DE69930409T2

DE69930409T2 - Verfahren und system zur kalibrierung einer analog-digital-wandlung

Info

Publication number: DE69930409T2
Application number: DE69930409T
Authority: DE
Inventors: Peter HÄNDEL; Mikael Pettersson; Mikael Skoglund
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 1998-11-20
Filing date: 1999-11-08
Publication date: 2006-12-07
Anticipated expiration: 2019-11-09
Also published as: EP1133828B1; US6407685B1; DE69930409D1; WO2000031876A1; CA2349259A1; JP4596648B2; JP2002530988A; KR20010101023A; US6127955A; AU1590800A; CN1333948A; AU769594B2; EP1133828A1; CN1290265C

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
TECHNISCHES GEBIET DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft im allgemeinen das Gebiet von Analog-zu-Digital-Wandlern (ADCs), und insbesondere die digitale Kalibrierung von ADCs, in denen die Kalibrierung mit einer dynamischen Abschätzung von Referenzsignalen erreicht werden kann, die unbekannte Parameter aufweisen.
BESCHREIBUNG DES VERWANDTEN SACHSTANDES
Die normale Welt arbeitet in einer analogen Domäne, aber Informationssignale (Sprache, Daten, etc.) können häufig effizienter in der digitalen Domäne verarbeitet, übertragen oder anders manipuliert werden. Die Umwandlung von der analogen Domäne in die digitale Domäne wird mit ADCs erreicht. Ein ADC empfängt als Eingang ein analoges Signal und erzeugt als Ausgang ein digitales Signal. Jedoch geht einige Information, die in dem analogen Signal vorhanden ist, notwendigerweise während des Umwandlungsprozesses verloren, sogar wenn ein ADC in einer idealen Weise arbeitet. Unglücklicherweise arbeiten ADCs der realen Welt nicht in einer idealen Weise. Demzufolge folgt der digitale Ausgang eines ADCs der realen Welt nicht dem analogen Eingang sogar so genau wie ein idealer ADC.
Es ist deshalb nützlich, ADCs der realen Welt zu veranlassen und/oder abzustimmen, so dass sie ideale ADCs approximieren. Techniken sind entwickelt worden, um ADCs der realen Welt zu kalibrieren, um so deren Betriebsverhalten zu modifizieren, so dass sie idealen ADCs so weit wie möglich ähneln. Zum Beispiels sind ADCs traditionell unter Verwendung von hochgenauen digitalen Voltmetern kalibriert worden, um die Fehler zu charakterisieren, die sich aus einer Digitalisierung von statischen oder sich langsam verändernden analogen Referenzspannung ergeben. Das Ergebnis aus diesem statischen Testvorgang bildet die Basis für ein Hardware- oder Software- implementiertes Kalibrierungsverfahren. Ein anderes Verfahren einer herkömmlichen ADC Kalibrierung ist die Verwendung eines sinusförmigen Referenzsignals. Die Referenz wird abgetastet und Abschätzungen der idealen Abtastwerte werden berechnet. Diese Abschätzungen werden unter Verwendung eines Kriteriums der kleinsten Fehlerquadrate berechnet, welches die Kenntnis der Frequenz des Kalibrierungssignals erfordert. Die Fehler (d.h. die Differenz zwischen den abgeschätzten Werten und den tatsächlichen abgetasteten Werten, die von dem ADC ausgegeben werden, der gerade kalibriert wird) werden dann verwendet, um eine Korrekturtabelle aufzubauen. Die Korrekturtabelle kann danach verwendet werden, um abgetastete Werte von tatsächlichen (z.B. Nicht-Kalibrierung, Funktionale, etc.) analogen Eingangssignalen zu modifizieren.
Effiziente Kalibrierungsverfahren erfordern, dass das Referenzsignal dynamisch auf einer Abtastwert-Für-Abtastwert Basis während der ADC Kalibrierungsperiode(n) abgeschätzt werden. Kein Verfahren existiert gegenwärtig für eine dynamische Abschätzung eines Referenzsignals (z.B. eines Kalibrierungssignals) mit einem oder mehreren unbekannten Parametern (z.B. Frequenz, Phase, etc.) während einer ADC Kalibrierung. Somit stützen sich existierende Kalibrierungsprozeduren auf einen genauen und kostenaufwendigen Signalgenerator und/oder genaue und kostenaufwendige Messkomponenten.
Das Dokument Moulin D: "REAL-TIME EQUALIZATION OF A/D CONVERTER NONLINEARITIES" PROCEEDINGS OF THE INTERNATIONAL SYMPOSIUM ON CIRCUITS AND SYSTEMS, PORTLAND, MAI 8–11, 1989, vol. 1, no. SYMP. 22, 8 Mai 1989 (1989-05-08), Seiten 262–267, XP000131234 INSTITUTE OF ELECTRICAL AND ELECTRONICS ENGINEERS betrifft einen A/D Wandler, der eine Phasenebenen-Kompensation verwendet, um eine von der Anstiegsrate abhängige A/D Wandler-Übertragungsfunktion zu korrigieren.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die Unzulänglichkeiten des Standes der Technik werden durch das Verfahren und das System der vorliegenden Erfindung gemäß der Ansprüche 1 bzw. 14 gelöst. Zum Beispiel würde es, wie bislang nicht erkannt wurde, nützlich sein, eine Kalibrierung von ADCs unter Verwendung eines Referenzsignals mit einem gegebenen Wellenform-Typ zu ermöglichen, aber mit unbekannten Parametern. In der Tat würde es nützlich sein, wenn eine derartige Kalibrierungsprozedur auch in Echtzeit unter Verwendung einer Überlauf-Verarbeitungskapazität eines Systems erreicht werden könnte, in dem ein einzelner ADC verwendet wird.
Diese und andere Vorteile werden durch das Verfahren und das System der vorliegenden Erfindung erreicht, bei denen ADCs unter Verwendung eines analogen Kalibrierungssignals kalibriert werden, welches leicht zu erzeugen ist (z.B. ein sinusförmiges Signal). Die vorliegende Erfindung ist jedoch gleichermaßen anwendbar auf andere Kalibrierungssignale, wie Sägezahnwellen oder Dreieckwellen.
In vorteilhafter Weise ist ein Kalibrierungsverfahren in Übereinstimmung mit den Prinzipien der vorliegenden Erfindung unabhängig von den tatsächlichen Parametern des Kalibrierungssignals (z.B. der Amplitude, der Frequenz, der anfänglichen Phasen, etc. für ein Kalibrierungssignal eines sinusförmigen Typs).
Relevante Parameter eines angelegten Kalibrierungssignals, die für eine Kalibrierung benötigt werden, werden aus den umgewandelten digitalen Daten berechnet.
In einer Ausführungsform besteht die vorliegende Erfindung aus mehreren beispielhaften Betriebskomponenten. Ein Abschätzer berechnet Abschätzungen eines relevanten Parameters (von relevanten Parametern) (z.B. der Frequenz) eines Kalibrierungssignals eines pikanten Wellenform-Typs aus den digitalen Ausgängen eines ADCs. Ein Filter verwendet die zeitliche Information und wenigstens eine Variable, die sich auf den abgeschätzten Parameter (die abgeschätzten Parameter) des Kalibrierungssignals bezieht, um das Kalibrierungssignal einer digitalen Domäne zu rekonstruieren. Ferner berechnet ein Tabellen-Generator Korrekturtabellen-Einträge aus dem ADC Ausgang und dem rekonstruierten Kalibrierungssignal. Diese beispielhaften Komponenten können in entweder Hardware, Software oder irgend einer Kombination davon implementiert werden. Andere Prinzipien der vorliegenden Erfindung, einschließlich von alternativen spezifischen Ausführungsformen, werden nachstehend näher erläutert.
Ein wichtiger technischer Vorteil der vorliegenden Erfindung liegt darin, dass sie erlaubt, dass eine ADC Kalibrierung vollständig in Software implementiert wird.
Ein anderer wichtiger technischer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist, dass sie eine Robustheit gegenüber Veränderungen in einem analogen Kalibrierungssignal bereit stellt.
Noch ein anderer wichtiger technischer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist die Fähigkeit, die Effizienz einer ADC Kalibrierung zu verbessern; demzufolge werden weniger Abtastwerte des Kalibrierungssignals benötigt.
Die voranstehend beschriebenen und andere Merkmale der vorliegenden Erfindung werden mit Einzelheiten nachstehend unter Bezugnahme auf die illustrativen Beispiele erläutert, die in den beiliegenden Zeichnungen gezeigt sind. Durchschnittsfachleute in dem technischen Gebiet werden erkennen, dass die beschriebenen Ausführungsformen für die Zwecke einer Illustration und zum Verständnis vorgesehen sind und, dass zahlreiche äquivalente Ausführungsformen darin erwogen werden.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Ein vollständigeres Verständnis des Verfahrens und des Systems der vorliegenden Erfindung lässt sich durch Bezugnahme auf die folgende ausführliche Beschreibung erhalten, wenn diese in Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen herangezogen wird. In den Zeichnungen zeigen:
1 eine beispielhafte ADC Umgebung, in der die vorliegende Erfindung in vorteilhafter Weise implementiert werden kann;
2A eine beispielhafte Kurve eines analogen Eingangssignals im Vergleich einem digitalen Ausgangssignal eines idealen ADC;
2B eine beispielhafte Kurve eines analogen Eingangssignals im Vergleich einem digitalen Ausgangssignal eines praktischen ADC;
3A eine beispielhafte Anwendung einer Kalibrierung in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung;
3B eine andere beispielhafte Anwendung einer Kalibrierung in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung;
4A einen beispielhaften ADC und einen zugehörigen Kalibrator mit gewählten Signalen, die in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung bezeichnet sind;
4B beispielhafte Einzelheiten einer Ausführungsform einer Kalibrierungslogik in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung;
4C beispielhafte Einzelheiten einer anderen Ausführungsform einer Kalibrierungslogik in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung;
5 ein Verfahren in einer Flussdiagramm-Darstellung zum Kalibrieren eines ADC in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung;
6 eine Referenzsignal-Rekonstruktionsanalyse in graphischer Form; und
7 nicht kalibrierte und kalibrierte Betriebsverhaltenscharakteristiken in einer graphischen Form.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung und deren Vorteile lassen sich am besten unter Bezugnahme auf die 1–7 der Zeichnungen verstehen, wobei gleiche Bezugszeichen für gleiche und entsprechende Teile der verschiedenen Zeichnungen verwendet werden.
Bezugnehmend nun auf die 1 ist eine beispielhafte ADC Umgebung dargestellt, in der die vorliegende Erfindung in vorteilhafter Weise implementiert werden kann. Ein ADC 105 ist als Teil einer Telekommunikationssystem-Umgebung 100 gezeigt. In spezifischer Weise umfasst die Umgebung 100 einen Empfänger 115 einer Mobilfunksystem-Basisstation (BS) 110 in Kommunikation mit einem Telefonvermittlungssystem (SS) 120 (z.B. einem Knoten in einem drahtgestützten System). Der Empfänger 115 stellt ein analoges ankommendes Signals (welches z.B. von einer (nicht dargestellten) Mobilstation (MS) des Mobilfunksystems übertragen wird) an einem analogen Filter H(s) 125 bereit, das die Bandbreite des analogen Eingangssignals des ADC 105 auf eine Nyquist-Zone begrenzt. Das digitale Ausgangssignal des ADC 105 ist mit einem digitalen Filter H(z) 130 verbunden, das das ankommende Signal weiter filtern kann. Der Ausgang des digitalen Filters H(z) 130 kann weiter verarbeitet und an das SS 120 weitergeleitet werden.
Der ADC 105 wandelt ein in der Zeit kontinuierliches und in der Amplitude kontinuierliches Signal in ein in der Zeit diskretes und in der Amplitude diskretes Signal um. Die Ausgangsdatenrate des ADC 105 wird durch einen Abtasttaktgenerator 135 mit einer Frequenz F_s gesteuert, was auch die Datenrate des ADC Ausgangs ist. Der ADC 105 kann optional eine Abtast- und Halte-(S/H) Schaltung (in 1 nicht gezeigt) umfassen, die einen momentanen Wert des (analog gefilterten) analogen Eingangssignals erhält, das von dem analogen Filter H(s) 125 empfangen wird, und zwar bei gewählten Zeitpunkten, so dass der ADC 105 sie abtasten kann.
Der ADC 105 quantisiert jedes abgetastete analoge Eingangssignal in einen Pegel einer endlichen Anzahl von Pegeln und stellt (z.B. codiert) jeden Pegel in ein Bit Muster, das als der digitale Ausgang bei der Rate des Abtasttaktgenerators 135 zugeführt wird. Der digitale Ausgang des ADC 105 besteht aus einer beispielhaften Anzahl von acht (8) Bits. Somit können 256 Pegel dargestellt werden. Die Telekommunikationssystem-Umgebung 100 wird verwendet werden, um eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zu beschreiben. Jedoch sei darauf hingewiesen, dass die Prinzipien der vorliegenden Erfindung auf andere ADC Umgebungen anwendbar sind, wie beispielsweise auf Video Implementierungen, eine Delta-Modulation, einen Flash-ADC, einen integrierenden ADC, eine Pulscode-Modulation (PCM), einen Sigma-Delta ADC, und auf einen ADC mit einer sukzessiven Approximation.
Bezugnehmend nun auf die 2A ist ein beispielhaftes analoges Eingangssignal über einem digitalen Ausgangssignalgraph eines idealen ADC dargestellt. Der ideale ADC Graph wird allgemein bei 200 gezeigt. Die Abszissenachse 210 stellt den analogen Eingang dar und die Ordinatenachse 220 stellt den Pegel des digitalen Ausgangs dar. Die gestrichelte diagonale Linie 230 stellt eine lineare, nicht-quantisierte Ausgangsantwort für das analoge Eingangssignal dar; es wird hier als eine Ziellinie für den quantisierten Ausgang verwendet. Der entsprechende Ausgang des idealen ADC wird mit der Treppenlinie 240 dargestellt. Wie ersichtlich ist, folgt der ideale ADC digitale Ausgang 240 dem analogen Eingang 230 so genau wie möglich mit einer gegebenen Anzahl von Quantisierungspegeln (z.B. einer Auflösung) und einer gegebenen Abtastrate.
Bezugnehmend nun auf die 2B wird eine beispielhafte Kurve eines analogen Eingangssignals über einen digitalen Ausgang des Signals eines praktischen ADC dargestellt. Die Kurve des praktischen ADC ist allgemein bei 250 gezeigt. Die gestrichelte diagonale Linie 230 wird wiederum als eine Ziellinie für einen idealen Übergang mitten an der Stufe des digitalen Ausgangs gezeigt. Der entsprechende Ausgang des praktischen ADC wird durch eine grob treppenartige Linie 260 dargestellt. Wie ersichtlich ist, verfolgt der digitale Ausgang 260 des praktischen ADC den analogen Eingang 230 so genau, wie dies der ideale ADC (der 2A) tut, mit der gleichen gegebenen Anzahl von Quantisierungspegeln und der gleichen Abtastrate. Somit ist ersichtlich, dass die effektive Anzahl von Bits b_EFF eines b-Bit ADC sich von der tatsächlichen Anzahl von Bits (b) als Folge von Fehlern (z.B. Offset-Fehlern, Verstärkungsfehlern, und Linearitäts-Fehlern) unterscheiden kann. Die ADC Kalibrierungsprinzipien der vorliegenden Erfindung verbessern in einer vorteilhaften Weise diese verschiedenen Fehlerbedingungen.
Eine Anwendung der ADC Kalibrierungsprinzipien der vorliegenden Erfindung stellt zahlreiche Vorteile gegenüber herkömmlichen Ansätzen bereit. Zum Beispiel wird eine Robustheit gegenüber Veränderungen in dem analogen Kalibrierungssignal bereit gestellt. Es besteht keine Notwendigkeit für höchst stabile Signalgeneratoren, weil die vorliegende Erfindung eine relevante parametrische Information aus quantisierten Abtastwerten des Kalibrierungssignals unter Verwendung einer früheren Kenntnis des Wellenform-Typs berechnet. Das Kalibrierungssignal kann durch einen lokalen Oszillator mit geringer Komplexität und geringer Genauigkeit (aber durch einen spektral reinen) erzeugt werden, der in dem System enthalten ist, das den ADC verwendet (z.B. kann das System eine integrierte Schaltung (IC), BS, etc. sein). Die vorliegende Erfindung erlaubt eine Konstruktion unter Verwendung von 2 ADCs, die zwischen Referenz- und funktionalen Eingangssignalen umschaltet, wobei ein ADC gerade kalibriert wird, während der andere gerade funktional läuft. Unter Verwendung dieser Lösung kann der kalibrierte ADC (die kalibrierten ADCs) empfindlich für eine Temperaturdrift sein, ohne die Unterbrechung der funktionalen Datenumwandlung zu erfordern, während eine wiederholte Kalibrierung implementiert wird.
Ein anderer beispielhafter Vorteil der vorliegenden Erfindung ist die erhöhte Effizienz im Vergleich mit herkömmlichen Lösungen. Weil das Filter (wie nachstehend noch näher erläutert wird) eine bessere Abschätzung des Referenzsignals als frühere Verfahren ergibt, werden für die Kalibrierung weniger Abtastwerte des Referenzsignals benötigt. Zusätzlich kann das Kalibrierungsverfahren vollständig in die Software implementiert werden. Wenn das System, mit dem der ADC verbunden ist, eine ausreichende Überlaufkapazität aufweist, dann werden keine zusätzlichen Digitalsignalverarbeitungs-(DSP)-Ressourcen (z.B. Hardware, Verarbeitungszugang, etc.) benötigt. Im Prinzip kann die Kalibrierung transparent während eines normalen Betriebs gemacht werden und durch nur einen Speicherzugriff verzögert werden, indem zum Beispiel ein bekannter Pilot verwendet wird, wie nachstehend noch näher erläutert wird. Die Korrekturtabelle kann deshalb inkremental mit kurzen Stößen von Abtastwerten von dem Pilotton, der als ein Referenzsignal verwendet wird, trainiert werden, so dass eine Konstruktion unter Verwendung von nur einem ADC erlaubt wird, der abwechselnd mit dem Referenzsignal verbunden wird und inkremental während bekannter Unterbrechungen des ankommenden funktionalen Signals kalibriert wird.
Ein Pilot ist ein Signal, das anders als der Informationsabschnitt des gesamten Signalkanals ist, aber von dem gleichen physikalischen Übertragungsmedium transportiert wird. Der Pilot kann lediglich eine Frequenz in dem verwendeten Signalband (ein sogenannter Pilotton) belegen, und die Information kann in der Frequenz zu der Seite oder um den Pilot herum gespreizt sein, aber nicht auf der gleichen Frequenz wie der Pilot. Ein Pilot wird oft verwendet, um das System einzustellen, um die Information mit einer so hohen Qualität wie möglich zu transportieren. Weil der Pilot alt bekannte Charakteristiken aufweist, kann er gemessen und verwendet werden, um einen Signalpegel einzustellen, Takte zu synchronisieren, etc., und zwar unabhängig von der auf dem Kanal transportierten Information. In Übereinstimmung mit den Prinzipien der vorliegenden Erfindung kann das Pilotsignal, welches bereits in dem relevanten System für andere Zwecke vorhanden sein kann, als ein Referenzsignal zum Kalibrieren des ADC verwendet werden.
Ein noch weiterer Vorteil, der durch die Anwendung der Prinzipien der vorliegenden Erfindung bereitgestellt wird, besteht darin, dass sich das Kalibrierungsverfahren auf das Referenzsignal anpasst, wobei nur eine Kenntnis des Wellenform-Typs benötigt wird. Dies erlaubt sowohl eine Kalibrierungsprozedur unter Verwendung von mehreren unterschiedlichen Frequenzen als auch eine Konstruktion unter Verwendung einer erweiterten Korrekturtabelle. Die Korrekturtabellen-Adressierung wird dann mit Adressen erweitert, die von der Differenz zwischen dem Wert des früheren Abtastwerts und demjenigen des gegenwärtigen Abtastwerts abhängen. Dies korrigiert den dynamischen Aspekt der Fehler in dem ADC. Ferner kann eine Verbesserung der Linearität noch weiter durch Vorladung der Korrekturtabelle und durch Verwendung des Ausgangs dafür für das Kalibrierungsverfahren verbessert werden. Somit wird der Kalibrator ein Rückkopplungssystem. Die Verbesserung ist die Folge, wenigstens teilweise, der genaueren Amplitudenabschätzung des Referenzsignals.
Bezugnehmend nun auf die 3A wird eine beispielhafte Anwendung einer Kalibrierung in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung dargestellt. Ein ADC 310A und ein Kalibrator 340A sind allgemein bei 300 gezeigt. Der ADC 310A kann ein analoges funktionales Eingangssignal empfangen und der Kalibrator 340A erzeugt ein digitales kalibriertes Ausgangssignal. Der ADC 310A kann zum Beispiel äquivalent zu dem ADC 105 (der 1) sein und der Kalibrator 340A kann eine Korrekturtabelle 350 einschließen. Wenn der ADC 310A ein ankommendes funktionales Signal verarbeiten soll, wird ein Schalter 330A mit dem funktionalen Signal verbunden und ein Schalter 330B muss nicht mit dem Ausgang des ADC 310A verbunden werden. Wenn jedoch zum Beispiel das funktionale Signal an einer bekannten Unterbrechung beteiligt ist, wird der Schalter 330A mit dem Referenzsignal verbunden und der Schalter 330B verbindet den Ausgang des ADC 310A mit der Kalibrierungslogik (CL) 320. Die CL 320 kann Korrekturtabellenaushänge für die Korrekturtabelle 350 erzeugen. In dieser Weise erlaubt die Geschwindigkeit des CL 320 der vorliegenden Erfindung eine Echtzeit-Kalibrierung mit nur einem einzelnen ADC 310A. Es sei darauf hingewiesen, dass der Schalter 330B alternativ Teil des Kalibrators 340A sein kann.
Somit dient der Schalter 330A zum Umschalten zwischen dem funktionalen Betriebsmodus und dem Kalibrierungs-Betriebsmodus. Der Schalter 330B erlaubt andererseits auch, dass ein Rückkopplungssystem während einer Kalibrierung aktiviert wird. Die Kalibrierungsprozedur kann deshalb in zwei Phasen erreicht werden. In der ersten Phase wird der Schalter 330B mit dem ADC 310A Ausgang verbunden. Wenn die Korrekturtabelle 350 trainiert worden ist, wird der Schalter 330B mit dem Ausgang der Korrekturtabelle 350 verbunden, was eine feinere Abstimmung der Tabelle erlaubt. Der ADC 310A und der Kalibrator 340A von 300 kann nutzen zum Beispiel aus einer Kalibrierung unter Verwendung eines Pilottonsziehen. Wenn zum Beispiel ein Pilotton mit einer Amplitude vorhanden ist, die den größten Teil des ADC 310A Eingangsbereichs für das funktionale Signal verwendet, und wenn eine bekannte Unterbrechung in dem informationsführenden Teil des Spektrums vorhanden ist, dann kann diese Unterbrechung für eine ADC Kalibrierung unter Verwendung des Pilots als eine Kalibrierungsreferenz verwendet werden.
Bezugnehmend nun auf die 3B wird eine andere beispielhafte Anwendung der Kalibrierung in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung dargestellt. Die vorliegende Erfindung erlaubt auch eine Echtzeit-Kalibrierung mit zwei ADCs, die allgemein bei 360 gezeigt sind. Ein Referenzsignal und ein funktionales Signal werden alternierend einem Paar von ADCs 310B und 310C über Schalter 330C bzw. 330D eingegeben. Während einer das Referenzsignal empfängt, empfängt der andere das funktionale Signal und arbeitet mit diesem. Die ADC 310B und 310C leiten ihre Ausgänge als Eingänge an die Kalibratoren 340B bzw. 340C weiter. Der Schalter 330E wählt, für eine Bereitstellung als den kalibrierten Ausgang, das weiter geleitete digitale Signal, das dem analogen funktionalen Eingangssignal entspricht. In dieser Weise kann eine Kalibrierung konstant vor sich gehen, wenn dies gewünscht ist. Alternativ erlaubt diese beispielhafte Anwendung mit zwei ADCs während eines normalen Kalibrierungsbetriebs, dass eine Kalibrierung eine Drift und Änderungen während des normalen Betriebs berücksichtigt.
Es sei darauf hingewiesen, dass die Kalibrierungsressourcen gemeinsam verwendet werden können, mit Ausnahme der Korrekturtabelle 350. Mit anderen Worten, ein einzelner Kalibrator 340 kann den Ausgang der ADCs 310B und 310C (z.B. mit Hilfe eines Schalters) (der nicht gezeigt ist) alternierend empfangen. Die drei Schalter 330C, 330D und 330E können synchronisiert werden. Der Schalterübergang ist ein Teil der Abtastperiode, so dass die funktionalen umgewandelten Daten, die durch das System gehen, nicht unterbrochen werden. In der beispielhaften Anwendung 360 sollten die ADCs 310B und 310C nicht eine interne Verzögerung aufweisen, damit sämtliche Schalter in der gleichen Phase sind. Dies kann jedoch mit einer Verzögerung des Ausgangsschalters 330E (nicht explizit gezeigt) gelöst werden.
Bezugnehmend nun auf die 4A werden ein beispielhafter ADC und ein zugehöriger Kalibrator mit gewählten Signalen, die in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung bezeichnet sind, dargestellt. Ein beispielhafter ADC 310 und ein beispielhafter Kalibrator 340 sind allgemein bei 400 gezeigt. Das analoge Eingangssignal s(t) (z.B. ein Luft gestütztes Funkwellen-Analog- Sprachsignal, das von einem MS Sender (der nicht gezeigt ist) ausgeht, an dem Empfänger 115 (der 1) empfangen wird, und in der Frequenz innerhalb der BS 110 herunter gewandelt und gefiltert wird) wird an den ADC 310 geführt. Der ADC 310 kann zum Beispiel dem ADC 105 der BS 110 (der 1) entsprechen. Es sei darauf hingewiesen, dass der ADC 310 (und somit der ADC 105) den Kalibrator 340 umfassen können.
Weiter mit 4A kann der ADC 310 zum Beispiel einen Abtaster 405, einen Quantisierer 410, und einen Codierer 415 umfassen. Es sei jedoch darauf hingewiesen, dass die vorliegende Erfindung auf andere ADC Konstruktionen anwendbar ist. Der Abtaster 405 tastet das ankommende analoge Eingangssignal s(t) ab und erzeugt das zeitdiskrete abgetastete Signal s(k), das an den Quantisierer 410 weitergeleitet wird. Das Signal wird dann in den digitalen Ausgang x(k) durch den Quantisierer 410 und den Codierer 415 umgewandelt. Der digitale Ausgang x(k) wird an den Kalibrator 340 geliefert, der die Korrekturtabelle 350 und den CL 320 einschließt. Der Kalibrator 340 erzeugt dann das kalibrierte digitale Signal y(k).
Bezugnehmend nun auf die 4B werden beispielhafte Details einer Ausführungsform der Kalibrierungslogik in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung dargestellt. Der Kalibrator 340 ist so gezeigt, dass er das digitale Ausgangssignal x(k) des ADCs 310 (der 4A) empfängt und das kalibrierte digitale Signal y(k) erzeugt. Der Kalibrator 340 umfasst die Korrekturtabelle 350 und den CL 320. Das digitale Ausgangssignal x(k) wird an drei beispielhafte Komponenten des CL 320 geliefert, die in mathematischen Einzelheiten nachstehend beschrieben werden. Zunächst wird das digitale Ausgangssignal x(k) als ein Eingang an einen Abschätzer/Rechner 460 geliefert. Der Abschätzer/Rechner 460 (i) schätzt wenigstens einen Parameter (z.B. die Frequenz ω), der sich auf das analoge Eingangsreferenzsignal s(t) bezieht, ab und (ii) berechnet Koeffizienten (z.B. Koeffizienten c_l). Als zweites wird das digitale Ausgangssignal x(k) als ein Eingang (zusammen mit den Koeffizienten c_l) an ein Filter 455 mit endlicher Impulsantwort (FIR) geführt. Das FIR Filter 455 erzeugt eine Abschätzung von s(k)(z.B. s ^(k), wobei s(k) zum Beispiel im Eingang des Abtasters 405 (der 4A) entsprechen kann. Es sei darauf hingewiesen, dass andere Filtertypen alternativ verwendet werden können. Zum Beispiel kann ein Filter mit einer unendlichen Impulsantwort (IIR) anstelle des FIR Filters 455 verwendet werden.
Als drittes empfängt der Korrekturrechner 465 auch das digitale Ausgangssignal x(k) als einen Eingang. Der Korrekturrechner 465 berechnet Tabelleneinträge (z.B. die Werte von s_i) für die Korrekturtabelle 350 unter Verwendung des digitalen Ausgangssignals x(k) zusammen mit der berechneten s ^(k) von dem FIR Filter 455. Während des Kalibrierungs-Betriebsmodus wird das digitale Ausgangssignal x(k) verwendet, um die Korrekturtabelle 350 zu adressieren, und der Ausgang der Korrekturtabelle s_i sind die Daten, die an den Tabelleneintrag für diese Adresse geschrieben/darin gespeichert werden. Die Korrekturtabelle 350 kann zum Beispiel in einem Speicher (z.B. einem Speicher mit wahlfreiem Zugriff (RAM) oder einem Speicher mit seriellem Zugriff (SAM)) gespeichert werden. Es sei darauf hingewiesen, dass die Korrekturtabelle 350 nicht notwendigerweise in einer tabellenartigen Form sein muss, da sie in irgendeine zweckdienliche Datenstruktur organisiert sein kann.
Während des funktionalen Betriebsmodus wird das digitale Ausgangssignal x(k) weiter verwendet, um die Korrekturtabelle 350 zu adressieren, aber der Wert des Tabelleneintrags an dieser Adresse wird gelesen/zurückgeholt und dann als die Variable y(k) ausgegeben. Somit wird das digitale Ausgangssignal x(k) durch die Korrekturtabelle 350 sowohl in funktionalen als auch in Kalibrierungsbetriebsmoden geführt. Die Korrekturtabelle 350 wird vorzugsweise mit s_i = x_i für jeden Eingangspegel (i = 0, .... M – 1) vor einer funktionalen Verwendung der y(k) Daten und vor irgend einer Kalibrierung initialisiert (eine derartige Initialisierung ist nicht explizit gezeigt). Die Kalibrierung kann somit später ausgeführt werden, wenn eine geplante Kalibrierungsphase in dem System auftritt.
Jede der funktionalen Einheiten (Komponenten), die in dem Kalibrator 340 gezeigt sind, werden nachstehend in mathematischer Form beschrieben. Es sei darauf hingewiesen, dass das FIR Filter 455, der Abschätzer/Rechner 460, und der Korrekturrechner 465 nicht diskrete elektronische Hardwareeinheiten sein müssen. Jeder kann alternativ (entweder vollständig oder teilweise) in Software unter Verwendung zum Beispiel eines Allzweck-DSPs implementiert werden. Ferner kann jeder unter Verwendung einer überschüssigen Rechenkapazität in irgendeinem System (z.B. einer BS) implementiert werden, in dem der Kalibrator 340 und der ADC 310 gerade verwendet werden. Ferner kann jeder in entweder Hardware, Software, Firmware, etc. oder irgendeiner Kombination davon implementiert werden und/oder Ressourcen wie einen Speicher und/oder Prozessorzyklen gemeinsam verwenden. Es sei ferner darauf hingewiesen, dass der Kalibrator 340 als Teil des ADC 310 eingebaut sein kann.
Bezugnehmend nun auf 4C werden beispielhafte Einzelheiten einer anderen Ausführungsform der Kalibrierungslogik in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung dargestellt. Die beispielhaften Einzelheiten dieser Kalibrierungslogik-Ausführungsform werden allgemein mit 480 bezeichnet und zielen speziell auf Implementierungen ab, in denen die Anzahl von Kalibrierungsabtastwerten begrenzt sein kann. In dem Kalibrator 480 wird der Korrekturrechner 465 (des Kalibrators 340 der 4B) durch einen "(1 – C)" Multiplizierer 485, einen Addierer 490, und einen "C" Multiplizierer 495 ersetzt, der eine Rückkopplungsschleife von dem Ausgang der Korrekturtabelle 350 bildet. Der Eingang s_i zu der Korrekturtabelle 350 wird deshalb die Summe von Cs_i und (1 – C) s ^(k). Der Kalibrator 480 wird genau so mit näheren mathematischen Einzelheiten nachstehend erläutert.
Mehrere Verfahren sind früher vorgeschlagen worden, um ADCs zu kalibrieren. In der Tat ist ein Kalibrierungsverfahren vor kurzem vorgeschlagen worden, welches nur in der digitalen Domäne arbeitet, und zwar in S.-H. Lee und B.-S. Song, "Digital-domain calibration of multistep analog-to-digital converters", IEEE Travel on Solid-State Circuits, Vol. 27, Nr. 12, Seiten 1679–1688, 1992. Ein Nachteil mit einem Verfahren wie demjenigen in dem Artikel von Lee und Song besteht darin, dass es genaue Signalgeneratoren und Messeinrichtungen zum Messen der Codefehler erfordert.
Im Gegensatz dazu erfordert das Kalibrierungsverfahren für ADCs in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung derartige genaue Signalgeneratoren und Messeinrichtungen nicht. Das Verfahren kann vollständig digital und vollständig in Software implementiert werden. Ferner erfordert es nicht eine interne Kalibrierungs-Schaltungsanordnung. Das Kalibrierungsverfahren beinhaltet andererseits ein Kalibrierungssignal, das mit dem ADC Eingang verbunden ist. Es kann auch die Speicherung von Codefehlern direkt in einem Speicher einschließen; demzufolge wird die normale Umwandlung durch Fehlerberechnungen nicht verlangsamt.
Die Kalibrierungsprozedur verwendet eine bekannte Wellenform für das Kalibrierungssignal, wie beispielsweise ein Sinus-Wellensignal, eine Summe von mehreren Sinus-Wellensignalen, ein Sägezahn-Signal, ein Dreieck-Wellensignal, etc. In einer beispielhaften Ausführungsform, die nachstehend beschrieben wird, wird das Kalibrierungsverfahren für sinusförmige Kalibrierungssignale beschrieben, aber es sei darauf hingewiesen, dass andere Wellenform-Typen verwendet werden können. Das Verfahren kann in die folgenden beispielhaften funktionalen Blöcke zerlegt werden, wobei jeder mit näheren Einzelheiten nachstehend beschrieben wird: Zunächst gibt es einen Prozessor zum Abschätzen der Frequenz des analogen Eingangs s(t), wobei die Abschätzung ω ' aus dem quantisierten Ausgang x(k) des ADC berechnet wird. Als zweites gibt es ein lineares zeitinvariantes FIR Filter, das als Eingang den Ausgang x(k) des ADC aufweist, so dass Charakteristiken des Filterkoeffizienten umfassen, die eingestellt sind, um die Rauschverstärkung zu minimieren. Der Filterausgang s ^(k) ist eine Rekonstruktion des analogen Kalibrierungssignals bei den gegebenen Abtastzeitpunkten (im Prinzip ein in der Amplitude kontinuierliches und in der Zeit diskretes Signal). Ein dritter funktionaler Block ist ein Prozessor zum Berechnen einer aktualisierten Rekonstruktionstabelle in Abhängigkeit von x(k) und s ^(k).
Eine Ableitung eines Kalibrierungsverfahrens in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung ist in der Tabelle 1 zusammengefasst.
KALIBRIERUNGSVERFAHREN GESTÜTZT AUF:
TABELLE 1
Zu Anfang wird das Kalibrierungssignal abgetastet und quantisiert. Das Kalibrierungssignal s(t) ist eine zeitkontinuierliche (t[s] ist der Zeitpunkt) Sinuswelle mit der Frequenz f [Hz], der Amplitude A [Volt], wobei A > 0 ist, und eine anfängliche Phase ∅ [im Bogenmaß], d.h.: s(t) = A sin(2nFt + φ) (1)
Die Frequenz F ist in dem Bereich (0, F_s/2), wobei F_s[Hz] die Abtastfrequenz ist. Eine ideale S/H Schaltung mit einer Abtastrate F_s führt zu einem zeitdiskreten Signal: s(k) = A sin (ωk + φ) (2)wobei ω = 2π F/F_s die normalisierte (Winkel-) Frequenz in (0, π) ist und k ein laufender (Integer) Zeitindex ist.
Es sei nun ein für b-Bits gleichförmiger Quantisierer betrachtet. Zur Vereinfachung, aber ohne Verlust der Verallgemeinerung, sei die maximale Auslenkung des ADC ± 1. Dann beträgt die Auflösung:
Ein b-Bit quantisiertes Signal s(k) = Q_b[s(k)] kann modelliert werden und mit (4) mathematisch dargestellt, wie in J.G. Proakis und D.M. Manolakis, Digital Signal Processing-Principles, Algorithms and Applications, Prentive Hall Interantional, Third Edition, 1996, Kapitel 9.2., Seiten 748–762 gezeigt ist: x(k) = s(k) + e(k) (4)wobei Q_b[·] einen Quantisierer für b-Bits bezeichnet und e(k) ein weißes Quantisierungsrauschen mit einem Mittelwert von Null mit einer Varianz von:
ist. Es ist bekannt, dass das Modell von (4)–(5), wobei der quantisierte Ausgang des ADC beschrieben wird, gültig für kleine Quantisierungsschritte Δ ist und wenn s(k) mehrere Quantisierungspegel zwischen zwei sukzessiven Abtastwerten durchquert.
Ein Qualitätsmaß für ADCs ist das Signal-zu-Quantisierungs-Rauschverhältnis (SQNR), das als das Verhältnis der Signalleistung P zu der Leistung des Quantisierungsrauschens definiert ist, d.h.:
wobei (5) in der zweiten Gleichung verwendet wurde. Für s(k) in (2) gilt, dass P = A²/2 ist. Aus (6) ist ersichtlich, dass jedes zusätzliche Bit SQNR um 20 log₁₀ 2 ≈ 6dB erhöht.
Um zweitens das Kalibrierungssignal s(k) aus den quantisierten Eingängen x(k) zu rekonstruieren, wird ein FIR Filter der Ordnung L verwendet, d.h.:
Die Filterkoeffizienten ({c_l} von l = 0 bis L) sind derart gewünscht, dass s ^(k) ☐ s(k) für einen rauschfreien sinusförmigen Eingang (2) (danach hat sich die Transiente beruhigt) ist. Zusätzlich wird {c_l} derartig gewünscht, dass die Empfindlichkeit gegenüber einem weißen (Quantisierungs-) Rauschen minimiert ist. Die Empfindlichkeit gegenüber Rauschkomponenten, oder die sogenannte Rauschverstärkung (Noise Gain; NG), ist:
Das Optimierungsproblem, welches gelöst werden soll, ist:
wobei s(k) die Sinuswelle in (2) ist. Dieses Optimierungsproblem wurde in P. Händel, "Predictive digital filtering of sinusoidal signals", IEEEE Transactions on Signal Processing, Vol. 46, Nr. 2, Seiten 364–375; 1998 gelöst und das folgende Ergebnis ist erfüllt:
Das Rekonstruktionsfilter kann gebildet werden aus (7), wobei die Koeffizienten durch (10)–(13) bestimmt werden, wobei ω durch eine Abschätzung ω ' dort ersetzt wird. Die Ermittlung einer Abschätzung ω ' aus dem A/D Ausgang x(k) wird nachstehend beschrieben.
Drittens wird Frequenz des Kalibrierungssignals s(t) abgeschätzt. Die Filterkoeffizienten (10)–(13) hängen nicht von der anfänglichen Phase oder der Amplitude des Kalibrierungssignals s(t) ab; sie hängen nur von ω ab. Mehrere Verfahren können verwendet werden, um die Frequenz eines durch Rauschen zerstörten sinusförmigen Signals abzuschätzen. Zum Beispiel zeigt D.C. Rife und R.R. Boorstyn, "Single tone parameter estimation from discrete-time observations", IEEE Transactions on Information Theory, Vol. IT-20, Nr. 5, Seiten 591–598, 1974, dass eine Frequenzabschätzung mathematisch charakterisiert werden kann als:
Die Maximierung von (14) kann mit Hilfe der schnellen Fourier-Transformation, gefolgt durch eine iterative Minimierung, ausgeführt werden. Die Verwendung der Abschätzung ω ' aus (14) anstelle von ω in (10)–(13) vervollständigt die Rekonstruktion von s(k) aus x(k).
Und viertens kann eine Rekonstruktionstabelle unter Verwendung des folgenden beispielhaften Algorithmus aktualisiert werden. Das Schema basiert auf dem Ausdruck für die optimalen Rekonstruktionspegel bei der scalaren Quantisierung, in dem Sinn, dass E[e(k)²] minimiert wird, wie von S.P. Lloyd, "Least squares quantization in PCM", IEEE Transactions on Information Theory, Vol. IT-28, Seiten 127–135, März 1982 abgeleitet wird.
Der quantisierte Ausgang x(k) von dem ADC weist M = 2^b mögliche unterschiedliche Werte zu dem Zeitpunkt k auf. Diese sei zu {x0, ..., xM–1} (15)angenommen, wobei x_i dem i-ten Pegel eines gleichförmigen Quantisierers entspricht. Für k ε {L, L + 1, ... N – 1} sei A_i(m) die Anzahl, wie oft x(k) gleich zu x_i gewesen ist, für L < k ≤ m, und A_i(L – 1) = 0. Nun kann die Rekonstruktionstabelle {S0 , ..., SM–1} (16)aus s ^(k) wie folgt konstruiert werden: s_i sollen die Anfangswerte s_i = x_i, i = 0, ..., M – 1. Dann soll unter der Annahme, dass x(k) = x_i zu dem Zeitpunkt k > L ist, s_i in Übereinstimmung mit
aktualisiert werden. Nachdem die Daten verarbeitet worden sind und die Tabelle aktualisiert worden ist, wird der Betrieb des Quantisiererers: das Eingangssignal erzeugt einen Abtastwert s(k), der auf x(k) = x_i quantisiert wird, und dann wird der quantisierte Wert x_i unter Verwendung der aktualisierten Tabelle auf den Ausgang s_i erneut abgebildet.
Die Formel in (17) berechnet einen Durchschnitt für Abschätzungen für jeden angetroffenen Pegel in dem Eingangssignal x(k). Ein Mittelungsprozess kann so angesehen werden, dass er ähnlich zu einem Tiefpassfilter ist. Somit kann bei einer Implementierung, bei der die Anzahl von Kalibrierungsabtastwerten begrenzt ist (z.B. als Folge der begrenzten Kalibrierungszeit oder einer arithmetischen Auflösung bei der Durchschnittsberechnung zum Beispiel) die Mittelung (Durchschnittsbildung) durch ein Tiefpassfilter ersetzt werden. Demzufolge kann die Formel (17) für eine begrenzte Anzahl von Kalibrierungs-Abtastwerten pro Pegel mit
approximiert werden. Weil der Pegel von x(k) (der die Variable "i" definiert) als die Adresse für die Korrekturtabelle 350 (der 4C) wirkt, kann die Kalibrierungsfunktionalität, wie mit (18) definiert, mit dem "(1 – C)" Multiplizierer 485, dem Addierer 490 und dem "C" Multiplizierer 495 implementiert werden.
Wiederum bezugnehmend auf eine alternative Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, wie in 4C dargestellt, weist die Korrekturtabelle 350 eine Funktionalität mit zwei Phasen für jeden Abtastwert auf, eine Lesephase und eine Schreibphase. Das Eingangssignal x(k) mit dem Pegel i wirkt als eine Adresse auf die Korrekturtabelle 350 in beiden Phasen. In der Phase eins erhält y(k) den Wert s_i von der Korrekturtabelle 350 und hält diesen bis zu dem Ende der Phase zwei. Dieser Wert s_i wird "C" multipliziert und mit der Abschätzung s ^(k) multipliziert mit "(1 – C)" aufsummiert. In der Phase zwei wird der Ausgang der Summation an die Korrekturtabelle 350 geschrieben. Während der Funktionalen Datenumwandlung bildet die Korrekturtabelle 350 x(k) noch auf einen Wert s_i auf dem Ausgang y(k) ab, aber es wird gerade keine Schreiboperation an die Korrekturtabelle 350 ausgeführt. Wenn die Korrekturtabelle 350 nicht initialisiert ist, dann ist es wahrscheinlicher, dass mehr von einer transienten Antwort von der Filterungsfunktion vorhanden ist, so dass mehr Abtastwerte als für den Fall gefordert werden, wenn die Korrekturtabelle 350 initialisiert ist. Das heißt, so lang wie der Eingang des Filters 455 nicht mit y(k) verbunden ist (d.h. nicht in den Rückkopplungsfall eingerückt ist, der durch den Schalter 330B der 3A aktiviert werden kann), kann die Korrekturtabelle 350 durch eine längere Kalibrierungsphase initialisiert werden. Die Frequenzabschätzung und die Koeffizientenberechnung kann auch während des Initialisierungsschritts alleine erreicht werden, insbesondere dann, wenn die Frequenz des Referenzeingangssignals s(t) zu dem ADC 310 nicht außerhalb des Durchlassbands des Filters 455 driftet.
Bezugnehmend nun auf 5, wird ein Verfahren zum Kalibrieren eines ADC in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung in einer Flussdiagrammform dargestellt. Flussdiagramm 500 beginnt mit der Anlegung eines analogen Kalibrierungssignals an einen Eingang eines ADC (Schritt 510). Der ADC erzeugt einen digitalen Ausgang auf Grundlage des analogen Kalibrierungssignaleingangs (Schritt 520). Bei einem Betrieb in der digitalen Domäne wird wenigstens ein Parameter, der sich auf das Kalibrierungssignal bezeiht, auf Grundlage des digitalen Ausgangs des ADC abgeschätzt (Schritt 530). Das Kalibrierungssignal wird in der digitalen Domäne auf Grundlage des Typs der Wellenform des analogen Kalibrierungssignals und der einen oder mehreren abgeschätzten Parameter abgeschätzt (Schritt 540). Eine Rekonstruktionsdatenstruktur kann erzeugt und gespeichert werden. Die digitalen Ausgänge des ADC werden mit den Werten in der Rekonstruktionsdatenstruktur verglichen, um eine Korrekturdatenstruktur zu bestimmen (Schritt 550). Die Korrekturdatenstruktur (z.B. eine Tabelle in dem Speicher) kann dann auf eine A/D Umwandlung von funktionalen Signalen angewendet werden (Schritt 560).
Der ADC wird deshalb durch Anwenden der Einträge in der Korrekturdatenstruktur auf die digitalen ADC Ausgänge eines funktionalen Signals kalibriert. In vorteilhafter Weise kann die Korrekturdatenstruktur kontinuierlich aktualisiert werden, um z.B. eine Temperaturdrift zu berücksichtigen. Das in dem Flussdiagramm 500 beschriebene Verfahren kann als eine erste Grobabstimmungsphase angesehen werden, der alternativ eine feinere Abstimmung der Korrekturtabelle in einer zweiten Phase folgt. Während der zweiten Phase werden die Daten, die durch die Korrekturtabelle gegangen sind, dem Kalibrator eingegeben. Die zweite Phase kann auch alleine stehen, für eine zufriedenstellende Kalibrierung, vorausgesetzt, dass die Korrekturtabelle initialisiert ist.
Bezugnehmend nun auf 6 ist eine Referenzsignal-Rekonstruktionsanalyse in graphischer Form dargestellt. In dem Graph 600 ist beispielsweise die Rekonstruktionsgenauigkeit des abgetasteten Kalibrierungssignals s(k) von den quantisierten Daten x(k) = Q_b[s(k)] gezeigt, wobei b = 8, 12 und 16 ist. Die theoretische (ausgezogenen Linien) und empirische ("+") Verbesserung b_IMP ist als eine Funktion der Filterlänge L gezeigt.
Die effektive oder verbesserte Anzahl von Bits unter Verwendung der früheren Kenntnis, dass s(k) sinusförmig ist, wird folgendermaßen gegeben:
wobei die zweite Gleichheit gestützt ist auf die Approximation, dass für lange Filter (d.h. L » 1), die Rauschverstärkung NG ≈ 2/L ist, wie in P. Händel, "Predictive digital filtering of sinusoidal signals", IEEE Transactions on Signal Processing, Vol. 46, Nr. 2, Seiten 364–375, 1998 bestimmt werden kann.
Das Betriebsverhalten des Rekonstruktionsverfahrens wird bei dem Graph 600 mit "FILTER LÄNGE L" entlang der Abszissen Achse und "AUFLÖSUNG (BITS)" entlang der Ordinaten Achse dargestellt. Die absolute Verbesserung b_IMP bei der Wiederherstellung eines sinusförmigen Eingangs mit der Frequenz ω = 0,5 wird für b = 8, 12 und 16 für unterschiedliche Längen des Filters L angezeigt. Wie voranstehend angegeben, stellen in dem Graph 600 die ausgezogenen Linien theoretische Werte dar, die aus (19) berechnet werden, und die Kreuze stellen Werte dar, die aus Simulationen berechnet werden. Die empirischen Werte werden für einen idealen gleichförmigen Quantisierer berechnet. Die Frequenz wird in Übereinstimmung mit (14) abgeschätzt und die empirische Verbesserung wird unter Verwendung von Sequenzen der Länge 10.000 Abtastwerte gemessen. Aus dem Graph 600 lässt sich bei 610 ersehen dass für L = 100 eine quantisierte b = 12 Bits Sinuswelle mit einer Auflösung von b_IMP = 14,8 Bits rekonstruiert werden kann.
Bezugnehmend nun auf 7 sind Charakteristiken für ein nicht kalibriertes und ein kalibriertes Betriebsverhalten in graphischer Form dargestellt. Simulationsergebnisse werden an dem nicht kalibrierten Graph 700 und dem kalibrierten Graph 750 bereitgestellt. In jedem Graph ist "FREQUENZ (MHz)" entlang der Abszissenachse und "LEISTUNG (dBFS)" entlang der Ordinaten Achse aufgetragen. Das Betriebsverhalten von einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wurde mit Daten von einem Simulationsmodell, das einen 12-Bit ADC beschreibt, ausgewertet. Die Parameter des Kalibrierungssignals, das verwendet wurde, sind: F = 1121826 [MHz], A = 0,89 [V] (d.h. ein Signalpegel von –1 dBFS), und F_s = 50 [MHz]. Die Länge der Sequenz beträgt N = 82000 (d.h. 1,64 ms).
Der Ausgang x(k) von dem Simulationsmodel wird durch einen von unechten Komponenten freien dynamischen Bereich (SFDR; Spurious Free Dynamic Range) und einem Signal-Zu-Rausch- und Verzerrungsverhältnis (SNDR; Signal to Noise and Distortion Ration) charakterisiert. Gemessene Zahlen aus dem nicht kalibrierten ADC Modell sind:
SFDR = 61.3 dBcSNDR = 56.8 dB
In der Tabelle 2 sind das SFDR und SNDR nach einer Kalibrierung als Funktion der Länge L des Rekonstruktionsfilters gezeigt. Für den kalibrierten ADC wird ein Betriebsverhalten für eine Eingangsfrequenz F = 1,55 MHz bzw. F = 11,2 MHz gemessen. Aus der Tabelle 2 lassen sich Verbesserungen bis zu 30 dB in dem SFDR und von 15dB in SNDR ersehen.
TABELLE 2
In Fortsetzung nun unter Bezugnahme auf 7 sind die Betriebscharakteristiken für einen Eingang von F = 1,55 MHz bei –1 dBFS gezeigt. Insbesondere sind Betriebscharakteristiken für einen nicht kalibrierten (Graph 700) und einen kalibrierten (Graph 750) 12-Bit ADC für einen einzelnen Ton bei 1,55 MHz gezeigt. Leistungsspitzen werden in dem kalibrierten Graph 750 im Grunde genommen beseitigt. Ferner ist das SNDR 14 dB höher und das SFDR ist 31 dB höher in dem kalibrierten 12-Bit ADC.
Somit wird ein Kalibrierungsverfahren für ADCs gezeigt und beschrieben. Beispielhafte Vorteile werden dargestellt und das Betriebsverhalten kann durch die Verwendung eines ADC Simulationsmodels ausgewertet werden. Insbesondere sind für einen 12-Bit ADC ungefähre Verbesserungen in dem SFDR von 30 dB und in dem SNDR von 15 dB dargestellt worden.

Claims

Verfahren zum Kalibrieren einer Analog-zu-Digital-Umwandlung, wobei ein analoger Eingang in einen digitalen Ausgang (510, 520) umgewandelt wird; dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren die folgenden Schritte umfasst: Abschätzen wenigstens eines Parameters, der sich auf den analogen Eingang bezieht, auf Grundlage wenigstens teilweise des digitalen Ausgangs (530); Berechnen einer Vielzahl von Koeffizienten auf Grundlage wenigstens teilweise des wenigstens einen Parameters; und digitales Rekonstruieren des analogen Eingangs unter Verwendung des digitalen Ausgangs und der Vielzahl von Koeffizienten durch Verwenden eines Filters, um eine digitale Rekonstruktion des analogen Eingangs zu erzeugen, wobei die Vielzahl von Koeffizienten des Filters eingestellt werden, um eine Rauschverstärkung zu minimieren; und Bestimmen wenigstens eines Werts auf Grundlage wenigstens teilweise des digitalen Ausgangs und der digitalen Rekonstruktion (540).
Verfahren nach Anspruch 1, ferner umfassend den folgenden Schritt: Erzeugen eines kalibrierten digitalen Ausgangs, der wenigstens teilweise auf den wenigstens einen Wert anspricht.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei das Filter ein Filter (455) mit endlicher Impulsantwort (IIR) umfasst.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei das Filter ein Filter (455) mit endlicher Impulsantwort (FIR) umfasst.
Verfahren nach irgendeinem der vorangehenden Ansprüche, wobei der Schritt zum Bestimmen wenigstens eines Werts ferner den Schritt zum Bestimmen einer Korrekturtabelle mit einer Vielzahl von Korrektureinträgen (465) umfasst.
Verfahren nach Anspruch 5, ferner umfassend den folgenden Schritt: Zugreifen auf die Korrekturtabelle (465) unter Verwendung von Adressen, die auf den digitalen Ausgang ansprechen.
Verfahren nach irgendeinem der vorangehenden Ansprüche, wobei der analoge Eingang ein Eingangssignal des Typs ist, der aus der Gruppe gewählt ist, die eine Sinuswelle, eine Summe von mehreren Sinuswellen, eine Sägezahnwelle, und eine Dreieckwelle umfasst.
Verfahren nach irgendeinem der vorangehenden Ansprüche, wobei der wenigstens eine Parameter aus der Gruppe gewählt wird, die die Frequenz, Amplitude, und anfängliche Phase umfasst.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 8, wobei der Schritt zum Abschätzen wenigstens eines Parameters ausgeführt wird, wenn der digitale Ausgang dem analogen Eingang zu Momenten entspricht, wenn der analoge Eingang nicht ein funktionales Signal ist.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt zum Umwandeln eines analogen Eingangs in einen digitalen Ausgang die folgenden Schritte umfasst: Empfangen des analogen Referenzsignals (510); Abtasten des analogen Referenzsignals, um ein abgetastetes Referenzsignal zu erzeugen; Umwandeln des abgetasteten Referenzsignals in ein digitales Signal; und wobei der Schritt zum Abschätzen die folgenden Schritte (520) umfasst: Abschätzen des wenigstens einen unbekannten Parameters des analogen Referenzsignals (530); und wobei der Schritt zum digitalen Rekonstruieren den folgenden Schritt umfasst: Rekonstruieren des abgetasteten Referenzsignals unter Verwendung des wenigstens einen unbekannten Parameters, des digitalen Signals, und der Vielzahl von Koeffizienten (540); und wobei der Schritt zum Bestimmen wenigstens eines Werts den folgenden Schritt umfasst: Bestimmen einer Korrekturtabelle unter Verwendung des rekonstruierten abgetasteten Referenzsignals und des digitalen Signals (550, 560).
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt zum Umwandeln eines analogen Eingangs in einen digitalen Ausgang die folgenden Schritte umfasst: Umwandeln eines analogen Eingangs in einen unkalibrierten digitalen Ausgang (520); und wobei der Schritt zum Abschätzen den folgenden Schritt umfasst: Abschätzen wenigstens eines Parameters, der sich auf den analogen Eingang bezieht, auf Grundlage wenigstens teilweise des unkalibrierten digitalen Ausgangs (530); und wobei der Schritt zum Bestimmen wenigstens eines Werts die folgenden Schritte umfasst: Bestimmen wenigstens eines Werts auf Grundlage wenigstens teilweise des unkalibrierten digitalen Ausgangs und des wenigstens einen Parameters; und Zugreifen auf einen Korrekturspeicher unter Verwendung von Adressen, die auf einen anderen unkalibrierten digitalen Ausgang ansprechen; und Ausgeben eines kalibrierten digitalen Ausgangs von dem Korrekturspeicher (350) auf Grundlage des Zugriffsschritts.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt zum Bestimmen wenigstens eines Werts die folgenden Schritte umfasst: Erzeugen eines Filters auf Grundlage wenigstens teilweise der Vielzahl von Koeffizienten; und Bestimmen wenigstens eines Werts auf Grundlage wenigstens teilweise des digitalen Ausgangs und wenigstens eines Ergebnisses des Filters.
Verfahren nach Anspruch 12, wobei der Schritt zum Bestimmen wenigstens eines Werts auf Grundlage wenigstens teilweise des digitalen Ausgangs und wenigstens eines Ergebnisses des Filters ferner den Schritt zum Bestimmen einer Vielzahl von Werten auf Grundlage wenigstens teilweise des digitalen Ausgangs und des wenigstens eines Ergebnisses des Filters umfasst, wobei ein Wert der Vielzahl von Werten in dem Schritt zum Bestimmen einer Vielzahl von Werten für jeden Ausgangsabtastwert des digitalen Ausgangs auf einer Abtastwert-für-Abtastwert Basis bestimmt wird.
Kalibrator für einen Analog-zu-Digital-Wandler, wobei der Analog- zu-Digital-Wandler einen analogen Eingang in einen digitalen Ausgang umwandelt, dadurch gekennzeichnet, dass der Kalibrator umfasst: einen Abschätzer (460, ω), der konfiguriert ist, um wenigstens einen Parameter in Bezug auf den analogen Eingang auf Grundlage wenigstens teilweise des digitalen Ausgangs abzuschätzen; einen Koeffizienten-Rechner (460, CI), der konfiguriert ist, um eine Vielzahl von Koeffizienten auf Grundlage wenigstens teilweise des wenigstens einen Parameters zu berechnen; ein Filter (455), das konfiguriert ist, um den digitalen Ausgang und die Vielzahl von Koeffizienten zu empfangen, um eine digitale Rekonstruktion des analogen Eingangs zu erzeugen, wobei die Vielzahl von Koeffizienten des Filters eingestellt werden, um eine Rauschverstärkung zu minimieren; und einen Korrektur-Rechner (465), der konfiguriert ist, um wenigstens einen Wert auf Grundlage wenigstens teilweise der digitalen Rekonstruktion und des digitalen Ausgangs zu bestimmen.
Kalibrator nach Anspruch 14, ferner umfassend eine Korrekturtabelle, wobei die Korrekturtabelle (350) dafür ausgelegt ist, um einen kalibrierten digitalen Ausgang im Ansprechen auf wenigstens teilweise den digitalen Ausgang bereitzustellen.
Kalibrator nach Anspruch 14 oder 15, wobei das Filter konfiguriert ist, um abgesehen von dem digitalen Ausgang und der Vielzahl von Koeffizienten den wenigstens einen Parameter zu empfangen, um einen abgeschätzten abgetasteten Eingang des Analog-zu-Digital-Wandlers zu erzeugen.
Kalibrator nach Anspruch 16, wobei das Filter ein Filter (455) mit endlicher Impulsantwort (FIR) umfasst.
Kalibrator nach irgendeinem der Ansprüche 14 bis 17, wobei der Korrektur-Rechner (465) eine Korrekturtabelle bestimmt, die eine Vielzahl von Korrektureinträgen aufweist.
Kalibrator nach Anspruch 18, wobei auf die Korrekturtabelle (350) unter Verwendung von Adressen zugegriffen wird, die auf den digitalen Ausgang ansprechen.
Kalibrator nach irgendeinem der Ansprüche 14 bis 19, wobei der analoge Eingang ein Eingangssignal des Typs ist, der aus der Gruppe gewählt wird, die eine Sinuswelle, eine Summe von mehreren Sinuswellen, eine Sägezahnwelle, und eine Dreieckwelle umfasst.
Kalibrator nach irgendeinem der Ansprüche 14 bis 20, wobei der wenigstens eine Parameter aus der Gruppe gewählt wird, die die Frequenz, Amplitude, und Anfangsphase umfasst.
Kalibrator nach irgendeinem der Ansprüche 14 bis 21, wobei der Abschätzer den wenigstens einen Parameter abschätzt, wenn der digitale Ausgang dem analogen Eingang zu Momenten entspricht, wenn der analoge Eingang nicht ein funktionales Signal ist.
Kalibrator nach irgendeinem der Ansprüche 14 bis 22, wobei der Korrektur-Rechner eine Korrekturtabelle bestimmt, die eine Vielzahl von Korrektureinträgen aufweist, wobei die Korrektureinträge von der Korrekturtabelle ausgegeben werden; und der Kalibrator ferner ein Filter mit endlicher Impulsantwort (FIR) umfasst, wobei das Filter konfiguriert ist, um den Ausgang von der Korrekturtabelle, den wenigstens einen Parameter, und die Vielzahl von Koeffizienten zu empfangen und einen abgeschätzten abgetasteten Eingang des Analog-zu-Digital-Wandlers zu erzeugen.