DE69217109T2

DE69217109T2 - System zum Parallelbetrieb von Wechselrichtern

Info

Publication number: DE69217109T2
Application number: DE69217109T
Authority: DE
Inventors: Nobuo Sashida; Yushin Yamamoto
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1991-04-22
Filing date: 1992-04-22
Publication date: 1997-06-05
Anticipated expiration: 2012-04-23
Also published as: KR920020827A; KR960000802B1; EP0510601B1; US5257180A; CA2066490C; DE69217109D1; CA2066490A1; EP0510601A1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Paralleloperations- System, in dem eine Vielzahl von Wechselstromausgabeinvertern parallel in bezug auf eine gemeinsame Last betrieben werden.
Zuerst ist eine Betrachtung über einen Fall angegeben, bei dem zwei Wechselleistungs-Versorgungsvorrichtungen (hierin nachfolgend einfach Leistungsversorgungen genannt) 1, 2, wie es in Fig. 32 dargestellt ist, in bezug auf eine gemeinsame Last 4 parallel betrieben werden. Es wird angenommen, daß E&sub1;, E&sub2; die Ausgangsspannungen der jeweiligen Leistungsversorgungen 1, 2 sind; Z zeigt die internen Impedanzen, die einander gleich sind, der jeweiligen Leistungsversorgungen 1, 2 an; und I&sub1; und I&sub2; sollen die Ausgangsströme der Leistungsversorgungen 1, 2 sein. Es wird ebenso angenommen, daß EA die Spannung (gemeinsame Ausgangsspannung) an einer gemeinsamen Verbindungsstelle A ist, an der die Last 4 angeschlossen ist; R ist die Widerstandskomponente einer internen Impedanz Z; und X ist die Reaktanz. Diese interne Impedanz Z kann durch folgende Formel ausgedrückt werden:
Z = R + jX ... (1)
In diesem Fall sind ein Absolutwert Z der internen Impedanz und ein Winkel θ der internen Impedanz durch folgende Formeln gegeben:
Z = R&sub3; + X² ... (2)
φ = tan&supmin;¹ (X/R) ... (3)
Weiterhin gilt in einer in Fig. 34 dargestellten Schaltung die folgende Formel:
E&sub1; - ZI&sub1; = E&sub2; - ZI&sub2; = EA ... (4)
Wenn ein Querstrom als Differenz zwischen einem eigenen Ausgangsstrom und einem Durchschnitt einzelner Ausgangsströme definiert ist, werden ein Querstrom ΔI&sub1;, der von der Leistungsversorgung 1 aus gesehen wird, und ein Querstrom ΔI&sub2;, der von der Leistungsversorgung 2 aus gesehen wird, durch folgende Formeln ausgedrückt:
ΔI&sub1; = I&sub1; - 1/2 (I&sub1; + I&sub2;) = 1/2 (I&sub1; - I&sub2;) ... (5)
ΔI&sub2; = I&sub2; - 1/2 (I&sub1; + I&sub2;) = 1/2 (I&sub1; - I&sub2;) ... (6)
Aus der Formel (4) wird folgende Formel abgeleitet:
E&sub1; - E&sub2; = Z (I&sub1; - I&sub2;) ... (7)
Aus den Formeln (5), (6) und (7) werden folgende Formeln abgeleitet:
ΔI&sub1; = -ΔI&sub2; = 1/2 (E&sub1; - E&sub2;)/Z ... (8)
Aus der Formel (8) kann verstanden werden, daß Phasen der Querströme ΔI&sub1;,ΔI&sub2; um einen Winkel φ der internen Impedanz in bezug auf differentielle Spannungen E&sub1; - E&sub2;, E&sub2; - E&sub1; verzögert werden.
Daneben wird aus der Formel (4) folgende Formel gebildet:
EA = 1/2 (E&sub1; + E&sub2;) - Z (I&sub1; + I&sub2;) ... (9)
Im allgemeinen ist die interne Impedanz sehr viel kleiner als eine Lastimpedanz, und in diesem Fall wird die Formel (9) wie folgt ausgedrückt:
EA = 1/2 (E&sub1; + E&sub2;) ... (10)
Nun wird unter der Annahme, daß die Ausgangsspannungen E&sub1;, E&sub2; der Leistungsversorgungen 1, 2 gleichphasig sind und die Absolutwerte um ΔE (d.h. E&sub1; - E&sub2; = ΔE) unterschiedlich sind, eine Beziehung eines Vektors auf der Basis der Ausgangsspannung E&sub1; in Fig. 33 gezeigt. Genauer gesagt wird der Querstromvektor I&sub1;um den Winkel φ der internen Impedanz in bezug auf den differentiellen Spannungsvektor E&sub1; - E&sub2; verzögert. Ein gemeinsamer Ausgangsspannungsvektor EA ist im wesentlichen gleichphasig zu den Ausgangsspannungsvektoren E&sub1;, E&sub2; der zwei Leistungsversorgungen. Somit sind in einem derartigen Fall, daß die Phasen identisch sind, wohingegen die Absolutwerte unterschiedlich sind, der Querstromvektor ΔI&sub1; parallel zu (in vertikaler Richtung zu einem virtuellen Vektor EAY vertikal zu einem virtuellen Vektor EAX) einer Richtung eines virtuellen Vektors EAX gerichtet, der weiter um den Winkel φ der internen Impedanz verzögert wird, als ein gemeinsamer Ausgangsspannungsvektor EA.
Als nächstes wird angenommen, daß die Absolutwerte der Ausgangsspannungen E&sub1;, E&sub2; der Leistungsversorgungen 1, 2 identisch sind, wohingegen die Phasen um θ unterschiedlich sind. Eine Beziehung des Vektors auf der Basis der Ausgangsspannung E&sub1; ist in Fig. 34 gezeigt. In diesem Fall wird der differentielle Spannungsvektor (E&sub1; - E&sub2;) um (90º - 1/2 θ) in bezug auf den Ausgangsspannungsvektor E&sub1; der Leistungsversorgung 1 verzögert. Der Querstromvektor I&sub1; wird um den Winkel φ der internen Impedanz in bezug auf den differentiellen Spannungsvektor (E&sub1; - E&sub2;) verzögert. Der gemeinsame Ausgangsspannungsvektor EA geht im wesentlichen durch 1/2 θ in bezug auf den Ausgangsspannungsvektor E&sub1;, wird aber im wesentlichen um 1/2 θ in bezug auf den Ausgangsspannungsvektor E&sub2; verzögert. Somit ist in einem derartigen Fall, daß die Absolutwerte identisch sind, wohingegen die Phasen unterschiedlich sind, die Richtung des Querstromvektors I&sub1; vertikal (vertikal zum virtuellen Vektor EAY vertikal zum virtuellen Vektor EAX) zur Richtung des virtuellen Vektors EAX, der weiter um den Winkel φ der internen Impedanz verzögert wird, als der gemeinsame Ausgangsspannungsvektor EA.
Wie es aus der Betrachtung über die zwei oben angegebenen Vektordiagramme verstanden werden kann, werden eine Komponente I1x parallel (vertikal zu EAY) zum Referenzvektor EAX des Querstromvektors I&sub1; und eine vertikale Komponente ΔI1Y (parallel zu EAY) auf der Basis des virtuellen Vektors EAX (oder des virtuellen Vektors EAY vertikal dazu, die um den Winkel φ der internen Iimpedanz weiter verzögert ist als die gemeinsame Ausgangsspannung EA erfaßt. Es ist möglich, eine Ausgangsspannungs-Absolutwertabweichung zwischen den wechselseitigen Leistungsversorgungen zu eliminieren, und zwar durch Durchführen einer derartigen Ausgangsspannungs- Absolutwertsteuerung, daß die parallele Komponente ΔI1X Null wird. Weiterhin ist es auch möglich, eine Ausgangsspannungs- Phasenabweichung zwischen den Leistungsversorgungen dadurch zu eliminieren, daß die Ausgangsspannungs-Phasensteuerung der Leistungsversorgungen derart bewirkt wird, daß die vertikale Komponente ΔI1Y Null wird.
Fig. 35 ist ein Blockdiagramm, das ein herkömmliches Paralleloperationssystem der Wechselausgangsinverter darstellt. Eine erste Invertervorrichtung 1 führt die elektrische Leistung zu einer Last 4, während die parallele Operation über einen Ausgangsbus 3 in bezug auf eine zweite Invertervorrichtung 2 mit demselben Aufbau durchgeführt wird. Die erste Invertervorrichtung 1 enthält Hauptkomponenten, wie beispielsweise einen Inverterkörper 140, eine ein Filter bildende Drossel 141 und einen Kondensator 142. Die erste Invertervorrichtung 1 wandelt die elektrische Leistung einer Gleichleistungsversorgung 5 in einen Wechselstrom um und ist über einen Ausgangsschalter 143 an einen Ausgangsbus 3 angeschlossen.
Eine Spannungssteuerschaltung 146 steuert eine intern erzeugte Spannung durch Ausführen einer Pulsbreitenmodulation des Inverterkörpers 140 durch eine PWM-Schaltung 145 auf der Basis der Signale einer Spannungseinstellschaltung 147 und einer Spannungserfassungsschaltung 148.
Ein Erfassungssignal I1a wird von einem Ausgangsstrom I&sub1; der ersten Invertervorrichtung mittels eines Stromdetektors 144 erhalten. Durch eine Querstromerfassungsschaltung 151 wird eine Differenz zwischen dem ersteren Erfassungssignal und einem Erfassungssignal I2a auf gleiche Weise von der zweiten Invertervorrichtung 2 erhalten, d.h. ein Signal I&sub1; entsprechend dem Querstrom. Als nächstes werden von einem Phasenschieber 150 eine Spannung EAX, die um den Winkel φ der internen Impedanz weiter verzögert ist als die gemeinsame Ausgangsspannung EA und eine Spannung EAY, die dieser um 0º - φ voreilt. Eine Rechenschaltung 152 gibt ein Signal ΔQ proportional zur Komponente ΔI1X parallel zu EAX des Querstroms ΔI&sub1; aus. Eine Rechenschaltung 153 gibt ein Signal ΔP proportional zur Komponente ΔI1Y parallel zu EAY des Querstroms ΔI&sub1; aus.
Das Signal ΔQ proportional zur Komponente ΔI1X wird als zusätzlicher Sollwert zur Spannungssteuerschaltung 146 gegeben. Die intern erzeugte Spannung des Inverterkörpers 140 wird auf einige % des Maximalwerts oder so eingestellt, so daß ΔQ 0 wird. Die Ausgangsspannungs-Absolutwerte der zwei Inverter werden dadurch identisch.
Andererseits wird das Signal proportional zu AI1Y über einen Verstärker 154, der eine PLL-Schaltung bildet, zu einem Referenzoszillator 155 eingegeben. Eine Frequenz des Referenzoszillators 155 wird infinitesimal eingestellt, so daß ΔP 0 wird, wodurch eine Phase der intern erzeugten Spannung des Inverterkörpers 140 gesteuert wird. Die Ausgangsspannungsphasen der zwei Inverter werden übereinstimmend gemacht.
Auf diese Weise werden die Absolutwerte und die Phasen der Spannungen derart gesteuert, daß sowohl ΔQ als auch ΔP Null werden, wovon es ein Ergebnis ist, daß der Querstrom zwischen den zwei Invertern eliminiert. Die Last wird stabil aufgeteilt.
Das herkömmliche Paralleloperationssystem der Inverter, das auf die Weise aufgebaut worden ist, wie es oben beschrieben ist, zeigt daher die folgenden vier Probleme. Das erste Problem besteht darin, daß die Phase der intern erzeugten Spannung des Inverters und der Mittelwert der Spannungen derart gesteuert werden, daß die geteilten Ströme im ausgeglichenen Zustand sind und es daher schwierig ist, eine Antwortgeschwindigkeit der Steuerung zu verbessern. Insbesondere kann der augenblickliche Querstrom nicht gesteuert werden. Das zweite Problem besteht darin, daß die Querstromsteuerung nicht mit hoher Geschwindigkeit bewirkt werden kann, weil ein Filter benötigt wird, wenn der Querstrom erfaßt wird, während der Querstrom in eine aktive Komponente und eine Blindkomponente getrennt ist. Aus diesem Grund gibt es eine Beschränkung bezüglich der Anwendbarkeit in einem Spannungssteuersystem hoher Geschwindigkeit einer Augenblickswellenformsteuerung zum Halten der Ausgabe des Inverters auf einer Sinuswelle hoher Qualität mit einem geringen Verzerrungsbetrag. Das dritte Problem besteht darin, daß eine Steuerschaltung aufgrund eines Steuerns des Querstroms während einer Auftrennung des Querstroms in die aktive Komponente und die reaktive Komponente bzw. Blindkomponente kompliziert wird. Das vierte Problem besteht darin, daß es schwierig ist, die parallele Operation der Inverter und einer weiteren Leistungsversorgung durchzuführen. Insbesondere ist es selbst dann, wenn die Inverter und das Leistungssystem parallel betrieben werden, schwierig, den Querstrom zu steuern.
Die DE-A-39 17 337 offenbart ein Paralleloperationssystem mit einer Vielzahl von Wechselstrom-Ausgangsinvertern. Weiterhin ist eine Erfassungsschaltung zum Erfassen einer Querstromkomponente zwischen wechselseitigen Invertern und eine Steuerschaltung zum Steuern der Ausgangsspannungen der jeweiligen Inverter zum Beschränken der Querstromkomponente, die durch die Erfassungsschaltung erfaßt wird, offenbart.
Gemäß der DE-A-39 17 337 steuert eine Sinuswellenreferenzerzeugungsschaltung eine Ausgangsspannung des Inverters. Jedoch steuert die Sinuswellenerzeugungsschaltung keinen augenblicklichen Wert, basierend auf zwei Komponenten synchroner Kreiskoordinaten und sie erzeugt kein Sinuswellensignal, das als Referenz für eine Koordinatentransformat ion dient.
Ausgehend von einem Paralleloperationssystem, wie es beispielsweise aus der DE-A39 17 337 bekannt ist, ist es die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Paralleloperationssystem zu schaffen, das die Querströme mit hoher Geschwindigkeit ins Gleichgewicht bringen kann.
Zum Lösen dieser Aufgabe ist das Paralleloperationssystem der vorliegenden Erfindung derart aufgebaut, daß der Querstrom ΔI durch das System verläuft, wie es in den Patentansprüchen 1 und 7 beschrieben ist.
Das Paralleloperationssystem gemäß den Ansprüchen 1 und 7 ist weiterentwickelt, wie es jeweils in den abhängigen Ansprüchen 2 bis 6 und 8 bis 13 gezeigt ist.
Andere Aufgaben und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden während der folgenden Erörterung in Zusammenhang mit den beigefügten Zeichnungen klarer, wobei:
Fig. 1 ein Blockdiagramm ist, das ein Paralleloperationssystem bei einem Ausführungsbeispiel 1 der vorliegenden Erfindung darstellt;
Fig. 2A und 2B Schaltungsdiagramm sind, die jeweils einen bei dieser Erfindung verwendeten Inverter zeigen;
Fig. 3 ein Blockdiagramm ist, das eine bei dem Ausführungsbeispiel 1 verwendete Stromerfassungsschaltung zeigt;
Fig. 4 ein Blockdiagramm ist, das ein vereinfachtes System der Fig. 1 darstellt;
Fig. 5 ein Vektordiagramm zur Hilfe beim Erklären des Prinzips des Ausführungsbeispiel ist,
Fig. 6 ein Blockdiagramm ist, das ein Ausführungsbeispiel 2 zeigt;
Fig. 7 ein Vektordiagramm zur Hilfe beim Erklären des Prinzips des Ausführungsbeispiels 2 ist;
Fig. 8 ein Blockdiagramm ist, das ein Ausführungsbeispiel 3 zeigt;
Fig. 9 ein Vektordiagramm zur Hilfe beim Erklären des Prinzips des Ausführungsbeispiels 3 ist;
Fig. 10 ein Blockdiagramm ist, das ein Ausführungsbeispiel 4 zeigt;
Fig. 11 ein Blockdiagramm ist, das ein Ausführungsbeispiel 5 zeigt;
Fig. 12 ein Blockdiagramm ist, das ein Ausführungsbeispiel 6 zeigt;
Fig. 13 ein Blockdiagramm ist, das ein Ausführungsbeispiel 7 zeigt;
Fig. 14 ein Schaltungsdiagramm ist, das einen bei einem Ausführungsbeispiel 8 verwendeten Inverter zeigt;
Fig. 15 ein Zeitdiagramm ist, das die Operation des Inverters des Ausführungsbeispiels 8 zeigt;
Fig. 16 ein Blockdiagramm ist, das ein Ausführungsbeispiel 9 darstellt;
Fig. 17 ein Blockdiagramm ist, das eine beim Ausführungsbeispiel 9 verwendete Stromerfassungsschaltung zeigt;
Fig. 18 ein Schaltungsdiagramm ist, das ein konkretes Beispiel der Stromerfassungsschaltung zeigt;
Fig. 19 ein Blockdiagramm ist, das einen Referenztransformationskoordinatengenerator darstellt, der beim Ausführungsbeispiel 9 verwendet wird;
Fig. 20 ein Blockdiagramm ist, das eine Spannungsfrequenzwandlungsschaltung der Fig. 19 zeigt;
Fig. 21 ein Blockdiagramm ist, das ein Ausführungsbeispiel 10 zeigt;
Fig. 22 ein Blockdiagramm ist, das den beim Ausführungsbeispiel 10 verwendeten Referenztransformationskoordinatengenerator darstellt;
Fig. 23 ein Blockdiagramm ist, das ein Ausführungsbeispiel 11 zeigt;
Fig. 24 ein Blockdiagramm ist, das eine beim Ausführungsbeispiel 11 verwendete Synchronisierungsschaltung darstellt;
Fig. 25 ein Blockdiagramm ist, das den beim Ausführungsbeispiel 11 verwendeten Referenztransformationskoordinatengenerator darstellt;
Fig. 26 ein Blockdiagramm ist, das eine weitere Synchronisierungsschaltung darstellt;
Fig. 27 ein Blockdiagramm ist, das eine weitere Spannungsfrequenzwandlerschaltung zeigt;
Fig. 28 ein Blockdiagramm ist, das ein Ausführungsbeispiel 12 zeigt;
Fig. 29 ein Blockdiagramm ist, das ein Ausführungsbeispiel 13 zeigt;
Fig. 30 ein Schaltungsdiagramm ist, das weitere bei der vorliegenden Erfindung verwendete Inverter darstellt;
Fig. 31 ein Zeitdiagramm ist, das die Operation der Inverter der Fig. 30 zeigt;
Fig. 32 ein Ersatzschaltbild während der parallelen Operation der Wechselstrom-Ausgangsinverter basierend auf dem herkömmlichen System ist;
Fig. 33 und 34 Vektordiagramme während der parallelen Operation der Wechselstrom-Ausgangsinverter basierend auf dem herkömmlichen System sind; und
Fig. 35 ein Blockdiagramm ist, das einen Aufbau des herkömmlichen Paralleloperationssystems zeigt.
Hierin werden nachfolgend Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben.

Ausführungsbeispiel 1:

Gemäß Fig. 1 führt eine erste Invertervorrichtung 11 elektrische Leistung zu einer Last 4, während sie parallel zu einer einfach dargestellten zweiten Invertervorrichtung 21 mit demselben Aufbau über einen Ausgangsbus 3 arbeitet. Mit 5 und 6 sind jeweils eine an die erste Invertervorrichtung 11 angeschlossene Gleichleistungsversorgung und eine an die zweite Invertervorrichtung 21 angeschlossene Gleichleistungsversorgung bezeichnet.
Bezugszeichen über 100 zeigen Komponenten der Invertervorrichtungen an. Die Bezugszeichen ohne Zusatz oder mit dem Zusatz "a" bezeichnen Komponenten der ersten Invertervorrichtung 1, während die Bezugszeichen mit dem Zusatz "b" Komponenten der zweiten Invertervorrichtung 21 darstellen.
Ein allgemein mit 100 bezeichneter Inverterkörper ist aufgebaut aus selbstzündungsunterdrückenden Elemente, wie beispielsweise Transistoren oder MOSFETs, die ein Schalten mit hoher Frequenz durchführen können. Jeweilige Arme eines in Fig. 2A gezeigten Dreiphasen-Brückeninverters und eines in Fig. 2B dargestellten Einzelnphasen-Brückeninverters werden mit einer Frequenz umgeschaltet, die ungefähr zehn Mal bis einige hundert Mal so hoch wie ein Ausgangsfrequenz (z.B. 60 Hz) ist. Die Inverter dienen zum Umwandeln einer Gleichspannung in eine Hochfrequenz-Wechselspannung, die eine Rechteckwellenform einschließlich einer sinusförmigen Grundwelle annimmt. Die Bezugszeichen 101, 102 stehen für eine Drossel und einen Kondensator, die ein Tiefpaßfilter bilden, zum Entfernen von Oberwellen von der Hochfrequenz- Wechselspannung, die die Rechteckwellenform annimmt und durch den Inverterkörper 100 erzeugt wird, und zum Erhalten einer Ausgangsspannung in Form einer Sinuswelle. Die Drossel und der Kondensator sind über einen Ausgangsschalter 103a am Ausgangsbus 3 angeschlossen.
Ein Stromsensor 200a erfaßt einen Ausgangsstrom I&sub1; der ersten Invertervorrichtung 11, während ein Stromsensor 201 einen Ausgangsstrom IA1 des Inverterkörpers 100 erfaßt. Mit 300 ist ein Spannungssensor zum Erfassen einer Spannung des Kondensators 102 angezeigt, d.h. eine Ausgangsbusspannung während der parallelen Operation.
Weiterhin ist eine PWM-Schaltung 400 zum Bestimmen einer Zeitgabe eines Umschaltens des Inverterkörpers 100 beispielsweise eine Dreieckswellenvergleichs-PWM-Schaltung, die den Inverterkörper 100 ein Umschalten an einer Kreuzungsstelle eines Spannungsbefehlssignals für eine vom Inverterkörper 100 auszugebende Grundwelle und eines Dreieckwellenträgers durchführen. Eine Augenblicksstrom- Steuerschaltung 401 steuert den Ausgangsstrom IA1 des Inverterkörpers 100. Eine Begrenzerschaltung 402 begrenzt einen Ausgangsstrombefehlswert des Inverterkörpers 100. Eine Augenblicksspannungs-Steuerschaltung 403 steuert die Spannung des Kondensators 102. Eine Kondensator-Referenzstrom- Erzeugungsschaltung 404 gibt einen Stromwert aus, der zum Kondensator 102 zuzuführen ist, um eine gewünschte Ausgangsspannung zu erzeugen. Eine Schaltung 405a einer virtuellen Impedanz veranlaßt eine Operation zum Beschränken eines Querstroms durch virtuelles Einfügen einer Impedanz Z zwischen der ersten Invertervorrichtung 11 und der zweiten Invertervorrichtung 21. Eine Laststrom-Erfassungsschaltung 406a erfaßt einen durch die erste Invertervorrichtung 11 ausgegebenen Querstrom und einen Wert des zu teilenden Laststroms.
Das Bezugszeichen 407 bezeichnet einen Multiplizierer zum Vorbereiten eines durch die erste Invertervorrichtung 11 auszugebenden Augenblicksspannungs-Befehlswert; 408 bezeichnet eine Mittelwertspannungs-Steuerschaltung zum Steuern eines Mittelwerts der Ausgangsspannungen der ersten Invertervorrichtung 11; 409 bezeichnet eine Spannungs- Einstelleinheit zum Zuteilen eines Befehlswerts des Mittelwerts zur Spannungs-Steuerschaltung; 410 bezeichnet eine Mittelwertschaltung zum Ziehen des Spannungsmittelwerts des Kondensators 102 von der Ausgabe des Spannungsdetektors 300 und 8 bezeichnet einen Oszillator zum Geben eines Taktsignals zum Multiplizierer 407 und zum Zuführen eines gemeinsamen Taktsignals zur ersten Invertervorrichtung 11 und zur zweiten Invertervorrichtung 21. Es ist anzumerken, daß 500, 501, 502, 503, 504a und 505 Addierer-Subtrahierer anzeigen.
Andererseits ist ein Ausgang der zweiten Invertervorrichtung 21, die denselben Aufbau wie die erste Invertervorrichtung 11 annimmt, zu der ersten Invertervorrichtung 11 über den Ausgangsbus 3 parallel geschaltet. Mit 103b ist ein Ausgangsschalter zweiten Invertervorrichtung 21 angezeigt. Das Zeichen 200b stellt einen Stromsensor zum Erfassen des Ausgangsstroms I&sub2; der zweiten Invertervorrichtung 21 dar. Ein interner Aufbau der Stromerfassungsschaltung 406a wird hierin durch ein Blockdiagramm der Fig. 3 gezeigt. Die Zeichen 406s, 406t bezeichnen Addierer-Subtrahierer. Eine Verstärkerschaltung 406u hat eine Verstärkung von 1/n, wenn die Anzahl an Invertervorrichtungen auf n eingestellt ist. Der Addierer 406s addiert den Ausgangsstrom I&sub1; der ersten Invertervorrichtung 11 und den Ausgangsstrom I&sub2; der zweiten Invertervorrichtung 21, wodurch ein Laststrom IL erhalten wird. Ein Signal davon wird zur Verstärkerschaltung 406u eingegeben. Ein Wert von IL/n wird durch Aufteilen des Laststroms IL durch die parallele Anzahl n (n = 2 im Fall des Ausführungsbeispiels 1) erhalten. Dieser Wert wird als Laststrom IL1* ausgegeben, damit er mit der ersten Invertervorrichtung 11 geteilt wird. Weiterhin gibt der Subtrahierer 406t eine Differenz zwischen dem Ausgangsstrom I&sub1; der ersten Invertervorrichtung 11 und dem aufzuteilenden Strom IL1* arithmetisch aus, d.h. einen Querstrom ΔI&sub1; (= I&sub1; - IL1*).
Als nächstes werden zum oben beschriebenen Aufbau gehörende wesentliche Operationen erklärt. Die erste Invertervorrichtung 11 ist mit einer Stromverkleinerungsschleife versehen. Die Augenblicksstrom- Steuerschaltung 401 gibt den Befehlswert, der an die Drossel 101 anzulegenden Spannung aus, so daß der Ausgangsstrom IA1 des Inverterkörpes 100, der durch den Stromsensor 201 rückgekoppelt wird, mit dem Strombefehl IA1* von der Begrenzerschaltung 402 übereinstimmt. Darüber hinaus sind der Kondensator 102 und die durch die zweite Invertervorrichtung 21 verursachte Spannung auf dem Ausgangsbus 3 vorhanden, und es ist daher erforderlich, daß der Inverterkörper 100 eine Summe der Spannung des Ausgangsbusses 3 und der an die Drossel 101 anzulegenden Spannung erzeugt, um eine gewünschte Spannung an die Drossel 101 anzulegen. Somit addiert der Addierer 500 die Spannung des Kondensators 102, die durch den Spannungsdetektor 300 erfaßt wird, und die Ausgabe der Stromsteuerschaltung 401. Ein Signal davon wird als Spannungsbefehl zur PWM-Schaltung 400 gegeben.
Weiterhin erzeugt die Kondensator-Referenzstrom- Erzeugungsschaltung 404 ein Sinuswellen-Referenzstromsignal, das einem Spannungsbefehl V&sub1;* des Kondensators 102 um 90º voreilt, als einen Strom, der gemäß einer Kapazität des Kondensators 102 zum Kondensator fließt. Der Spannungsbefehl V&sub1;* des Kondensators 102 wird aus der Ausgabe des Subtrahierers 504a erhalten, der später beschrieben wird. Durch den Subtrahierer 503 wird eine Abweichung zwischen dem Spannungswert V&sub1;* des Kondensators 102 und der Spannung des Kondensators 102, die durch den Spannungsdetektor 300 erfaßt wird, berechnet. Die Augenblicksspannungs-Steuerschaltung 403, die diese Abweichung eingibt, gibt ein Korrektur- Stromsignal ein, das durch den Inverterkörper 100 auszugeben ist, um die Abweichung zu reduzieren. Der Addierer 502 berechnet einen Befehlswert IL1* des gemeinsam nutzbaren Laststroms der ersten Invertervorrichtung 11, der durch die Stromerfassungsschaltung 406a ausgegeben wird, sowie die Ausgaben der Kondensator-Referenzstromerzeugungsschaltung 404 und der Augenblicksspannungs-Steuerschaltung 403. Ergebnisse davon werden durch die Begrenzerschaltung 402 begrenzt, wodurch ein Ausgangsstrombefehl IA1* zum Inverterkörper 100 erhalten wird. Daher führt der Inverterkörper 100 in einem unbelasteten Zustand den Strom zu, der zum Kondensator 102 fließt, wodurch eine Spannung bei keiner Belastung aufgebaut wird. In diesem Fall korrigiert die Augenblicksspannungs- Steuerschaltung 403 eine Unterausgabe und eine Überausgabe der Kondensator-Referenzstromerzeugungsschaltung 404, die aufgrund eines Fehlers bezüglich der Stromsteuerung und eines Fehlers zwischen einem Entwicklungswert und einem aktuellen Wert der Kapazität des Kondensators 102 verursacht werden.
Als nächstes wird dann, wenn die Last 4 angelegt ist, ein Befehl IL1* von der Stromerfassungsschaltung 406a zur Stromnebenschleife gegeben, um 1/2 des Laststroms IL zu teilen. Es folgt, daß jede der Invertervorrichtungen 11, 21 1/2 des Laststroms teilt. Die Begrenzerschaltung 402 soll hierin den Befehlswert zur Stromsteuerschaltung 401 auf einen zulässigen Stromwert nach unten oder darunter des Inverterkörpers 100 begrenzen, so daß der Inverterkörper 100 keinen Überstrom, wie beispielsweise einen raschen Strom während der Lastaktivierung, zuführt.
Basierend auf dem oben angegebenen Aufbau werden die Inverter vor dem Überstrom durch ihre Stromnebenschleifen und dem Begrenzer 402 geschützt. Weiterhin kann die Ausgangsspannung durch sofortiges Folgen einer Verzerrung oder einer abrupten Änderung des Laststroms unverändert als Sinuswelle beibehalten werden. Ein besonderes Kennzeichen dieses Verfahrens besteht darin, daß die Antwort bemerkenswert schnell ist, weil die oben angegebene Steuerung bei jedem Schalten der Hochfrequenz-PWM jeder der Invertervorrichtungen durchgeführt wird. Beispielsweise wird die Steuerung pro 100 µs bewirkt, wenn eine Schaltfrequenz von 10 kHz verwendet wird, und somit wird ein exzessives Phänomen aufgrund einer Störung wie beispielsweise der abrupten Änderung der Last, in einer Zeit beendet, die etwa 10 mal so lang wie 100 µs ist. Es kann eine ausgezeichnete Steuerleistung erhalten werden.
Wenn die Antworten und Genauigkeiten bezüglich der Spannungssteuerung der ersten Invertervorrichtung 11 und der zweiten Invertervorrichtung 21 identisch sind, fließt kein Querstrom baiserend auf dem Aufbau des oben beschriebenen Steuersystems. Tatsächlich ist jedoch die stabile parallele Operation mit einer geringeren Menge an Querstrom schwierig, während der Aufbau so bleibt wie er ist, und zwar aufgrund von Streuungen der Genauigkeiten der Bauteile, einer Steuerverstärkung und einer Hauptschaltungskonstante. Beispielsweise ist unter der Annahme, daß die Spannungsdetektoren der ersten und zweiten Invertervorrichtungen 11, 21 jeweils Fehler von -0,5 %, + 0,5 % haben eine Ausgangsspannungsdifferenz V während der einzelnen Operation 1 %. Wenn angenommen wird, daß eine Verdrahtungsimpedanz zwischen den ersten und zweiten Invertervorrichtungen 11, 21 1 % oder weniger ist, folgt daraus, daß der Querstrom von 100 % oder darüber fließt.
Bei diesem Beispiel ist eine Steuerschaltung so aufgebaut, als ob die Impedanz in bezug auf nur den Querstrom existiert, der zwischen den Invertervorrichtungen fließt, wodurch der Querstrom beschränkt wird. Die Schaltung 405a für eine Querstrombeschränkung aufgrund einer virtuellen Impedanz berechnet ΔI&sub1; x Z, wobei der Querstrom durch ΔI&sub1; = I&sub1; - IL1* gegeben ist, und wobei Z die Übertragungsfunktion der virtuellen Impedanz ist. Der Subtrahierer 504a subtrahiert dieses Signal vom Spannungsbefehlswert V*, der vom Multiplizierer 407 ausgegeben wird. Das Ergebnis wird als Spannungsbefehl V&sub1;* des Kondensators 102 eingestellt. Die Spannung des Kondensators 102 folgt augenblicklich dem Spannungsbefehl V&sub1;* aufgrund des oben beschriebenen Spannungssteuersystems.
Hierin ist in Verbindung mit Fig. 4 eine Erklärung der Tatsache gegeben, daß die Invertervorrichtungen 11, 21 eine Ausgangsimpedanz in bezug auf nur den Querstrom haben, und zwar aufgrund der Schaltungen 405a, 405b für eine Querstrombeschränkung aufgrund einer virtuellen Impedanz, und als Spannungsquelle für eine niedrige Impedanz in bezug auf Stromkomponenten arbeiten, die andere als der Querstrom sind. Fig. 4 ist ein Blockdiagramm, wobei die Augenblicks- Querstromsteuereinheit der Fig. 1 vereinfacht ist. In bezug auf die Figur stellen die einzelnen Zeichen 700a, 700b Übertragungsfunktionen von den Spannungsbefehlswerten V&sub1;*, V&sub2;* der ersten und zweiten Invertervorrichtungen 11, 21 dar, um Spannungen auszugeben. Mit 701a, 701b sind Blöcke der Einheiten zum Vorbereiten der Referenzausgangsspannungen V* der ersten und zweiten Invertervorrichtungen 11, 21 angezeigt. Die folgenden Zeichen werden definiert, obwohl einige von ihnen bereits verwendet worden sind.
VB: Ausgangsbusspannung
V*: Ausgangsspannungsbefehlswert
V&sub1;*: Kondensatorspannungsbefehlswert des ersten Inverters
V&sub2;*: Kondensatorspannungsbefehlswert des zweiten Inverters
IL: Laststrom
I&sub1;: Ausgangsstrom des ersten Inverters
I&sub2;: Ausgangsstrom des zweiten Inverters
ΔI&sub1;: Querstrom des ersten Inverters (= I&sub1; - IL/2)
ΔI&sub2;: Querstrom des zweiten Inverters (= I&sub2; - IL/2)
G&sub1;: Spannungssteuersystemübertragungsfunktion des ersten Inverters
G&sub2;: Spannungssteuersystemübertragungsfunktion des zweiten Inverters
Z: virtueller Impedanzwert zur Querstrombeschränkung
Als nächstes sind Gleichungen unter Verwendung dieser Zeichen abgeleitet, die die Wirkung der virtuellen Impedanz zum Beschränken des Querstroms zeigen.
Gemäß dem Kirchhoff'schen Gesetz wird folgende Formel gebildet:
I&sub1; = I&sub1; + I&sub2; ... (11)
Aus der Formel (11) sind ΔI&sub1;, AI&sub2; durch folgende Formeln gegeben:
ΔI&sub1; = I&sub1; - IL/2 = (I&sub1; - I&sub2;)/2 ... (12)
ΔI&sub2; = I&sub2; - IL/2 = (I&sub2; - I&sub1;)/2 ... (13)
Somit gilt:
ΔI&sub2; = -ΔI&sub1; ... (14)
Aus Fig. 4 und der Formel (14) werden V&sub1;*, V&sub2;* durch folgende Formeln ausgedrückt:
V&sub1;* = V* - Z x ΔI&sub1; ... (15)
V&sub2;* = V* - Z x ΔI&sub2; = V* + Z x ΔI&sub1; ... (16)
Basierend auf den Definitionen von G&sub1;, G&sub2; werden folgende Formeln gebildet:
VB = V&sub1;* x G&sub1; ... (17)
VB = V&sub2;* x G&sub2; ... (18)
Aus den Formeln (15) - (18) werden auch folgende Ausdrücke gebildet:
VB = V* x G&sub1; - Z x ΔI&sub1; x G&sub1; ... (19)
VB = V* x G&sub2; + Z x ΔI&sub1; x G&sub2; ... (20)
Aus den Formeln (19) - (20) wird ΔI&sub1; durch folgende Formel erhalten:
ΔI&sub1; = (V*/Z) x ((G&sub1; - G&sub2;)/(G&sub1; + G&sub2;)) ... (21)
Ein Ergebnis der Formel (19) zusammen mit der Formel (20) wird erhalten und durch 2 dividiert. Dann wird folgende Formel gebildet:
VB = V* x (G&sub1; + G&sub2;)/2 - Z x ΔI&sub1; x (G&sub1; - G2)/2 ... (22)
Aus der Formel (21) kann verstanden werden, daß der Querstrom durch die virtuelle Impedanz Z beschränkt werden kann. Das Spannungssteuersystem ist nämlich, wie es oben beschrieben ist, aus demjenigen vom Augenblicksspannungssteuerungstyp aufgebaut, wodurch G&sub1;, G&sub2; die Verstärkung bei der ausgegebenen Frequenz auf etwa 1 einstellen können. Somit wird die Formel (21) wie es unten angegeben ist:
ΔI&sub1; = (V* x (G&sub1; - G&sub2;))/(2 x Z) ... (23)
Die Formel (23) wird wie folgt:
ΔI&sub1; = ΔV/(2 x Z) ... (24)
wobei ΔV die Ausgangsspannungsdifferenz zwischen den jeweiligen ersten und zweiten Invertervorrichtungen 11, 21 im Fall der Einzeloperation ist.
Beispielsweise beträgt ΔV 1 % und Z wird zu Z = 50 ∞ ausgewählt. Dann ist der Querstrom zu ΔV/(2 x Z) = 1/100 = 1 % gegeben.
Als nächstes wird die Formel (23) in ΔI&sub1; eingesetzt und der zweite Ausdruck der rechten Seite der Formel (22) wird dadurch zu folgender Formel:
Z x ΔI&sub1; x ((G&sub1; - G&sub2;)/2) = (V* x (G&sub1; - G&sub2;))²/(4 x V*) = (ΔV)²/(4 x V*) ... (25) V ist so klein wie 1 %, und es kann daher angenommen werden, daß (ΔV)² = 0. Somit wird nur der erste Ausdruck der rechten Seite in der Formel (22) gelassen, was in folgender Formel resultiert:
VB = V* x (G&sub1; + G&sub2;)/2 ... (26)
Aus der Formel (16) gelangt die Busspannung VB während der parallelen Operation zu einem Ausgangsspannungsmittelwert der jeweiligen Invertervorrichtungen 11, 21 während der Einzeloperation, und es gibt keinen Einfluß auf den Wert Z der virtuellen Impedanz. Z kann eine beliebige Übertragungsfunktion sein, wenn sie einen geeignete Impedanz zum Beschränken des Querstroms in der Ausgangsfrequenz hat. Beispielsweise ist diese Schaltung eine Proportionalschaltung, und Z wirkt als ein Widerstand. Wenn die Schaltung eine Differenzierschaltung ist, wirkt Z als Drossel. Wenn die Schaltung eine Integrierschaltung ist, wirkt Z als Kondensator. Wenn die Schaltung eine PID- (Proportional-plus-Integral-plus-Differenzier)-Schaltung ist, wirkt Z als kombinierte Schaltung aus Widerstand plus Kondensator plus Drossel. Darüber hinaus kann Z selbst in dem Fall einer Schaltung mit einem nichtlinearen Element, wie beispielsweise einem Begrenzer, der bezüglich des Vorzeichens asymmetrisch ist, den Querstrom unter der Bedingung stabil beschränken, daß es einen geeigneten Impedanzwert hat, der zum Beschränken des Querstroms ausreichend ist.
Der Einfachheit halber ist eine Erklärung gegeben worden, wobei die Tatsache, daß der Strom und die Spannung Vektormengen sind, ignoriert ist. Wenn sie die Vektormengen sind, ist dieselbe Beziehung zu bilden.
Wenn die erstne und zweiten Invertervorrichtungen 11, 21 die Paralleloperation nur durch die virtuelle Impedanz durchführen, wie es oben beschrieben ist, fließt ein Querstrom, der durch ΔI = ΔV/(2 x Z) in bezug auf eine Spannungsdifferenz V dazwischen gegeben ist, z wischen den zwei Invertervorrichtungen. Eine aktive Leistungskomponente dieses Querstroms wird durch die Invertervorrichtung reversiebel umgewandelt. Wenn somit zwei Invertervorrichtungen die parallele Operation ohne Last durchführen, folgt daraus, daß die aktive Leistung von der Gleichleistungsversorgung einer Invertervorrichtung zur Gleichleistungsversorgung der anderen Invertervorrichtung fließt. Dieser Querstrom der aktiven Leistung wird größer als ein Verlust der Invertervorrichtungen. Darüber hinaus steigt dann, wenn die Gleichleistungsversorgung 5 keine Leistung regenerieren kann, wie in dem Fall eines Thyristorgleichrichters, die Gleichspannung aufgrund eines Hineinfließens dieser aktiven Leistung an. Es ist möglich, daß eine Überspannung erzeugt wird.
Gemäß diesem Ausführungsbeispiel ist zum derartigen Bewirken der stabilen parallelen Operation, das durch Beschränken des Hineinfließens der aktiven Leistung, wie es oben beschrieben ist, keine Über-Gleichspannung hervorgerufen wird, der Oszillator 8 gemeinsam für die Invertervorrichtungen 11, 21 vorgesehen. Wie es später erklärt wird, wird die Steuerung basierend auf den gemeinsamen Taktsignalen ausgeführt.
Aus der Formel (24) wird der Querstrom ΔI&sub1; als ΔI&sub1; =.. ΔV/(2 x Z) ausgedrückt. Fig. 5 ist ein Vektordiagramm, das einen Fall zeigt, bei dem Phasen von V&sub1;*, V&sub2;* vollständig übereinstimmen, und wobei ein Absolutwert V&sub2;* kleiner als ein Absolutwert von V&sub1;* ist. Z = R + jX ausdrückbar, wobei R die Widerstandskomponene der virtuellen Impedanz Z ist und wobei X die Reaktanzkomponente ist. Ein Impedanzwinkel davon ist gegeben durch:
= argZ = arctan (X/R) ... (27)
Wenn Z nur die Reaktanz hat, gilt R = 0 und = 90º.
Aus diesem Vektordiagramm ist ersichtlich, daß die Querstromvektoren I&sub1;, I&sub2; eine Komponenten parallel zu einem virtuellen Spannungsvektor Er haben, der um α = 90º stärker verzögert ist als der Busspannungsvektor VB.
Aus Fig. 5 kann dann, wenn die Phasen der zwei Spannungsbefehlswerte V&sub1;*, V&sub2;* übereinstimmen, und wenn es nur eine Spannungs-Absolutwertdifferenz gibt, begriffen werden, daß diese Querstromvektoren ΔI&sub1;, ΔI&sub2; eine Phasendifferenz von α = 90º in bezug auf den Lastbusspannungsvektor VB haben und keine aktive Komponente für eine reaktive Komponente haben.
Die Erklärung wird unter abermaliger Zuwendung zu Fig. 1 fortfahren. Die Ausgangsspannung der Invertervorrichtung 11 wird dem Addierer-Subtrahierer 505 als Rückkopplungsspannung des Mittelwerts über den Spannungsdetektor 300 und die Mittelwertschaltung 410 eingegeben. Die Ausgangsspannung wird darin von der Referenzspannung subtrahiert, die von der Spannungseinstelleinheit 409 ausgegeben wird.
Der den Invertervorrichtungen 11, 21 gemeinsame Oszillator 8 erzeugt ein Sinuswellensignal sinωt, das als Phasenreferenz der Ausgangsspannung definiert ist. Die Operation wird durch dieses gemeinsame Taktsignal in einem derartigen Zustand durchgeführt, daß die Ausgangsspannungsphasen der jeweiligen Invertervorrichtungen 11, 21 konstant übereinstimmen. Somit wird die aktive Komponente des Querstroms im wesentlichen Null.
Dem Multiplizierer 407 werden der Absolutwert V* der Referenzausgangsspannung, die von der Mittelwertspannungs- Steuerschaltung 408 ausgegeben wird, und das Sinuswellensignal sinωt, das vom Oszillator 8 ausgegeben wird, eingegeben. Ein Ausgangsspannungsbefehlswert V* = V* sinωt wird vom Multiplizierer 407 zum Subtrahierer 504a eingegeben.
Das oben beschriebene Steuersystem der Fig. 1 ist beispielhaft als Einzeiphaseninverter dargestellt. Dieses Steuersystem ist jedoch durch Vorsehen derselben Steuerschaltung für alle oder zwei Phasen auf einen Dreiphaseninverter anwendbar.

Ausführungsbeispiel 2:

Als nächstes wird unter Bezugnahme auf Fig. 6 ein Ausführungsbeispiel 2 beschrieben, wobei die Ausgangsspannung durch die Komponenten gesteuert wird, die zusätzlich zum durch Fig. 1 gezeigten Ausführungsbeispiel 1 von der Spannungsdifferenz des Querstroms abgeleitet werden. Wendet man sich der Fig. 6 zu, sind dieselben Teile wie jene in Fig. 1 mit den gleichen Zeichen bezeichnet, und deren Erklärung ist weggelassen. Das folgende sind neue Komponenten. Mit 411 ist ein Wandler bezeichnet zum Umwandeln des Querstroms ΔI&sub1; der durch die Stromerfassungsschaltung 406a erfaßt wird, in eine Komponente (eine aktive Komponente) ΔI1P (Gleichstromsignal) parallel zum virtuellen Spannungsvektor Er. Der Konverter 411 ist aus einer synchronen Gleichrichterschaltung oder einem Multiplizierer und einem Glättungsfilter aufgebaut. Weiterhin ist mit 506 ein Addierer-Subtrahierer zum Subtrahieren der vorangehenden Komponente I1P vom von der Einstelleinheit 409 gegebenen Spannungsbefehlswert bezeichnet.
Als nächstes wird gleich wie beim Ausführungsbeispiel 1 die Steuerung durch das den Invertervorrichtungen 12, 22 gemeinsame Taktsignal für die stabile parallele Operation erklärt, um keine Über-Gleichspannung zu verursachen, und zwar durch Beschränken des Hereinkommens der aktiven Leistung. Der Querstrom ΔI&sub1; geht so, wie es durch die Formel (24) ausgedrückt ist. Fig. 7 ist ein Vektordiagramm, das einen Fall zeigt, bei dem die Phasen der Spannungsbefehlswerte V&sub1;*, V&sub2;* vollständig übereinstimmen und ein Absolutwert von V&sub2;* kleiner als ein Absolutwert von V&sub1;* ist. Die virtuelle Impedanz kann durch Z = R + jX ausgedrückt werden, wobei R die Widerstandskomponente und X die Blindkomponente ist. Ein Impedanzwinkel davon ist in der Formel (27) gezeigt.
Aus dem Vektordiagramm der Fig. 7 ist zu sehen, daß die Querstromvektoren ΔI&sub1;, ΔI&sub2; eine Komponente parallel zum virtuellen Spannungsvektor Er haben, der um α stärker verzögert ist als der Busspannungsvektor VB. Dann kann aus Fig. 7 verstanden werden, daß die Komponenten, die von der Spannungs-Absolutwertdifferenz zwishcen den zwei Spannungsbefehlswerten V&sub1;*, V&sub2;* in den jeweiligen Querstromkomponenten ΔI&sub1;, ΔI&sub2; gleich den aktiven Komponenten der jeweiligen Querstromkomponenten ΔI&sub1;, ΔI&sub2; sind, und zwar auf der Basis des virtuellen Spannungsvektors Er, der durch Verzögern des Lastbus-Spannungsvektors VB bezüglich einer Phase um α erhalten wird.
Gemäß Fig. 6 wandelt ein Konverter 411 den Querstrom I&sub1;, der durch die Stromerfassungsschaltung 406a erfaßt wird, in eine Komponente ΔI1P parallel zum virtuellen Spannungsvektor Er um. Der Addierer-Subtrahierer 506 subtrahiert die Komponente AI1P von dem von der Einstelleinheit 409 gegebenen Spannungsbefehlswert. Der subtrahierte Wert wird als Referenzspannung zur Mittelwertspannungs-Steuerschaltung 408 eingegeben. Andererseits wird die Ausgangsspannung der Invertervorrichtung 12 als Rückkopplungsspannung des Mittelwerts über die Spannungserfassungsschaltung 300 und die Mittelwertschaltung 410 zum Addierer-Subtrahierer 505 eingegeben. Die Ausgangsspannung davon wird dann von der Referenzspannung subtrahiert, die von der Spannungseinstelleinheit 409 ausgegeben wird.
Der den jeweiligen Invertervorrichtungen 12, 22 gemeinsame Oszillator 8 erzeugt ein Sinuswellensignal sinωt, das als eine Phasenreferenz der Ausgangsspannung definiert ist. Die Operation wird dieses gemeinsame Taktsignal in einem derartigen Zustand durchgeführt, daß die Ausgangsspannungsphasen der jeweiligen Invertervorrichtungen 12, 22 unveränderlich übereinstimmen.
Dem Multiplizierer 407 werden der Absolutwert V* der Referenzausgangsspannung, die von der Mittelwertspannungs- Steuerschaltung 408 ausgegeben wird, und das Sinuswellensignal sinωt, das vom Oszillator 8 ausgegeben wird, eingegeben. Der Ausgangsspannungs-Befehlswert, der durch V* = V* sinωt gegeben ist, wird vom Multiplizierer 407 zum Subtrahierer 504 eingegeben.
Wie es oben erörtert ist, wird die Ausgangsspannung durch die der Spannungs-Absolutwertdifferenz zwischen den Invertervorrichtungen 12, 22 zugeordnete Komponente ΔI1P des Querstroms ΔI&sub1; gesteuert. Die Spannungsphasen sind durch das gemeinsame Taktsignal in Übereinstimmung gebracht, wodurch bewirkt wird, daß die Steuerung den Querstrom reduziert. Es sit anzumerken, daß diese Steuerung innerhalb eines derartigen Bereichs relativ langsam durchgeführt werden kann, so daß die Querstromkomponente nicht schädlich ist.

Ausführungsbeispiel 3:

Als nächstes wird ein Ausführungsbeispiel 3 zum Bewirken der Steuerung durch Aufteilen des Querstroms in zwei orthogonale Komponenten erklärt.
Gemäß Fig. 8 sind dieselben Teile wie jene beim Ausführungsbeispiel 2 mit denselben Zeichen bezeichnet, und deren Beschreibung wird weggelassen. Das folgende sind neue Komponenten. Ein Konverter 411a beim Ausführungsbeispiel 3 wandelt den Querstrom ΔI&sub1;, der durch eine Stromerfassungsschaltung 406a erfaßt wird, in zwei orthogonale Komponenten ΔI1P, ΔI1Q (Gleichstromkomponenten) um. Der Konverter 411a besteht aus einem synchronen Gleichrichter oder einem Multiplizierer und einem Glättungsfilter. Die Komponente ΔI1P ist hierin eine aktive Komponente auf der Basis der Spannung Er, während die Komponente ΔI1Q eine Blindkomponente auf der Basis der Spannung Er ist.
Die Komponente ΔI1Q wird zu einem Eingangsanschluß einer Phaseneinstelleinheit 412 geführt. Ein Phasensignal, dsa von der Phaseneinstelleinheit 412 ausgegeben wird, stellt eine Ausgangsphase des Oszillators 8 mit der Hilfe eines Phasenschiebers 413 ein, wodurch ein Sinuswellensignal sinωt erzeugt wird, das als Phasenreferenz der Ausgangsspannung dient. Auf dieselbe Weise wie beim Ausführungsbeispiel 2 wird der durch V* = V* sinωt ausgedrückte Ausgangsspannungs- Befehlswert durch dieses Signal zusammen mit dem Multiplizierer 407 vorbereitet.
Fig. 9 ist ein Vektordiagramm, das einen Fall zeigt, bei dem die absolutwerte von V&sub1;*, V&sub2;* identisch sind und V&sub2;* um einen Phasenwinkel φ stärker verzögert wird als V&sub1;*. Aus diesem Vektordiagramm ist zu ersehen, daß die Querstromvektoren I&sub1;, I&sub2; keine Komponenten parallel zum virtuellen Spannungsvektor Er haben, der um α mehr verzögert ist als der Busspannungsvektor VB, sondern nur eine Komponente parallel zu einem anderen virtuellen Spannungsvektor EX haben, der dem virtuellen Spannungsvektor um 90º voraneilt. Es kann nämlich verstanden werden, daß die Komponente, die von der Phasendifferenz zwischen den zwei Spannungsbefehlswerten V&sub1;*, V&sub2;* bezüglich der jeweiligen Querstromkomponenten ΔI&sub1;, ΔI&sub2; gleich der Blindkomponente der jeweiligen Querstromkomponenten ΔI&sub1;, I&sub2; basierend auf dem virtuellen Spannungsvektor Er wird, der durch Verzögern des Lastbus- Spannungsvektors VB um α erhalten wird.
Wie es oben erörtert ist, ist beim Ausführungsbeispiel der Fig. 8 die Schaltung zum Steuern der Ausgangsspannungsphase durch die Querstromkomponente AI1Q vorgesehen, die aufgrund der Phasendifferenz zwischen den Ausgangsspannungen erzeugt wird, die leichten Streuungen der Schaltungen an den stromabwärtigen Seiten der Multiplizierer 407 der ersten und zweiten Invertervorrichtung 13, 23 zugeteilt ist. Es ist daher möglich, die Steuerung zu bewirken, um den Querstrom zu reduzieren. Es ist anzumerken, daß diese Steuerung auch relativ langsam durchgeführt werden kann.

Ausführungsbeispiel 4:

Als nächstes ist in Verbindung mit Fig. 10 ein Ausführungsbeispiel 4 erklärt, wobei die Erfindung auf ein System zum parallelen Arbeitenlassen der Invertervorrichtung und eines anderen Leistungsversorgungssystems angewendet ist. Fig. 10 ist ein Blockdiagramm, das einen Aufbau darstellt, bei dem die elektrische Leistung der Last 4 zugeführt wird, während eine Invertervorrichtung 14 und ein Wechselleistungsversorgungssystem 9 die parallele Operation über den Ausgangsbus 3 durchführen. Es ist anzumerken, daß im wesentlichen dieselben internen Teile der Invertervorrichtung 14, wie jene, die in Fig. 1 oder 4 gezeigt sind, auf einfache Weise dargestellt sind.
Mit 103s ist in der Figur ein Schalter auf der Seite des Wechselleistungsversorgungssystems bezeichnet. Das Zeichen 200s stellt einen Stromsensor zum Erfassen eines Stroms Is des Wechselleistungsversorgungssystems 9 dar. 15 zeigt eine Stromaufteilungsschaltung zum Bestimmen des Stroms, der durch die Invertervorrichtung 14 geteilt wird; 415s, 415t sind Addierer-Subtrahierer; 415u ist eine Verstärkerschaltung mit einer Verstärkung β zum Bestimmen einer Teilungsrate β (0 ≤ ≤ 1), die durch die Invertervorrichtung 14 geteilt wird; 416 ist eine PLL-(Phasenverriegelungsschleifen)-Schaltung, die den Ausgangsbus 3 synchronisiert; und 417 ist ein Oszillator zum Erzeugen des Sinuswellensignals sinωt auf der Basis einer Ausgabe der PLL-Schaltung.
Bei der oben beschriebenen Stromaufteilungsschaltung 415 addiert der Addierer 415s einen Ausgangsstrom I&sub1; der Invertervorrichtung 14 und einen Strom Is des Wechselleistungsversorgungssystems 9, wodurch ein Laststrom IL erhalten wird. Dieses Signal wird, nachdem es in der Verstärkerschaltung 415u mit multipliziert worden ist, als ein Laststrom IL1* ausgegeben, um durch die Invertervorrichtung 14 geteilt zu werden. Die Invertervorrichtung 14 arbeitet auf dieselbe Weise wie das Ausführungsbeispiel der Fig. 1 zum Zuführen des Befehlswerts IL1*, der durch die Stromteilungsschaltung 415 ausgegeben wird. kann aus einem Verhältnis einer Kapazität der Invertervorrichtung gegenüber einer Kapazität der Last bestimmt werden. Darüber hinaus kann dann, wenn der Laststrom durch einen Befehl von außerhalb kontinuierlich verändert wird, ein Aufteilen des Laststroms langsam zwischen der Invertervorrichtung 14 und dem Wechselleistungsversorgungssystem 9 verschoben werden.
Bei diesem Ausführungsbeispiel wird die Operation auch ausgeführt, um keine Spannungsphasendifferenz zwischen der Invertervorrichtung 14 und dem Wechselleistungsversorgungssystem 9 zu verursachen. Somit wird die aktive Komponente des Querstroms I&sub1; im wesentlichen Null und wird durch die virtuelle Impedanz gesteuert.
Gemäß diesem Ausführungsbeispiel 4 ist ein Wert des Stroms, der zu einem parallelen Kondensator 102 des Ausgangsfilters des Inverters fließt, zu dem Befehlswert der Stromnebenschleife gegeben. Die Steuerbarkeit wird dadurch verbessert. Die Kondensator-Referenzstrom-Erzeugungsschaltung 404, die in Fig. 1 dargestellt ist, kann jedoch weggelassen werden. Dies ist so, weil die Spannungssteuerschaltung 403 derart arbeitet, daß die Ausgangsspannung der ersten Invertervorrichtung 11 mit der Ausgangs-Referenzspannung V&sub1;* übereinstimmt. Als Ergebnis davon wird das Signal erzeugt, daß das Kondensator-Referenzstromsignal ersetzt; und die Schaltung 403 arbeitet als Steuersystem für den Sinuswelleninverter, ohne irgendein Hindernis hervorzurufen. In diesem Fall wird die Abweichung bezüglich der Spannungssteuerung mit einer sehr viel größeren Verstärkungsrate der Spannungssteuerschaltung 403 weniger.
Weiterhin enthält die virtuelle Impedanz Z bei der obigen Erklärung nur die Reaktanzkomponente, aber α kann innerhalb eines derartigen Bereichs eingestellt werden, daß die aktive Komponente des Querstroms nicht schädlich ist. Darüber hinaus kann Z dann, wenn die Impedanz im parallelen Teil der Hauptschaltung existiert, derart ausgewählt werden, daß die aktive Komponente des Querstroms einschließlich dieser Impedanz verringert wird.

Ausführungsbeispiel 5:

Als nächstes wird unter Bezugnahme auf Fig. 11 ein Ausführungsbeispiel 5 zum Steuern der Ausgangsspannung durch die Komponente beschrieben, die der Spannungsdifferenz des Querstroms zugeteilt ist, und auch zum Bewirken der Phasensteuerung durch die Komponente, die von der Phasendifferenz abgeleitet wird. Fig. 11 ist ein Blockdiagramm, das einen Aufbau darstellt, bei dem die elektrische Leistung der Last 4 zugeführt wird, während eine Invertervorrichtung 15 und das Wechselleistungsversorgungssystem 9 die parallele Operation über den Ausgangsbus 3 durchführen. Es ist anzumerken, daß im wesentlichen dieselben internen Teile der Invertervorrichtung 15, wie jene der Fig. 6 oder 8, auf einfache Weise dargestellt sind. Das folgende sind neue Komponenten. Ein Konverter 411a im Ausführungsbeispiel 5 wandelt den Querstrom I&sub1; von der Stromaufteilungsschaltung 415 in zwei orthogonale Komponenten I1P, I1Q (Gleichstromkomponenten) um. Der Konverter 411a besteht aus einem Synchrongleichrichter oder einem Multiplizierer und einem Glättungsfilter. Die Komponenten I1P ist hierin eine aktive Komponente auf der Basis der Spannung Er, während die Komponente I1Q eine reaktive Komponente auf der Basis der Spannung Er ist.
Die Komponente I1Q wird zu einem Eingangsanschluß einer Phaseneinstelleinheit 412 geführt. Ein Phasensignal, das von der Phaseneinstelleinheit 412 ausgegeben wird, stellt eine Ausgangsphase des Oszillators 8 mit der Hilfe eines Phasenschiebers 413 ein, wodurch ein Sinuswellensignal sinωt erzeugt wird, das als Phasenreferenz der Ausgangsspannung dient. Auf dieselbe Weise wie beim Ausführungsbeispiel 3 wird der durch V* = V* sinωt ausgedrückte Ausgangsspannungs- Befehlswert durch dieses Signal in Kombination mit dem Multiplizierer 407 vorbereitet.
Daher wird die Ausgangsspannungsphase im Paralleloperationssystem der Invertervorrichtung 15 und des Wechselleistungsversorgungssystems 9 durch die Komponente IIQ gesteuert, die der Phasendifferenz des Querstroms I&sub1; zugeteilt ist. Die Spannung wird durch die Komponente I1P gesteuert, die von der spannungs-Absolutwertdifferenz abgeleitet wird. Die Steuerung kann dadurch derart durchgeführt werden, daß der Querstrom reduziert wird. Es ist anzumerken, daß diese Steuerung in einem derartigen Bereich langsam ausgeführt werden kann, daß die Querstromkomponente nicht schädlich ist.
Es ist anzumerken, daß die Beschreibung den Fall behandelt hat, bei dem die Steuerschaltung einen Augenblicksspannungs- Steuertyp einer Konstruktion mit der Stromnebenschleife annimmt. Wenn das Spannungssteuersystem die Ausgangsspannung mit einer hohen Geschwindigkeit selbst dann steuern kann, wenn es keine Stromnebenschleife hat, kann die stabile parallele Operation des Wechselstromausgangsinverters durch Hinzufügen einer Schaltung einer virtuellen Impedanz zur Beschränkung eines Querstroms durchgeführt werden.

Ausführungsbeispiel 6:

Als nächstes ist in Verbindung mit Fig. 12 ein Ausführungsbeispiel 6 zum Steuern der Ausgangsspannungen der jeweiligen Invertervorrichtungen erklärt, um die Querstromkomponente des elektrischen Stroms durch ein Erfassungssignal zu beschränken, das erhalten wird, wenn der Querstrom des elektrischen Stroms erfaßt wird, der zwischen den Invertervorrichtungen fließt, als eine erste Komponente, die hauptsächlich von der Phasendifferenz zwischen den Invertervorrichtungen abgeleitet wird, und als zweite Komponente, die hauptsächlich der Spannungsdifferenz zwischen den Invertervorrichtungen zugeteilt wird.
Wendet man sich nun der Fig. 12 zu, sind dieselben Teile wie jene der Fig. 1 mit denselben Zeichen bezeichnet, und deren Beschreibung wird weggelassen. Das folgende sind neue Komponenten. Mit 411a ist ein Konverter zum Trennen des Querstroms bezeichnet, der durch die Stromerfassungsschaltung 406a erfaßt wird, und zwar in eine Komponente parallel zum Ausgangsspannungsvektor einer Invertervorrichtung 16 und eine Komponente vertikal dazu. Das Bezugszeichen 412 bezeichnet eine Phaseneinstelleinheit; 413 ist ein Phasenschieber und 414 ist ein Oszillator. Der Oszillator 8 zum Zuführen des gemeinsamen Taktes in Fig. 1 ist nicht vorgesehen. Statt dessen sind jeweils einzelne Oszillatoren in die erste Invertervorrichtung 16 und eine zweite Invertervorrichtung 26 eingebaut. Weiterhin hat die Stromerfassungsschaltung 406a denselben Aufbau wie jenen, der in Fig. 3 gezeigt ist.
Die Operation wird als nächstes erklärt. Gemäß diesem Ausführungsbeispiel 6 werden die Invertervorrichtungen 16, 26 auf dieselbe Weise wie beim in Fig. 1 gezeigten Ausführungsbeispiel 1 vor dem Überstrom durch ihre Stromnebenschleifen geschützt. Darüber hinaus kann die Ausgangsspannung unveränderlich als Sinuswelle beibehalten werden, und zwar durch schnelles Nachfolgen einer Verzerrung und einer abrupten Änderung des Laststroms. Die oben beschriebene Steuerung wird für jedes Umschalten der Hochfrequenz-PWMs der Invertervorrichtungen bewirkt. Somit ist die Antwort sehr schnell und eine ausgezeichnete Steuerleistung ist erreichbar.
Wenn die ersten und zweiten Invertervorrichtungen 16, 26 die parallele Operation nur durch die virtuelle Impedanz durchführen, fließt ein durch I = V/(2 x Z) in bezug auf eine Spannungsdifferenz V gegebener Querstrom dazwischen zwischen den zwei Invertervorrichtungen. Eine aktive Leistungskomponente dieses Querstroms wird durch die Invertervorrichtungen reversibel umgewandelt. Somit folgt dann, wenn zwei Invertervorrichtungen die parallele Operation ohne Last durchführen, daß die aktive Leistung von der Gleichleistungsversorgung einer Invertervorrichtung zur Gleichleistungsversorgung der anderen Invertervorrichtung fließt. Wenn die Gleichleistungsversorgung 5 keine Leistungsregeneration durchführen kann, wie in dem Fall eines Thyristorgleichrichters, steigt die Gleichspannung aufgrund eines Einfließens dieser aktiven Leistung an. Es ist möglich, daß eine Überspannung verursacht wird.
Als nächstes wird die Steuerung zum Bewirken der stabilen parallelen Operation gemäß diesem Ausführungsbeispiel 6 erklärt, um keine Über-Gleichspannung zu verursachen, und zwar durch Beschränken des Einfließens der aktiven Leistung.
Aus der Formel (24) wird der Querstrom I&sub1; als I&sub1; = V/(2 x Z) ausgedrückt. Wie es oben beschrieben ist, ist Fig. 9 ein Vektordiagramm, das einen Fall zeigt, bei dem die Absolutwerte der Spannungsbefehlswerte von V&sub1;*, V&sub2;* vollständig übereinstimmen, und V&sub2;* um einen Phasenwinkel mehr verzögert ist als V&sub1;*. Die virtuelle Impedanz Z ist durch Z = R + jX ausdrückbar, wobei R die Widerstandskomponente der virtuellen Impedanz Z ist und wobei X die Reaktanzkomponente ist. Ein Impedanzwinkel davon ist wie bei der Formel (27) durch = argZ = arctan (X/R) gegeben. Aus diesem Vektordiagramm ist ersichtlich, daß die Querstromvektoren I&sub1;, I&sub2; keine Komponente parallel zum virtuellen Spannungsvektor Er haben, der um mehr verzögert ist als der Busspannungsvektor VB, sondern nur die Komponente parallel zu einem anderen virtuellen Spannungsvektor EX haben, der dem ersteren virtuellen Spannungsvektor um 90º voreilt.
Weiterhin ist Fig. 7 ein Vektordiagramm, das den Fall zeigt, wobei es, wie es oben erklärt ist, keine Phasendifferenz zwischen den Spannungsbefehlswerten V&sub1;*, V&sub2;* gibt, und wobei der Absolutwert von V&sub2;* kleiner als der Absolutwert von V&sub1;* ist. Aus diesem Vektordiagramm ist ersichtlich, daß die Querstromvektoren I&sub1;, I&sub2; nur die Komponente parallel zum virtuellen Spannungsvektor Er haben, der um mehr verzögert ist als der Busspannungsvektor VB, aber keine Komponente parallel zu EX haben. Aus den Fig. 7 und 9 kann begriffen werden, daß die Komponente, die von der Phasendifferenz zwischen V&sub1;* und V&sub2;* in den jeweiligen Querschntitkomponenten I&sub1;, I&sub2; abgeleitet werden, als eine Komponente parallel zum virtuellen Spannungsvektor Er parallel zum virtuellen Spannungsvektor Er der Querstromvektoren definiert ist. Die der Phasendifferenz zwischen den zwei Spannungsbefehlswerten V&sub1;*, V&sub2;* in den jeweiligen Querstromkomponenten I&sub1;, I&sub2; zugeteilte Komponente ist nämlich die reaktive Komponente der jeweiligen Querstromkomponenten I&sub1;, I&sub2; auf der Basis der Spannung EX, die durch Voraneilen der Phase um 90º - gegenüber dem Lastbusspannungsvektor VB erhalten wird.
Weiterhin kann gleichermaßen verstanden werden, daß d8ie Komponente, die der Spannungs-Absolutwertdifferenz zwischen den zwei Spannungsbefehlswerten V&sub1;*, V&sub2;* in den jeweiligen Querstromkomponenten I&sub1;, I&sub2; zugeteilt ist, gleich der aktiven Komponente der jeweiligen Querstromkomponenten I&sub1;, I&sub2; auf der Basis des virtuellen Spannungsvektors Er dieser Querstromvektoren ist.
Die Erklärung wird unter einem abermaligen Zuwenden zur Fig. 12 fortgeführt. Ein Konverter 411a wandelt bei dem Ausführungsbeispiel 3 den Querstrom I&sub1;, der durch eine Stromerfassungsschaltung 406a erfaßt wird, in zwei orthogonale Komponenten I1P, I1Q (Gleichstromkomponenten um). Der Konverter 411a besteht aus einem Synchrongleichrichter oder einem Multiplizierer und einem Glättungsfilter. Die Komponente ΔI1P ist eine aktive Komponente auf der Basis der Spannung Er, während die Komponente I1Q eine reaktive Komponente auf der Basis der Spannung Er ist.
Der Addierer-Subtrahierer 506 subtrahiert die Komponente I1P vom Spannungsbefehlswert, der von der Einstelleinheit 409 gegeben wird, und diese Komponente wird zur Mittelwertspannungs-Steuerschaltung 408 als Referenzspannung eingegeben. Andererseits wird die Ausgangsspannung der Invertervorrichtung 16 als eine Mittelwert- Rückkopplungsspannung zum Addierer-Subtrahierer 506 über den Spannungsdetektor 300 und die Mittelwertschaltung 410 eingegeben, wobei die Ausgangsspannung von der Referenzspannung subtrahiert wird.
Die Komponente I1Q wird zu einem Eingangsanschluß einer Phaseneinstelleinheit 412 geführt. Ein Phasensignal, das von der Phaseneinstelleinheit 412 ausgegeben wird, stellt eine Ausgangsphase des Oszillators 8 mit der Hilfe eines Phasenschiebers 413 ein, wodurch ein Sinuswellensignal sinωt erzeugt wird, das als Phasendifferenz der Ausgangsspannung dient.
Dem Multiplizierer 407 werden der Absolutwert V* der Ausgangs-Referenzspannung, die von der Mittelwertspannungs- Steuerschaltung 408 ausgegeben wird, und das Sinuswellensignal sinωt, das vom Phasenschieber 413 ausgegeben wird, eingegeben. Der durch V* = V* sinωt gegebene Ausgangsspannungsbefehlswert wird dann ausgegeben. Dieses Signal V* wird dem Subtrahierer 504a eingegeben.
Wie es oben beschrieben ist, wird die Ausgangsspannungsphase durch die Komponente I1Q gesteuert, die von der Phasendifferenz zwischen den Invertervorrichtungen 16, 26 des Querstroms I&sub1; abgeleitet wird. Die Spannung wird auch durch die Komponente I1P gesteuert, die der Spannungs- Absolutwertdifferenz zugeteilt ist. Die Steuerung wird dadurch bewirkt, um den Querstrom zu reduzieren. Es ist anzumerken, daß diese Steuerung innerhalb eines derartigen Bereichs relativ langsam durchgeführt werden kann, so daß die Querstromkomponente nicht schädlich ist.
Das unter Bezugnahme auf Fig. 12 erklärte Steuersystem ist beispielhaft als Einzelphaseninverter dergestellt. Dieses Steuersystem ist jedoch durch Vorsehen derselben Steuerschaltung für jede oder zwei Phasen auf einen Dreiphaseninverter anwendbar.
Darüber hinaus ist die obige Erklärung der Einfachheit halber derart gegeben, daß die zwei Invertervorrichtungen dieselbe Kapazität haben. Die Erfindung ist jedoch auf die parallele Operation von n Gruppen von Invertervorrichtungen mit unterschiedlichen Kapazitäten anwendbar. In diesem Fall können alle Invertervorrichtungen derart aufgebaut sein, daß sie die Last proportional zu den Kapazitäten aufteilen.

Ausführungsbeispiel 7:

Als nächstes ist in Verbindung mit Fig. 13 ein Ausführungsbeispiel 7 erklärt, wobei die Erfindung auf ein System zum parallelen Betreiben der Invertervorrichtung und eines anderen Leistungsversorgungssystems angewendet ist. Fig. 13 ist ein Blockdiagramm, das einen Aufbau darstellt, bei dem die elektrische Leistung der Last 4 zugeführt wird, während eine Invertervorrichtung 17 und ein Wechselleistungsversorgungssystem 9 die parallele Operation über den Ausgangsbus 3 durchführen. Es ist anzumerken, daß im wesentlichen dieselben internen Teile der Invertervorrichtung 17, wie jene, die in den Fig. 1 und 12 oder 4 gezeigt sind, auf einfache Weise dargestellt sind.
In der Stromaufteilungsschaltung 415 addiert der Addierer 415s einen Ausgangsstrom I&sub1; der Invertervorrichtung 17 und einen Strom Is des Wechselleistungsversorgungssystems 9, wodurch ein Laststrom IL erhalten wird. Dieses Signal wird, nachdem es in der Verstärkerschaltung 415u mit multipliziert worden ist, als Laststrom IL1* ausgegeben, um durch die Invertervorrichtung 17 aufgeteilt zu werden. Die Invertervorrichtung 17 arbeitet auf dieselbe Weise wie bei den Ausführungsbeispielen der Fig. 1 und 12 zum Zuführen des Befehlswerts IL1*, der durch die Stromaufteilungsschaltung 415 ausgegeben wird. kann aus einem Verhältnis einer Kapazität der Invertervorrichtung gegenüber einer Kapazität der Last bestimmt werden. Darüber hinaus kann dann, wenn der Laststrom durch einen Befehl von außerhalb kontinuierlich verändert wird, ein Aufteilen des Laststroms langsam zwischen der Invertervorrichtung 14 und dem Wechselleistungsversorgungssystem 9 verschoben werden.
Bei diesem Ausführungsbeispiel wird ebenso der Querstrom I&sub1; zwischen der Invertervorrichtung 17 und dem Wechselleistungsversorgungssystem 9 durch die Steuerung der virtuellen Impedanz Z, I1P und I1Q im wesentlichen auf Null gesteuert.

Ausführungsbeispiel 8:

Die obige Beschreibung hat den Fall behandelt, bei dem vorliegende Erfindung auf die parallele Operation der Inverter angewendet wird. Jedoch können andere Inverter verfügbar sein. Dasselbe Prinzip ist, wie es in Fig. 14 dargestellt ist, beispielsweise auf einen Inverter anwendbar, der die Augenblicksspannungssteuerung durchführen kann, wie beispielsweise ein Inverter vom Hochfrequenz-Verbindungstyp zum Umwandeln des Gleichstroms in eine hochfrequente Rechteckwelle und weiter eine niederfrequente Sinuswelle durch Kombinieren eines Hochfrequenzinverters mit einem Direktumrichter.
Bei dem in Fig. 14 gezeigten Inverter wird eine in Fig. 15 gezeigte Rechteckwelle S&sub3; auf der Sekundärseite eines Transformators TR durch Schalten von einem Transistor Q1 zu einem Transistor Q4 erhalten. Als nächstes werden Sägezahnwellen S&sub4; gebildet, die ein Schalten des Inverter synchronisieren. Ebenso werden Signale S&sub6; erhalten, die an Kreuzungsstellen der Sägezahnwellen und der Ausgangsspannungs-Befehlssignale S&sub5; EIN/AUS geschaltet werden. Einer der Schalter Q5, Q6 des Direktumrichters wird basierend auf einer Polarität einer Spannung RS des Inverters wie auch auf dem Signal S&sub6; ausgewählt. Ein Spannungssignal S&sub7;, das dem Signal S&sub5; entspricht, ist zwischen U und N in Fig. 14 erhaltbar.
Wie es aus der obigen Erklärung klar wird, kann die Schaltung der Fig. 14 die Einzelphasen-PWM-Spannung äquivalent zu jener der in Fig. 2B erhalten. Weiterhin kann in dem Fall der dreiphasigen Ausgabe ein Dreiphasen-Hochfrequenz- Verbindungsinverter verwendet werden, der drei Gruppen von Schaltungen auf der Sekundärseite des Transformators TR der Fig. 14 verwendet.
Bei den jeweiligen oben erörterten Ausführungsbeispielen werden die orthogonalen Komponenten I1P, I1Q des Querstroms getrennt vom Querstrom I&sub1; erfaßt. Jedoch sind der Ausgangsstrom I&sub1; und der Laststrom, die aufzuteilen sind, in orthogonale Komponenten I1P, I1Q, IL1*P, IL1*Q getrennt. Die orthogonalen Komponenten des Querstroms können aus den folgenden Formeln erfaßt werden:
I1P = I1P - IL1*P
I1Q = I1Q - IL1*Q

Ausführungsbeispiel 9:

Nun wird in Verbindung mit Fig. 16 ein Ausführungsbeispiel 9 erklärt, wobei die vorliegende Erfindung auf ein Steuersystem angewendet wird, das ein synchrones Kreiskoordinatensystem basierend auf einer d-q-Achse verwendet und bessere charakteristische Merkmale in dem Fall eines Dreiphaseninverters oder -konverters erhalten kann. In Fig. 16 stellt ein Zeichen &supmin; das über dem Buchsten angeordnet ist, eine Matrix dar, die ein Dreiphasen-Ausgangssignal zeigt. Das Zeichen ^, das darüber angeordnet ist, stellt eine Matrix dar, die ein Signal an der synchronen Kreiskoordinate basierend auf der d-q-Achse zeigt. Beispielsweise wird die Spannung durch folgende Formeln ausgedrückt:
= col (Vu, Vv, Vw) ... (28)
= col (Vd, Vq) ... (29)
Eine Invertervorrichtung 18 hat bei diesem Ausführungsbeispiel 9 fast denselben Aufbau wie die Invertervorrichtung 11 beim Ausführungsbeispiel 1, das in Fig. 1 gezeigt ist. In Fig. 16 zeigen die Schaltungen, die mit denselben Bezugszeichen wie jene der Fig. 1 bezeichnet sind, dieselben Funktionen, die zu den entsprechenden Schaltungen der Fig. 1 gehören. Gemäß diesem Ausführungsbeispiel 9 führen die einzelnen Schaltungen jedoch die Operationen durch, die Zweiphasen- oder Dreiphasen- Signalen entsprechen.
Ein allgemein mit 100 bezeichneter Inverterkörper ist aus selbstentzündungsunterdrückenden Elementen aufgebaut, wie beispielsweise aus Transistoren oder MOSFETs, die ein Hochfrequenz-Schalten durchführen können. Jeweilige Arme eines Dreiphasen-Brückeninverters, der in Fig. 2A gezeigt ist, werden mit einer Frequenz umgeschaltet, die etwa zehn Mal bis mehrere hundert Mal so hoch wie eine Ausgangsfrequenz (z.B. 60 Hz) ist. Die Inverter dienen zum Umwandeln einer Gleichspannung in eine Hochfrequenz-Wechselspannung, die eine Rechteckwellenform annimmt, einschließlich einer sinusförmigen Grundwelle. Die Bezugszeichen 101, 102 stellen eine Drossel und einen Kondensator dar, die ein Tiefpaßfilter bilden, um Oberschwingungen von der Hochfrequenz- Wechseispannung zu entfernen, die die Rechteckwellenform annimmt und durch den Inverterkörper 100 erzeugt wird, und um eine Sinuswellen-Ausgangsspannung zu erhalten. Die Drossel und der Kondensator sind über einen Ausgangsschalter 103a mit dem Ausgangsbus 3 verbunden.
Ein Stromsensor 200a erfaßt einen Ausgangsstrom der ersten Invertervorrichtung 18, während ein Stromsensor 201 einen Ausgangsstrom des Inverterkörpers 100 erfaßt. Mit 300 ist ein Spannungssensor zum Erfassen einer Spannung des Kondensators 102 gezeigt, z.B. eine Ausgangsbusspannung während der parallelen Operation.
Eine PWM-Schaltung 400 zum Bestimmen einer Zeitgabe eines Umschaltens des Inverterkörpers 100 ist beispielsweise eine Dreieckswellen-Vergleichs-PWM-Schaltung, die den Inverterkörper 100 ein Schalten an einer Kreuzungsstelle eines Spannungsbefehlssignals für eine Grundwelle durchführen läßt, die vom Inverterkörper 100 auszugeben ist, und einen Dreieckswellenträger. Eine Stromsteuerschaltung 401 steuert den Ausgangsstrom des Inverterkörpers 100. Eine Begrenzerschaltung 402 begrenzt einen Ausgangsstrom- Befehlswert des Inverterkörpers 100. Eine Spannungssteuerschaltung 403 steuert eine Spannung des Kondensators 102. Eine Kondensator-Referenzstrom- Erzeugungsschaltung 404 gibt einen Stromwert aus, der dem Kondensator 102 zuzuführen ist, um eine gewünschte Ausgangsspannung zu erzeugen. Eine virtuelle Impedanzschaltung 405a veranlaßt eine Operation zum Beschränken eines Querstroms durch virtuelles Einfügen einer Impedanz Z zwischen der ersten Invertervorrichtung 18 und der zweiten Invertervorrichtung 28. Eine Stromerfassungsschaltung 406a erfaßt einen Querstrom, der durch die erste Invertervorrichtung 18 ausgegeben wird, und einen Wert eines Laststroms, der aufzuteilen ist. Mit 427 ist eine Schaltung zum Erzeugen eines Ausgangsspannungs-Befehlswerts der ersten Invertervorrichtung 18 bezeichnet. Das Bezugszeichen 428 bezeichnet einen Referenztransformationskoordinatengenerator zum Erzeugen von synchronen Kreiskoordinaten.
Weiterhin stellen die Bezugszeichen 500, 501, 502, 503, 504a Addierer-Subtrahierer dar; 600, 601, 602, 603 stellen Dreiphasen/Zweiphasen-Konverterschaltungen zum Umwandeln von Dreiphasen-(U, V, W)-Signalen in Signale auf den synchronen Kreiskoordinaten basierend auf der d-q-Achse dar; und 604 stellt eine Zweiphasen/Dreiphasen-Konverterschaltung zum Umwandeln der Signale auf den synchronen Kreiskoordinaten basierend auf der d-q-Achse in die Dreiphasen- (U, V, W) - Signale dar.
Eine Ausgabe der zweiten Invertervorrichtung 28, die denselben Aufbau wie die erste Invertervorrichtung 18 hat, ist zu der ersten Invertervorrichtung 18 über den Ausgangsbus 3 parallelgeschaltet. Mit 103b ist ein Ausgangsschalter der zweiten Invertervorrichtung 28 gezeigt. Das Bezugszeichen 200b stellt einen Stromsensor zum Erfassen des Ausgangsstroms der zweiten Invertervorrichtung 28 dar.
Weitehrin ist Fig. 17 ein Blockdiagramm, das die Stromerfassungsschaltung 406a vollständig darstellt. Die Zeichen 406s, 406t bezeichnen Addierer-Subtrahierer. Eine Verstärkerschaltung 406u hat eine Verstärkung von 1/n, wenn die Anzahl von Invertervorrichtungen auf n eingestellt ist. Der Addierer 406s addiert den Ausgangsstrom der ersten Invertervorrichtung 18 und den Ausgangsstrom der zweiten Invertervorrichtung 28, wodurch ein Laststrom IL erhalten wird. Ein Signal davon wird der Verstärkerschaltung 406u eingegeben. Ein Wert von IL/n wird durch Teilen des Laststroms durch die parallele Anzahl n (n = 2 in diesem Fall) erhalten. Dieser Wert wird als Laststrom ausgegeben, um durch die erste Invertervorrichtung 18 aufgeteilt zu werden. Weiterhin gibt der Subtrahierer 406t arithmetisch eine Differenz zwischen dem Ausgangsstrom I&sub1; der ersten Invertervorrichtung 18 und dem aufzuteilenden Strom IL1* aus, d.h. einen Querstrom .
Als nächstes wird die Operation erklärt. Die Beschreibung beginnt mit einem Anrühren einer Beziehung zwischen den Dreiphasensignalen und den Signalen auf den synchronen Kreiskoordinaten und ebenso einer Koordinatentransformation.
Der Referenztransformationskoordinatengenerator 428 erzeugt die folgenden sechs Dreiphasen-Sinuswellensignale, die als Referenzen für die Koordinatentransformation dienen:
Su = 2/3 sin (wt + )
Sv = 2/3 sin (wt - 2/3 + ) ... (30)
Sw = 2/3 sin (wt + 2/3 + )
Cu = 2/3 cos (wt + )
Cv = 2/3 cos (wt - 2/3 + ) ... (31)
Cw = 2/3 cos (wt + 2/3 +
(Jedoch gilt normalerweise = 0)
Wenn die Dreiphasen-Ausgangssignale von dem Stromsensor 301, der Stromerfassungsschaltung 406a und dem Spannungssensor 300 repräsentativ durch ausgedrückt werden, und wenn diese Signale mit der nächsten Transformationsmatrix multipliziert werden, werden die Signale in Gleichstromsignale auf der d-q-Achse umgewandelt.
Das Ergebnis der auf der d/q-Achse bewirkten Steuerarithmetik wird mit der nächsten Umkehrtransformationsmatrix multipliziert, wodurch es wiederum zum Dreiphasensystem zurückgebracht wird und zu einem Teil der PWM-Schaltung 400 wird.
In dem Fall eines Ausführens einer derartigen Transformation ist die Ausgangsbefehlsspannung gegeben durch:
Ein Wert auf der d-q-Achse wird durch folgende Formel ausgedrückt:
Weiterhin wird dort, wo CP die Kapazität des Kondensators 102 ist, ein Befehlsstrom ^c* der dorthin fließen soll, folgendermaßen ausgedrückt:
Wie es oben beschrieben ist, werden die Dreiphasenreferenzausgangsspannung und der Kondensator- Referenzstrom ein konstanter Gleichstrornwert auf der d-q- Achse. Die Steuerung auf den Dreiphasen-Koordinaten von U, V, W ist als Nachfolgesteuerung definiert, und somit kann ein Fehler selbst in einem Ruhezustand auftreten. Gegensätzlich dazu ist die Steuerung auf der d-q-Achse als Konstantwertsteuerung definiert, und daher ist eine Steuerung erreichbar, die im wesentlichen eine geringere Menge an Fehlern aufweist.
Als nächstes wird die Augenblicksspannungssteuerung des Inverters erklärt.
Die jeweiligen Invertervorrichtungen 18, 28 sind mit Strom- Nebenschleifen versehen. Die Stromsteuerschaltung 401 gibt die Spannung aus, die an die Drossel 101 anzulegen ist, so daß der Ausgangsstrom des Inverterkörpers 100, der durch den Stromsensor 201 rückgekoppelt wird, mit einem Signal IA1 übereinstimmt, das einer Koordinatenumwandlung auf der d-q- Achse mittels einer Dreiphasen/Zweiphasen-Konverterschaltung 600 unterzogen wird, und einem Strombefehl ^A1 von der Begrenzerschaltung 402. Darüber hinaus sind der Kondensator 102 und die durch die zweite Invertervorrichtung 21 verursachte Spannung auf dem Ausgangsbus 3 vorhanden, und es ist daher erforderlich, daß der Inverterkörper 100 eine Summe der Spannung des Ausgangsbusses 3 und der Spannung, die an die Drossel 101 anzulegen ist, erzeugt, um eine gewünschte Spannung an die Drossel 101 anzulegen.
Somit addiert der Addierer 500 die Spannung des Kondensators 102, die durch den Spannungsdetektor 300 erfaßt wird, das Signal &sub1;, das der Koordinatenumwandlung auf der d-q-Achse durch die Dreiphasen/Zweiphasen- Konverterschaltung 601 unterzogen worden ist, und die Ausgabe der Stromsteuerschaltung 401. Ein Signal davon wird einer Koordinatenumwandlung unterzogen, um drei Phasen anzunehmen, und zwar mittels einer Zweiphasen/Dreiphasen- Konverterschaltung 604, und es wird als Spannungsbefehl zur PWM-Schaltung 400 gegeben.
Die Kondensator-Referenzstrom-Erzeugungsschaltung 404 erzeugt einen Referenzstrom ^c*, der einem Spannungsbefehl &sub1;* des Kondensators 102 um 90º voreilt, als einen Strom, der gemäß einer Kapazität des Kondensators 102 zum Kondensator fließt. Ein Spannungsbefehl &sub1;* des Kondensators 102 wird von der Ausgabe des Subtrahierers 504a erhalten, was später beschrieben wird. Durch den Subtrahierer 503 wird eine Abweichung zwischen dem Spannungsbefehl &sub1;* des Kondensators 102 und der Spannung &sub1; des Kondensators 102 berechnet. Die Spannungssteuerschaltung 403, die diese Abweichung eingibt, gibt ein Korrektur-Stromsignal aus, das durch den Inverterkörper 100 auszugeben ist, um die Abweichung zu reduzieren.
Das folgende sind die Schritte zum Erhalten des Ausgangsstrom-Befehlswerts ^A1*. Der Addierer 502 berechnet die Ausgaben der Kondensator-Referenzstrom- Erzeugungsschaltung 404 und der Spannungssteuerschaltung 403 und ein Signal ^L1*, das durch die Dreiphasen/Zweiphasen- Konverterschaltung 602 erhalten wird, die eine Koordinatenumwandlung bewirkt, und zwar auf der d-q-Achse, des Laststroms, der einen Befehlswert IL1* der ersten Invertervorrichtung 18 aufteilt, der durch die Stromerfassungsschaltung 406a auszugeben ist; und die Ergebnisse werden durch die Begrenzerschaltung 402 begrenzt. Der Ausgangsstrom-Befehlswert ^A1* des Inverterkörpers 100 wird dadurch erhalten. Somit führt der Inverterkörper 100 in einem Zustand ohne Last den Strom zu, der zum Kondensator 102 fließt, wodurch eine Spannung bei keiner Last aufgebaut wird. In diesem Fall korrigiert die Spannungssteuerschaltung 403 eine Unterausgabe und eine Überausgabe der Kondensator- Referenzstrom-Erzeugungsschaltung 404, die aufgrund eines Fehlers bezüglich der Stromsteuerung und eines Fehlers zwischen einem berechneten Wert und einem aktuellen Wert der Kapazität des Kondensators 102 verursacht werden.
Als nächstes wird dann, wenn die Last 4 angelegt ist, ein Befehl IL1* von der Stromerfassungsschaltung 406a zur Strom- Nebenschleife gegeben, um 1/2 des Laststroms IL aufzuteilen. Es folgt, daß jede der Invertervorrichtungen 18, 28 1/2 des Laststroms teilt. Die Begrenzerschaltung 402 soll hierin den Befehlswert zur Stromsteuerschaltung 401 auf einen zulässigen Stromwert oder darunter des Inverterkörpers 100 derart nach unten begrenzen, daß der Inverterkörper 100 keinen Überstrom zuführt, wie beispielsweise einen raschen Strom während der Lastaktivierung.
Basierend auf dem oben angegebenen Aufbau werden die Inverter 18, 28 vor dem Überstrom durch ihre Strom-Nebenschleifen geschützt. Weiterhin kann die Ausgangsspannung unveränderlich bei der Sinuswelle gehalten werden, durch sofortiges Nachfolgen einer Verzerrung und einer abrupten Änderung des Laststroms. Ein charakteristisches Merkmal dieses Verfahrens besteht darin, daß die Antwort bemerkenswert schnell ist, weil die oben angegebene Steuerung bei jedem Schalten des Hochfrequenz-PWM jeder der Invertervorrichtungen durchgeführt wird. Beispielsweise wird die Steuerung in 100 s bewirkt, wenn eine Schaltfrequenz von 10 kHz verwendet wird, und somit wird ein außerordentliches Phänomen in Antwort auf eine Störung, wie beispielsweise eine abrupte Änderung der Last, in einer Zeit beendet, die etwa 10 mal so lang wie 100 s ist. Es kann eine ausgezeichnete Steuerleistung erhalten werden.
Wenn die Antworten und Genauigkeiten bezüglich der Spannungssteuerung der ersten und zweiten Invertervorrichtungen 18, 28 identisch sind, kann der Querstrom basierend auf dem Aufbau des oben beschriebenen Steuersystems eliminiert werden. Tatsächlich wird jedoch ein kleiner Unterschied zwischen den Ausgangsspannungen hervorgerufen, und zwar aufgrund von Streuungen der Genauigkeiten der Komponenten, einer Steuerverstärkung und einer Hauptschaltungskonstante. Darüber hinaus wird die Augenblicksspannungssteuerung ausgeführt, und somit wird ein großer Anteil der internen Impedanzen der Invertervorrichtungen durch die Verdrahtungsimpedanzen besetzt. Ein großer Querstrom kann aufgrund des kleinen Unterschieds zwischen den Ausgangsspannungen leicht fließen. Es ist daher schwierig, die stabile parallele Operation mit einer geringen Menge an Querstrom durchzuführen. Beispielsweise wird unter der Annahme, daß die Spannungsstrornsensoren der ersten und zweiten Invertervorrichtungen 18, 28 jeweils Fehler von -0,5 %, +0,5 % haben, einen Ausgangsspannungsdifferenz während der einzelnen Operation 1 %. Wenn angenommen wird, daß eine Verdrahtungsimpedanz zwischen den ersten und zweiten Invertervorrichtungen 18, 28 1 % oder weniger ist, folgt daraus, daß der Querstrom von 100 % oder darüber fließt.
Bei diesem Ausführungsbeispiel ist eine Steuerschaltung so aufgebaut, als ob die Impedanz in bezug auf nur den Querstrom existiert, der zwischen den Invertervorrichtungen fließt, wodurch der Querstrom beschränkt wird. Die Schaltung 405a einer virtuellen Impedanz zur Beschränkung des Querstroms berechnet ^&sub1; x ^im, wobei I&sub1; der Querstrom ist, und wobei ^im die Übertragungsfunktion der virtuellen Impedanz ist. Der Subtrahierer 504a subtrahiert dieses Signal von der Ausgabe V* der Ausgangsreferenzspannungs-Erzeugungsschaltung 427. Das Ergebnis wird als Spannungsbefehl &sub1;* des Kondensators 102 eingestellt. Die Spannung des Kondensators 102 folgt augenblicklich dem Spannungsbefehl &sub1;*, und zwar aufgrund des oben beschriebenen Spannungssteuersystems.
Gemäß diesem Ausführungsbeispiel 9 hat auf dieselbe Weise wie beim Ausführungsbeispiel 1 die Invertervorrichtung 18 die Ausgangsimpedanz von Zim in bezug nur auf den Querstrom, und zwar aufgrund der Schaltung 405a einer virtuellen Impedanz zur Beschränkung des Querstroms. Die Invertervorrichtung 18 arbeitet als eine Spannungsquelle mit niedriger Impedanz in bezug auf die Stromkomponenten, die andere als der Querstrom sind.
Fig. 18 zeigt ein konkretes Beispiel der Stromerfassungsschaltung zum Erfassen des Querstroms und den Strom, der durch die Invertervorrichtung aufzuteilen ist. Diese Schaltung ist eine bereits bekannte Einrichtung. Die Operation davon wird jedoch kurz erklärt. Beispielsweise wird angenommen, daß drei Invertervorrichtungen INV-1, INV-2, INV- 3 jeweils die Lastströme IL von 300 A ausgeben, wobei I&sub1; = 90 A, I&sub2; = 100 A und I&sub3; = 110 A. Die Ausgangsströme der jeweiligen Invertervorrichtungen INV-1 bis INV-3 werden durch Stromsensoren CT-1 bis CT-3 gemessen. Lastwiderstände R11, R21, R31, die jeweils denselben Widerstandswert haben, sind an die einzelnen Stromsensoren CT-1 bis CT-3 angeschlossen, wodurch beispielsweise jeweils 9 V, 10 V und 11 V erhalten wird. Diese Spannungen entsprechen dem Ausgangsstrom der Invertervorrichtung. Wie es in der Figur dargestellt ist, sind Widerstaände R12, R22, R32 angeschlossen, die jeweils denselben ausreichend großen Widerstandswert haben, und die, wie es in der Figur gezeigt ist, an R11, etc. angeschlossen sind, was zum Ergebnis hat, daß eine Spannung, die durch 1/3 (9 + 10 + 11) = 10 V gegeben ist, in jedem dieser Widerstände erhalten wird. Diese Spannung ist 1/3 mal so klein wie der Laststrom IL, d.h. sie entspricht einem Wert des Stroms, der durch jeden Inverter zu teilen ist.
Somit wird der zu teilende Strom zwischen Punkten X1, X2 erhalten, und eine Spannung entsprechend dem Querstrom wird ebenso zwischen Punkten X1, X3 in bezug auf die Invertervorrichtung INV-1 erhalten. Diese Signale können somit isoliert zur Steuerschaltung gesendet werden. Weiterhin wird beim Anhalten der Invertereinrichtung INV-1 ein Schalter S12 als erstes EIN-geschaltet. Spannungen der Widerstände R22, R32 sind jeweils auf 15 V eingestellt. Alle Lasten werden zu den anderen zwei Invertervorrichtungen INV-2, INV-3 verschoben. Als nächstes kann gleichzeitig damit, daß ein Schalter S11 EIN-geschaltet wird, die Invertervorrichtung INV-1 angehalten werden.
Der Vereinfachung der Erklärung des konkreten Beispiels der Stromerfassungsschaltung halber ist vernachlässigt, daß der Strom und die Spannung Vektorgrößen sind. Dieselbe Beziehung wird jedoch selbst in dem Fall der Vektormengen bzw. -größen aufgebaut.
Das Augenblicksspannungs-Steuersystem und die Querstrom- Beschränkungssteuerung, die bis jetzt beschrieben worden sind, sind auf der d-q-Achse konf iguriert. Der Referenztransformationskoordinatengenerator 428 erzeugt sechs Stücke unwichtiger Dreiphasen-Sinuswellensignale für die Referenztransformationskoordinaten, die für die Steuerung auf der d-q-Achse (Formeln (3), (31)) unvermeidlich sind. Fig. 19 ist ein Blockdiagramm, das einen Aufbau des Referenztransformationskoordinatengenerators 428 darstellt. Der Aufbau und die Operation davon werden unter Bezugnahme auf die Figur erklärt.
In Fig. 19 bezeichnet das Zeichen 428d einen Spannungsdetektor zum Erfassen einer Busspannung VB, 428h bezeichnet einen Phasenkomparator; 428j bezeichnet einen Verstärker; 428m bezeichnet eine Spannungs/Frequenz- Konverterschaltung; und 428n bezeichnet einen Zähler. Diese Komponenten werden kombiniert, um eine Phasensynchronsteuerschleife zu bilden. Mit 428k ist ein Schalter gezeigt, der auf der Seite A arbeitet, wenn der Ausgangsschalter 103 AUS gehalten wird, aber auf der Seite B, wenn er EIN gehalten wird. Ein Sinuswellengenerator 428p erzeugt sechs Stücke von Dreiphasen-Sinuswellensignalen, die als Referenz für die Koordinatentransformation dienen, und zwar gemäß einem Zählwert des Zählers 428n. Ein Phasenschieber 428e erzeugt einen virtuellen Vektor, der um einen Winkel ^im im der virtuellen Impedanz mehr verzögert ist, als die Busspannung. Ein Komponentendetektor 428f erfaßt eine Komponente vertikal zu diesem virtuellen Vektor des Querstroms ^&sub1;. Das Zeichen 428g stellt einen Verstärker dar.
Die Spannungs/Frequenz-Konverterschaltung 428m besteht aus einem Addierer 428m1, einem Spannungs/Frequenz-Konverter 428m2 und einem Referenzfrequenzgenerator 428m3. Eine Frequenz f wird auf die Größenordnung von mehreren % durch eine Eingabe VfB eingestellt.
Daher werden dann, wenn der Ausgangsschalter 103a AUS geschaltet ist, die Busspannung und der Zählwert des Zählers 428n durch die Phasensynchronsteuerschleife (428h, 428j, 428m, 428n) synchronisiert. Der Sinuswellengenerator 428p erzeugt sechs Stücke von Dreiphasen-Sinuswellensignalen, die die Busspannung synchronisieren.
Weiterhin wird dann, wenn der Ausgangsschalter 103a EIN geschaltet wird, ein Schalter 428k auf die Seite B geschaltet. Über den Verstärker 428g wird zur Spannungs/Frequenz-Konverterschaltung 428m eine [Komponente (Frequenzkomponente der Ausgangsspannung) vertikal zum virtuellen Vektor, die um den Winkel der virtuellen Impedanz stärker verzögert ist als die Busspannung, des Ausgangsstroms] eingegeben, die durch den Komponentendetektor 428f ausgegeben wird, d.h. eine [Komponente, die der Phasendifferenz des Querstroms zugeteilt ist]. Diese Komponente wird zur Referenzfrequenz 428m3 addiert, um dadurch die Phase des Referenz-Sinuswellensignals infinitesimal einzustellen, das für die Koordinatentransformation verwendet wird, und zwar durch infinitesimales Einstellen der Frequenz. Dieses Referenz- Sinuswellensignal ist synchron zu der Ausgangsspannung und daraus folgt somit, daß die infinitesimale Einstellung des Referenz-Sinuswellensignals äquivalent zur infinitesimalen Phaseneinstellung der Ausgangsspannung ist.
Der Ausgangsstrom ist aus dem Querstrom und dem aufzuteilenden Laststrom zusammengesetzt. Dies impliziert, daß die [Frequenzkomponente des Ausgangsstroms] eine Summe der [Frequenzkomponente (1/2 ILY) des aufzuteilenden Laststroms] und der [Komponenten ( I1Y, I2Y), die der Phasendifferenz des Querstroms zugeteilt sind]. Die Ausgangsspannungsphase der ersten Invertereinrichtung 18 eilt mit 1/2 ILY + I1Y vor oder nach, während die Ausgangsspannungsphase der zweiten Invertervorrichtung 28 gemäß 1/2 ILY + I2Y vor- oder nacheilt. Hierbei gilt I1Y = - I2Y und somit eilt die Ausgangsspannungsphase der ersten Invertervorrichtung 18 gemäß einer Polarität und einer Größe von 2 x I1Y relativ zur zweiten Invertervorrichtung 28 vor oder nach.
Daher erzeugt der Inverterkörper 100 die gegenüber der Busspannung gleichphasige Ausgangsspannung vor einem parallelen Eintreten (Ausgangsschalter 103a ist AUS- geschaltet) und stellt nach dem parallelen Eintreten (Ausgangsschalter 103a wird EIN-geschaltet) die Ausgangsspannungsphase infinitesimal derart ein, daß die von der Phasendifferenz des Querstroms abgeleitete Komponente Null wird.
Es ist anzumerken, daß die Spannungs/Frequenz- Konverterschaltung 428m aufgebaut sein kann, wie es in Fig. 20 gezeigt ist. Genauer gesagt werden die Polaritäten (negativ und positiv) und der Absolutwert der Eingabe VfB durch 428m4, 428m5 erfaßt. Eine Frequenz fB entsprechend dem Absolutwert davon wird durch den Spannungs/Frequenz-Konverter 428m2 erhalten und zur Frequenz f&sub0; des Oszillators 428m6 in einem Frequenz-Addierer-Subtrahierer 428m7 addiert oder von ihr subtrahiert. Ein charakteristisches Merkmal dieser Schaltung besteht darin, daß die Frequenzgenauigkeit der Ausgangsspannung auf einfache Weise durch Verwendung eines hochgenauen Oszillators verbessert werden kann.

Ausführungsbeispiel 10:

Als nächstes zeigt Fig. 21 ein Ausführungsbeispiel 10. Eine weitere Leistungsversorgung 7 ist über einen Schalter 80 an den Ausgangsbus 3 bei dem Ausführungsbeispiel 9 angeschlossen. Erste und zweite Invertervorrichtungen 19, 29 sind derart aufgebaut, daß sie gleichphasig zur Leistungsversorgung 70 arbeiten. Wenn die erste Invertervorrichtung 19 oder die zweite Invertervorrichtung 29 abgeschaltet wird, oder während einer Inspektion, werden die Ausgangsschalter 103a, 103b AUS-geschaltet, wohingegen ein Schalter 80 EIN-geschaltet wird. Die Leistungsversorgung 70 führt die Elektrizität zur Last 4 ohne irgendeine augenblickliche Unterbrechung. Das System ist so aufgebaut. Ein Unterschied zu den Invertervorrichtungen im Ausführungsbeispiel 9 besteht in einem Aufbau eines Referenztransformationskoordinatengenerators 429.
Fig. 22 ist ein Blockdiagramm, das den Referenztransformationskoordinatengenerator 429 zeigt. Dieser Referenztransformationskoordinatengenerator 429 ist aufgebaut durch Hinzufügen eines Spannungsdetektors 429q, eines Phasenkornparators 429r, einer Serviceunterbrechungserfassungsschaltung 429s, von Schaltern 429t, eines Addierers 429u und eines Verstärkers 429v zum Referenztransformationskoordinatengenerator 428, der beim Ausführungsbeispiel 9 gezeigt ist.
Eine Spannung s der Leistungsversorgung 70 wird hierbei durch den Spannungsdetektor 429q erfaßt. Die Serviceunterbrechungserfassungsschaltung 429s schaltet den Schalter 429t in einen normalen Zustand der Leistungsversorgung 70 EIN, schaltet ihn aber AUS, wenn eine Serviceunterbrechung erzeugt ist. Somit nimmt die Ausgangsbusspannung im normalen Zustand der Leistungsversorgung 70 eine Gleichphasigkeit gegenüber der Leistungsversorgung 70 an, und zwar aufgrund einern Phasensynchronisierungssteuerschleife, die aus dem Phasenkomparator 429r, dem Verstärker 429v, der Spannungs/Frequenz-Konverterschaltung 428m und dem Zähler 428n besteht. Ein Signal vom Schalter 428k wird zu einer Ausgabe eines Phasenkomparators 429r mittels eines Addierers 429u hinzugefügt und wird ein Teil davon als ein Hilfssignal zur Phasensynchronisierungssteuerschleife. Auf dieselbe Weise wie beim Ausführungsbeispiel 9 wird vor dem parallelen Eintreten die Ausgabe erzeugt, die die Gleichphasigkeit gegenüber der Busspannung annimmt. Nach dem parallelen Eintreten wird die Phase der Ausgangsspannung infinitesimal derart eingestellt, daß die Komponente, die der Phasendifferenz des Querstroms zugeteilt wird, Null wird.

Ausführungsbeispiel 11:

Fig. 23 zeigt ein Ausführungsbeispiel 11, wobei weiterhin eine Synchronisierungsschaltung 90 zum Betreiten einer ersten Invertervorrichtung 31 und einer zweiten Invertervorrichtung 41 gleichphasig gegenüber der Leistungsversorgung 70 vorgesehen ist.
Fig. 24 ist ein Blockdiagramm, das einen Aufbau der Synchronisierungsschaltung 90 darstellt. Spannungsdetketoren 9d, 9e erfassen jeweils eine Ausgangsbusspannung B und eine Spannung s der Leistungsversorgugn 70. Ein Phasenkomparator 9f erhält eine Phasendifferenz dazwischen. Signale VfS, die durch einen Verstärker 9h verstärkt werden, werden einer ersten Invertervorrichtung 41 und einer zweiten Invertervorrichtung 41 über einen Schalter 9j zugeteilt. Eine Serviceunterbrechungsschaltung 99 schaltet den Schalter 9j im normalen Zustand der Leistungsversorgung 70 EIN, schaltet ihn aber AUS, wenn die Serviceunterbrechung veranlaßt wird.
Ein Unterschied zu den Invertervorrichtungen beim Ausführungsbeispiel 10 besteht in einem Aufbau eines Referenztransformationskoordinatengenerators 430. Fig. 25 ist ein Blockdiagramm, das einen Aufbau des Referenztransformationskoordinatengenerators 430 darstellt. Der Generator 430 hat denselben Aufbau wie jenen des beim Ausführungsbeispiel 9 gezeigten Referenztransformationskoordinatengenerators 428, ist aber in der Anordnung anders dadurch, daß ein Addierer 430ml einer Spannung/Frequenz-Konverterschaltung 430m drei Eingänge hat. Die Ausgabe VfS der oben angegebenen Synchronisierungsschaltung 90 wird zur Spannung/Frequenz- Konverterschaltung 430m eingegeben, und dieselben Operationen wie jene des Ausführungsbeispiels 10 können daher erwartet werden.
Die Ausgabe VfS wird in der Form eines analogen Signals zwischen der Synchronisierungsschaltung 90 und dem Referenztransformationskoordinatengenerator 430 übertragen und empfangen, die in den Fig. 24 und 25 dargestellt sind. Wie es in Fig. 20 erklärt ist, kann die Spannung/Frequenz- Konverterschaltung 430m im Referenztransformationskoordinatengenerator 430 jedoch aufgebaut sein, wie es in Fig. 27 gezeigt ist, und zwar in Kombination mit einer Synchronisierungsschaltung 91, die in Fig. 26 gezeigt wird, unter Verwendung eines Polaritätssignals und einer Frequenz entsprechend dem Absolutwert von VfS.

Ausführungsbeispiel 12:

Als nächstes stellt Fig. 28 ein Ausführungsbeispiel 12 dar. Die Stromerfassungsschaltung bei dem Ausführungsbeispiel 10 ist durch eine Stromerfassungsschaltung 418 zum Erhalten des folgenden durch Verwenden des Stroms &supmin;s der Leistungsversorgung 70, der durch den Stromdetektor 200c erfaßt wird:
&supmin;L1* = 1/3 (&supmin;1 + &supmin;2 + &supmin;s) ... (40)
&supmin;&sub1; = &supmin;&sub1; - &supmin;L1* ... (41)
Bei einem derartigen Aufbau können eine erste Invertervorrichtung 32 und eine zweite Invertervorrichtung 42 den Querstrom augenblicklichen beschränken, der zwischen der Leistungsversorgung 70 und den Vorrichtungen selbst fließt. Daher wird der Schalter 80 dauerhaft auf EIN gehalten, und die parallele Operation in bezug auf die Last 4 kann durchgeführt werden.

Ausführungsbeispiel 13:

Fig. 29 zeigt ein Ausführungsbeispiel 13. Die Stromerfassungsschaltung bei dem Ausführungsbeispiel 11 ist durch eine Stromerfassungsschaltung 418 ersetzt, die beim vorangehenden Ausführungsbeispiel 12 verwendet wurde. Bei einem derartigen Aufbau können eine erste Invertervorrichtung 33 und eine zweite Invertervorrichtung 43 auf dieselbe Weise wie beim Ausführungsbeispiel 12 den Querstrom beschränken, der zwischen der Leistungsversorgung 70 und den Vorrichtungen selbst fließt. Bei dem jeweiligen oben erörterten Ausführungsbeispielen wird der Wert des Stroms, der zu dem parallelen Kondensator 102 des Inverterausgangsfilters fließt, zum Befehlswert der Strorn-Nebenschleife gegeben, wodurch die Steuerbarkeit verbessert wird. Die Kondensator- Referenzstrom-Erzeugungsschaltung 404 kann weggelassen werden. Weil die Spannungssteuerschaltung 403 derart arbeitet, daß die Ausgangsspannung der ersten Invertervorrichtung 11 oder ähnliches mit der Referenzausgangsspannung V&sub1;* oder &sub1;* übereinstimmt, wird als Ergebnis davon das Signal, das das Kondensator- Referenzstromsignal ersetzt, erzeugt, und diese Schaltung 403 arbeitet als Sinuswelleninvertersteuersystem ohne Schwierigkeiten zu verursachen. In diesem Fall wird die Abweichung der Spannungssteuerung reduziert, wenn die Verstärkungsrate der Spannungssteuerschaltung 403 ausreichend groß ist.
Weiterhin hat die obige Beschreibung den Fall behandelt, bei dem die Steuerschaltung als Augenblicksspannungs-Steuersystem mit der Strom-Nebenschleife aufgebaut ist. Es ist möglich, den Wechselausgangsinverter mittels der Schaltung einer virtuellen Impedanz zur Beschränkung des Querstroms auf eine Bedingung hin parallel stabil zu betreiben, daß das Spannungssteuersystem die Ausgangsspannung selbst dann mit hoher Geschwindigkeit steuern kann, wenn es keine Strom- Nebenschleife hat.
Die Ausführungsbeispiele 9 - 13 haben die parallele Operation der Dreiphasen-Inverter behandelt. Dasselbe Prinzip ist auf beispielsweise einen in Fig. 30 dargestellten Inverter anwendbar, der eine derartige Augenblicksspannungssteuerung durchführen kann, wie ein Hochfrequenz-Verbindungstypinverter zum Umwandeln des Gleichstroms in eine hochfrequente Rechteckwelle und weiterhin eine hochfrequente Sinuswelle und zwar durch Kombinieren eines Hochfrequenzinverters mit einem Direktumrichter.
Bei dem in Fig. 14 gezeigten Inverter wird eine in Fig. 15 gezeigte Rechteckwelle S&sub3; auf der Sekundärseite eines Transformators TR durch Schalten von einem Transistor Q1 zu einem Transistor Q4 erhalten. Als nächstes werden Sägezahnwellen S&sub4; gebildet, die synchron zum Schalten des Inverters sind. Es werden auch Signale S&sub6; erhalten, die an Kreuzungsstellen der Sägezahnwellen und der Ausgangsspannungs-Befehlssignale S&sub5; EIN/AUS-geschaltet werden. Einer der U-Phasen-Schalter Q5, Q6 des Direktumrichters wird basierend auf einer Polarität einer Spannung RS des Inverters sowie auf dem Signal S&sub6; ausgewählt. Ein Spannungssignal S&sub7; entsprechend dem Signal S&sub5; ist zwischen U und N in Fig. 30 erhaltbar. Gleichermaßen wird auch die Steuerung zwischen N und V und zwischen N und W bewirkt, wodurch dreiphasige Ausgaben erhalten werden.
Das in den jeweiligen Ausführungsbeispielen gezeigte Prinzip kann durch eine diskrete Schaltung aktualisiert werden, die einen analogen Rechenverstärker oder ähnliches verwendet. Das Prinzip kann jedoch auch durch softwaremäßige Verarbeitung unter der digitalen Steuerung aktualisiert werden, die einen Mikroprozessor oder einen Digitalsignaiprozessor verwendet.
Der Einfachheit halber sind in der obigen Beschreibung zwei Gruppen von Invertervorrichtungen mit derselben Kapazität beispielhaft gezeigt worden. Die Erfindung ist jedoch auf die parallele Operation von n Gruppen von Invertern mit unterschiedlichen Kapazitäten anwendbar. In diesem Fall werden CT-2, CT-3, etc. und die Widerstände R11, R21, R31 etc. gemäß den Kapazitäten geändert, wodurch dieselbe Spannung an den Anschlüssen von R11, R21, R31, etc. bei dem Auftreten des Nominalstroms erhalten wird. Somit teilen alle Inverter die Last proportional zu den Kapazitäten auf.
Obwohl die darstellenden Ausführungsbeispiele detailliert unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben worden sind, soll verstanden werden, daß die vorliegende Erfindung nicht auf dieselbe Ausführungsbeispiele beschränkt ist.

Claims

1. Paralleloperationssystem, das folgendes aufweist:

eine Vielzahl von Wechselstromausgangseinvertern (11, 21; 12, 22; 13, 23; 14; 15; 16, 26; 17) zum Steuern von Augenblickswerten von Ausgangsspannungen und -strömen durch Veranlassen, daß Arme in jeweiligen Phasen ein Schalten einer Vielzahl von Malen während eines Zyklus bewirken;

einen Bus (3) zum Verbinden von Ausgängen der Vielzahl von Invertern mit einer Last (4), so daß ein Laststrom durch die Vielzahl von Invertern geteilt wird;

eine Synchronschaltung (8; 414; 417) zum Synchronisieren der Vielzahl von Invertern durch Ausgeben synchroner Signale zu der Vielzahl von Invertern;

eine Stromerfassungsschaltung (406a; 415), die in jedem Inverter vorgesehen ist, zum Erfassen einer Querstromkomponente eines elektrischen Stroms, der zwischen den wechselseitigen Invertern fließt; und

eine Spannungssteuerschaltung (403) und eine Kondensatorstromsteuerschaltung (404), die zur Spannungssteuerschaltung (403) parallel geschaltet sind, und die in jedem Inverter vorgesehen sind, zum Steuern der Ausgangsspannungen der jeweiligen Inverter zum Beschränken der Querstromkomponente, die durch die Stromerfassungsschaltung erfaßt wird,

dadurch gekennzeichnet,

daß die Stromerfassungsschaltung (406a; 415) einen Querstrom ( I) des jeweiligen Inverters ausgibt; und

daß der Querstrom ( I) zu einer virtuellen Impedanzschaltung (405a, Z) ausgegeben wird, durch welche Schaltung eine Spannung ( I x Z) berechnet wird, welche Spannung durch einen Subtrahierer (504a) von einer Ausgabe (V) eines Multiplizierers (407) zum Multiplizieren einer Ausgabe ( V ) einer Mittelwertspannungs-Steuerschaltung (408) mit dem synchronen Signal von der Synchronschaltung (8; 414; 417) subtrahiert wird, um einen Spannungsbefehl (V&sub1;*) für die Spannungs- und Strom-Steuerschaltung (403, 404) zu erhalten.

2. System nach Anspruch 1, wobei die Spannungs- Steuerschaltung (403) die Ausgangsspannungen der jeweiligen Inverter auf der Basis einer Komponente steuert, die einem Absolutwert der Ausgangsspannung zwischen den wechselseitigen Invertern in den Querstromkomponenten zugeteilt ist, die durch die Stromerfassungsschaltung erfaßt werden.

3. System nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Spannungs- Steuerschaltung (403) Phasen der Ausgangsspannungen der jweiligen Inverter auf der Basis einer Komponente steuert, die einer Phasendifferenz bezüglich der Ausgangsspannung zwischen den wechselseitigen Invertern bei den Querstromkomponenten zugeteilt ist, die durch die Stromerfassungsschaltung erfaßt werden.

4. System nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei eine einzige Synchronschaltung (8) für die Vielzahl von Invertern (11, 21; 12, 22; 13, 23) vorgesehen ist.

5. System nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die Synchronschaltung (414; 417) in jedem der Vielzahl von Invertern (14, 15; 16, 26) vorgesehen ist.

6. System nach Anspruch 5, das weiterhin folgendes aufweist:

ein weiteres Leistungsversorgungssystem (9) das mit dem Bus (3) verbunden ist, wobei

der Bus (3) einen Laststrom zu den Invertern (14; 15) und dem anderen Leistungsversorgungssystem (9) durch Verbinden der Ausgänge der Inverter und des anderen Leistungsversorgungssystems mit der Last (4) aufteilt;

die Synchronschaltung (417) mit dem Bus verbunden ist, um die Inverter mit dem anderen Leistungsversorgungssystem dadurch zu synchronisieren, daß sie zu den Invertern synchrone Signale ausgibt, die mit einer Frequenz des anderen Leistungsversorgungssystems synchronisiert sind; und

die Stromerfassungsschaltung (415) eine Querstromkomponente erfaßt, die zwischen den wechselseitigen Invertern und zwischen den jeweiligen Invertern und der anderne Leistungsversorgungseinrichtung fließt.

7. Paralleloperationssystern, das folgendes aufweist:

eine Vielzahl von Dreiphasen- Wechselstromausgangsinvertern (18, 28; 19, 29; 31, 41; 32, 42; 33, 43) zum Steuern von Augenblickswerten der Ausgangsspannungen und Ströme durch Veranlassen, daß Arme bei jeweiligen Phasen ein Schalten einer Vielzahl von Malen während eines Zyklus bewirken;

wobei jeder der Dreiphasen-Wechselausgangsinverter folgendes enthält:

eine Referenz-Sinuswellenerzeugungsschaltung (428; 429; 430), wobei die Steuerung des Augenblickswerts einer Ausgangsspannung mit der Hilfe zweier Komponenten von synchronen Kreiskoordinaten ausgeführt wird und ein Sinuswellensignal erzeugt wird, welches Signal als Referenz für eine Koordinatentransformation dient;

eine Stromerfassungsschaltung (406a; 418) zum Erfassen einer Querstromkomponente eines elektrischen Stroms, der zwischen den wechselseitigen Invertern fließt; und

eine Spannungssteuerschaltung (403) und eine Kondensator- Stromsteuerschaltung (404), die zur Spannungssteuerschaltung (403) parallel geschaltet ist zum Steuern der Ausgangsspannungen der jeweiligen Inverter zum Beschränken der Querstromkomponente, die durch die Stromerfassungsschaltung erfaßt wird und zusätzlich eine Phase des Sinuswellensignals einstellt,

dadurch gekennzeichnet,

daß der Querstrom ( I) zu einer virtuellen Impedanzschaltung (405a, Z) ausgegeben wird, durch welche Schaltung eine Spannung ( I x Z) berechnet wird, welche Spannung von einer Ausgabe (V) einer Spannungsbefehlserzeugungsschaltung (427) durch einen Subtrahierer (504a) subtrahiert wird, um einen Spannungsbefehl (V&sub1;*) für die Spannungs- und Stromsteuerschaltung (403, 404) zu erhalten.

8. System nach Anspruch 7, wobei die Spannungssteuerschaltung (403) die Phase des Sinuswellensignals auf der Basis einer Komponente einstellt, die einer Phasendifferenz bezüglich der Ausgangsspannung zwischen den wechselseitigen Invertern bei den Querstromkomponenten zugeteilt ist, die durch die Stromerfassungsschaltung erfaßt werden.

9. System nach Anspruch 7, wobei die Spannungssteuerschaltung (403) die Phase des Sinuswellensignals auf der Basis einer Komponente vertikal zu einem virtuellen Vektor einstellt, der um einen Ausgangsimpedanzwinkel jedes der Inverter in bezug auf eine Busspannung des Laststroms verzögert ist.

10. System nach einem der Ansprüche 7 bis 9, das weiterhin folgendes aufweist:

ein weiteres Dreiphasen-Leistungsversorgungssystem (70), das mit dem Bus (3) verbunden ist; wobei

der Bus (3) einen Laststrom zu den Invertern (19, 29; 31, 41; 32, 42; 33, 43) und dem anderen Dreiphasen- Leistungsversorgungssystem (70) durch Verbinden der Ausgänge der Inverter und des anderen Leistungsversorgungssystems mit der Last (4) aufteilt;

die Stromerfassungsschaltung (406a; 418) eine Querstromkomponente erfaßt, die zwischen den wechselseitigen Invertern und zwischen den jeweiligen Invertern und dem anderen Dreiphasen- Leistungsversorgungssystem fließt.

11. System nach Anspruch 10, wobei die Referenz- Sinuswellenerzeugungsschaltung (430) jedes der Inverter (31, 41; 33, 43) eine Phasensteuerschleife (90) zum Synchronisieren der synchronen Kreiskoordinaten mit der anderen Dreiphasen-Wechselleistungsversorgung (70) aufweist.

12. System nach Anspruch 11, wobei die Querstromkomponente zwischen den jeweiligen Invertern (31, 41; 33, 43) und der anderen Dreiphasen-Wechselleistungsversorgung (70) durch Zuteilen zu der Phasensteuerschleife (90) einer Komponente beschränkt wird, die einer Phasendifferenz bei der Ausgangsspannung zwischen den wechselseitigen Invertern in den Querstromkomponenten zugeteilt ist, die durch die Stromerfassungsschaltung erfaßt werden.

13. System nach Anspruch 11, wobei die Querstromkomponente zwischen den jeweiligen Invertern (31, 41; 33, 43) und der anderen Dreiphasen-Wechselleistungsversorgung (70) durch Zuteilen zu der Phasensteuerschleife (90) einer Komponente vertikal zu einem virtuellen Vektor beschränkt wird, der um eine Ausgangsimpedanzwinkel jedes der Inverter in bezug auf eine Busspannung des Laststroms verzögert ist.