DE69113116T2

DE69113116T2 - Langsam-Wellen-Mikrostreifenübertragungsleitung und Anordnung mit einer solchen Leitung.

Info

Publication number: DE69113116T2
Application number: DE69113116T
Authority: DE
Inventors: Patrick Gamand
Original assignee: Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1990-05-29
Filing date: 1991-05-24
Publication date: 1996-04-18
Anticipated expiration: 2011-05-25
Also published as: WO1991019329A1; JPH05500896A; DE69113116D1; US5369381A; EP0459571B1; EP0459571A1

Description

Die Erfindung betrifft eine Langsamwellenbetriebsart die auf einem Träger eine erste Leitschicht mit der Bezeichnung untere Leitschicht als Masse-Ebene, eine zweite Leitschicht in Streifenform mit der Bezeichnung oberer Leitstreifen mit der transversalen spezifischen Abmessung W&sub2; und eine nichtleitende Materialschicht mit der Bezeichnung dritten Werkstoff zwischen den beiden Leitschichten enthält, und diese Übertragungsleitung hat in der Längsrichtung eine spezifische Abmessung mit einer Periodenstruktur, in der jede Periode mit der Länge l aus einer ersten Struktur mit der Bezeichnung Brückenstruktur mit der Länge l&sub1; < l mit einer nachgeschalteten zweiten Struktur zur Bildung einer Kapazität gebildet ist.
Die Erfindung bezieht sich gleichfalls auf eine integrierte Schaltung mit wenigstens einer derartigen Übertragungsleitung.
Die erfindung betrifft gleichfalls eine integrierte Schaltung mit einem Koppler, der aus derartigen Leitungen aufgebaut ist.
Die Erfindung bezieht sich bei diesen Schaltungen auf ein Sende/Empfangsgerät mit einer integrierten Schaltung, die einen Frequenzduplexer zum Ausgeben eines ersten Signals und zum Empfangen eines zweiten Signals an einem einzigen Pol enthält.
Das Anwendungsgebiet dieser Erfindung liegt ganz besonders in der Verwirklichung integrierbarer Übertragungsleitungen, d.h. die in die integrierten Schaltungen aufgenommen werden können, und insbesondere in den integrierten Monolith- und Mikrowellenfrequenzschaltungen, die unter dem Namen MMIC bekannt sind (im Englischen: Monolithic Microwave Integrated Circuits).
Das Anwendungsgebiet der Erfindung liegt im allgemeinen Sinne in der Miniaturisierung von Übertragungsleitungen, und ermöglicht die Vergrößerung der Integrationsdichte integrierter Schaltungen mit diesen Leitungen und/oder die Verbesserung der Betriebseigenschaften dieser Schaltungen.
Bei der Verwendung einer integrierten Schaltung mit einem erfindungsgemäßen Frequenzduplexer kann er beim Senden und Empfangen von Signalen im Mikrowellenbereich mit Hilfe einer einzigen Antenne eingesetzt werden, wobei diese ausgesandten Signale von den über diese einzige Antenne übertragenen Signalen mit Hilfe des integrierten Duplexers getrennt sind.
Bekannt nach dem Stand der Technik in der Patentschrift GB 2 042 812 ist eine Mikrostreifenübertragungsleitung.
Dieses erstgenannte Dokument mit der Beschreibung anhand der Fig. 7 bezieht sich auf eine Verzögerungsleitung vom Mikrostreifentyp, die aufeinanderfolgend auf einen Träger aus einer ersten Leitschicht 27, die den ganzen Träger 25 bedeckt und eine Masse-Ebene bildet, einer dielektrischen Werkstoffschicht 29, beispielsweise aus Silizium (SiO&sub2;), die ebenfalls den ganzen Träger bedeckt, und einem Streifen 31 aus Leitmaterial mit einheitlicher Transversalabmessung besteht. Die Leitung hat in der Längsrichtung eine Periodenstruktur. Jede vorgegebene Längenperiode besteht aus einem ersten Teil 318, in dem die dielektrische Werkstoffschicht eine erste Dicke zur Bildung eines Mikrostreifenübertragungsleitungsanteils mit der Masse-Ebene und dem oberen Streifen hat, und aus einem zweiten Teil 31A, in dem die dielektrische Materialschicht eine zweite geringere Dicke zur Bildung einer Kapazität mit der Masse-Ebene und dem oberen Streifen hat.
Diese ersten und zweiten Teile enthalten außerdem folgende Elemente:
- Das dielektrische Material im ersten Teil ist genau dasselbe wie das dielektrische Material in der Kapazitätsstruktur und besteht aus Silizium (SiO&sub2;),
- Die Siliziumdicke im ersten Teil zwischen der Masse-Ebene und dem oberen Leitstreifen ist viel größer als im Kapazitätsteil zwischen der Masse-Ebene und dem oberen Leitstreifen.
Dieses erste herangezogene Dokument bezieht sich in der Beschreibung anhand der Fig. 8 auf eine Verzögerungsleitung entsprechend der ersten Beschreibung anhand der Fig. 7. Jedoch unterscheidet sich die Leitung nach Fig. 8 im herangezogenen Dokument von der Leitung nach Fig. 7 darin, daß:
- Das dielektrische Material im ersten Teil hat nicht dieselbe Dielektrizitätskonstante wie das dielektrische Material in der Kapazitätsstruktur, d.h. es hat eine höhere Dielektrizitätskonstante in der Kapazitätsstruktur als im ersten Teil,
- Die Dicke des dielektrischen Materials ist auf der ganzen Länge der Leitung völlig einheitlich, d.h. dieselbe Dicke im ersten Teil wie in der Kapazitätsstruktur.
Es ist außerdem nach dem Stand der Technik aus der Patentschrift GB 2 5056 783 eine koplanare Übertragungsleitung bekannt.
Dieses erwähnte zweite Dokument bezieht sich anhand der Fig. 1 auf eine Langsamwellen-Übertragungsleitung mit einer Periodenstruktur, die einen ersten Teil, der aus einem koplanaren Übertragungsleitungsabschnitt besteht, und einen zweiten Teil enthält, der aus einer Kapazität besteht. Der koplanare Übertragungsleitungsabschnitt wird an der Oberfläche eines Dielektrikums 4 aus einem Zentralleiter 5 gebildet, der aus einem ersten Leitstreifenteil und aus zwei Masse-Ebenenteilen 2 an beiden Seiten der Zentralleiter mit einem vorgegebenen Zwischenabstand besteht.
Der zweite Teil der Periodenstruktur bildet eine Kapazität, die aus einer ersten Elektrode mit einer Leitschicht 3 und einer dielektrischen Schicht 4 besteht und aus einer zweiten Elektrode 5 mit einem zweiten Leitstreifenteil besteht. Die erste Elektrode 3 ist mit zwei Teilen der Masse-Ebene 2 verbunden.
Zwischen den Kapazitätsgebieten werden die Übertragungsleitungsgebiete abgesunken, um sie auf das halbisolierende Substrat 1 ruhen zu lassen.
Obendrein wird eine Mikrostreifenübertragungsleitung ebenfalls in der Veröffentlichung mit dem Titel "Properties of Microstrip Line on Si-So&sub2;-System", von HIDEKI HASEGAWA et al in "IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. MTT-19, Nr. 11, November 1971, S. 869...881" beschrieben.
In diesem erwähnten dritten Dokument besteht eine Mikrostreifenleitung aus einer Stapelstruktur, bestehend aus einer Metallschicht als Masse-Ebene, aus einer Halbleiterschicht aus Silizium (Si), aus einer dielektrischen Schicht aus Silizium (SiO&sub2;) und aus einem Metallstreifen mit vorgegebener Transversalabmessung.
Dieses dritte Dokument lehrt, daß eine derartige Leitung die Fortpflanzung von drei Hauptmoden ermöglicht. Der erste Mode ist ein quasi-TEM-Mode, der zweite ist ein Hauteffektmode und der dritte ist ein Langsamwellenmode.
Mit der größeren Widerstandsfähigkeit der Halbleiterschicht nähert sich der Fortpflanzungsmode einen klassischen TEM-Mode.
Der dritte Langsamwellenmode erscheint, wenn der Betriebsfrequenz schwach ist, in der Größenordnung von 10 bis 10³ MHz, und wenn die Widerstandsfähigkeit der Halbleiterschicht ebenfalls schwach ist, in der Größenordnung von 10&supmin;&sup4; bis 10² Ω.cm. In diesem Langsamwellenmode wird die magnetische Energie in der Halbleiterschicht verteilt, wobei die elektrische Energie in der dielektrischen Schicht gespeichert wird. Die Summe dieser Energien wird senkrecht auf den Schichten durch die dielektrische Sillziumschicht (SiO&sub2;) geringer Dicke übertragen. Die Phasengeschwindigkeit nimmt also durch die Energieübertragung an der Schnittstelle Halbleiter- Dielektrikum ab (Si/SiO&sub2;).
Die Phasenkonstante wird in normierten Wellenlängen ausgedrückt: λg/λ&sub0;, wobei das Verhältnis gleich der Fortpflanzungsgeschwindigkeit in der Leitung ist, geteilt durch die Lichtgeschwindigkeit im Vakuum. Die höhere begrenzte Frequenz ist stark von der Widerstandsfähigkeit der Halbleiterschicht abhängig und wird maximal, wenn die Widerstandsfähigkeit 10&supmin;¹ Ω.cm erreicht, wobei diese Frequenz unter GHz bleibt.
Andererseits sind die Phasenkonstante und die kennzeichnende Impedanz der Linie ebenfalls stark abhängig von der Transversalabmessung des Streifens und von der Dicke der Halbleiter-+ Dielektrikumschichten, die durch die Masse-Ebene des Streifens voneinander getrennt werden.
Abschließend beschreibt dieses Dokument, daß der Langsamwellenbetrieb höhere Verluste aufweist, die durch die Bildung einer Mehrschichtstruktur zwischen der Masse-Ebene und dem Streifen verringert werden können, wobei diese Mehrschichtstruktur abwechselnd durch Halbleiterschichten und dielektrische Schichten geringer Dicke gebildet werden, um die Verluste durch den Hauteffekt zu verringern. Wenn eine derartige Mehrschichtstruktur zur Verwirklichung einer im Langsamwellenbetrieb arbeitenden Mikrostreifenleitung verwendet wurde, kann die Abmessung der Leitung verringert werden, wodurch die Abmessungen der integrierten Schaltungen verringert werden können, wobei die Leitung im Bereich der Frequenzen in der Größenordnung von GHz oder niedriger arbeiten.
Ein technisches Problem, das heutzutage in Erscheinung tritt, ist die Monolithintegration von Mikrowellenschaltungen auf einem halbisolierenden Substrat.
Wenn eine Mikrowellenschaltung nicht monolithisch integriert wird, leistet sie weniger gut durch die Verluste in den Verbindungen zwischen den Substraten, arbeitet sie mit weniger höhen Frequenzen durch auftretenden Streukapazitäten, zeigt sie einen viel höheren Verbrauch und ist sie viel kostspiefiger dadurch, daß sie viel größere Oberflächen der halbisolierenden Substrate und viel mehr Herstellungsschritte erfordert.
Die Übertragungsleitungen nach dem Stand der Technik bei der Verwirklichung von Mikrowellenschaltungen, beispielsweise Mikrostreifenleitungen in der Quasi-TEM-Betriebsart, nehmen heutzutage einen Großteil der Oberfläche der Substrate in Anspruch, wodurch monolithische Integration schwer wird, weil die Schaltung komplex wird.
Das technische Problem der monolithischen Integration von MIC-Schaltungen (im englischen Microwave Integrated Circuits) läßt sich erst lösen, wenn erst das Problem der Miniaturisierung der Übertragungsleitungen gelöst wird, unter Berücksichtigung, daß ihre Verwirklichung in die Miniaturisierung bei der Herstellung mit den anderen Schaltungselementen hineinpassen muß, beispielsweise mit den Transistoren und den Verbindungsleitungen, und unter Berücksichtigung, daß die Verluste in den Leitungen nicht erhöht werden und daß die Betriebsfrequenz die Frequenz der Mikrowellenschaltungen ist.
Die bekannte Anordnung des erwähnten dritten Dokuments nach dem Stand der Technik erfüllt diese Anforderungen nicht. Tatsächlich entweder sie arbeitet in der Quasi-TEM-Betriebsart und in diesem Fall sind die Leitungsabmessungen besonders wichtig, oder sie arbeitet in Langsamwellenbetriebsart mit dem Vorteil einer wichtigen Phasenverdrehung und kleineren Abmessungen, aber in diesem Fall weist sie u.a. folgende Nachteile auf:
- Der untersuchte Frequenzbereich ist zu niedrig und nicht mit den MMIC kompatibel,
- das Substrat besitzt eine zu schwache Widerstandsfähigkeit, die nicht mit der Verwirklichung der anderen Elemente der MMIC-Schaltungen kompatibel ist, oder die wenigstens ihre Eigenschaften begrenzt,
- die Erzeugung langsamer Wellen ist stark abhängig von der Widerstandsfähigkeit des Substrats, wodurch die Dotierung des Substrats bedeutend optimiert werden muß. Diese Optimierung ermöglicht das Verwirklichungsverfahren einer Schaltung mit einer derartigen kostspieligen Leitung, und trotzdem Dispersionsgefahr im Betrieb,
- die von der Leitung gebildete Anordnung macht eine Masse-Ebene an der Rückseite des Substrats erforderlich, was zu technologischen Problemen in bezug auf die Verwirklichung der Verbindungen führt,
- die Betriebsverluste in der Langsamwellenbetriebsart mit einer einfachen Halbleiterschicht sind sehr hoch,
- wenn man die Verluste verringern möchte, um den Vorteil von den Langsamwellenleitungen aufzunutzen, weil ihre Abmessung verringert wird, macht die Herstellungstechnik des Substrats, das abwechselnd Halbleiter- und Dielektrikumschichten enthält, die Anordnung schwerer verwirklichbar, kostspieliger und weniger kompatibel mit monolithischer Integration.
Es ergibt sich also aus der Information des erwähnten dritten Dokuments, daß die in der Langsamwellenbetriebsart arbeitenden Leitungen vorteilhafter sind für die Verwirklichung integrierter monolithischer Schaltungen dadurch, daß ihre Abmessungen in bezug auf die in der klassischen TEM- oder Quasi-TEM-Betriebsart arbeitenden Leitungen minimisiert werden können, aber daß andererseits ihr Betriebsbereich, ihre Eigenschaften und ihre Verwirklichungstechnologie inkompatibel sind mit denen, die für die MMIC-Schaltungen erforderlich sind.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Übertragungsleitung in der Langsamwellenbetriebsart vom Typ Mikrostreifen zu schaffen, in der die Fortpflanzungsstruktur völlig kompatibel ist mit den integrierten Schaltungen, beispielsweise mit den integrierten Mikrowellenschaltungen und insbesondere mit den MMIC.
Zu diesem Zweck ist eine Aufgabe der Erfindung die Schaffung einer Übertragungsleitung in der Langsamwellenbetriebsart vom Typ Mikrostreifen, deren Eigenschaften von den Eigenschaften des Substrats unabhängig sind.
Der Erfindung liegt u.a. die Aufgabe zugrunde, eine derartige Leitung ohne Masse-Ebene auf der Rückseite des Substrats zu schaffen.
Der Erfindung liegt außerdem die Aufgabe zugrunde, eine derartige Leitung zu schaffen, deren Verluste nicht höher sind als die der Mikrostreifenleitungen in der TEM- oder in der klassischen Quasi-TEM-Betriebsart.
Der Erfindung liegt u.a. die Aufgabe zugrunde, eine derartige Leitung zu schaffen, dessen Abmessungen einige Male kleiner sind als die der Leitungen in der TEM-Betriebsart oder in der klassischen Quasi-TEM-Betriebsart bei gleichen Leitungseigenschaften.
Der Erfindung liegt außerdem die Aufgabe zugrunde, eine Leitung zu schaffen, die mit Mikrowellenschaltungen verbunden werden können.
Der Erfindung liegt weiter noch die Aufgabe zugrunde, eine Leitung zu schaffen, deren Herstellungsverfahren durchaus mit den Herstellungsverfahren aller klassischer integrierter Schaltungen zu kombinieren, welches Halbleitersubstrat auch für diese Schaltung gewählt wird, ohne Erweiterung der Anzahl erforderlicher Schritte für die Verfahren, wobei nur Schichten oder Werkstoffe mit diesen Verfahren verwendet werden.
Erfindungsgemäß werden diese Probleme mit Hilfe einer Schaltung nach der Beschreibung im Oberbegriff des Anspruchs 1 gelöst, dadurch gekennzeichnet, daß jede Brückenstruktur folgende Elemente enthält:
- einen Teil der unteren Leitschicht,
- einen ersten Teil des dritten Werkstoffs, der dielektrischer Art ist und an der Luft gebildet,
- und einen ersten Abschnitt des oberen Leitstreifens, wobei diese Brückenstruktur auf diese Weise eine Luftbrücke bildet.
Die erfindungsgemäße Leitung kann also in eine MMIC-Schaltung mit allen bereits erwähnten Vorteilen daraus aufgenommen werden.
Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist die Schaffung einer Langsamwellen-Übertragungsleitung, dessen Prinzip auf eine derartige Periodenstruktur basiert, deren Abmessungen kleiner sind und deren Eigenschaften ebenfalls besser geworden sind, in dem auf einfache Weise der Entwurf im Entwurfsschritt der integrierten Schaltungsmasken geändert wird.
Diese Aufgabe wird mit Hilfe der obigen Leitung gelöst und ist außerdem dadurch gekennzeichnet, daß in jeder Brückenstruktur die erste untere Leitschicht als Masse-Ebene wenigstens eine Ausnehmung aufweist.
Diese Leitung hat die Eigenschaft, eine größere Verzögerung zu verwirklichen als die vorangehende Leitung auf derselben Frequenz. Diese Eigenschaft ermöglicht die Verwirklichung sogar kürzerer Leitungen, die sich also einfacher für dieselbe Anwendung integrieren lassen. Wenn man die mit der Integration von Mikrowellenleitungen verknüpften Probleme kennt, bildet dieses Ergebnis einen industriellen Vorteil erster Ordnung ohne große zusätzliche technologische Schwierigkeiten.
Da die erhaltene Übertragungsleitung kürzer ist, können andererseits die Verluste in bezug auf die Verluste in der Leitung nach dem Stand der Technik verringert werden.
Eine andere Aufgabe der Erfindung ist die Schaffung eines Kopplers vom Typ mit der Bezeichnung de Lange-Koppler, die sich leicht integrieren läßt, und insbesondere die zusammen mit den heutigen integrierten Mikrowellenschaltungen herstellbar sind, und deren Eigenschaften in bezug auf diejenigen Eigenschaften ebenfalls verbessert sind, die man mit den bekannten Anordnungen erhalten kann.
Ein De Lange-Koppler ist den Fachmann aus der Veröffentlichung "Integrated Stripline quadrature Hybrids", IEEE, MTT, Dezember 1969, S. 1150-1151, bekannt.
Dieser Koppler wird in der Mikrostreifentechnologie verwirklicht, d.h. mit Hilfe von Mikrostreifenleitern auf einer ersten Fläche eines Substrats vorgegebener Dicke, dessen zweite Fläche die Masse-Ebene bildet. Also ist, ausgehend von diesem Herstellungsverfahren dieser Koppler nicht ganz kompatibel mit den Technologien heutiger integrierter Schaltungen.
Dieser bekannte Koppler besteht aus einer ungleichen Anzahl, d.h. wenigstens 3, paralleler Übertragungsleitungen, die in abwechselnden Paaren zur Bildung einer interdigitalisierten Struktur miteinander verbunden sind. Die Zentralleitung wird mit Hauptleitung bezeichnet, und der Koppler ist bezug auf die Mitte der Hauptleitung ganz symmetrisch. Insbesonere sind ihre Eingänge und Ausgänge symmetrisch.
Die Länge L der Hauptleitung definiert das Bestreibsfrequenzband dieses Kopplers. Diese Länge L ist in der Größenordnung eines Viertels der Wellenlänge λ des übertragenen Signals.
Der Betrieb des de Lange-Kopplers basiert auf folgendem Prinzip: Zwischen den parallelen Leitungen bildet sich eine Kopplung mit Hilfe des elektromagnetischen Feldes. Diese Kopplung ist vom kapazitiven oder induktiven Typ abhängig von der Verhältnissen zwischen der Länge L der Hauptleitung und der Wellenlänge X der Signale, die sich im Koppler fortpflanzen.
Wenn λ/4 < L ist, ist die Kopplung kapazitiv,
wenn λ/4 = L ist, ist die Kopplung sowohl kapazitiv als auch induktiv,
wenn λ/4 > L ist, ist die Kopplung induktiv.
Andererseits besteht eine Phasendrehung Δφ zwichen den auf die beiden Ausgänge übertragenen Signalen. Diese Phasendrehung Δφ ist gleich 90º in einem Frequenzband, das auf das Band zentriert ist, in dem λ = 4L ist.
Da die Betriebswellenlänge mit den Abmessungen des Kopplers verknüpft sind, erscheint von vornherein es unmöglich, diese Abmessungen für eine vorgegebene Wellenlänge und in einer gewählten Technologie zu ändern.
Also wie bereits erwähnt, stellt der Entwurf integrierter Schaltungen das Problem der immer größer werdenden Reduktion der Abmessungen der Bauteile zum Erhalten einer größeren Integrationsdichte.
Deshalb ist es eine der Aufgaben der Erfindung, einen de Lange-Koppler mit kompaktem Entwurf zu schaffen, dessen Abmessungen in bezug auf die bekannter Anordnungen minimalisiert sind.
Diese Aufgaben werden mit Hilfe einer integrierten Schaltung erhalten, die auf demselben Träger mehrere Langsamwellenleitungen nach der Erfindung enthalten, die zur Bildung eines Richtungskopplers verknüpft sind.
Außerdem ist ein integrierter Duplexer oder aktiver Duplexer bekannt aus der Veröffentlichung mit dem Titel: "Distributed amplifiers as duplexer/low cross talk bidirectional element in S band" von O.P. LEISTEN, R.J. COLLIER und R.N. BATES in "Electronics Letters März 3, 1988, Vol. 24, Nr. 5, S. 264-265".
Zunächst sei wiederholt, daß das technische Problem, das dem Fachmann gestellt wird, die nur eine einzige Antenne für die Sendung und für das Empfangen von zwei Signalen mit verschiedenen Frequenzen und mit verschiedenen Amplituden verwenden möchte, die Verwirklichung einer Signaltrennstufe ist, wiederum mit der Bezeichnung Duplexer, der es ermöglicht, Übersprechen zu vermeiden, d.h. die Zwischenmodulation ausgesandter und empfangener Signale.
Ein anderes technisches Problem, das dem Fachmann gestellt wird, ist die Verwirklichung eines derartigen Duplexers in integrierter Form. Die Lösung dieser Probleme ermöglicht die Senkung der Herstellungskosten, was ein bedeutender Vorteil insbesondere im Bereich der öffentlichen Produkte ist, wie zum Beispiel im Bereich des Fernsehens oder beispielsweise in der Fahrzeugelektronik.
Aus dem bereits erwähnten Dokument ist bekannt, daß das Problem der Trennung ausgesandter und empfangener Signale mit einem aktiven Duplexer gelöst werden kann, der aus einem integrierbaren mit Mikrowellen arbeitenden Kettenverstärker besteht.
Der in der erwähnten Veröffentlichung beschriebene Kettenverstärker hat jedoch einige Nachteile:
- er ist zwar integrierbar, aber er belegt eine wesentliche Fläche; obgleich dieser Flächenbereich verkleinert werden kann, wenn die Schaltung zum Betrieb im Mikrowellenfrequenzbereich (60 GHz) ausgelegt ist, wird sie jedoch für den Entwurf der integrierten Schaltung als in diesem Fall zu groß betrachtet,
- diese Schaltung ist schwer verwirklichbar,
- das Übersprechen durch diese Schaltung ist immer noch zu groß; insbesondere ist sie viel größer als das der nicht integrierbaren Hybridzirkulatoren; tatsächlich wird in der im erwähnten Dokument beschriebenen Schaltung die Intermodulation durch die Nichtlinearität der aktiven Bauteile verursacht,
- diese Schaltung ist verrauscht,
Diese Probleme werden erfindungsgemäß mit einer integrierten Schaltung zum Verwirklichen eines Sende/Empfangsgeräts zum Aussenden eines ersten Signals mit einer ersten Frequenz und zum Empfangen eines zweiten Signals mit einer zweiten Frequenz an einem einzigen Pol gelöst, der einen Richtkoppler enthält, der einen integrierten Frequenzduplexer mit zwei dieser ersten Polen in Verbindung durch elektromagnetische Kopplung mit diesen zwei zweiten Polen bildet, wobei in diesem Koppler einer dieser ersten Pole einen Eingang für das erste Signal und der andere dieser ersten Pole einen Ausgang für das zweite Signal bildet, und in diesem Koppler einer dieser zweiten Pole einen Ausgang für das erste Signal und einen Eingang für das zweite Signal bildet, und der andere dieser zweiten Pole isoliert ist.
Das Sende/Empfangsgerät nach der Erfindung bietet also folgende Vorteile:
- der für seinen Betrieb erforderliche Frequenzdupiexer ist integrierbar und hat einen viel kleineren Bereich als der des bekannten Kettenverstärkers,
- das Übersprechen ist nahezu beseitigt,
- das Gerausch ist minimalisiert.
Die Erfindung wird nachstehend anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen
Fig. 1a eine Übertragungsleitung in der Langsamwellen-Mikrostreifenbetriebsart, von oben gesehen, im Ausführungsbeispiel I,
Fig. 1b eine derartige Übertragungsleitung nach dem Ausführungsbeispiel II,
Fig. 1c eine derartige Übertragungsleitung nach dem Ausführungsbeispiel V,
Fig. 1d eine derartige Übertragungsleitung in Draufsicht im Ausführungsbeispiel VI,
Fig. 2a die Leitung nach Fig. 1a im Querschnitt entlang der Achse A-A' dieser Fig. 1a,
Fig. 2b die Leitung nach Fig. 1a im Längsschnitt entlang der Achse B-B' dieser Fig. 1a,
Fig. 2c die Leitung der Fig. 1a im Querschnitt entlang der Achse C-C' dieser Fig. 1a,
Fig. 3 den Schaltplan gleich einer Leitung nach Fig. 1,
Fig. 4 den Verlangsamungsfaktor (oder Langsamwellenfaktor) λ&sub0;/λg abhängig von der Fortpflanzungsfrequenz f in GHz im Ausführungsbeispiel I,
Fig. 5 einerseits den wirklichen Teil Re der charakteristischen Impedanz Zc der Leitung und andererseits den imaginären Teil Im dieser Impedanz im Ausführungsbeispiel I abhängig von der Frequenz F in GHz,
Fig. 6 einerseits die Verluste α und dB/cm abhängig von der Frequenz F in GHz und andererseits die Verluste α' in dB in bezug auf die Wellenlänge λg abhängig von dieser Frequenz F,
Fig. 7 die Leitung nach Fig. 1b im Längsschnitt auf der Achse B-B' dieser Fig. 1b im Ausführungsbeispiel II,
Fig. 8 die in dem Beispiel III im Längsschnitt beschriebene Leitung,
Fig. 9 die nicht in Anspruch genommene Leitung nach der Beschreibung anhand eines Längsschnitts im Ausführungsbeispiel IV,
Fig. 10 den Verlangsamungsfaktor (oder Langsamwellenfaktor) λ&sub0;/λg abhängig von der Fortpflanzungsgeschwindigkeit F in GHz im Ausführungsbeispiel V,
Fig. 11 die im Beispiel VI nach dem Schnitt CC' in Fig. 1d beschriebene Leitung,
Fig. 12 in Draufsicht schematisch eine koplanare Leitung in der Verbindung mit einer erfindungsgemäßen Langsamwellenleitung,
Fig. 13 beispielsweise eine Schaltung mit der Anordnung nach Fig. 12,
Fig. 14a eine Langsamwellenleitung in Draufsicht im Ausführungsbeispiel X,
Fig. 14b diese Leitung in der Vergrößerung auf der Achse BB' nach Fig. 14a,
Fig. 14c eine Langsamwellenleitung in Draufsicht im Ausführungsbeispiel XI,
Fig. 14d diese Leitung in der Vergrößerung auf der Achse BB' nach Fig. 14c,
Fig. 14e die Leitung nach Fig. 15a oder auch nach Fig. 14c im Schnitt entlang der Achse AA',
Fig. 15a zwei Kurven zur Darstellung des Verlangsamungsfaktors R von Mikrowellenleitungen abhängig von der Frequenz F, wobei die Kurve A sich auf eine Mikrostreifenleitung nach Fig. 1a ohne Ausnehmungen unter den Brücken und die zweite Kurve B eine Mikrostreifenleitung mit Ausnehmungen in der Masse-Ebene unter den Brücken entsprechend den Beispielen in Fig. 14a oder 14c betrifft,
Fig. 15b 3 Kurven zur Darstellung des Verlangsamungsfaktors R einer Mikrowellenleitung entsprechend dem Typ nach Fig. 15a abhängig von der Frequenz F und für verschiedene Parameterwerte, der von der Höhe e&sub1; des Dielektrums 1 unter den Brücken gebildet wird, wobei die Kurve C e&sub1; = 2 um entspricht, die Kurve D e&sub1; = 2,4 um und die Kurve E e&sub1; = 2,8 um entsprechen,
Fig. 15c 3 Kurven zur Darstellung des Verlangsamungsfaktors R einer Mikrowellenleitung entsprechend dem Typ nach Fig. 15a abhängig von der Periode l für verschiedene Werte des Parameters der durch das Verhältnis l&sub1;/l&sub2; gebildet wird, worin l&sub1; die Länge der Brücken und l&sub2; die Länge der Pfeiler mit einem festen Wert der Frequenz F = 12 GHz sind,
Fig. 16a einen de Lange-Koppler in schematischer Darstellung,
Fig. 16b einen de Lange-Koppler in Draufsicht, der mit Leitungen entsprechend den Leitungen nach Fig. 15a in einer Technologie integrierter Schaltungen verwirklicht ist,
Fig. 16d einen vergrößerten Teil eines derartigen nach einem ersten Ausführungsbeispiel verwirklichten Kopplers,
Fig. 16d einen vergrößerten Teil eines derartigen Kopplers, wenn er nach einem zweiten Ausführungsbeispiel verwirklicht ist,
Fig. 17 zwei Kurven, eine K des Kopplungskoeffizienten in dB abhängig von der Frequenz F und die andere M des Abstimmungskoeffizienten in dB abhängig von der Frequenz für einen Koppler vom Typ nach Fig. 16b,
Fig. 18 schematisch ein Empfangs/Sendegerät mit einer einzigen Antenne,
Fig. 19 schematisch ein Empfangs/Sendegerät mit einem de Länge- Koppler,
Fig. 20 einen Zweigkoppler,
Fig. 21 ein Mikrowellenfrequenz-Kopfschaltung in einem Empfangs/- Sendemodul eines Radars.
Erfindungsgemäß sind mehrere Abwandlungen der Langsamwellenleitung möglich. Alle diese Abwandlungen haben die erfindungsgemäßen wesentlichen Elemente gemeinsam, die in der Beschreibung eines Ausführungsbeispiels näher erläutert werden, das der Einfachheit halber aus anderen Beispielen ausgewählt ist.

BEISPIEL I

Dieses Ausführungsbeispiel wird anhand der Fig. 1 und 2 bis 6 näher erläutert.
In Fig. 1a ist in Draufsicht eine Langsamwellenleitung mit einer Mikrostreifenstruktur dargestellt.
Diese Leitung wird auf einem Substrat 10 verwirklicht, das aus jedem beliebigen Material hergestellt sein kann. Beispielsweise ganz isolierend, ganz leitend, halbisolierend oder halbleitend. Diese unbeschränkte Wahl von Werkstoffen zur Verwirklichung des Substrats ermöglicht die Anwendung der Erfindung auf alle Schaltungsarten in allen denkbaren Technologien, wenn die Schaltung eine Übertragungsleitung enthält.
Auf dem Substrat 10 enthält die Leitung aufeinanderfolgend:
- eine Leitschicht 11, beispielsweise aus einem gutleitenden Metall als Masse-Ebene mit einer Querabmessung W1,
- eine dielektrische Schicht 2 mit einem relativen Dielektrizitätskonstante &epsi;r2 und mit einer Dicke e&sub2;, mit einer Gesamtlänge wenigstens gleich der der Schicht 11, und mit der Querabmessung W&sub3;,
- einen Leitmaterialstreifen, beispielsweise aus einem gutleitenden Metall 12. Dieser Streifen 12 mit geringer Querabmessung W&sub2; bildet mit den vorangehenden Schichten eine Periodenstruktur mit einer Periodenzahl l. Dazu enthält der Leitstreifen 12 die Teile 3 in Kontakt mit der dielektrischen Schicht 2, wobei diese Teile 3 eine Langsabmessung l&sub2; (parallel zur Achse BB') haben und die Teile 4 zwischen diesen Teilen 3 aufgehängt sind, wobei diese aufgehängten Teile 4 eine Langsabmessung l&sub2; (parallel zur Achse B-B') derart haben, daß
l = l&sub1; + l&sub2;,
- die Querabmessungen der Schichten 11, 2, 12 sind derart, daß W&sub2; ≤ W&sub3; ≤ W&sub1; sind.
In Fig. 2b ist ein Langsschnitt entlang der Achse BB' der Leitung nach Fig. 1a dargestellt. Diese Figur zeigt, daß im Ausführungsbeispiel I zum Herstellen des Kontakts der Teile 3 des Streifens 12 mit der dielektrischen Schicht 2 der Streifen 12 auf dem Pegel der Teile 3 abgesunken ist. Dagegen ist in den aufgehängten Teilen 4 der Streifen 12 auf eine Höhe e&sub1; in bezug auf die obere Fläche der dielektrischen Schicht 2 angehoben.
Die aufgehängten Teile 4 sind jene Teile, in denen die Fortpflanzung erfolgt. In diesen Teilen wird der Streifen 12 über einem Dielektrikum 1 mit relativer Dielektrizitätskonstante &epsi;r1 aufgehängt.
Der Deutlichkeit in der Sprache halber werden folgende Begriffe nachstehend verwendet:
- BRÜCKEN sind die Teile 4 des über dem Dielektrikum 1 aufgehängten Streifens 12, und diese Brücken 4 haben eine Länge l&sub1; und bilden die Fortpflanzungsgebiete,
- PFEILER sind die Teile 13, die aus der Zusammenfügung der unteren Leitschicht 12, der dielektrischen Schicht 2 mit einer Dicke e&sub2; und der Teile 3 des Streifens 12 gebildet werden, wobei die Pfeiler 13 eine MIM-Struktur (Metall-Isoliermittel-Metall) mit der Länge l&sub2; bilden.
In Fig. 2a ist ein Querschnitt der Leitung auf der Achse A-A'nach Fig. 1a auf der Ebene einer Brücke 4 dargestellt, und in Fig. 2c ist ein Querschnitt der Leitung auf der Achse CC' nach Fig. 1a auf der Ebene eines Pfeilers 13 dargestellt.
Diesem Ausführungsbeispiel I ist entnehmbar, daß die wesentlichen Elemente zum Verwirklichen einer Langsamwellenleitung aus folgenden Elementen besteht:
- aus einer Mikrostreifenleitungstruktur mit einer unteren Leitschicht 11, mit einem oberen Leitstreifen 12 und mit einem zwischenliegenden dielektrischen Teil 1, 2,
- daraus, daß diese Struktur periodisch mit der Periode l ist, die aus den BRÜCKEN 4 gebildet ist, die über einem ersten Dielektrikum 1 mit einer relativen Dielektrizitätskonstante &epsi;r1 mit der Länge l&sub1; aufgehängt ist, wobei in diesen Brücken die Fortpflanzung der Welle erfolgt und diese Brücken zwischen zwei PFEILERN 13 zur Bildung einer kapazitiven Struktur angeordnet sind (in diesem Beispiel I ist die kapazitive Struktur eine MIM-Struktur, die aus der unteren Leitschicht 11, der dielektrischen Schicht 2, der Dielektrizitätskonstante &epsi;r2 und dem Leitstreifen 12 besteht, wobei die Pfeiler eine Länge l&sub2; derart haben, daß l&sub2; + l&sub1; = l),
- die Parameterwerte &epsi;r1, &epsi;r2, l, l&sub1;, e&sub1;, der Kapazitätswert und W&sub1;, W&sub2; der Leitungsstruktur sind untereinander verbunden, um die Fortpflanzung der Langsamwellen zu bewerkstelligen und eine wichtige Phasendrehung auf einer Gesamtlänge Δ der kurzen Übertragungsleitung zu schaffen. (Im Beispiel I ist der Kapazitätswert mit l&sub1; und e&sub2; verknüpft).
Neben diesen wesentlichen Elementen gibt es folgende Elemente:
- der Schritt l der Periodenstruktur ist möglicherweise konstant. Im weiteren wird ein Ausführungsbeispiel mit nichtkonstantem Schritt beschrieben,
- der gewählte Werkstoff zur Verwirklichung, daß das Substrat keinen Einfluß auf den Betrieb der Leitung hat, das Substrat dient nur als Träger,
- das Leitungsmuster kann linear sein, meanderförmig und spiralig. Jedes andere denkbare Muster ist möglich.
- die Kapazität kann ein passives oder ein aktives Element sein.
- Außerdem kann die dielektrische Schicht der MIM-Struktur möglicherweise aus zwei überlagerten dielektrischen Schichten bestehen (2a, 2b). Diese Strukturart enthält zwei dielektrische Schichten und ist dem Fachmann bekannt, sie wird daher nicht in den Figuren dargestellt.
Eben diese Eigenschaften führen zu zahlreiche Abwandlungen der Langsamwellenübertragungsleitung, insbesondere sind sie einfach verwirklichbar, besonders leistungsfähig und u.a. speziell anwendbar zur Verwirklichung von MMIC- Schaltungen.
Tatsächlich ergibt der Langsamwellenbetrieb der Leitung, der wichtige Phasendrehungen bei einer geringen Länge Δ liefert, daß diese Leitungen viel einfacher integrierbar sind als die bekannten Mikrostreifenleitungen.
Zum Auswerten der Leistungen einer derartigen Leitung ist es erforderlich, die Fortpflanzungskonstante Y in der Länge γ der Leitung auszuwerten.
Nachstehend werden folgende Begriffe erwähnt:
γ&sub1; und γ&sub2; die Fortpflanzungskonstanten im Teil BRÜCKE 4 und im Teil PFEILER 13.
l&sub1;, l&sub2; die Längen BRÜCKEN, PFEILER die bereits mit l&sub1; + l&sub2; = l definiert sind,
Z&sub1;, Z&sub2; die charakteristischen Impedanzen in den Teilen BRÜCKEN 4 und PFEILERN 13.
Die Fortpflanzungskonstante γ ist mit den Verlusten α in der Leitung und mit der Phasenkonstante β für nachstehende Gleichung verknüpft:
γ = α + jβ.
Die Phasenkonstante β in der Leitung ist mit der Wellenlänge λg der Fortpflanzung in der Leitung durch folgende Gleichung verknüpft: β = 2π/λg
Die wirksame Dielektrizitätskonstante &epsi;reff ist mit der normierten Wellenlänge λg/λ&sub0; verknüpft, die bereits mit nachstehender Gleichung definiert wurde:
&epsi;reff = (λ&sub0;/λg)² (1/R)², worin R der Wellenlängenfaktor ist.
In Fig. 3 ist der Schaltplan gleich einer Einheitszelle der Leitung dargestellt, d.h. mit einer halben BRÜCKE, einem PFEILER und einem zweiten halben BRÜCKE.
Definiert werden θ&sub1; = γ&sub1;l&sub1; und θ&sub2; = γ&sub2;l&sub2;.
Andererseits ist B der Blindleitwert der Diskontinuität zwischen der BRÜCKE 4 über dem Dielektrikum 1 und dem PFEILER 13 MIM.
Bei Anwendung eines klassischen Berechnungsverfahrens auf Periodenstrukturen ist die Fortpflanzungskonstante γ mit den anderen Parametern der Leitung verknüpft, die bereits für die Einheitszelle des Schaltplans gleich Fig. 3 für folgende Gleichung definiert:
ch(γ.l) = {K+ch(θ&sub1;+θ&sub2;) + K&supmin;¹h(θ&sub1;-θ&sub2;)-B/2(Z&sub1;+Z&sub2;)sh(θ&sub1;+ θ&sub2;) - B/2(Z&sub1;-Z&sub2;)sh(θ&sub1;-θ&sub2;)}
worin K± = (1±K) mit K = Z&sub2;/Z&sub1; + Z&sub1;/Z&sub2; = B²Z&sub2;Z&sub1;
Diese Gleichung ermöglicht die Berechnung der Phasenkonstante β. Sie ergibt sich aus diesen Berechnungen bei der Wahl von:
l&sub1;, l&sub2;
&epsi;r1, &epsi;r2
e&sub1; und e&sub2;
W&sub1; und W&sub2;
auf geeignete Weise, so daß die Phasengeschwindigkeit der Leitung schwach ist. Daraus entsteht der Langsamwellenbetrieb.
Zum Erfüllen der für diese Berechnungen aufgestellten Bedingungen wird in diesem Ausführungsbeispiel I eine Langsamwellenleitung verwirklicht, in der
- das Substrat 10 halbisolierend ist, um die Leitung in einer MMIC- Schaltung zu integrieren,
- das Dielektrikum 1 unter den BRÜCKEN 4 die Luft mit relativer Dielektrizitätskonstante &epsi;r1 = 1 ist,
- das Dielektrikum 2 in den Pfeilern 13 der MIM-Struktur zwischen dem Silizium (SiO&sub2;) und dem Siliziumnitrid (Si&sub3;N&sub4;) gewählt wird. Unter diesen Bedingungen hat die relative Dielektrizitätskonstante der dielektrischen Schicht 2 einen Wert in der Größenordnung von 6 für das Silizium (SiO&sub2;) und einen Wert in der Größenordnung von 7 für das Siliziumnitrid (Si&sub3;N&sub4;). Diese Schichten 2 werden unter den sehr striten technologischen Bedingungen verwirkllicht, die den integrierten Schaltungen eigen sind derart, daß für die Dielektrizitätskonstanten &epsi;r2 die höheren Werte erhalten werden. Wenn die technologischen Bedingungen weniger streng sind, können weniger hohe Werte in der Größenordnung von 4 genommen werden,
- die Leitschichten 11 und 12 werden aus den Metallen gewählt, die normalerweise den ersten Verbindungspegel einer integrierten Schaltung für die untere Leitschicht 11 und den zweiten Verbindungspegel einer integrierten Schaltung für die obere Leitschicht 12 zur Bildung des Streifens bilden.
Auf diese Weise kann in diesem ersten Ausführungsbeispiel I die Leitung zusammen mit einer integrierten MMIC-Schaltung hergestellt werden.
Es ist jedoch klar, daß für diese Werkstoffe auch eine andere Wahl getroffen werden kann.
Nachstehende Tabelle I führt die Vorzugswerte der Parameter zur Verwendung der Leitung in diesem Ausführungsbeispiel I zusammen. TABELLE I
In Fig. 1a ist außerdem dargestellt, daß Dielektrikum 2 eine etwas größere Länge als das der Masse-Ebene 11 hat (die über die Nocken 21 mit Masse verbunden werden kann), um die Verwirklichung eines Eingangs E über einen Nocken 22a und eines Ausgangs 0 der Langsamwellenleitung über einen Nocken 22b zu ermöglichen.
In Fig. 4, 5 und 6 sind die Kurven dargestellt, die die Leistungen einer Leitung unter den Bedingungen veranschaulichen, unter denen die Leitungselemente die vorgegebenen Werte in der Tabelle I haben.
In Fig. 4 ist der Langsamwellenfaktor λ&sub0;/λg abhängig von der Frequenz F in GHz dargestellt. Aus dieser Figur ist ableitbar, daß die wirksame Dielektrizitätskonstante &epsi;reff viel höher ist bei niedrigen Frequenzen, beispielsweise bei Frequenzen unter 4 GHz, und dabei quasi konstant bleibt zwischen 4 und 20 GHz, mit einem Wert in der Größenordnung von 20. Dieser Wert kann mit den dem Fachmann bekannten wirksamen relativen Dielektrizitätskonstantenwerten für die klassischen Mikrostreifenleitungen verglichen werden, und in der Größenordnung von 6 bis 8 betragen, wenn die Leitung auf Aluminium (Al&sub2;0&sub3;) oder auf einem Halbleiter verwirklicht ist.
In Fig. 5 sind die wirklichen und die imaginären Teile Re(Zc) bzw. Im(Zc) der charakteristischen Impedanz Zc dieser Leitung dargestellt. Der wirkliche Teil der Impedanz Zc ist äußerst niedrig. Diese Leitung nach dem Ausführungsbeispiel I findet ihre sehr interessanten Anwendungen in der Verwirklichung von Niederimpedanzleitungen für Impedanztransformatoren.
In Fig. 6 sind einerseits die Verluste α in der Leitung in dB/cm abhängig von der Frequenz F in GHz dargestellt und andererseits die Verluste α' in dB in bezug auf die Wellenlänge λg abhängig von dieser Frequenz F. Diese Verluste je cm sind etwas höher als die einer klassischen Mikrostreifenleitung.
Aber da die Phasengeschwindigkeit gering ist, hat die Langsamwellenleitung eine Gesamtlängt Δ etwa 2-Mal geringer in bezug auf eine klassische Mikrostreifenleitung. Dies ergibt, daß die Leistungen der Langsamwellenleitung nicht in bezug auf eine klassische Mikrostreifenleitung beeinträchtigt wird, während sie dagegen den Vorteil bietet daß sie kürzer ist, also leichter integrierbar.

BEISPIEL II

Dieses Beispiel ist in Fig. 1b in Draufsicht und in Fig. 7 veranschaulicht, die einen Schnitt entlang der Achse BB' nach Fig. 1b ist.
Im vorangehenden Beispiel I erstreckt sich die dielektrische Schicht 2 vom einen Ende zum anderen der Leitung. In diesem Beispiel II dagegen ist die Schicht 2 auf dem Bereich unter den BRÜCKEN beschränkt. Jedoch ist sie unabkömmlich zur Verwirklichung der MIM-Struktur der Pfeiler 13. Tatsächlich wird im Beispiel I ihre Einfluß unter den Brücken 4 als vernachlässigbar betrachtet.

BEISPIEL III

Dieses Beispiel ist in Fig. 1b und in Fig. 8 veranschaulicht.
Die Langsamwellenleitung zeigt keine Änderungen in der schematische Darstellung in Draufsicht und kann also anhand der Fig. 1b veranschaulicht werden.
In Fig. 8 ist ein Schnitt entlang der Achse B-B' der Fig. 1b in diesem Ausführungsbeispiel dargestellt. Entsprechend dem Schnitt nach Fig. 8 zeigt das Dielektrikum 2 der MIM-Struktur der Pfeiler 13 dieselbe Dicke wie das Dielektrikum 1 unter den Brücken 4. Dagegen muß die dielektrische Schicht 2, die im Beispiel I unter den BRÜCKEN 4 zurückbleiben kann, in diesem Beispiel III ausgelassen werden, und diese Möglichkeit ist im Ausführungsbeispiel II veranschaulicht.
Zur Verwirklichung der Langsamwellenbetriebsart, weil hier e&sub1; = e&sub2;
gewählt ist, können die anderen Parameter sich in bezug auf diejenigen Parameter stark ändern, die in der Tabelle I dargestellt sind. Insbesondere werden die Verhältnisse zwischen den Langen l&sub1; und l&sub2; serh verschieden sein. Dagegen können die Dielektrizitätskonstanten &epsi;r1 bzw. &epsi;r2 gleich sein wie im Beispiel I und dadurch können die Dielektriken 1 und 2 gleich denen in diesem Beispiel sein.

BEISPIEL IV nicht beansprucht.

Dieses Beispiel kann anhand der Fig. 1a in Draufsicht und in Fig. 9 veranschaulicht werden.
Die Langsamwellenleitung zeigt keine Änderung in der schematischen Darstellung in Fig. 1a in Draufsicht.
In Fig. 9 ist ein Schnitt entlang der Achse B-B' der Fig. 1a in diesem Ausführungsbeispiel dargestellt. Entsprechend dem Schnitt anhand der Fig. 9 werden das Dielektrikum 1 und das Dielektrikum 2 mit Hilfe desselben Materials verwirklicht und weisen also dieselbe relative Dielektrizitätskonstante &epsi;r1 = &epsi;r2 auf.
Zur Verwirklichung der Langsamwellenbetriebsart sind diese anderen Parameter der Leitung also stark abweichend von denen, deren Werte in der Tabelle I angegeben sind.
Insbesondere sind die Verhältnisse zwischen den Dicken e&sub1; und e&sub2; und die Verhältnisse zwischen den Längen l&sub1; und l&sub2; stark verschieden.

BEISPIEL V

Dieses Beispiel wird anhand der Fig. 1c und 10 veranschaulicht.
In allen vorangehenden Ausführungsbeispielen kann die Kurve der Fig. 4, die den Verlangsamungsfaktor darstellt, im wesentlichen nach wievor gelten, wenn die Werte der verschiedenen Parameter eingestellt werden.
Auf der Suche danach wurde in allen Fällen ein konstanter Verlangsamungsfaktor in den mittleren und Mikrowellenfrequenzen erhalten (4 bis 20 GHz). Es ergab sich dabei eine Phasendrehungsänderung β abhängig von der Frequenz F.
Mit Hilfe der erfindungsgemäß verwirklichten Langsamwellenleitung im Beispiel V kann dagegen eine Phasendrehung β erhalten werden, die abhängig von der Wellenlänge konstant bleibt. Es genügt dafür die Verwirklichung einer Langsamwellen leitungsstruktur, in der der Verlangsamungsfaktor λ&sub0;/λg sich ändert, beispielsweise zeigt dieser Verlangsamungsfaktor einen Anstieg, der eine Hyperbolform annähert, wie mit der Kurve anhand der Fig. 10 veranschaulicht.
Unter diesen Bedingungen wird die Phasendrehung β = 2π/λg im wesentlichen konstant bleiben in Abhängigkeit von der Frequenz F in dem Frequenz band zwischen 4 und 20 GHz.
Dieses Ergebnis wird mit Hilfe der Langsamwellenleitungsstruktur in der schematischen Darstellung in Draufsicht anhand der Fig. 1c erhalten.
Das Hauptmerkmal dieser Leitung ist, daß die Periodenzahl l einen Anstieg aufweist und insbesondere einen geometrischen Anstieg. Der Anstiegsfaktor kann zwischen 1 (worin 1 nicht dazu gehört, weil es sich dann um einen der vorangehenden Beispiele handeln würde) und etwa 3 liegen.
Hinsichtlich der Technologie ansich einer derartigen Leitung mit nichtkonstanter Dielektrizitätskonstante l kann der Fachmann vorzugsweise die des Beispiels I annehmen, die besonders leicht verwendbar ist. Aber nichts verhindert die Schaffung neuer Abwandlungen beim Einsatz dieses Beispiels V unter Berücksichtigung der Lehrung aus den Beispielen II bis IV.

BEISPIEL VI

Dieses Beispiel ist anhand der Fig. 1d in Draufsicht und anhand der Fig. 11 veranschaulicht.
Im vorangehenden Beispiel hatte der Fachmann die Möglichkeit die Phasendrehung β durch die Anwendung einer besonderen Langsamwellenleitungsstruktur zu beeinflussen.
In diesem Beispiel VI wird eine Struktur beschrieben, die die Möglichkeit elektronischer Beeinflussung dieser Phasenverschiebung β gibt.
Wie in Draufsicht anhand der Fig. 1d dargestellt, hat die Leitschicht 11 selbst eine Periodenstruktur mit der Periode l. In den Gebieten 13' entsprechend den PFEILERN 13 in der Fig. 1a zum Beispiel ist eine Diode 13' verwirklicht, die mit einer Vormagnetisierungsgleichspannung VDD polarisiert ist, die mehrere Werte haben kann.
Im Beispiel VI ist die DIODE 13' der Einfachheit halber ein Feldeffekttransistor mit Schottky-Steuerelektrode, dessen kurzgeschlossene Source S und Drain D eine Polarisationsgleichspannung VDD führen und dessen Steuerelektrode G mit Masse M verbunden ist. Im Bereich des Transistors oder der DIODE 13' ist offensichtlich das Substrat 10 nicht mehr ein beliebiges Substrat, wie in den vorangehenden Beispielen, sondern muß eine aktive Zone 10a aus einem Leitwerkstoff beispielsweise vom Leitfähigkeitstyp N enthalten, wobei der Rest des Substrats 10b an einem der beiden Seiten der aktiven Schicht 10a halbisolierend ist. Die Gebiete 10a und 10b können die Werkstoffschichten sein, wobei der Werkstoff aus den Halbleitern wie Silizium (Si) oder Galliumarsenid (GaAs) zum Beispiel gewählt wird. Der Transistor mit Schottky- Steuerelektrode 13' wird beispielsweise wie folgt verwirklicht:
Eine halbisolierende Schicht 10b und die Gebiete 10a mit der Bezeichnung aktiven Zonen werden mit beliebigen dem Fachmann hinsichtlich integrierter Schaltungen bekannten Mitteln verwirklicht. Die aktiven Zonen 10a werden mit einer Dielektrizitätskonstante l verwirklicht, die für die Langsamwellenleitung gewählt wird. Die aktiven Zonen 10a müssen erforderliche Abmessungen aufweisen und ausreichend zum Aufnehmen eines Feldeffekttransistors mit Schottky-Steuerelektrode sein. Diese Technologie ist dem Fachmann hinsichtlich integrierter Schaltungen bekannt.
Anschließend wird die Leitschicht 11 verwirklicht. Außerdem der aktiven Gebiete 10a weist die Leitschicht 11, deren Material vorzugsweise aus den Metallen gewählt wird, die sich zur Bildung einer Schottky-Steuerelektrode eignen, die Querabmessung W&sub1;, die wie in den vorangehenden Beispielen bestimmt wurde.
In den aktiven Gebieten 10a dagegen ist die Metallschicht 11 eingeengt (siehe Fig. 1d). In der Längsrichtung entlang der Achse BB' anhand der Fig. 1d weist sie eine Abmessung mit der Bezeichnung Steuerelektrodenlänge des Schottky-Transistors auf, und senkrecht auf die Achse BB' weist sie eine geringere Abmessung in der Größenordnung von Mikrometer mit der Bezeichnung Steuerelektrodenlänge des Schottky-Transistors auf. Danach werden die Ohmschen Kontakte eines Werkstoffs 14, die die Nocken der Source S und der Drain D bilden, an einem der zwei Seiten der Steuerelektrode G entsprechend eines klassischen Schaltplans des Schottky-Feldeffekttransistors angeordnet. Der Transistor mit der Schottky-Steuerelektrode 13' ist in der Fig. 11 im Querschnitt entlang der Achse CC' in Fig. 1d veranschaulicht.
Der Streifen 12 wird anschließend verwirklicht, wobei die Brücken 4 in den Gebieten der Metallschicht 12 dargestellt werden, und diese Metallschicht hat dabei die Abmessung W&sub1;.
Zur Herstellung der elektrischen Kontakte zwischen dem Streifen 12 und den Ohmschen Kontakten 14 der Quelle S und der Drain D jedes Feldeffekttransistors 13' in einer besonders interessanten Verwirklichung wird der Streifen 12 in zwei Teile 12a und 12b verteilt, wobei der Teil 12a den Oberflächenkontakt des Ohmschen Kontakts der Source S und der Teil 12b den Oberflächenkontakt des Ohmschen Kontakts der Drain D zum Beispiel bilden. Die Anordnung ist in bezug auf die Achse BB' sowie in bezug auf die Achse CC' der Fig. 1d symmetrisch.
Zum Vermeiden von Kurzschlüssen zwischen dem Streifen 12 und der Metallschicht 11 können die Teile 12a und 12b mit Luftbrücken gebildet werden, oder auch mit einer dünnen dielektrischen Isolierschicht derart, daß die Schicht 2 nach der Beschreibung in den obigen Beispielen sowohl unter den Brücken 4 als auch mit einer geringen Überlappung der Metallschicht 11 in den Gebieten der Schottky-Steuerelektrode angebracht werden, wobei die Ohmschen Kontakte unbedeckt bleiben, auf denen die Streifenabschnitte 12a und 12b ruhen und den elektrischen Kontakt herstellen.
Mit diesem Verfahren sind die Sources S und Drain D der Transistoren 13' kurzgeschlossen und die Schottky-Steuerelektrode G wird über die Metallschicht 11 an Masse M gelegt.
Es genügt darauf eine Verbindungsleitung 15 zum Verbinden wenigstens eines Ohmschen Kontakts S oder D mit einer einstellbaren Polarisationsspannung VDD zu versorgen.
Wie bereits erwähnt kann der Streifen 12 mit seinen Abschnitten 12a und 12b mit jedem beliebigen Metall verwirklicht werden, das sich zum Verwirklichen der zweiten Verbindungspegel der integrierten Schaltungen eignet. Hierdurch kann die Verbindungsleitung 15, die die Ohmschen Kontakte verbindet, in derselben Technologie verwirklicht werden.
Die Phase β der Langsamwellenleitung ist also elektronisch steuerbar durch die Einstellung der Polarisationsspannung VDD, die die Kapazität Steuerelektrode-Source des Transistors 13' ändern kann.

BEISPIEL VII

Dieses Beispiel ist in Fig. 12 schematisch in Draufsicht dargestellt.
Die Langsamwellenübertragungsleitung, deren wesentliche Elemente beschrieben wurden und von der eine Anzahl von Ausführungsbeispielen unter vielen möglichen Abwandlungen in den Ausführungsbeispielen I bis VI beschrieben wurde, löst offensichtlich u.a. zwei entscheidende technische Probleme zur Verwendung integrierter Schaltungen im allgemeinen und von MMIC-Schaltungen insbesondere, das bedeutet:
- sie bietet eine reduzierte Oberfläche,
- sie ist auf der Hauptfläche der integrierten Schaltung verwirklichbar,
- ihre Verbindungen sind mit den Elementen planarer Schaltungen kompatibel,
- ihre Verbindungen sind mit den Elementen kompatibel, die auf der Hauptfläche der integrierten Schaltung verwirklicht werden,
- die Leitung hat insbesondere eine niedrige Impedanz.
In Fig. 12 ist die Verbindung einer derartigen Langsamwellenleitung mit niedriger Impedanz und reduzierter Oberfläche zusammen mit einer koplanaren Leitung mit hoher Impedanz dargestellt.
Unter koplanarer Leitung sei eine Leitung verstanden, die auf der Hauptfläche der integrierten oder auf der MMIC-Schaltung verwirklicht ist, und die ein zentraler Leitstreifen mit geringer Querabmessung zwischen zwei Leitstreifen mit größeren Querabmessungen aufweist. Die Impedanz der koplanaren Leitung ist von der Querabmessung des zentralen Leitstreifens abhängig, in dem die Fortpflanzung des Abstands erfolgt, der ihn von den zwei anderen Streifen trennt, die im allgemeinen ein Bezugspotential oder Massepotential führen. Die Phasendrehung (im allgemeinen in Wellenlängen ausgedrückt, beispielsweise λ/4, λ/2) ist von der Länge der Leitung abhängig.
Andere Faktoren ergeben sich bei der aktuellen Berechnung der Charakteristik der Leitung, wie z.B. die Streifendicke, die Art des Substrats.
Es können mit Hilfe koplanarer Leitungen sowohl Hochimpedanzleitungen als auch Niederimpedanzleitungen verwirklicht werden. Wenn aber die koplanaren Hochimpedanzleitungen mit den integrierten Schaltungen kompatible Abmessungen haben, haben dagegen die koplanaren Niederimpedanzleitungen insbesondere in der Querrichtung Abmessungen, die eine riesengroße Fläche der integrierten Schaltung belegen, was bestimmt und vorteilhaft ist für die Monolithintegration.
Die Niederimpedanz-Langsamwellenleitung ermöglicht also bei der Berechnung ihrer Länge und ihrer Merkmale auf geeignete Weise die Bildung einer Leitung, die beispielsweise dieselbe Phasendrehung wie eine koplanare Leitung aufweist (λ/4, λ/2).
Also wenn das Problem der Verwirklichung einer Niederimpedanzleitung aufkommt, hat der Fachmann großes Interesse an der Annahme der Struktur einer der erfindungsgemäßen Langsamweilenleitungen, wie oben beschrieben.
Wenn das Problem der Verwirklichung eines Impedanztransformators vorliegt, hat andererseits der Fachmann großes Interesse an der Annahme der in Draufsicht in Fig. 12 dargestellten Struktur, wobei die Verbindung zwischen einer koplanaren Hochimpdanzleitung (beispielsweise λ/4) und einer Niederimpedanz- Langsamwellenleitung nach der Erfindung (beispielsweise jedenfalls λ/4) ersichtlich ist.
In bezug auf eine koplanare Leitung mit derselben Charakteristik weist die Niederimpedanz-Lansamwellenleitung nach der Erfindung tatsächlich folgendes auf:
- eine um den Faktor 10 reduzierte Breite,
- eine um den Faktor 2 bis 4 reduzierte Länge.
In Fig. 12 ist der strichpunktierte Teil P&sub1; die erfindungsgemäße Niederimpedanz-Langsamwellenleitung, und ist der Teil P&sub2; eine koplanare Hochimpedanzleitung, die dem Fachmann bekannt sein wird.
Auf dem Substrat 10 bildet ein erster Metallisierungspegel die Masse- Ebene 11 der Langsamwellenleitung P&sub1; und wird zur Bildung der Masse-Leitungen 11a und 11b der koplanaren Leitung P&sub2; in zwei Streifen aufgeteilt.
Die Langsamwellenleitung P&sub1; enthält auf der Leitschicht 11 eine dielektrische Schicht 2 entsprechend der Beschreibung, die die Masse-Ebene 11 der Langsamwellenleitung P&sub1; in den erforderlichen Gebieten überlappt, um die Kurzschlüsse zwischen der Masse-Ebene 11 und der später verwirklichten Leitung 12 zu vermeiden.
Anschließend enthält die Langsamwellenleitung P&sub1; den Streifen 12, der entsprechend der Beschreibung Pfeiler 13 und BRÜCKEN 4 bildet, wobei dieser Streifen 12 sich direkt auf dem Substrat 10 zwischen den Masse-Leitungen 11a und 11b zur Bildung der koplanaren Struktur der Leitung P&sub2; erstreckt. Dazu ist es im allgemeinen erforderlich, daß die dielektrische Schicht 2 die Masse-Ebene 11 der Langsamwellenleitung P&sub1; an der Seite der koplanaren Leitung P&sub2; überlappt, um die Kurzschlüsse zwischen der Masse-Ebene 11 und der Leitung 12 zu vermeiden.
Wenn ein Ausgang Q für die Langsamwellenleitung P&sub1; an der anderen Seite seiner Verbindung mit der koplanaren Leitung P&sub1; erwünscht ist, wird die dielektrische Schicht 2 ebenfalls vorbei der Masse-Ebene 11 verlängert und der Streifen 12 wird mit einem Ausgang 0 entsprechend Fig. 1a, 1b, 1c versehen.

BEISPIEL VIII

Dieses Beispiel ist nicht veranschaulicht.
Ersichtlich ist, daß die Niederimpedanz-Langsamwellenleitung eine Leiterebene 11 enthielt, die in Kontakt mit der oberen Hauptfläche des Substrats an Masse gelegt wurde.
Nach Bedarf kann der Kontakt mit einer anderen Masse-Ebene auf der zweiten Fläche des Substrats oder mit einer Rückfläche des Substrats hergestellt werden, wie es dem Fachmann unter der Bezeichnung metallisiertem Loch bekannt ist.

BEISPIEL IX

In diesem Beispiel nach Fig. 13 ist ein Anwendungsbeispiel des Impedanztransformators nach der Beschreibung im Beispiel VII mit einer integrierten Schaltung dargestellt.
Wie in Fig. 13 dargestellt, enthält die Schaltung einen Transistor, beispielsweise einen Feldeffekttransistor T&sub1; mit einer Steuerelektrode G&sub1; zum Empfangen eines Signals F&sub1; einem vorgegebenen Frequenzband mit einer Drain D&sub1; in Verbindung mit einer Polarisations-Gleichspannung VD1 über eine Belastung R&sub1; mit einem Ausgang 0&sub1; für dieses Signal und mit einer Source S&sub1; beispielsweise in Verbindung mit der Masse M.
Eine Schaltung auf der Basis eines Impedenztransformators P&sub1; + P&sub2; kann mit der Steuerelektrode G&sub1; des Transistors T&sub1; verbunden werden.
Eine Hochimpedanzleitung P&sub2;, beispielsweise λ/4, wird mit einem Ende der Steuerelektrode G&sub1; und über ihr anderes Ende auch mit einer erfindungsgemäßen Niederimpedanz-Langsamwellenleitung P&sub1; und mit einer Polarisations-Gleichspannung VG1 verbunden.
Die Niederimpedanzleitung P&sub1; wird also über ein Ende gleichzeitig mit P&sub2; und mit VG1 verbunden und mit ihrem anderen Ende ist sie in dieser Anwendung offen.
Die erfindungsgemäße Langsamwellenleitung hat ein großes Anwendungspotential in jeder Art von integrierten Schaltungen sowie auch in den MMIC-Schaltungen (Mikrowellen) dadurch, daß ihr Betrieb, wie bereits erwähnt, für das Substrat unempfindlich sein kann, daß sie geringe Abmessungen in bezug auf andere Leitungen mit denselben Charakteristiken hat, und daß sie mit allen Technologien bisher benutzter integrierter Schaltungen kompatibel ist.

BEISPIEL X

Diese Ausführungsbeispiel ist in Fig. 14a, 14b, 14e und 2c veranschaulicht.
In Fig. 14a ist eine Langsamwellenleitung in Draufsicht mit der Mikrostreifenstruktur dargestellt, deren erste Charakteristiken gleich denen der Leitung nach dem Ausführungsbeispiel II sind.
Also wird diese Leitung auf einem Substrat 10 verwirklicht, das aus einem absolut beliebigen Material hergestellt sein kann. Beispielsweise ganz isolierend, ganz leitend, halbisolierend oder Halbleiter.
Auf dem Substrat 10 enthält die Leitung aufeinanderfolgend folgende Elemente:
- eine Leitschicht 11, beispielsweise aus einem gutleitenden Metall als Masse-Ebene M mit Querabmessung W&sub1;,
- eine dielektrische Schicht 2 mit der relativen Dielektrizitätskonstante &epsi;r2 und mit der Dicke e&sub2; und mit der Querabmessung W&sub3;,
- einen Leitwerkstoffstreifen beispielsweise aus einem gutleitenden Metall 12. Dieser Streifen 12 mit geringer Querabmessung W&sub2; bildet mit den vorangehenden Schichten eine Periodenstruktur mit der Periodenzahl l. Zu diesem Zweck enthält der Leitstreifen 12 die Teile 3 in Kontakt mit der dielektrischen Schicht 2, wobei diese Teile 3 eine Längsabmessung l&sub2; (parallel zur Achse BB') haben und die Teile 4 zwischen zwei Teilen 3 aufgehängt sind, wobei diese aufgehängten Teile 4 eine Längsabmessung l&sub1; (parallel zur Achse B-B') haben derart, daß
l = l&sub1; + l&sub2;
- die Querabmessungen der Schichten 11, 2, 12 derart sind, daß W&sub2; ≤ W&sub3; ≤ W&sub1; sind.
Die Struktur enthält außerdem in bezug auf das Ausführungsbeispiel II ein wesentliches Element, bestehend aus den Teilen 5, in denen die Schicht 11 auf Masse- Ebene wie die dielektrische Schicht 2 unter den aufgehängten Teilen 4 derart eingelassen sind, daß die Oberfläche des Substrats 10 hervortritt. In diesem Ausführungsbeispiel X ist die Ausnehmung einmalig unter jedem aufgehängten Teil 4 und beträgt die Langsabmessung der Ausnehmung 5: l&sub3; ≤ l&sub1;.
Beispielsweise kann der Wert von l&sub3; in der Nähe von l&sub1; innerhalb wenigen Prozent liegen oder ihn gleich sein.
Die Struktur der Leitung nach dem Ausführungsbeispiel X erscheint also klar in der vergrößerten schematischen Darstellung nach Fig. 14b im Langsschnitt entlang der Achse BB' der Leitung nach Fig. 14a. In dieser Figur ist ersichtlich, daß zum Herstellen des Kontakts der Teile 3 des Streifens 12 mit der dielektrischen Schicht 2 der Streifen 12 auf den Pegel der Teile 3 abgesunken wird. Dagegen wird in den aufgehängten Teilen 4 der Streifen 12 auf eine Höhe e'&sub1; in bezug auf die obere Fläche des Substrats angehoben, die in der Ausnehmung 5 hervortritt.
Die aufgehängten Teile 4 sind Teile, in denen die Fortpflanzung erfolgt. In diesen Teilen wird der Streifen 12 über einem einzigen Dielektrikum 1 mit der relativen Dielektrizitätskonstante &epsi;r1 aufgehängt.
Wie im Beispiel II werden folgende Begriffe verwendet:
- BRÜCKEN, d.h. die über dem Dielektrikum 1 aufgehängten Teile 4 des Streifens 12, wobei die Brücken 4 eine Länge l&sub1; l&sub3; haben und die Forpflanzungsgebiete bilden,
- PFEILER, d.h. die Teile 13, die aus der Verbindung der unteren Leitschicht 12, der dielektrischen Schicht 2 mit einer Dicke e&sub2; und der Teile 3 des Streifens 12 gebildet sind, wobei diese Pfeiler 13 eine MIM-Struktur bilden (Metall- Isoliermittel-Metail) mit einer Länge l&sub2;.
In Fig. 14e ist ein Querschnitt durch die Leitung auf der Achse A-A' nach Fig. 14a auf dem Pegel einer Brücke 4 dargestellt, und in Fig. 2c ist ein Querschnitt durch die Leitung auf der Achse CC' nach Fig. 14a auf dem Pegel eines Pfeilers 13 veranschaulicht.
Aus diesem Ausführungsbeispiel X ist ableitbar, daß die wesentlichen Elemente zur Verwirklichung einer Langsamwellenleitung folgende sind:
- eine Mikrostreifenleitungstruktur mit einer unteren Leitschicht 11, die die Masse-Ebene M bildet, mit einem oberen Leitstreifen 12 und mit einem dielektrischen Zwischenteil 1, 2,
- wobei, da diese Struktur eine Periodenstruktur mit der Periode l ist, die aus den aufgehängten BRÜCKEN 4 mit der Länge l&sub1; besteht, und diese Brücken, in denen die Fortpflanzung der Welle erfolgt, zwischen zwei PFEILERN 13 aus einer kapazitiven Struktur angeordnet sind. In diesem Beispiel X ist die kapazitive Struktur eine MIM-Struktur, bestehend aus der unteren Leitschicht 11, der dielektrischen Schicht 2 mit der Dielektrizitätskonstante &epsi;r2 und mit dem Leitstreifen 12, wobei die Pfeiler eine Länge l&sub2; gleich l&sub2; + l&sub1; = l ist die die Periode der Struktur ist,
- wobei unter den Brücken 4 in der dielektrischen Schicht 2 und der Masse-Ebene 11 wenigstens eine Ausnehmung 5 mit einer Länge: l&sub3; ≤ l&sub1; gebildet ist.
- die Parameterwerte &epsi;r1, &epsi;r2, l&sub1;, l&sub2;, l&sub3;, e'&sub1;, der Kapazitätswert und W&sub1;, W&sub2;, W&sub3; der Leitungstruktur miteinander verknüpft sind, um eine Langsamwellenfortpflanzung zu ergeben und eine große Phasendrehung auf eine Gesamtlänge Δ der kurzen Übertragungsleitung zu versorgen.
In diesem Ausführungsbeispiel X ist der Wert der MIM-Kapazitäten der Teile 13 mit l&sub2;, mit e&sub2; und mit &epsi;r2 verknüpft. Andererseits spielen die Ausnehmungen 5 in den Brückenbereichen 4 die Rolle von Induktoren, wodurch es möglich wird, die charakteristischen Impedanz der Leitung zu erhöhen.
Neben diesen wesentlichen Elementen gibt es folgendes:
- der Schritt l der Periodenstruktur ist möglicherweise konstant.
- das gewählte Material zur Verwirklichung des Substrats übt keinen Einfluß auf den Betrieb der Leitung aus. Das Substrat dient nur als Träger,
- das Leitungsmuster kann linear sein, meanderförmig und spiralig. Jedes andere denkbare Muster ist möglich.
- die Kapazität kann ein passives oder aktives Element sein. Im Beispiel X wird ein passives Element bevorzugt, um die Leitung kompakter zu machen. Die Leitungen, in denen sich die aktiven Elemente befinden, bieten andere Eigenschaften nach obiger Beschreibung.
- außerdem kann die dielektrische Schicht der MIM-Struktur möglicherweise aus zwei überlagerten dielektrischen Schichten hergestellt werden. Diese Strukturart mit zwei dielektrischen Schichten zur Verwirklichung einer Kapazität ist dem Fachmann bekannt und ist daher in der Zeichnung nicht wiedergegeben.
Alle diesen charakteristischen Eigenschaften, die zu zahlreichen Abwandlungen der Langsamwellenübertragungsleitung führen, bieten eine insbesondere leichte Verwirklichung, ermöglichen eine besondere Leistungsfähigkeit, entsprechend der Beschreibung zum Beispiel in den von dem Beispiel I und II abgeleiteten Ausführungsbeispielen, wie die Ausführungsbeispiele II, IV und V.
In diesem Beispiel X im Vergleich zu den Beispielen I oder II ermöglicht die Erhöhung des Verlangsamungsfaktors im Zusammenhang mit dem der charakteristischen Impedanz der Leitung tatsächlich eine optimale Verringerung der Leitungsabmessungen.
Zum Auswerten der Leistungen einer derartigen Leitung ist es erforderlich, die Fortpflanzungskonstante γ in der Länge l der Leitung oder der Periode auszuwerten.
Nachstehend werden folgende Bezeichnungen verwendet: γ&sub1;, γ&sub2; die betreffenden Fortpflanzungskonstanten in dem Teil BRÜCKE 4 und in dem Teil PFEILER 13.
l&sub1;, l&sub2; die Längen BRÜCKEN, PFEILER mit der Bezeichnung l&sub1; + l&sub2; = l. l&sub3; die Länge der Ausnehmungen unter den Brücken gleich l&sub1;,
Z&sub1;, Z&sub2; die jeweiligen charakteristischen Impedanzen in den Teilen BRÜCKEN 4 und PFEILERN 13.
Die Berechnung der Phasenkonstante β wird entsprechend dem Beispiel I verwirklicht. Es ergibt sich aus diesen Berechnungen hei der Wahl von
l&sub1;, l&sub2;, l&sub3;
&epsi;rl, &epsi;r2
e'&sub1; und e'&sub2;
W&sub1; und W&sub2;
auf geeignete Weise, daß die Phasengeschwindigkeit der Leitung schwach ist. Daraus entsteht die Langsamwellenbeschreibung nach der Beschreibung im Beispiel I.
Es hat sich jedoch gezeigt, daß die Art und Weise, auf die der Fachmann einen &epsi;r1-Wert und einen e&sub1;-Wert beeinflussen kann, die wesentliche Parameter sind, sich bisher darauf beschränkte, daß die Mikrostreifen-Fortpflanzungsleitungen immer die Überlagerung von drei Schichten betraf: eine Masse-Ebene M, eine dielektrische Schicht und einen Mikrostreifenieiter, was mit genauen Angaben im Beispiel I beschrieben ist.
Diese Struktur mit 3 Schichten ergab einen konstanten Zustand nach dem Stand der Technik, und dieser Zustand bedeutete ein Hindernis für eine Entwicklung, die eine Verbesserung in bezug auf die Struktur von Langsamwellen nach obiger Angabe bezweckte.
Das Problem bestand also darin, eine elektronische Lösung zum Erhöhen des Langsamwellenfaktors zum abermaligen Reduzieren der Leitungsabmessungen zu finden, wodurch es möglich ist, sowohl die Verluste je Wellenlänge zu reduzieren als auch die Integrationsdichten weiter zu erhöhen, ohne daß dabei große technologische Schwierigkeiten hinzukommen.
Versuche haben erwiesen, wie aus den Kurven nach Fig. 15b ersichtlich ist, die die Änderungen im Verlangsamungsfaktor R = λ&sub0;/λg abhängig von der Frequenz F darstellt, für verschiedene Werte k1 der Höhe e'&sub1; des Dielektrikums 1 unter den Brücken, d.h.
für die Kurve C e'&sub1; = 2 um
für die Kurve D e'&sub1; = 2,4 um
für die Kurve E e'&sub1; = 2,8 um,
daß der Verlangsamungsfaktor R größer wird, wenn die Dicke e'&sub1; des Dielektrikums 1 bei einem selben Wert der Frequenz F größer wird.
Wenn es jedoch wünschenswert ist, tatsächlich die Höhe e'&sub1; der Brücken zu erhöhen, wird der Fachmann schnell nach einem latenten technologischen Problem greifen, da, wenn die Luft als Dielektrikum 1 gewählt wird, weil Luft das beste Dielektrikum ist, es nachteilig wird, die Brücken über einem bestimmten Wert von e&sub1; zu verwirklichen, d.h. dem Höchstwert, der offensichtlich auch von der Länge l&sub1; und von der Breite W&sub1; des Leiters 11 abhängig ist.
Zur Lösung dieses Problems auf geeignete Weise und erfindungsgemäß wird eine Erhöhung der charakteristischen Impedanz der Leitung verwirklicht, wobei die Ausnehmungen 5 in der Masse-Ebene M unter den Brücken gebildet, die die induktive Rolle der Leitung, die die Brücke bildet, erhöhen.
Außerdem gibt es Parameter, die man beeinflussen kann nach dem Beispiel I zum Erhöhen des Verlangsamungsfaktors, d.h. e&sub1;, &epsi;r1, d.h. zusätzliche Verbesserungsmöglichkeiten durch den Induktionseffekt dieser Ausnehmungen.
In Fig. 15a ist der Verlangsamungsfaktor R = λ&sub0;/λg von Leitungen abhängig von der Frequenz F dargestellt,
- die Kurve A stellt diesen Faktor R bei einer Leitung nach dem Beispiel I ohne Ausnehmungen dar,
- die Kurve B stellt diesen Faktor R im Fall einer Leitung nach dem Beispiel X mit den Ausnehmungen 5 dar.
Aus diesen Kurven ist klar ersichtlich, daß der Effekt dieser Ausnehmungen sehr wichtig und vorteilhaft ist. Der Fachmann wird voraussehen, daß die Verwirklichung derartiger Ausnehmungen unter den Brücken den zusätzlichen Erhöhungseffekt auf den Verlangsamungsfaktor R ergeben wird, und zwar ohne größere Nachteile als die Vorteile, die bei der Erhöhung dieses Parameters R zu erwarten sind, wie zum Beispiel zusätzlicher Verluste oder ungewollter Störungen der Welle. Tatsächlich weiß der Fachmann sehr gut, daß, sobald 1 Parameter in einem System mit einer Vielzahl von Parametern geändert wird, es schwierig wird, den genau erhaltenen Effekt vorauszusehen, sogar in dem Fall, in dem Simulierungen mit Hilfe von Computerprogrammen verwirklicht werden können. Im letztgenannten Fall neigt man immer dazu, anzunehmen, daß bestimmte Parameter theoretisch vernachlässigbar sind, die in der Praxis gar nicht vernachlässigt werden dürfen.
Die Ausnehmungen 5 erzeugen den vorteilhaften gesuchten Effekt einer zusätzlichen Verlangsamung, während gleichzeitig die charakteristische Impedanz der Leitung beeinflußt wird, die Dicke des Dielektrikums e'&sub1; unter den Brücken, den Wert der Dielektrizitätskonstante &epsi;r1, da das einzige vorteilhafteste Dielektrikum sich unter den Brücken befinden kann, und das alles unter vorteilhafter Verwendung einer einfachen Technologie, wobei die Ausnehmungen 5 im Laufe der herkömmlichen Schritte der Technologie integrierter Schaltungen verwirklicht werden.
Also wird eine klare Verbesserung in bezug auf die Beispiele I und II auf einfache und vorteilhafte Weise erhalten, ohne die Gefahr unausweichlicher Werte für den Wert der Höhe e'&sub1; der Brücken.
Die Kurven der Fig. 15c stellen den Verlangsamungsfaktor R = λ&sub0;/λg abhängig von der Periode l der Leitungen für einen vorgegebenen Wert der Frequenz F dar (in diesem Beispiel beträgt F = 12 GHz und &epsi;r1 = 1, für verschiedene Werte des Parameters k&sub2; = l&sub1;/l&sub2;, worin l&sub1; die Länge der Brücken und l&sub2; die Länge der Pfeiler in diesem Beispiel X haben, wobei l&sub3; l&sub1; ist.
Die Kurven nach Fig. 15c zeigen, daß es einen optimalen Wert gibt, bei dem R einen Höchstwert passiert, der selbstverständlich von den anderen Leitungsparametern abhängig ist, und daß der Fachmann also diese Parameter zum Optimieren des Systems beeinflussen kann.
Die Verringerung der Abmessungen der Leitung ist derart, daß der Fachmann also dazu übergehen kann, komplexe Anordnungen unter Verwendung dieser Leitungen in die Schaltungen mit einer hohen Integrationsdichte aufzunehmen. Dies war zuvor ausgeschlossen. Die Bauteile mit diesen Leitungen wurden auf Substraten an je einer der beiden Seiten der integrierten Mikrowellenschaltungen verwirklicht und mit dünnen Drähten verbunden, wodurch die Abschneidfrequenz begrenzt wurde. Mit der Möglichkeit der Verwirklichung von Leitungen auf demselben Substrat wie die Mikrowellentransistoren und andere Bauteile integrierter Schaltungen, sind dagegen die Verbindungen technologisch gleich denen des übrigen Teils der Schaltung und sie begrenzen die Frequenz nicht.
Zum Erfüllen der aus diesen Berechnungen entstandenen Bedingungen wurde in diesem Beispiel X eine Langsamwellenleitung mit denselben technologischen Charakteristiken die des Beispiels I beispielsweise mit denselben Werkstoffen verwirklicht.
Es ist jedoch klar, daß hinsichtlich der Werkstoffe auch eine andere Wahl getroffen werden kann.
Die nachstehende Tabelle II erfaßt die Vorzugswerte der Parameter zum Betreiben der Leitung nach diesem Beispiel X. TABELLE II Luft vorzugsweise oder
In Fig. 14a ist dargestellt, daß die anderen Charakteristiken der Leiting des Beispiels X stark vergleichbar denen der Leitung nach den Beispielen I und II der Figuren 1a und 1b sind.
Fig. 5e gilt auch zum Darstellen der reellen und imaginären Teile Re(Zc) bzw. Im(Zc) der charakteristischen Impedanz Zc dieser Leitung.
Fig. 6 gilt gleichfalls zur Darstellung der Verluste α in der Leitung, ausgedrückt in dB/cm, abhängig von der Frequenz F in GHz. Die Kurve α' dieser Fig. 6 stellt die Verluste in dB je Wellenlänge dar.
Da die Phasengeschwindigkeit sehr gering ist, hat die Langsamwellenleitung eine in bezug auf die Leitung nach dem Beispiel I reduzierte Gesamtlänge Δ. Die Reduktion der Längen ist umgekehrt proportional dem Verlangsamungsfaktor R. Also im Fall einer herkömmlichen Mikrostreifenleitung von etwa 12 GHz betrug R in der Größenordnung von 2,5, während R in der Größenordnung von 4 in der Leitung in der Beschreibung anhand des Beispiels I betrug. In dem Beispiel X, entsprechend der Fig. 15a, beträgt bei dieser Frequenz R in der Größenordnung von 4,5. Wie im Ausführungsbeispiel I werden die Leistungen der erfindungsgemäßen Langsamwellenleitung nicht gestört, während sie ausgesprochen kürzer ist.
Beispielsweise erzeugt die heutige Langsamwellenleitungsstruktur bei einer Phasendrehung von 180º im Frequenzband KU Verluste von etwa 1 dB.

BEISPIEL XI

Dieses Ausführungsbeispiel ist in Fig. 14c in Draufsicht und in Fig. 14d dargestellt, die einen Schnitt entlang der Achse BB' der Fig. 14c veranschaulicht.
Im vorangehenden Beispiel X wurde der Fall untersucht, in dem nur 1 Ausnehmung 5 unter jeder Brücke verwirklicht wird. In diesem Beispiel werden mehrere Ausnehmungen 5a, 5b, usw. unter jeder Brücke verwirklicht, wodurch so eine Periode in der Periode l geschaffen wird.
Die Vorteile dabei sind, daß eine zusätzliche Erhöhung des Verlangsamungsfaktors R durch auf diese Weise verwirklichte Diskontinuitäten erhalten wird.
Eine Abwandlung dieser Verwirklichung XI, die auf demselben Prinzip basiert, ist für die Kapazitäten 13 Kapazitäten mit verschiedenen Werten anzuordnen, die auf der Länge der Leitung abwechselnd verteilt sind. Auf diese Weise wird ebenfalls eine Periode in der Leitungsperiode erhalten, sowie eine folgerichtige Verbesserung des Verlangsamungsfaktors der Leitung.
Andererseits ist auch die Verwirklichung einer Leitung mit sowohl der Charakteristik von zwei oder mehreren Ausnehmungen 5a, 5b, usw. unter den Brücken als auch mit den Kapazitäten mit abwechselnden Werten für die Pfeiler 13 möglich. Durch das Ändern dieser verschiedenen Faktoren erhält der Fachmann auf einfache Weise die geeignesten Ergebnisse bei jeder vorgesehenen Anwendung.

BEISPIEL XII

In diesem Beispiel wird eine der Langsamwellenleitungen nach obiger Beschreibung zur Verwirklichung eines de Lange-Kopplers verwendet.
Der bekannte Koppler aus der Veröffentlichung IEEE, MTT, Dezember 1969, S. 1150-1151, wird mit wenigstens 3 parallelen und je zwei und zwei abwechselnd verknüpften Leitungen zur Bildung einer interdigitalisierten Struktur gebildet. Je erwähnte Veröffentlichung zeigt einen 3 dB-Koppler mit 5 Übertragungsleitungen. Eine Elektromagnetfeldkopplung erscheint zwischen den benachbarten parallelen Leitungen.
In Fig. 16a wird nachstehend schematisch dieser Koppler beschrieben. Fig. 16b zeigt denselben Koppler in Draufsicht auf einfache Weise verwirklicht mit Hilfe geeigneter Schichten für integrierte Schaltungen.
Wie in Fig. 16a dargestellt, enthält der Koppler zwei Pole mit den Bezeichnungen Eingängen N&sub1; und N&sub2;, und zwei Pole mit den Bezeichnungen Ausgängen N&sub3; und N&sub4;. In Fig. 16a besteht der de Lange-Koppler aus 5 parallelen Mikrostreifenleitungen, von denen eine Leitung die Hauptleitung 110 in elektrische Verbindung mit den Leitungen 111 und 114 ist und zwei Leitungen 112 und 113 elektrisch miteinander verbunden sind und eine interdigitalisierte Struktur dadurch bilden, daß die Leitung 112 zwischen den Leitungen 110 und 111 und die Leitung 113 zwischen den Leitungen 110 und 114 angeordnet sind. Der Koppler ist symmetrisch, d.h. wenn N&sub3; und N&sub4; die Eingänge sind, sind N&sub1; und N&sub2; also die Ausgänge.
Die Leitungen 110 und 111 sind direkt mit dem Pol N&sub1; über einen einfachen Leiter 101 elektrisch verbunden. Die Leitungen 110 und 114 sind mit dem Pol N&sub4; über einen einfachen Leiter 104 direkt elektrisch verbunden. Die Leitung 112 und die Leitung 113 sind mit den Polen N&sub2; und N&sub3; über die einfachen Leiter 102 bzw. 103 elektrisch verbunden.
Also:
- ist die Mitte der Haupfleitung 110 einerseits mit dem offenen Ende des Zweiges 111 und andererseits mit dem offenen Ende des Zweiges 114 verbunden,
- das offene Ende der Leitung 112 ist mit dem gemeinsamen Punkt der Leitung 113 und des Leiters 103 verbunden,
- das offene Ende der Leitung 113 ist mit dem gemeinsamen Punkt der Leitung 112 und des Leiters 102 verbunden.
Die Pole N&sub2; und N&sub3; sind elektrisch durch diese Anordnung kreuzweise in bezug auf die Pole N&sub1; und N&sub4; verbunden, wie in Fig. 16a und 16b dargestellt.
Andererseits verlaufen die benachbarten Leitungen 110 und 112 sowie 110 und 113 parallel über eine Länge L, während in der interdigitierten Struktur 110, 111, 112, die Leitung 111 parallel zur Leitung 112 auf eine Länge gleich L/2 verläuft. Dies gilt auch für die interdigitierte Struktur 110, 114, 113, in der die Leitung 114 parallel zur Leitung 113 auf eine Länge gleich L/2 verläuft.
Die Länge L kann in der Größenordnung eines Viertels der Wellenlänge X des übertragenen Signals nach dem Stand der Technik betragen.
Die Leitungen 11, 112, 110, 113, 114 des de Lange-Kopplers können mit Hilfe der erfindungsgemäßen Langsamwellenleitungen verwirklicht werden. In Fig. 16b werden die Verbindungen 115, 116, 117 und 118 mit Hilfe einer Leitschicht auf einem anderen Pegel als der der Schichten 11 und 12 gebildet, wobei sich Öffnungen in der Schicht 12 an geeigneten Stellen zur Herstellung der elektrischen Verbindung mit der Schicht 12 nach einem dem Fachmann bekannten und mit VIA bezeichneten Technik befinden, und Anteile von Isolierschichten sich in den Teilen befinden, in denen dagegen die elektrische Verbindung mit den Schichten 11 oder 12 unerwünscht ist. Die anderen einfachen Verbindungen können mit Hilfe von Teilen der Leitschicht 12 gebildet werden.
In Fig. 16c ist ein vergrößerter Teil des Kopplers nach Fig. 16b dargestellt, in dem klar ersichtlich ist, daß die benutzten Leitungen als uneingeschränktes Beispiel zur Verwirklichung des Kopplers aus dem Beispiel XII dieselben sind wie die nach der Beschreibung im Beispiel X.
Im Fall nach Fig. 16c werden die Ausnehmungen 5 der Leitungen einzeln unter der Brücke 4 verwirklicht.
In Fig. 16d ist ein vergrößerter Teil des Kopplers nach Fig. 16b dargestellt, aus dem ersichtlich ist, daß die Ausnehmungen 5 der parallelen Leitungen, beispielsweise 112, 110, 113 und 114, neugruppierbar sind, um eine einzige Ausnehmung 5 zu bilden, wobei die Brücken 4 jeweils einander gegenüber gestellt wird für alle Leitungen sowie die Pfeiler 13. Diese Anordnung bietet einen technologischen Vorteil vor der obigen Anordnung durch ihre Einfachheit in der Verwirklichung. Tatsächlich läßt sich die Maske bezüglich der Ausnehmungen 5 weniger kritisch positionieren. In diesem Koppler wird dasselbe Betriebsprinzip angewandt, wie im bekannten Koppler. Bei der Verwirklichung der erforderlichen Leitungen zur Bildung einer derartigen de Lange-Koppler mit Hilfe erfindungsgemäßer Langsamwellenleitungen bieten sich auch die Vorteile, daß diese Anordnung sehr leistungsfähig ist und viel kompakter, kompatibel mit den integrierten Schaltungen hoher Dichte sind und preisgünstigfür die Anwendungen für das große Publikum im Bereich des Fernsehens oder beispielsweise des PKWs sind.
In Fig. 17 ist mit der Kurve M die Anpassung des Kopplers in dB abhängig von der Frequenz F und mit der Kurve K die Kopplung in dB abhängig von der Frequenz F dargestellt. Diese Kurven zeigen, daß bei der Verwirklichung des Kopplers mit Hilfe der Leitungen des Beispiels X dieser Koppler auf vorteilhafte Weise in einem großen Frequenzband um 12 GHz herum verwendbar ist.

BEISPIEL XIII

In Fig. 18 ist ein klassisches Sende/Empfangsgerät dargestellt, das dem Fachmann bekannt ist, und es enthält einen Eingang Q&sub1; für ein erstes Signal V&sub1; auf der Frequenz F&sub1;, das sich über einen Verstärker Δ&sub1; und weiter über einen Duplexer 50 nach einer Antenne A fortpflanzt, wonach es die Außenwelt erreicht. Dieses Signal gelangt an den Pol N&sub1; des Duplexers 50 und tritt beim Pol N&sub3; dieses Duplexers 50 heraus.
Diese Anordnung enthält außerdem einen Ausgang Q&sub2; für ein zweites Signal V&sub2; auf der Frequenz F&sub2;. Dieses Signal wird zunächst von derselben Antenne A eingefangen, wonach es sich über den Duplexer 50 fortpflanzt, in dem es beim Pol N&sub3; eintritt und über einen Verstärker Δ&sub2;den Ausgang Q&sub2; erreicht.
Die in diesen Mikrowellensende/Empfangsgeräten auftretenden Probleme, wobei diese Geräte biszu Frequenzen um 60 GHz herum arbeiten, liegen darin, daß
a) eine einzige Antenne aus wirtschaftlichen Gründen verwendet werden muß,
b) das ausgesandte Signal V&sub1; im allgemeinen eine viel höhere Amplitude hat als die des empfangenen Signals V&sub2;,
c) keine Intermodulation auftreten darf,
d) die Anordnung eine sehr gute Anpassung zeigen muß,
e) die Verluste sehr gering sein müssen,
f) die Arbeitsfrequenz möglicherweise höher ist, beispielsweise 60 GHz,
g) die Anordnung integrierbar sein muß, und möglicherweise
h) das Frequenzband breit sein muß.
In diesem Beispiel XIII werden diese Probleme unter Verwendung eines de Lange-Kopplers nach dem Beispiel XH als Duplexer 50 in Verbindung mit anderen Elementen der Schaltung auf eine besondere erfindungsgemäße Weise gelöst.
Erfindungsgemäß durchlaufen diesen Koppler zwei Signale V&sub1; und V&sub2; mit zwei verschiedenen Frequenzen F&sub1; und F&sub2;. Da der de Lange-Koppler breitbandig ist, höher als 1 Oktav, ist der Unterschied zwischen den Frequenzen F&sub1; und F&sub2; nicht nachteilig, wenn er niedriger als dieses Durchlaßband ist, beispielsweise niedriger als 1 Oktav. Jedoch wird die Länge L der Hauptleitung abhängig von der Wellenlänge λ des schwächsten Signals gewählt, im allgemeinen V&sub2;.
In erfindungsgemäßen Abwandlungen kann zum Erhöhen des Koppelfaktors eine de Lange-Kopplerstruktur mit mehreren interdigitierten Strukturen vorgesehen werden, die denen der Leitungen 111 und 112 einerseits und 113 und 114 andererseits ähnlich sind. Der Koppler muß eine Symmetriemitte aufweisen.
Die Erhöhung der Anzahl von Stiften ermöglicht die Erhöhung des Koppelfaktors und die Verringerung der Verluste im Koppler. Also mit 4 Stiften (oder 5 Leitungen) betragen die Verluste 3 dB, mit 6 Stiften (oder 7 Leitungen) betragen die Verluste 2 dB, usw.
Andererseits ermöglicht die Erhöhung der Anzahl von Stiften ebenfalls die Vergrößerung des Durchlaßbandes der Anordnung.
Erfindungsgemäß gelangt zum Verwirklichen des Sende/Empfangsgeräts das erste Signal V&sub1; mit der Frequenz F&sub1; an den Pol N&sub1; des de Lange-Kopplers nach Fig. 16b und tritt über den Pol N&sub3; heraus, um anschließend über eine Antenne A in die Außenwelt ausgesandt zu werden.
Das zweite Signal V&sub2; auf der Frequenz F&sub2;, das von der Antenne eingefangen wird, gelangt an den de Lange-Koppler auf demselben Pol N&sub3; (um das Problem der Verwendung einer einzigen Antenne zu lösen) und verläßt den Koppler über den Pol N&sub2;.
Der vierte Pol N&sub4; des de Lange-Kopplers wird mit Masse über eine Impedanz ZC verbunden.
Also ist erfindungsgemäß der Leiter 101 (oder der Pol N&sub1;) ein Eingang, ist der Leiter 102 (oder Pol N&sub2;) ein Ausgang, ist der Leiter 104 (oder der Pol N&sub4;) isoliert und ist der Leiter 103 (oder der Pol N&sub3;) sowohl mit einem Eingang als auch mit einem Ausgang verbunden.
Während nach einer dem Fachmann bekannten Anwendung der Leiter 103 beispielsweise nur ein Eingang ist und die Leiter 101 und 102 also nur phasenverschobene Ausgänge sind, ist der Leiter 104 von ihnen isoliert.
Der Koppler wird entsprechend der Fig. 19 einerseits mit der Antenne A und andererseits mit den Verstärkern Δ&sub1; und Δ&sub2; verbunden.
Also wird zum Lösen der Aufgaben der Erfindung entsprechend Fig. 19 das Signal V&sub1; auf der Frequenz F&sub1; zum Aussenden in einem Verstärker Δ&sub1; mit großer Verstärkung und starker Isolierung bearbeitet, und wird das empfangene Signal V&sub2; auf der Frequenz F&sub2; in einem Verstärker Δ&sub2; mit niedrigem Rauschen bearbeitet. In diesem Fall sieht der Betrieb des Sende/Empfangsgeräts wie folgt aus:
Das Signal V&sub1; zum Aussenden auf der Frequenz F&sub1; gelangt zunächst an den Knotenpunkt Q&sub1; des Sende/Empfangsgeräts, wonach es im Verstärker Δ&sub1; bearbeitet wird. Sie geht darauf durch Kopplung vom Pol N&sub1; nach dem Pol N&sub3;,
das Signal V&sub1; zum Aussenden auf der Frequenz F&sub1; geht außerdem direkt durch Leitwirkung in der charakteristischen Impedanz ZC weiter, die mit dem Ausgangspol N&sub4; verbunden ist,
das auszusendende Signal V&sub1; auf der Frequenz F&sub1; pflanzt sich darauf vom Pol N&sub3; des Kopplers nach der Außenwelt über die Antenne A fort.
Diese letztgenannte Antenne empfängt das zweite Signal V&sub2; auf einer anderen Frequenz F&sub2; mit einer Amplitude im allgemeinen viel schwächer als die des ersten Signals V&sub1; auf der Frequenz F&sub1;. Dieses zweite Signal V&sub2; wird durch Leitwirkung weitergeleitet direkt vom Eingangs/Ausgangspol N&sub3; nach dem Ausgangspol N&sub2;. Darauf wird das zweite Signal V&sub2; wie bereits erwähnt im rauscharmen Verstärker Δ&sub2; bearbeitet und verläßt die Anordnung beim Knotenpunkt Q&sub2;.
Das zweite Signal V&sub2; oder das empfangene Signal auf der Frequenz F&sub2; wird jedoch ebenfalls durch Kopplung des Pols N&sub3; mit dem Pol N&sub1; weitergeleitet, aber
- einerseits hat es eine geringe Amplitude,
- andererseits befindet es sich nach dem Pol N&sub2; vor dem Ausgang des Verstärkers Δ&sub1; mit großer Verstärkung und Isolierung. Es kann also am Eingangsknotenpunkt Q&sub1; nicht mehr wiedergefunden werden.
Hierdurch ist die Aufgabe der Erfindung zum Verwirklichen der Fortpflanzung der Signale V&sub1; und V&sub2; ohne Intermodulation gelöst.
Wenn man die neue Anwendung eines erfindungsgemäß beschriebenen de Lange-Kopplers in bezug auf den nach dem Stand der Technik in Erwägung gezogen wird, wird faktisch nur das Signal V&sub2; auf eine im wesentlichen traditionelle Weise bearbeitet. Tatsächlich ist wird für dieses Signal N&sub3; ein Eingang und N&sub1; und N&sub2; sind gekoppelte und phasenverschobene Ausgänge. Die Verwendung des Signals V&sub1; im erfindungsgemäßen System ist also eine ganz originelle Anwendung.
Tatsächlich wird einerseits bei der Anwendung nach der Erfindung das Signal V&sub1; gar nicht auf die bekannte traditionelle Weise bearbeitet. Und andererseits lehrt uns der Stand der Technik nicht mehr die gleichzeitige Verwendung von zwei verschiedenen Signalen, die V&sub1; und V&sub2; im selben Koppler.
Es liegt also ein Ursprungskonzept dieser Anwendung in dem Anlegen von zwei Signalen V&sub1; und V&sub2; gleichzeitig an den Koppler mit verschiedener Frequenz und Amplitude und in der Verwirklichung der Fortpflanzung dieser Signale ohne Intermodulation.
Die mit der Anwendung eines erfindungsgemäßen de Lange-Kopplers gewonnenen Vorteile sind zahlreich:
- es werden mit diesem Aufbau, da der de Lange-Koppler ein passives Element ist, Nichtlinearitätseffekte der aktiven Anordnung (Kettenverstärker) nach dem Stand der Technik beseitigt,
- der de Lange-Koppler ist durch seine Abmessungen integrierbar im Gegensatz zu anderen passiven dem Fachmann bekannten Anordnungen unter dem Namen von Zirkulatoren, die ebenfalls eine Trennung der Signale ermöglichen, aber die, weil sie nicht integrierbar sind, von den künftigen Technologien ausgeschlossen sind,
- die Isolierung des Pols N&sub1; gegenüber dem Pol N&sub2; ist sehr gut (20 bis 35 dB),
- die Verluste sind gering (1 bis 3 dB),
- die Anpassung ist sehr hoch (besser als 25 dB)
- die "Spuren" von V&sub2; am Pol N&sub1; werden am Eingangsknotenpunkt Q&sub1; nicht wiedergefunden,
- es gibt also keine Intermodulation zwischen den Signalen V&sub1; und V&sub2;,
- die Verluste können nach Bedarf, wie bereits erwähnt minimisiert werden, und das Frequenzband kann durch Beeinflussung der Faktoren w, s, L des de Lange-Kopplers größer oder weniger groß gewählt werden, worin w = w&sub2; der vorangehenden Beispiele ist, und worin s der Raum zwischen den Kopplerleitungen ist,
die Struktur des erfindungsgemäßen de Lange-Kopplers ist leicht verwendbar und ist preisgünstig in der Herstellung,
- diese Technologie ist vollens kompatibel mit der Technologie der integrierten MMIC-Schaltungen (Monolithic Microwave Integrated circuiyts).
In einem Ausführungsbeispiel werden für die Anwendung mit Mikrowellen im Bereich der höheren Frequenzen folgende Werte gewählt;
Zc = 50 Ohm, w = 9 Mikrometer, 2s = 7 Mikrometer,
L 200 um für 60 GHz, oder auch 1,5 mm für 10 GHz.
Ein de Lange-Koppler in der bekannten Mikrostreifentechnologie ist ebenfalls auf dieselbe Weise verwendbar entsprechend der obigen Beschreibung, aber seine Abmessungen sind viel größer.

BEISPIEL XIV

In diesem Beispiel werden die Aufgaben der Erfindung unter Verwendung eines Zweigkopplers als Duplexer 50 gelöst, entsprechend der Beschreibung zum Beispiel in der Veröffentlichung "Millimeter wave engineering and applications" von P.BHARTIA und I.J. BAHL beim Verlag John Wiley and Sons, New-York (A wiley- Interscience Publication) S. 355, oder ebenfalls noch in der Veröffentlichung der Microwave Journal, Juli 1988, S. 119 und S. 122-123 mit dem Titel "Microstrip Power Dividers at mm-wave frequencies" von Mazen Hamadallah (S. 115).
Nach der Beschreibung in diesen Veröffentlichungen und in der Veranschaulichung anhand der Fig. 20 enthält ein Zweigkoppler zwei Leitungsabschnitte 201 und 202 mit der Länge L und mit der Impedanz Zc 2, die je mit ihren Enden über zwei Leitungsabschnitte 203 und 204 mit der Impedanz Zc und der Länge L verbunden sind.
In Reihenschaltung mit den ersten Leitungsabschnitten 201 und 202 gibt es die Leitungsabschnitte zur Bildung der Pole N&sub1; und N&sub2; einerseits und der Pole N&sub3; und N&sub4; andererseits mit der Impedanz von je Zc.
In den erwähnten Schriften beträgt L = λ/4 worin λ die Wellenlänge des einzigen Eintrittssignals an einen Pol beispielsweise N&sub3; ist. Der Pol N&sub4; ist dabei isoliert. Ein Gleichspannungssignal erreicht den Pol N&sub1; und ein gekoppeltes Signal den Pol N&sub2;.
Erfindungsgemäß wird dagegen einerseits eine Art von Langsamwellenleitungen verwendet, und andererseits werden entsprechend der Fig. 19 zwei Eingangssignale, d.h. das eine V&sub1; and den Pol N&sub1; und das andere V&sub2; and den Pol N&sub3; gelegt (über die einzige Antenne A). Der Pol N&sub4; ist der isolierte Pol, und der Pol N&sub2; ist der Ausgangspol für das Signal V&sub2;, und der Pol N&sub3; ist der Ausgangspol für das Signal V&sub1;.
Wie im Beispiel XIII und nach der Veranschaulichung in Fig. 18 und 19 werden dem Koppler die Verstärker Δ&sub1; und Δ&sub2; zum Optimieren der Ergebnisse zugeschaltet.
Die benutzte Technologie ist die gleiche Technologie wie im Beispiel XIII, und die Ergebnisse sind gleich mit Ausnahme davon, daß das Durchlaßband weniger groß ist.
Jedoch kann zur Vergrößerung des Durchlaßbandes der Zweigkoppler mit mehreren Zweigen parallel zu den Zweigen 201 und 202 versehen werden.
Die von der Anordnung nach dem Beispiel XIV belegte Oberfläche ist außerdem ein wenig größer als die, die von der Anordnung nach dem Beispiel XIII belegt wird, aber diese Anordnung ist nichtsdestoweniger durchaus integrierbar.

BEISPIEL XV

In einem Ausführungsbeispiel der Schaltungen nach den Beispielen XIII oder XIV zur Verwirklichung eines Radar-Sende/Empfangsmoduls nach der Darstellung in Fig. 21 wird ein Generator 58 des Signals V&sub1; auf der Frequenz F&sub1; mit der Bezeichnung Ortsoszillator OL vorgesehen, dessen Signal an den Verstärker Δ&sub1; gelangt, der möglicherweise aus zwei Mittelleistungsverstärkern Δ'&sub1; und Δ"&sub1; besteht, wonach das Signal an den Pol N&sub1; des Kopplers 50 gelangt. Der Pol N&sub3; gelangt an die Antenne A, der Pol N&sub4; ist mit Masse über die Impedanz Zc, von beispielsweise 50 Ohm, verbunden, und der Pol N&sub2; ist mit dem Eingang des Verstärkers Δ&sub2; verbunden, der möglicherweise aus zwei rauscharmen Verstärkern Δ'&sub2; und Δ"&sub2; gebildet ist. Der Ausgang des Vestärkers Δ&sub2; gelangt an eine Mischstufe 59, die obendrein auch das Signal auf der Frequenz F&sub1; aus dem Ortsoszillator 58 empfängt, und dessen Ausgang die Zwischenfrequenz IF = F&sub2; - F&sub1; liefert.
Die Anwendungsmöglichkeiten einer derartigen Schaltung sind zahlreich:
.Drahtlose Verbindungen (im Englischen: MOBILE COMMUNICATION),
.Doppler-Radar,
.Anwendung als Mikrowellenfunkverbindungen, im elektronischen PKW (Antikollisions-Radargerät, Geschwindigkeitsmessung) usw. Insbesondere im Kraftfahrzeugbereich braucht man einerseits integrierte Schaltungen wegen der Herstellungskosten und andererseits Schaltungen, die im Bereich von 60 bis 80 GHz arbeiten, weil sonst diese Schaltungen Spektralprobleme ergeben.
Die erfindungsgemäße Schaltung ist gleichzeitig integrierbar und hervorragend geeignet zum Arbeiten auch auf höheren Frequenzen. Sie erfüllt also durchaus diese Bedingungen, wie hoch sie auch sein mögen.

Claims

1. Wellenübertragungsleitung im Langsamwellenbetrieb vom Mikrostreifentyp nut einer ersten Leitstreifen mit der Bezeichnung unterer Leitstreifen (11) als Masse-Ebene, einer zweiten Leitschicht (12) in Streifenform mit der Bezeichnung oberem Leitstreifen mit der spezifischen Abmessung W&sub2; und einer Schicht aus einem nichtleitenden Werkstoff mit der Bezeichnung drittem Werkstoff (1, 2) zwischen den beiden Leitschichten auf einem Träger (10), wobei die Übertragungsleitung in der Langsrichtung eine spezifische Abmessung mit einer Periodenstruktur hat, wobei jede Periode mit der Länge l aus einer ersten Struktur mit der Bezeichnung Brückenstruktur mit der Länge l&sub1; < l gebildet ist, gefolgt von einer zweiten Struktur (13, 13'), die eine Kapazität bildet, dadurch gekennzeichnet, daß jede Brückenstruktur folgende Elemente enthält:

- einen Teil der unteren Leitschicht (11),

- einen ersten Teil (1) des dritten Werkstoffs, der dielektrischer Natur und aus Luft gebildet ist,

- und einen ersten Abschnitt (4) des oberen Leitstreifens, wobei diese Brückenstruktur so eine Luftbrücke bildet.

2. Übertragungsleitung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in jeder Brückenstruktur die erste untere Leitschicht (11) als Masse-Ebene wenigstens eine Ausnehmung (5) aufweist.

3. Leitung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß in jeder Brückenstruktur die Ausnehmungen (5a, 5b) in der Masse-Ebene in einer höheren Anzahl als 1 vorliegen.

4. Leitung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Kapazitätsstruktur eine Struktur mit der Bezeichnung Pfeiler (13) bildet, wobei die Kapazität vom Typ MIM ist (Metall-Isolator-Metall) die aus der Stapelung der unteren Leitschicht (11), eines zweiten Teils (2) des dritten Werkstoffs, der dielektrischer Art ist, und eines zweiten Abschnitts (3) des oberen Leitstreifens (12) mit der Länge l&sub2; besteht, wobei die Summe der betreffenden Langen l&sub1; der Brückenstruktur und l&sub2; der Pfeilerstruktur gleich dem Wert l der Periode ist.

5. Leitung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der dielektrische zweite Teil (2) in der Struktur des Streifens (13) zur Bildung einer Kapazität MIM mit einer geringeren Dicke e&sub2; als die von e&sub1; des erwähnten dielektrischen ersten Teils in der Brückenstruktur hat und eine durchgehende Schicht bildet, die sich auf der Pfeilerstruktur (13) in der Brückenstruktur erstreckt, und in der Brückenstruktur auf der Leitschicht (11) als Masse-Ebene und unter dem ersten dielektrischen Teil (1) des dritten Werkstoffs aus Luft angeordnet ist, wobei diese dielektrische durchgehende Schicht (2) ausreichende Abmessungen zum Vermeiden von Kurzschlüssen zwischen dem oberen Streifen und der unteren Schicht als Masse-Ebene enthält.

6. Leitung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der dielektrische zweite Teil (2) sich auf der Pfeilerstruktur (13) zur Bildung einer Kapazität MIM beschränkt und ausreichende Abmessungen hat, um Kurzschlüsse zwischen dem oberen Streifen (3) und der unteren Schicht (11) als Masse-Ebene hat.

7. Leitung nach einem der Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite dielektrische Teil (2) des dritten Werkstoffs zwischen Silizium (Si0&sub2;) und Siliziumnitrid (Si&sub3;N&sub4;) gewählt wird, und daß, wenn W&sub1; und W&sub2; die jeweiligen Querabmessungen der unteren Leitschicht in Streifenform und des oberen Leitstreifens sind, &epsi;r1 und &epsi;r2 die relativen Dielektrizitätskonstanten sind, und e&sub1; und e&sub2; die Dicken der ersten (1) und zweiten (2) Teile des dritten Werkstoffs jeweils in der Brückenstruktur und in der Pfeilerstruktur zur Bildung einer Kapazität MIM sind, die Charakteristiken der Leitung durch &epsi;r1 = 1 (Luft), &epsi;r2 6 oder 7 (Silizium oder Siliziumnitrid), e&sub1; 1,5 um bis 2,5 um, e&sub2; e&sub1;/10, l&sub1; (Brückenlänge) 100 um, l&sub2; (Pfeilerlänge) l&sub1;/10, W&sub2; (oberer Leitstreifen) 20 um, W&sub1; 100 um (untere Leitschicht) un ggf. l&sub3; (Länge der Ausnehmung der Masse-Ebene unter den Brücken gleich l&sub1; gegeben sind.

8. Leitung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Kapazität der zweiten Struktur durch die Kapazität (13') einer Diode oder durch die Kapazität Gate-Source eines Feldeffekttransistors verwirklicht wird.

9. Leitung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß zur Bildung eines Feldeffekttransistors im Bereich der zweiten Struktur (13') im Träger (10) der Leitung eine aktive Zone (10a) zum Aufnehmen dieses Transistors angeordnet ist, daß die untere Leitschicht in diesem Bereich erweitert wird, um charkteristike Quer- und Längsabmessungen eines Schottky-Kontakts zur Bildung der Steuerelektrode (G) dieses Transistors zu erhalten, und daß diese Steuerelektrode parallel zur Längsachse der Leitung und an der Oberfläche der aktiven Zone (10a) zwischen zwei Ohmschen Stellen zur Bildung der Source (S) und der Drain (D) des Transistors angeordnet wird, wobei diese Stellen keinen elektrischen Kontakt mit der unteren Leitschicht (11) haben, daß in der Längsrichtung an beiden Seiten der aktiven Zone der obere Streifen (12) in zwei Streifenabschnitte (12a, 12b) aufgeteilt wird, die jeweils einen elektrischen Kontakt mit den Stellen der Source (S) und der Drain (D) dieses Transistors bilden, wobei die Kurzschlüsse zwischen der unteren Leitschicht (11) und dem oberen Streifen (12) im Bereich vermieden werden, in dem diese Elemente mit einem geringen Abstand überlagert sind, und daß der Streifen (12) und die untere Leitschicht (11) Verbindungsmittel für die Gleichspannungspolarisationsmittel der verschiedenen Potentiale haben, um den Betrieb des Transistors in einer Zone zu ermöglichen, die eine gewollte Gate- Source-Kapazität für den Langsamwellenbetrieb der Leitung ergibt.

10. Leitung nach einem der Ansprüche 1 bis 9,dadurch gekennzeichnet, daß die Kapazitäten (13, 13') abwechselnde Werte im Laufe der Leitung haben.

11. Leitung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Länge l der Periode der Leitung konstant ist zum Erhalten eines konstanten Verlangsamungsfaktors λ&sub0;/λg (durch das Verhältnis zwischen der Wellenlänge λ&sub0; der Fortpflanzung im Vakuum und der Wellenlänge λg der Fortpflanzung in der Leitung definiert ist) mit einer gleichzeitigen nicht konstanten Phasendrehung β abhängig von der Frequenz in der Leitung.

12. Leitung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Länge l der Periode ansteigt, um einen nicht konstanten Verlangsamungsfaktor λ&sub0;/λg ( (?) im Verhältnis zwischen der Wellenlänge λ&sub0; der Fortpflanzung im Vakuum und der Wellenlänge λg der Fortpflanzung in der Leitung) gleichzeitig mit einer konstanten Phasendrehung β abhängig von der Frequenz in der Leitung zu erhalten.

13. Leitung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Länge l der Periode geometrisch größer wird.

14. Integrierte Schaltung auf einem Träger mit wenigstens einer Langsamwellenleitung nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 13 auf diesem Träger.

15. Integrierte Schaltung nach Anspruch 14, außerdem mit einer Leitung vom koplanaren Typ, wobei ein Leitstreifen (12) auf der Oberfläche dieses Trägers (10) zwischen zwei Masseleitungen (11a, 11b) angeordnet ist, und in dieser Schaltung der Streifen (12) der koplanaren Leitung als Fortsetzung des oberen Streifens (12) der Langsamwellenleitung angeordnet ist, wobei die zwei Masseleitungen (11a, 11b) mit der unteren Leitschicht (11) der Langsamwellenleitung unter gleichzeitiger Bildung einer einzigen Schicht angeschlossen sind, und ein Anteil der elektrisch isolierenden Schicht (2) zwischen dem oberen Streifen (12) und der unteren Leitschicht (11) im Bereich der Verbindung zwischen den beiden Leitungstypen zum Vermeiden von Kurzschlüssen angeordnet ist.

16. Integrierte Schaltung auf einem Träger mit mehreren Langsamwellenleitungen nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 13 auf diesem Träger, die zur Bildung eines Richtungskopplers verknüpft sind.

17. Schaltung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß dieser Koppler ein de Lange-Koppler mit einer ungleichen Anzahl von interdigitalisierten Langsamwellenübertragungsleitungen ist.

18. Schaltung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß dieser Koppler ein Zweigkoppler ist.

19. Schaltung nach einem der Ansprüche 16 bis 18, dadurch gekennzeichnet, daß zum Verwirklichen eines Sende/Empfangsgeräts zum Aussenden eines ersten Signals auf einer ersten Frequenz und zum Empfangen eines zweiten Signals auf einer zweiten Frequenz an einem einzigen Pol der Richtungskoppler einen integrierten Frequenzduplexer mit zwei ersten Polen in elektromagnetischer Kopplungsverbindung mit zwei zweiten Polen bildet, und in diesem Koppler einer der ersten Pole einen Eingang für das erste Signal und der andere erste Pol einen Ausgang für das zweite Signal bildet, und in diesem Koppler einer der zweiten Pole einen Ausgang für das erste Signal und einen Eingang für das zweite Signal bildet, und der andere der zweiten Pole isoliert ist.

20. Schaltung nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß der Duplexerpol, der sowohl den Ausgang für das erste Signal als auch den Eingang für das zweite Signal bildet, mit einer einzigen Sende/Empfangsantenne für die ersten und zweiten Signale verbunden ist.

21. Schaltung nach einem der Ansprüche 19 oder 20, daß sie in einem Radargerät enthalten ist.