotient of this voltage and the inductance L 12 .
  • the coupling of the two primary windings 16, 26 to one another is made smaller than the coupling between each of these primary windings and the secondary winding as a whole (ie the series connection between the windings 31 and 32) or between the relevant primary winding 16 or 26 and that belonging to the same winding group Partial winding 31 or 32.
  • This is achieved by the construction of the transformer shown schematically in FIG. 3.
  • the primary windings 16 and 26 are arranged side by side and at a distance from one another on a transformer core 30, e.g. a cutting tape core.
  • the primary windings 16 and 26 are enclosed by the secondary windings 31 and 32, respectively.
  • This design means that the magnetic or inductive coupling between the primary windings 16 and 26, but also between the secondary windings 31 and 32, is significantly weaker than the coupling between one of the primary windings (e.g. 16) and the secondary winding (31) surrounding it.
  • the leakage inductance between the two windings is proportional to the factor (1 - k 2 ).
  • L 12 is greater than L 1s or L 2s . If the coupling factor between the primary windings is 0.973, for example, and between a primary winding and the secondary winding is 0.993, then L 12 is approximately four times as large as L 1s and L 2s . Then only a reduced equalizing current flows, the frequency of which is generally not increased.
  • the coupling of the primary windings with one another and the secondary windings with one another can be reduced further by not arranging the primary windings with the secondary windings surrounding them on the same leg, but on opposite legs. However, this results in different dimensions of the transformer core.
  • the leading edges of the two voltage pulses or the trailing edges could coincide.
  • equalizing currents can also occur here, which would result in the inverter generating the shorter pulse being loaded by a higher switching current than the other inverter, and a large reactive power would be exchanged between the inverters. This can be avoided by a time-symmetrical course of the output voltages.
  • a suitable circuit results from FIG. 4.
  • the voltage between anode and earth is measured by a high-voltage measuring divider consisting of resistors 201 and 202, while the voltage between cathode and earth is measured by a high-voltage measuring divider consisting of resistors 101 and 102 .
  • the measuring voltages at the taps of the high-voltage measuring dividers are fed to a control arrangement 50, which compares the two measuring voltages, if necessary also their sum, with target values which depend on the predetermined target value of the voltage on the X-ray tube, but also on the control strategy.
  • the control circuit 50 supplies a first control signal for controlling a pulse width modulator 103 at a first output and a second control signal for controlling a pulse width modulator 203 at a second output
  • Pulse width modulators 103 and 203 deliver pulses with a fixed frequency and a duty cycle or a pulse duration, which depends on the control signal at the input of the relevant pulse width modulator. These pulses, which are temporally symmetrical to one another, are converted into a switching pulse pattern for the four switches 11 ... 14 or 21 ...
  • the pulse width modulators 103 and 203 are supplied with a symmetrical triangular voltage U d generated by a function generator 53.
  • the frequency of the delta voltage U d is twice as high as the series resonance frequency of the circuits 15, 16 and 25, 26 of the inverters 1 and 2.
  • the function generator 53 also delivers Clock signals for the blocks 104 and 204, as indicated by dashed lines in FIG. 4.
  • the pulse width modulators 103 and 203 the triangular voltage U d with the -.
  • control signals S 1 and S 2 are compared, and the output of the pulse width modulators pulses PWM 1 and PWM 2 are produced, the leading edge of the Crossing and whose trailing edge coincides with the falling below the control signals S 1 or S 2 by the delta voltage U d .
  • inverter voltages U 1 and U 2 After converting the pulse width modulated pulses PWM 1 and PWM 2 into switching pulses for the switches 11 ... 14 and 21 ... 24 of the inverters 1 ... 2, inverter voltages U 1 and U 2 with the one shown in FIG. 5 result pulse-shaped time course (U 1 and U 2 each represent the voltage at the series circuit 15, 16 and 25, 26).
  • U 1 and U 2 differ from PWM 1 and PWM 2 in that the polarity of every second pulse is inverted, so that the fundamental oscillation contained in the output voltages U 1 and U 2 has a frequency which is half as large as that Frequency of the triangular wave U d . Since the frequency of the triangular oscillation is twice as large as the series resonance frequency of the inverters 1, 2, the frequency of this fundamental oscillation corresponds to the series resonance frequency. It can be seen from FIG. 5 that the voltage pulses U 1 and U 2 are symmetrical in time with respect to one another, ie the time centers of these pulses coincide. The voltage pulses from U 1 and U 2 each have the same polarity - if the primary windings 16 and 26 have the same winding sense. If the primary windings 16 and 26 have the opposite direction of winding, the pulses must each have the opposite polarity.
  • the compensation currents are minimal and only a small reactive power is exchanged between the windings.
  • the currents I 1 and I 2 flowing in the primary windings 16 and 26 have almost the same maximum value, ie the current load in the switches 11 ... 14 is approximately the same as in FIG the switches 21 ... 24, although the duty cycle of U 1 is approximately twice as high as the duty cycle of U 2 , so that the cathode voltage derived from U 1 is also approximately twice as large as the anode voltage derived from U 2 .
  • the cathode voltage or the anode voltage largely depend on an operating point with a constant tube current linearly from the duty cycle or the pulse duration of the pulse width modulated signals PWM 1 and PWM 2 .
  • the linear dependence of the high voltage on the duty cycle is favorable for the control behavior.
  • the pulse width modulators 103 and 203 are explained as circuits with an analog effect. However, it is also possible to carry out the pulse width modulation - and possibly also the switching pulse generation by the blocks 104 and 204 - with the aid of programmable controller blocks.
  • the invention has been explained above using the example of an X-ray device or X-ray generator. However, it can also be used in other arrangements for supplying power to a consumer, which are concerned with controlling the voltage at the consumer in a specifiable manner.

Landscapes

  • X-Ray Techniques (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Röntgen-Gerät mit einem Leistungsteil zur Speisung einer Röntgenröhre (4), mit einem Hochspannungstransformator (3) mit zwei Gruppen von auf dem gleichen Transformatorkern befindlichen Primär- und Sekundärwicklungen, wobei die Primärwicklungen (16, 26) aus verschiedenen Gruppen untereinander eine schwächere Kopplung haben als die zur gleichen Gruppe gehörigen Primär- und Sekundärwicklungen (z.B. 16,31) wobei die Primärwicklungen der beiden Gruppen an zwei mit der gleichen Frequenz betriebene Wechselrichter (1, 2) angeschlossen sind. Dabei ergibt sich eine verbesserte Steuerung der Leistung auf der Sekundärseite dadurch, daß Mittel zum Betreiben der Wechselrichter mit fester Frequenz und unabhängig voneinander steuerbarem Tastgrad vorgesehen sind. <IMAGE>

Description

  • Die Erfindung betrifft ein Röntgen-Gerät mit einem Leistungsteil zur Speisung einer Röntgenröhre, mit einem Hochspannungstransformator mit zwei Gruppen von auf dem gleichen Transformatorkern befindlichen Primär- und Sekundärwicklungen, wobei die Primärwicklungen aus verschiedenen Gruppen untereinander eine schwächere Kopplung haben als die zur gleichen Gruppe gehörigen Primär- und Sekundärwicklungen und wobei die Primärwicklungen der beiden Gruppen an zwei mit der gleichen Frequenz betriebene Wechselrichter angeschlossen sind.
  • Ein solches Röntgen-Gerät ist aus der DE-OS 32 18 535 bekannt. Mit dem bekannten Röntgen-Gerät könnten auch Röntgenröhren mit einem Metallkolben symmetrisch gespeist werden, bei denen der Kathodenstrom größer ist als der Anodenstrom. Dies setzt eine unsymmetrische Leistungsverteilung auf die beiden Wechselrichter voraus, was zu störenden Ausgleichsströmen im Transformator führen würde, wenn dies nicht dadurch verhindert würde, daß bei dem Transformator Wicklungen aus verschiedenen Gruppen schwach gekoppelt sind im Vergleich zu Wicklungen aus der gleichen Gruppe.
  • Das bekannte Röntgen-Gerät, dessen Wechselrichter als mit Thyristoren bestückte Serienresonanz-Wechselrichter ausgebildet sind, erlaubt die unsymmetrische Leistungsverteilung durch verzögertes Einschalten der Schaltelemente aus den beiden Wechselrichtern. Die Leistung wird dabei durch eine Änderung der Frequenz geändert, mit der die beiden Wechselrichter betrieben werden. Bei einem Röntgengenerator muß die zugeführte Leistung aber um mehrere Zehnerpotenzen veränderbar sein, was eine entsprechend große Frequenzänderung voraussetzt. Dabei läßt es sich aber nicht vermeiden, daß das Röntgen-Gerät im Hörfrequenzbereich betrieben wird, was zu hörbaren und störenden Betriebsgeräuschen führt und außerdem eine unerwünscht hohe Welligkeit der Ausgangsspannung zur Folge hat. Von Nachteil ist weiterhin, daß bei Einstellung unterschiedlicher Spannungen die Wechselrichter durch unterschiedliche Schaltströme belastet werden, woraus sich für diese Betriebsweise eine Leistungsbeschränkung ergibt.
  • Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Anordnung der eingangs genannten Art weiter zu verbessern. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß Mittel zum Betreiben der Wechselrichter mit fester Frequenz und unabhängig voneinander steuerbarem Tastgrad vorgesehen sind. Dabei wird als Tastgrad das Verhältnis der Impulsdauer der von den Wechselrichtern an die Primärwicklungen gelieferten Spannungsimpulse zur Periodendauer der festen Frequenz, mit der die Wechselrichter geschaltet werden, bezeichnet. Der Betrieb mit fester Frequenz hat den Vorteil, daß diese Frequenz so gewählt sein kann, daß sie oberhalb des Hörfrequenzbereiches liegt, so daß keine störenden Betriebsgeräusche auftreten. Die Leistungsstellung durch Änderung des Tastgrades hat den Vorteil, daß sich in in einem Arbeitspunkt mit konstantem Strom des Verbrauchers ein weitgehend linearer Zusammenhang zwischen der Ausgangsspannung (an den Sekundärwicklungen) und dem Tastgrad ergibt, was für eine übergeordnete Regelung günstig ist.
  • Wie bereits erwähnt, können durch die im Anspruch angegebene Gestaltung der Kopplungsverhältnisse zwischen den zur gleichen Gruppe und den zu unterschiedlichen Gruppen gehörenden Wicklungen die Ausgleichsströme reduziert werden. Bei ungünstigem Verlauf der Spannungsimpulse können jedoch immer noch beträchtliche Ausgleichsströme entstehen. Diese Ausgleichsströme lassen sich in weiterer Ausgestaltung der Erfindung dadurch vermindern, daß die Mittel zum Betreiben der Wechselrichter so gestaltet sind, daß die von den beiden Wechselrichtern erzeugten Spannungsimpulse sich zeitlich so überlappen, daß der kürzere der beiden Spannungsimpulse jeweils während der Dauer des längeren Spannungsimpulses auftritt, und daß die beiden Spannungsimpulse in dem Transformatorkern gleichsinnige zeitliche Änderungen des magnetischen Flusses im Transformatorkern hervorrufen. Wenn die Primärwicklungen der beiden Gruppen den gleichen Wicklungssinn aufweisen, wird eine gleichsinnige zeitliche Änderung des magnetischen Flusses durch Spannungsimpulse mit der gleichen Polarität erreicht; bei Wicklungen mit entgegengesetztem Wicklungssinn ist dies bei entgegengesetzter Polarität der zugeführten Spannungsimpulse der Fall.
  • Bei dieser Ausgestaltung der Erfindung ist der Tastgrad der beiden Wechselrichter zwar weiterhin voneinander unabhängig steuerbar, jedoch sind die Spannungsimpulse in gewisser Weise synchronisiert. Grundsätzlich wäre es danach beispielsweise möglich, die Vorderflanken der beiden Spannungsimpulse oder die Rückflanken zusammenfallen zu lassen. Auch hierbei können jedoch noch Ausgleichsströme auftreten, was dazu führen würde, daß der den jeweils kürzeren Impuls erzeugende Wechselrichter durch einen höheren Schaltstrom belastet würde als der andere Wechselrichter, und es würde zwischen den Wechselrichtern eine große Blindleistung ausgetauscht. Eine bevorzugte Weiterbildung der Erfindung sieht demgegenüber vor, daß die Mittel zum Betreiben der Wechselrichter so gestaltet sind, daß die Mitten der von den beiden Wechselrichtern gelieferten Spannungsimpulse zeitlich zusammenfallen. Hierbei verlaufen die von den beiden Wechselrichtern erzeugten Spannungsimpulse also zeitlich symmetrisch zueinander. Ungleich lange Spannungsimpulse führen lediglich zu einem geringen Austausch von Blindleistung zwischen den beiden Wechselrichtern, wobei die Schaltströme in den beiden Wechselrichtern etwa den gleichen Maximalwert haben.
  • Die Erfindung soll nachstehend anhand der Zeichnungen näher erläutert werden. Es zeigen:
    • Fig. 1
    einen Teil eines Schaltbildes eines Röntgen-Gerätes,
    Fig. 2
    ein Ersatzschaltbild eines Teils dieses Röntgen-Gerätes
    Fig. 3
    die Anordnung der Primär- und Sekundärwicklungen auf dem Transformatorkern,
    Fig. 4
    einen weiteren Teil der Anordnung und
    Fig. 5
    den zeitlichen Verlauf verschiedener Signale bei dieser Anordnung.
  • Fig. 1 zeigt eine Röntgenröhre 4, die über einen Transformator 3 von zwei Wechselspannungsquellen 1, 2 gespeist wird, die als Serienresonanz-Wechselrichter ausgebildet sind. Die beiden Wechselrichter sind an je eine Gleichspannungsquelle 5a und 5b angeschlossen. Jeder Wechselrichter umfaßt in an sich bekannter Weise vier zu einer Vollbrücke zusammengeschaltete Schalter 11 . . . 14 bzw. 21 . . . 24 vom IGBT-Typ bzw. andere abschaltbare Leistungshalbleiter. Der Verbindungspunkt des die Schalter 11, 12 umfassenden einen Brückenzweiges ist über die Serienschaltung eines Kondensators 15 und einer zu einer ersten Wicklungsgruppe gehörenden Primärwicklung 16 des Transformators 3 mit dem Verbindungspunkt der Schalter 13, 14 des anderen Brückenzweiges verbunden. Analog dazu ist der Verbindungspunkt der Schalter 21 und 22 über die Serienschaltung eines Kondensators 25 und einer zu einer zweiten Wicklungsgruppe gehörenden Primärwicklung 26 des Transformators 3 mit dem Verbindungspunkt der Schalter 23 und 24 verbunden. Die Sekundärseite des Transformators 3 wird durch zwei identisch aufgebaute Sekundärwicklungen 31 und 32 gebildet, die zu der ersten bzw. der zweiten Wicklungsgruppe gehören.
  • Die Serienresonanzfrequenz der Kreise 15, 16 bzw. 25, 26 wird dabei durch die Kapazität des Kondensators 15 bzw. 25 und die Streuinduktivität der identisch aufgebauten Primärwicklungen 16, 26 und der Sekundärwicklungen 31, 32 des Transformators bestimmt; eine zusätzliche Induktivität ist prinzipiell nicht erforderlich. Die Wicklungskapazitäten 91, 92 der Sekundärwicklungen können als Teil des Serienresonanzkreises genutzt werden. Die Schalter 11...14 bzw 21...21 der Wechselrichter 1 und 2 werden mit der gleichen, konstanten Schaltfrequenz betrieben, die der Serienresonanzfrequenz entspricht.
  • An die Sekundärwicklungen 31 bzw 32 ist je ein Gleichrichter 6 bzw. 7 angeschlossen, dessen Ausgangsspannung durch einen Kondensator 61 bzw. 71 geglättet wird. Vielfach werden die beiden Sekundärwicklungen aus Isolationsgründen noch weiter unterteilt, wobei jede Teilwicklung einen eigenen Gleichrichter erhält. Die Gleichrichter 6 und 7 sind in Serie geschaltet und die geglättete Ausgangsspannung wird der Kathode bzw. der Anode der Röntgenröhre 4 zugeführt. Aufgrund der Serienschaltung müssen die Sekundärwicklungen 31 und 32, die Gleichrichter 6 und 7 sowie die Kondensatoren 61 und 71 nur für die Hälfte des Maximalwerts der Hochspannung an der Röntgenröhre ausgelegt sein.
  • Die Röntgenröhre 4 kann einen geerdeten Metallkolben aufweisen, wie in der Zeichnung schematisch angedeutet. In diesem Fall fließt ein Teil des Kathodenstroms zur Anode und ein anderer Teil über den Metallkolben nach Erde, so daß der Kathodenstrom größer ist als der Anodenstrom. Aufgrund dieser unterschiedlichen Ströme würde bei einem Hochspannungserzeuger, bei dem die Wechselrichter Spannungsimpulse mit identischem zeitlichem Verlauf erzeugen würden, die Kathodenspannung niedriger sein als die Anodenspannung. Dies würde insbesondere bei einer niedrigen Spannung zwischen Anode und Kathode dazu führen, daß der Kathodenstrom durch Raumladungseffekte in der Röntgenröhre begrenzt würde, so daß deren thermische Belastbarkeit für niedrige Anodenspannungen nicht mehr voll ausgenutzt werden könnte. Wünschenswert ist ein Betrieb, bei dem zumindest bei hohen Röhrenspannungen die Spannung zwischen Anode und Erde dem Betrage nach genauso groß ist wie die Spannung zwischen Kathode und Erde. Bei einer niedrigen Röhrenspannung könnte es sogar zweckmäßig sein, die Kathodenspannung größer zu machen als die Anodenspannung, so daß die erwähnten Raumladungseffekte vermieden und die thermische Belastbarkeit der Röntgenröhre besser ausgenutzt werden könnte.
  • Für diese Steuerungsmöglichkeiten ist aber Voraussetzung, daß die Spannungsimpulse des Wechselrichters 1 eine andere (größere) Dauer haben als die des Wechselrichters 2. Dann können sich jedoch zwischen den Wicklungen störende Ausgleichsströme ergeben.
  • Die Wirkung der Ausgleichsströme läßt sich anhand des vereinfachten Ersatzschaltbildes nach Fig. 2 erläutern, wobei der Transformator durch die Induktivitäten L12, L1s, L2s und Lh ersetzt wurde. Die Induktivitäten L1s bzw. L2s repräsentieren die Streuinduktivität der Primärwicklungen 16 bzw. 26 gegenüber der Sekundärseite, und die Induktivität L12 stellt die Streuinduktivität zwischen den beiden Primärwicklungen dar, durch die die Ausgänge der Wechselrichter 1, 2 miteinander gekoppelt werden. Lh ist die Hauptinduktivität, die groß ist im Vergleich zu den zuvor genannten Induktivitäten.
  • Wenn die Primärwicklungen 16, 26 stark miteinander gekoppelt wären, wie es normalerweise bei derartigen Transformatoren angestrebt wird, dann wäre die Induktivität L12 klein im Vergleich zu den Induktivitäten L1s, L2s. Wenn die von den Wechselrichtern 1, 2 gelieferten Spannungen dann aufgrund unterschiedlich langer Schaltzeiten für die Schalter 11...14 einerseits und 21...24 andererseits zeitlich voneinander abweichen würden, dann würde die Ausgangsspannung des Wechselrichters 1 zunächst vollständig an der Induktivität L12 anliegen und einen Differenzstrom hervorrufen, dessen Änderungsgeschwindigkeit dem Quotienten aus dieser Spannung und der Induktivität L12 entsprechen würde. Wenn anschließend beide Spannungen wieder gleich wären, würde der in L12 fließende Strom in dem durch die Kondensatoren 15, 16 und die Induktivität L12 gebildeten Schaltkreis oszillieren, wobei die Resonanzfrequenz wesentlich höher wäre als die Serienresonanzfrequenz des Wechselrichters, weil L12 klein ist im Vergleich zu L16 bzw. L2s. Es würden somit Ausgleichsströme mit hoher Frequenz und hoher Amplitude fließen.
  • Amplitude und Frequenz der Ausgleichsströme lassen sich durch zwei Maßnahmen auf ein nicht mehr störendes Maß reduzieren:
    • a) Verringerung der Kopplung zwischen Transormatorwicklungen, die zu unterschiedlichen Wicklungsgruppen gehören.
    • b) Synchronisierung der Schaltimpulse für die beiden Wechselrichter.
    Diese beiden Maßnahmen werden im folgenden näher erläutert.
  • Die Kopplung der beiden Primärwicklungen 16, 26 untereinander wird kleiner gemacht als die Kopplung zwischen jeder dieser Primärwicklungen und der Sekundärwicklung insgesamt (d.h. der Serienschaltung zwischen den Wicklungen 31 und 32) oder zwischen der betreffenden Primärwicklung 16 bzw. 26 und der zu der gleichen Wicklungsgruppe gehörenden Teilwicklung 31 bzw. 32. Dies wird durch den in Fig. 3 schematisch dargestellten Aufbau des Transformators erreicht. Die Primärwicklungen 16 und 26 sind dabei nebeneinander und im Abstand voneinander auf einem Transformatorkern 30 angeordnet, z.B. einem Schnittbandkern. Die Primärwicklungen 16 bzw. 26 werden von der Sekundärwicklung 31 bzw. 32 umschlossen.
  • Durch diese Bauweise ist die magnetische bzw. induktive Kopplung zwischen den Primärwicklungen 16 und 26, aber auch zwischen den Sekundärwicklungen 31 und 32 deutlich schwächer als die Kopplung zwischen einer der Primärwicklungen (z.B. 16) und der sie umschließenden Sekundärwicklung (31).
  • Die magnetische bzw. induktive Kopplung zwischen zwei Wicklungen L1, L2 läßt sich bekanntlich durch den Kopplungsfaktor k=M/ L 1 ·L 2
    Figure imgb0001
     definieren, wobei M die Gegeninduktivität zwischen den beiden Wicklungen L1, L2 ist. Die Streuinduktivität zwischen den beiden Wicklungen ist dem Faktor (1 - k2) proportional.
  • Dadurch, daß die Kopplung zwischen den Primärwicklungen schwächer ist als die Kopplung zwischen einer Primärwicklung und der Sekundärwicklung 31, 32 wird erreicht, daß L12 größer ist als L1s bzw. L2s. Beträgt der Kopplungsfaktor zwischen den Primärwicklungen beispielsweise 0,973 und zwischen einer Primärwicklung und der Sekundärwicklung 0,993, dann ist L12 rund viermal so groß wie L1s und L2s. Es fließt dann nur noch ein verringerter Ausgleichsstrom, dessen Frequenz in der Regel nicht erhöht ist.
  • Man kann die Kopplung der Primärwicklungen untereinander und der Sekundärwicklungen untereinander noch dadurch verringern, daß man die Primärwicklungen mit den sie umschließenden Sekundärwicklungen nicht auf dem gleichen Schenkel anordnet, sondern auf gegenüberliegenden Schenkeln. Allerdings resultieren daraus andere Abmessungen des Transformatorkerns.
  • Auch bei dem angegeben Transformaroraufbau können bei ungünstiger zeitlicher Lage der Schaltimpulse für die Schalter der beiden Wechselrichter 1,2 noch erhebliche Ausgleichsströme auftreten. Diese werden weitgehend dadurch reduziert, daß die von den beiden Wechselrichtern erzeugten Spannungsimpulse sich zeitlich so überlappen, daß der kürzere der beiden Spannungsimpulse jeweils während der Dauer des längeren Spannungsimpulses auftritt, und daß die beiden Spannungsimpulse in dem Transformatorkern gleichsinnige zeitliche Änderungen des magnetischen Flusses im Transformatorkern hervorrufen.
  • Grundsätzlich könnten die Vorderflanken der beiden Spannungsimpulse oder die Rückflanken zusammenfallen. Auch hierbei können jedoch noch Ausgleichsströme auftreten, was dazu führen würde, daß der den jeweils kürzeren Impuls erzeugende Wechselrichter durch einen höheren Schaltstrom belastet würde als der andere Wechselrichter, und es würde zwischen den Wechselrichtern eine große Blindleistung ausgetauscht. Dies läßt sich durch einen zeitlich symmetrischen Verlauf der Ausgangsspannungen vermeiden.
  • Eine dazu geeignete Schaltung ergibt sich aus Fig. 4. Die Spannung zwischen Anode und Erde wird dabei durch einen aus den Widerständen 201 und 202 bestehenden Hochspannungsmeßteiler gemessen, während die Spannung zwischen Kathode und Erde durch einen aus den Widerständen 101 und 102 bestehenden Hochspannungsmeßteiler gemessen wird. Die Meßspannungen an den Abgriffen der Hochspannungsmeßteiler werden einer Regelanordnung 50 zugeführt, die die beiden Meßspannungen, erforderlichenfalls auch deren Summe, mit Sollwerten vergleicht, die von dem vorgegebenen Sollwert der Spannung an der Röntgenröhre, aber auch von der Regelstrategie abhängen.
  • Wenn lediglich angestrebt wäre, daß Anoden- und Kathodenspannungen stets gleich groß sind, könnten zwei voneinander unabhängige einfache Regler verwendet werden, die die Spannung an der Anode und an der Kathode jeweils auf einen vorgebbaren Sollwert bringen. Wenn dagegen die Aufteilung der Spannung zwischen Anode und Kathode auch von der Höhe dieser Spannung abhängen soll, muß die Regelschaltung 50 die beiden Meßsignale zusammen verarbeiten. Die Regelschaltung 50 liefert an einem ersten Ausgang ein erstes Regelsignal zur Steuerung eines Pulsbreitenmodulators 103 und an einem zweiten Ausgang ein zweites Regelsignal zur Steuerung eines Pulsbreitenmodulators 203. Die Pulsbreitenmodulatoren 103 und 203 liefern Impulse mit einer festen Frequenz und einem Tastgrad bzw. einer Impulsdauer, der bzw. die von dem Regelsignal am Eingang des betreffenden Pulsbreitenmodulators abhängt. Diese Impulse, die zeitlich symmetrisch zueinander verlaufen, werden mittels eines PLD-Bausteines (Programmable Logic Device) 104 bzw. 204 in ein Schaltimpulsmuster für die vier Schalter 11 ... 14 bzw. 21 ... 24 des zugehörigen Wechselrichters 1 bzw. 2 umgesetzt, derart, daß die von den Wechselrichtern 1 und 2 gelieferten Spannungsimpulse jeweils die durch den zugehörigen Pulsbreitenmodulator 103 bzw. 203 vorgegebene Impulsdauer haben.
  • Außer den Regel signalen wird den Pulsbreitenmodulatoren 103 und 203 eine von einem Funktionsgenerator 53 erzeugte symmetrische Dreieckspannung Ud zugeführt. Die Frequenz der Dreieckspannung Ud, deren zeitlicher Verlauf in Fig. 5 (erste Zeile) dargestellt ist, ist doppelt so groß wie die Serienresonanzfrequenz der Kreise 15, 16 bzw. 25, 26 der Wechselrichter 1 bzw. 2. Der Funktionsgenerator 53 liefert darüberhinaus Taktsignale für die Bausteine 104 und 204, wie in Fig. 4 durch gestrichelte Linien angedeutet.
  • In den Pulsbreitenmodulatoren 103 und 203 wird die Dreieckspannung Ud mit den - in Fig. 5 gestrichelt angedeuteten - Regelsignalen S1 bzw. S2 verglichen, und am Ausgang der Pulsbreitenmodulatoren werden Impulse PWM1 bzw. PWM2 erzeugt, deren Vorderflanke mit dem Überschreiten und deren Rückflanke mit dem Unterschreiten der Regelsignale S1 bzw. S2 durch die Dreieckspannung Ud zusammenfällt.
  • Nach dem Umsetzen der pulsbreitenmodulierten Impulse PWM1 und PWM2 in Schaltimpulse für die Schalter 11 ... 14 bzw. 21 ... 24 der Wechselrichter 1 ... 2 ergeben sich Wechselrichterspannungen U1 und U2 mit dem in Fig. 5 dargestellten impulsförmigen zeitlichen Verlauf (U1 bzw. U2 stellen jeweils die Spannung an der Serienschaltung 15, 16 bzw. 25, 26 dar).
  • U1 bzw. U2 unterscheiden sich von PWM1 bzw. PWM2 dadurch, daß die Polarität jedes zweiten Impulses invertiert ist, so daß die in den Ausgangsspannungen U1 und U2 enthaltene Grundschwingung eine Frequenz hat, die halb so groß ist wie die Frequenz der Dreieckschwingung Ud. Da die Frequenz der Dreieckschwingung doppelt so groß ist wie die Serienresonanzfrequenz der Wechselrichter 1, 2, entspricht die Frequenz dieser Grundschwingung der Serienresonanzfrequenz. Man erkennt aus Fig. 5, daß die Spannungsimpulse U1 und U2 zeitlich symmetrisch zueinander verlaufen, d.h. die zeitlichen Mitten dieser Impulse fallen zusammen. Die Spannungsimpulse von U1 bzw. U2 haben jeweils die gleiche Polarität - falls die Primärwicklungen 16 bzw. 26 den gleichen Wicklungssinn haben. Bei entgegengesetztem Wicklungssinn der Primärwicklungen 16 und 26 müssen die Impulse jeweils die entgegengesetzte Polarität haben.
  • Unter dieser Bedingung sind die Ausgleichsströme minimal und es wird lediglich eine geringe Blindleistung zwischen den Wicklungen ausgetauscht. Wie man Fig. 5 weiter entnimmt, haben in diesem Fall die in den Primärwicklungen 16 bzw. 26 fließenden Ströme I1 bzw. I2 nahezu den gleichen Maximalwert, d.h. die Strombelastung in den Schaltern 11 ... 14 ist etwa genauso groß wie in den Schaltern 21 ... 24, obwohl der Tastgrad von U1 etwa doppelt so groß ist wie der Tastgrad von U2, so daß auch die aus U1 abgeleitete Kathodenspannung etwa doppelt so groß ist wie die aus U2 abgeleitete Anodenspannung.
  • Die Kathodenspannung bzw. die Anodenspannung hängen bei einem Arbeitspunkt mit konstantem Röhrenstrom weitgehend linear von dem Tastgrad bzw. der Pulsdauer der pulsbreitenmodulierten Signale PWM1 und PWM2 ab. Hingegen ergibt sich nur eine schwache Abhängigkeit der Kathodenspannung vom Tastgrad des Pulsdauer modulierten Signals PWM2; das gleiche gilt für die Abhängigkeit der Anodenspannung von dem Tastgrad des Signals PWM1. Die lineare Abhängigkeit der Hochspannung von dem Tastgrad ist für das Regelverhalten günstig.
  • In den Figuren 4 und 5 sind die Pulsbreitenmodulatoren 103 und 203 als analog wirkende Schaltungen erläutert. Es ist jedoch auch möglich, die Pulsbreitenmodulation - und gegebenenfalls auch die Schaltimpulserzeugung durch die Bausteine 104 und 204 - mit Hilfe programmierbarer Kontrollerbausteine durchzuführen.
  • Die Erfindung ist vorstehend am Beispiel eines Röntgen-Gerätes bzw. Röntgen-Generators erläutert worden. Sie ist jedoch auch bei anderen Anordnungen zur Leistungsversorgung eines Verbrauchers anwendbar, bei denen es darum geht, die Spannung am Verbraucher in vorgebbarer Weise zu steuern.

Claims (9)

  1. Röntgen-Gerät mit einem Leistungsteil zur Speisung einer Röntgenröhre (4), mit einem Hochspannungstransformator (3) mit zwei Gruppen von auf dem gleichen Transformatorkern befindlichen Primär- und Sekundärwicklungen, wobei die Primärwicklungen (16, 26) aus verschiedenen Gruppen untereinander eine schwächere Kopplung haben als die zur gleichen Gruppe gehörigen Primär- und Sekundärwicklungen (z.B. 16,31) wobei die Primärwicklungen der beiden Gruppen an zwei mit der gleichen Frequenz betriebene Wechselrichter (1, 2) angeschlossen sind,
    dadurch gekennzeichnet, daß Mittel (53, 103, 203) zum Betreiben der Wechselrichter (1,2) mit fester Frequenz und unabhängig voneinander steuerbarem Tastgrad vorgesehen sind.
  2. Röntgen-Gerät nach Anspruch 1,
    dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zum Betreiben der Wechselrichter so gestaltet sind, daß die von den beiden Wechselrichtern erzeugten Spannungsimpulse (U1, U2) sich zeitlich so überlappen, daß der kürzere der beiden Spannungsimpulse (U2) jeweils während der Dauer des längeren Spannungsimpulses (U1) auftritt, und daß die beiden Spannungsimpulse in dem Transformatorkern gleichsinnige zeitliche Änderungen des magnetischen Flusses im Transformatorkern hervorrufen.
  3. Röntgen-Gerät nach Anspruch 2,
    dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zum Betreiben der Wechselrichter so gestaltet sind, daß die Mitten der von den beiden Wechselrichtern gelieferten Spannungsimpulse zeitlich zusammenfallen.
  4. Röntgen-Gerät nach Anspruch 1,
    dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zum Betreiben der Wechselrichter für jeden Wechselrichter einen Pulsbreiten-Modulator (103, 203) umfassen.
  5. Röntgen-Gerät nach Anspruch 1,
    dadurch gekennzeichnet, daß sowohl die Primärwicklungen (16, 26) als auch die Sekundärwicklungen (31, 32) der beiden Gruppen nebeneinander angeordnet sind und daß die Sekundärwicklungen (31, 32) die jeweils zur gleichen Gruppe gehörenden Primärwicklungen umschließen.
  6. Röntgen-Gerät nach Anspruch 1,
    dadurch gekennzeichnet, daß an die Sekundärwicklungen (31,32) Gleichrichter (6,7) angeschlossen sind, die gleichspannungsmäßig in Reihe geschaltet sind.
  7. Röntgen-Gerät nach Anspruch 1,
    dadurch gekennzeichnet, daß die Wechselrichter (1,2) als Serienresonanz-Wechselrichter ausgebildet sind und daß die Frequenz, mit der die Wechselrichter betrieben werden zumindest annähernd der Serienresonanzfrequenz entspricht.
  8. Röntgen-Gerät nach Anspruch 7,
    dadurch gekennzeichnet, daß jeder Wechselrichter eine Kapazität (15, 25) enthält, die mit der Reaktanz (L16, L26) der zugehörigen Primärwicklung (16, 26) einen Serienresonanzkreis bildet.
  9. Röntgen-Gerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet daß der Verbraucher durch eine Röntgen-Röhre gebildet wird, deren Anodenstrom von ihrem Kathodenstrom abweicht.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2002097957A3 (en) * 2001-05-29 2003-04-17 Koninkl Philips Electronics Nv Power supply system

Families Citing this family (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE19724931A1 (de) * 1997-06-12 1998-12-17 Philips Patentverwaltung Leistungsversorgungseinheit mit einem pulsdauermodulierten Wechselrichter, insbesondere für einen Röntgengenerator
DE19940137A1 (de) * 1999-08-24 2001-03-01 Philips Corp Intellectual Pty Serienresonanter Konverter mit einer Regelschaltung
US6178098B1 (en) * 1999-09-22 2001-01-23 Lucent Technologies Inc. Phase-shifted post-regulator, method of operation thereof and power converter employing the same
US6738275B1 (en) 1999-11-10 2004-05-18 Electromed Internationale Ltee. High-voltage x-ray generator
DE10159897A1 (de) * 2001-12-06 2003-06-26 Philips Intellectual Property Spannungsversorgung für Röntgengenerator
JP4306209B2 (ja) 2002-09-09 2009-07-29 株式会社日立メディコ 中性点接地方式のｘ線発生装置及びこれを用いたｘ線ｃｔ装置
JP4392746B2 (ja) * 2003-05-23 2010-01-06 株式会社日立メディコ Ｘ線高電圧装置
CN101138144B (zh) * 2005-04-22 2012-05-16 株式会社大福 无接触供电设备的二次侧受电电路
DE102007032199A1 (de) * 2007-07-11 2009-01-15 Sms Elotherm Gmbh Betreiben von Schwingkreis-Wechselrichtern
CN102047359A (zh) * 2008-06-02 2011-05-04 皇家飞利浦电子股份有限公司 在高电压发生器电路中使用以将两个或多个独立可控电源电压电感地传送到负载的电源终端的旋转功率变压器
US8861681B2 (en) * 2010-12-17 2014-10-14 General Electric Company Method and system for active resonant voltage switching
US10305385B2 (en) 2016-09-27 2019-05-28 Texas Instruments Incorporated Interleaved resonant converter
US11103207B1 (en) * 2017-12-28 2021-08-31 Radiation Monitorng Devices, Inc. Double-pulsed X-ray source and applications
JP7577572B2 (ja) * 2021-03-03 2024-11-05 富士フイルム株式会社 放射線管及び放射線源

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2100480A (en) * 1981-06-12 1982-12-22 Gen Equip Med Sa Semiconductor voltage regulator circuit
FR2527035A1 (fr) * 1982-05-17 1983-11-18 Philips Nv Generateur de haute tension, destine en particulier a alimenter un tube de rontgen
EP0180750A1 (de) * 1984-10-09 1986-05-14 Siemens Aktiengesellschaft Mittelfrequenz-Röntgengenerator
EP0315336A2 (de) * 1987-11-05 1989-05-10 Picker International, Inc. Regelschaltungen für Röntgenröhren
EP0347322A1 (de) * 1988-06-17 1989-12-20 General Electric Cgr S.A. Stabilisierte Versorgung mit reduziertem Brummspannungsverhältnis
EP0496679A2 (de) * 1991-01-25 1992-07-29 General Electric Cgr S.A. Vorrichtung zur Gewinnung einer Gleichspannung mit geringer Restwelligkeit
US5272612A (en) * 1989-06-30 1993-12-21 Kabushiki Kaisha Toshiba X-ray power supply utilizing A.C. frequency conversion to generate a high D.C. voltage

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4504895A (en) * 1982-11-03 1985-03-12 General Electric Company Regulated dc-dc converter using a resonating transformer
US4574340A (en) * 1984-06-22 1986-03-04 Westinghouse Electric Corp. Inverter with constant voltage to frequency ratio output capability
US4797908A (en) * 1984-09-14 1989-01-10 Kabushiki Kaisha Toshiba Voltage-resonance type power supply circuit for X-ray tube
JPS61158698A (ja) * 1984-12-28 1986-07-18 Hitachi Medical Corp インバ−タ式ｘ線装置
DE3929888A1 (de) * 1989-09-08 1991-03-14 Philips Patentverwaltung Roentgengenerator zum betrieb einer roentgenroehre mit an masse angeschlossenen roehrenteilen
EP0487767B1 (de) * 1990-11-27 1993-11-18 Siemens Aktiengesellschaft Hochfrequenz-Röntgengenerator
US5602897A (en) * 1995-06-29 1997-02-11 Picker International, Inc. High-voltage power supply for x-ray tubes

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2100480A (en) * 1981-06-12 1982-12-22 Gen Equip Med Sa Semiconductor voltage regulator circuit
FR2527035A1 (fr) * 1982-05-17 1983-11-18 Philips Nv Generateur de haute tension, destine en particulier a alimenter un tube de rontgen
EP0180750A1 (de) * 1984-10-09 1986-05-14 Siemens Aktiengesellschaft Mittelfrequenz-Röntgengenerator
EP0315336A2 (de) * 1987-11-05 1989-05-10 Picker International, Inc. Regelschaltungen für Röntgenröhren
EP0347322A1 (de) * 1988-06-17 1989-12-20 General Electric Cgr S.A. Stabilisierte Versorgung mit reduziertem Brummspannungsverhältnis
US5272612A (en) * 1989-06-30 1993-12-21 Kabushiki Kaisha Toshiba X-ray power supply utilizing A.C. frequency conversion to generate a high D.C. voltage
EP0496679A2 (de) * 1991-01-25 1992-07-29 General Electric Cgr S.A. Vorrichtung zur Gewinnung einer Gleichspannung mit geringer Restwelligkeit

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2002097957A3 (en) * 2001-05-29 2003-04-17 Koninkl Philips Electronics Nv Power supply system

Also Published As

Publication number Publication date
US5731968A (en) 1998-03-24
DE59510860D1 (de) 2004-03-25
JP3683318B2 (ja) 2005-08-17
DE4443551A1 (de) 1996-06-20
JPH08255694A (ja) 1996-10-01
EP0716561B1 (de) 2004-02-18

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