-
Die vorliegende Erfindung betrifft Spannungswechselrichter
mit quasiresonanter Funktionsweise.
-
Diese Wechselrichter werden von einer Gleichstromquelle
versorgt, besitzen eine einphasige oder mehrphasige Brücke
von Steuergliedern, die bei Sättigung sperren, und weisen
einen Schwingkreis auf, der benachbart zur
Gleichstromquelle angeordnet ist. Dieser Schwingkreis wird durch eine
Induktanz, die mit der Gleichstromquelle in Reihe
geschaltet ist, und einen Kondensator gebildet, der zur Brücke mit
gesteuerten Gleichrichtern parallel geschaltet ist.
-
Der Anlauf und die Aufrechterhaltung der Schwingungen des
benachbart zur Gleichstromquelle angeordneten
Schwingkreises wird durch aufeinanderfolgende Kurzschlüsse des
Kondensators bei Nulldurchgängen seiner Klemmenspannung bewirkt,
d.h. mit der Resonanzfrequenz des Schwingkreises. Ferner
wird regelmäßig in der Induktanz des Schwingkreises die zur
Aufrechterhaltung der Schwingungen erforderliche Energie
gespeichert. Die Kurzschlüsse werden durch gleichzeitiges
Schließen der beiden Schalter von einem Zweig der Brücke
sichergestellt.
-
Nach dem Prinzip der Quasiresonanz muß jede Schaltung von
einem der Steuerglieder der Brücke im wesentlichen mit dem
Nulldurchgang der Klemmenspannung des Kondensators des
Schwingkreises zusammenfallen.
-
Resonanzwechselrichter, die über eine Gleichstromquelle
versorgt werden, sind in den folgenden Artikeln
beschrieben: CONF REC IEEE lndustry Applications Society Annual
Meeting, vol. 11, Oktober 1990, Seattle Washington USA,
Seiten 984-990 von Venkataramanan & Divan mit dem Titel
"Pulse Width Modulation with Resonant DC Link Converters"
und CONF REC IEEE Industry Applications Society Annual
Meeting, Vol. I, Oktober 1989, San Diego, Kalifornien, USA,
Seiten 1037-1044 von Tenti, Divan & Toigo mit dem Titel "A
synchronized Resonant DC Link Converter for Soft-Switched
PWM".
-
Die JP-A-13 18 547 beschreibt u.a. eine Steuervorrichtung
zum Schalten einer Energiequelle, die einen
Resonanzwechselrichter, eine Steuerschaltung für die Impulsgröße, eine
Gleichrichterschaltung, einen Oszillator, eine
Synchronschaltung und eine Torschaltung umfaßt.
-
Die klassischen Regelmethoden, die für Wechselrichter mit
Quasiresonanzfunktion geeignet sind, sind in bezug auf die
Resonanzfrequenz synchronisiert. Dies ist der Fall bei der
sogenannten "Sigma-Delta"-Modulation. Diese Technik besteht
darin, ein kontinuierliches Referenzsignal gemäß einer
Sychnronisationsfrequenz in ein Signal mit zwei Pegeln zu
transformieren. Hierbei vergleicht man das Ausgangssignal
mit einem Referenzsignal, und der erhaltene Fehler wird
über einen Integrator geschickt. Das Ausgangssignal des
Integrators wird danach in Abhängigkeit von seiner
Polarität in zwei mögliche Pegel, positiv oder negativ,
quantifiziert. Das Ausgangssignal des Komparators wird an eine
logische Schaltung gelegt und mit der Resonanzfrequenz des
Schwingkreises gesampelt, um die Steuerimpulse für den
Spannungswechselrichter zu erzeugen. In jedem Fall
berücksichtigt dieses Verfahren jedoch nicht die Art der Pole der
Last und die Eigenschaften des speziellen Typs des
quasiresonanten Wechselrichters. Der einzige Freiheitsgrad zur
Erzielung der gewünschten Leistungen besteht darin, die
Samplingfrequenz zu erhöhen, wodurch die Schaltverluste
bemerkenswert erhöht werden.
-
Dies führt dazu, daß die Leistungen der quasiresonanten
Spannungswechselrichter begrenzt sind.
-
Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde,
einen quasiresonanten Spannungswechselrichter zur Verfügung
zu stellen, bei dem die Schaltverluste wesentlich
verringert sind und bei dem digitale Hochleistungsregelungen zum
Steuern der diversen Lasten des Wechselrichters Anwendung
finden können.
-
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch ein
Steuerverfahren zur Modulation der Impulsgröße mit Hilfe eines
numerischen Reglers eines quasiresonanten
Spannungswechselrichters gelöst, der eine Brücke von gesteuerten
Gleichrichtern, die bei Sättigung sperren, und einen Schwingkreis
umfaßt, der benachbart zur Gleichstromquelle angeordnet ist
und aus einer Induktanz, die mit der Gleichstromquelle in
Reihe geschaltet ist, und einem Kondensator besteht, der
parallel zur Brücke der gesteuerten Gleichrichter
geschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Samplingperiode
des numerischen Reglers etwa dem Zehnfachen oder mehr der
Resonanzperiode des Schwingkreises entspricht.
-
Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung sind in den
Unteransprüchen 2 bis 7 beschrieben.
-
Die Erfindung ermöglicht die Trennung der Funktion zum
Halten der für die Aufrechterhaltung der Schwingung
erforderlichen Kurzschlüsse auf Hochfrequenz mit analogen Mitteln
von der erwähnten eigentlichen Regelfunktion. Hierdurch
können digitale Regler Verwendung finden, die mit
Frequenzen arbeiten, die wesentlich geringer sind als die
Resonanzfrequenz, und die die Eigenschaften der Last
berücksichtigen können. Die Erfindung ermöglicht somit die
Vereinigung der Vorteile der Hochfrequenzresonanz, nämlich
die Reduzierung des Volumens und die Erhöhung des
Wirkungsgrades, mit denen von digitalen Steuerungen, nämlich die
Vielseitigkeit der Behandlung, Anpassungsfähigkeit und
Optimierung.
-
Die über das Ausgangssignal der Regelung aufgeprägten
Spannungsimpulse werden durch eine Reihe von
Sinuswellenperioden mit der Resonanzfrequenz gebildet. Diese Impulse
sind nur zu den einzelnen Zeitpunkten vorhanden, die dem
Nulldurchgang der Klemmenspannung des Kondensators
entsprechen, der parallel zur Brücke geschaltet ist.
-
Vorteilhafterweise ist ein Begrenzer parallel zum
Kondensator des Schwingkreises angeordnet, der die Klemmenspannung
des Kondensators während der Schaltvorgänge auf eine
Spannung begrenzt, die geringfügig größer ist als die doppelte
Gleichstromversorgungsspannung E.
-
Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung gehen aus der
nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen der
Erfindung in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen
hervor. Hiervon zeigen:
-
Figur 1 eine Schemadarstellung eines klassischen
quasiresonanten Spannungswechselrichters;
-
Figur 2 das Prinzip des erfindungsgemäßen Verfahrens;
-
Figur 3 eine Tabelle, die die Spannungsformen am
Ausgang des Wechselrichters gemäß
unterschiedlichen Umwandiungsbefehlen wiedergibt;
-
Figur 4 ein Diagramm der Ausgangsspannung des
Wechselrichters;
-
Figur 5 einen zur Durchführung der Regelung gemäß der
Erfindung verwendeten Regler; und
-
Figur 6 ein Diagramm der Ausgangs spannung des
Wechselrichters.
-
Figur 1 zeigt eine schematische Darstellung eines
klassischen quasiresonanten Spannungswechselrichters. Eine
Gleichspannungsquelle 1 versorgt eine Brücke mit
Steuergliedern 3, die bei Sättigung sperren, d.h. bei Anstoß- und
Löschbefehlen, mit einer Spannung E. Eine Freilaufdiode 4
ist parallel zu jedem der Steuerglieder 3 angeordnet.
-
Die quasiresonante Funktionsweise wird durch einen
Schwingkreis erreicht, der benachbart zur Gleichspannungsquelle
angeordnet ist. Er besteht aus einer Induktanz 5, die mit
der Gleichspannungsquelle 1 in Reihe geschaltet ist, und
aus einem Kondensator 6, der zur Brücke 2 parallel
geschaltet ist. Die Last 8, die derart mit Spannungswellen
versorgt werden muß, daß sie von einem sinusförmigen Wechsel-
Strom durchflossen wird, ist zwischen zwei Punkten
angeordnet, welche sich zwischen den Steuergliedern an jedem Zweig
des Wechselrichters befinden. In bekannter Weise ist ein
Begrenzer 7 parallel zum Kondensator 6 geschaltet. Dieser
Begrenzer begrenzt die Klemmenspannung des Kondensators auf
einen Wert, der geringfügig über der doppelten Spannung E
der Gleichspannungsquelle 1 liegt.
-
Figur 2 zeigt das Prinzip des erfindungsgemäßen Verfahrens.
Die Regelung des vom Wechselrichter gelieferten Wechsel-
Stromes wird durch ein klassisches Verfahren zur Modulation
der Impulsgröße mit einer gleichmäßigen Samplingperiode Te
realisiert, die viel größer ist als die Periode des durch
die Induktanz 5 und den Kondensator 6 gebildeten
Resonanzkreises und etwa in einer Größenordnung liegt, die
mindestens dem Zehnfachen oder mehr dieser Periode entspricht.
-
Dies ist schematisch in Figur 2 dargestellt, die den von
der Regelung abgegebenen Rechteckimpuls und die ideale Form
der Klemmenspannung der Last 8 im erfindungsgemäßen
Verfahren zeigt. Man erkennt, daß die Regelung mit einem
klassischen Verfahren zur Modulation der Impulsgröße mit einer
einzigen Umschaltung im Verlauf der Samplingperiode
realisiert wird. Im vorliegenden Fall handelt es sich um eine
Umschaltung vom Wert -E (Versorgungsgleichspannung) auf
einen Wert +E. Die Umschaltung von +E auf -E fällt daher im
wesentlichen mit dem Ende der Samplingperiode zusammen. Die
Dauer τ des Steuerimpulses zur Modulation der Impulsgröße
entspricht den positiven Halbwellen mit der
Resonanzfrequenz.
-
Figur 2 zeigt die theoretische Form der Klemmenspannung der
Last 8. Die Verformungen relativ zu dieser theoretischen
Form sind auf das Schaltphänomen zurückzuführen. Zur
Gestaltung des Systems benötigt man vor allem eine
Vergleichmäßigung der Wellenform während einer Samplingperiode Te.
-
Tabelle 3 zeigt die möglichen unterschiedlichen
Zuordnungsfälle der Schaltungsregelung, je nachdem, ob der Impuls
nach links oder nach rechts ausgerichtet ist und ob der
Laststrom Ich positiv oder negativ ist.
-
Das störendste Element ist das Umschalten, das eine
Überspannung an den Klemmen des Kondensators hervorruft, die
durch den vorstehend beschriebenen Begrenzer begrenzt wird.
Wenn man eine Art der Steuerung wählt, für die die
Umschaltung der Steuerung zur Modulation der Impulsgröße,
d.h. die während des Samplingintervalles vorgesehene
Umschaltung, von -E nach +E für einen positiven Laststrom Ich
abläuft und die während des Samplingintervalls vorgesehene
Umschaltung von +E auf -E für einen negativen Strom Ich
abläuft, findet das Begrenzungsphänomen immer zu Beginn der
Samplingperiode statt.
-
Folglich sind die unterschiedlichen Schaltzeiten T1 und T2,
insbesondere die, die einer Umschaltung entsprechen, welche
eine Überspannung an den Klemmen des Kondensators
hervorruft, welche in der vorstehend wiedergegebenen Weise
begrenzt wird, leicht berechenbar. Diese sind vom Strom in
der Last abhängig, bei dem es sich um eine mit der Zeit
veränderliche Größe handelt, die zum genauen
Samplingzeitpunkt leicht meßbar ist. Diese Berechnung ist erforderlich,
um die Impulsgröße τ auf genaue Weise zu erhalten. Die Zeit
T2 ist groß, wenn der Laststrom erhöht ist.
-
Figur 4 zeigt die reelle Form der Klemmenspannung der Last
8 der Wechselschaltung für einen positiven Laststrom Ich.
Man erkennt, daß sich die trapezförmige Welle, die aus dem
Begrenzungsphänomen resultiert, am Beginn der
Samplingperiode Te befindet.
-
Figur 5 zeigt einen Regler, der für die numerische Regelung
zur Modulation der Impulsgröße gemäß der Erfindung
verwendet wird. Es handelt sich hierbei um einen klassischen
Regler des Typs RST, wobei Yo die Einstellgröße und Y die zu
regelnde Größe, d.h. den Strom in der Last, bezeichnen. Die
Parameter des Reglers sind so ausgewählt, daß das System
eine endliche minimale Ansprechzeit erhält. Der Regler
besitzt einen Integrator, um im permanenten Betriebszustand
einen Fehler von Null sicherzustellen. Man bemüht sich
ferner um eine Regelung, die gegenüber möglichen Störungen
robust ist.
-
Figur 6 zeigt die Wellenform an den Klemmen der Last 8 des
Wechselstromkreises gemäß einer Variante der Erfindung. Es
handelt sich hierbei um eine bei der Samplingperiode
unterschiedlicher Dauer selbst-rücklaufende Ausführungsform. Die
Idee dieses Selbst-Rücklaufverfahrens besteht darin, am
Beginn dieser Periode eine festgelegte Energiemenge zu
fixieren, die negativ ist, wenn der Laststrom positiv ist, und
die positiv ist, wenn der Laststrom negativ ist, und dem
System Zeit zu lassen, um diese Energie zu kompensieren und
den Referenzwert für die Regelung zu erreichen. Das Ende
der Samplingperiode hängt wiederum von der Dauer τ des
Steuerimpulses für die Modulation der Impulsgröße ab.
-
Wie man Figur 6 entnehmen kann, entspricht die Menge der zu
kompensierenden Energie, die bei jedem Beginn der Periode
vorhanden ist, einem einzigen Sinusbogen mit der
Resonanzfrequenz und somit, wie vorstehend angedeutet, mit der
Periode, im Verlaufe von der die Begrenzung der
Klemmenspannung des Kondensators erzeugt wird.
-
Mit diesem letzten Verfahren werden Ungewißheiten in bezug
auf die Anordnung der vorgesehenen Umschaltung im Verlaufe
des Samplingintervalles vermieden.
-
Versuche haben gezeigt, daß diese Regelvorrichtung für
Samplingperioden veränderlicher Dauer eine noch bessere
Steuerung der Wellenform des Laststromes bei einer
Minimierung der unerwünschten niedrigen harmonischen Frequenzen
ermöglicht. Die mit dieser Variante der Erfindung
gewonnenen Ergebnisse sind daher stark verbessert, und der
Anteil der harmonischen Verzerrung des gesteuerten Stromes
ist relativ zum vorhergehenden Fall der Erfindung um die
Hälfte reduziert.
-
Wenn man die mit dem erfindungsgemäßen Verfahren erhaltenen
Ergebnisse mit einem klassischen Steuerverfahren
vergleicht, beispielsweise dem Sigma-Delta-Verfahren, stellt
man fest, daß die erhaltenen Leistungen im statischen
Betriebszustand äquivalent sind. Jedoch ist bei der
vorliegenden Erfindung die Steuerfrequenz für die Regelung zur
Modulation der Impulsgröße wesentlich geringer, was eine
beträchtliche Verringerung der Schaltverluste mit sich
bringt und den Einsatz von digitalen Entzerrern oder
Reglern und somit eine Verbesserung dieser Leistungen
ermöglicht.
-
Die Erfindung kann insbesondere für die Versorgung von
Elektromotoren mit veränderlicher Drehzahl, für
Einspeisungen ohne Unterbrechung etc. eingesetzt werden.