DE69805434T2

DE69805434T2 - Faseroptische gitter

Info

Publication number: DE69805434T2
Application number: DE69805434T
Authority: DE
Inventors: Morten Ibsen; Ian Laming
Original assignee: Pirelli Cavi e Sistemi SpA
Current assignee: Pirelli and C SpA
Priority date: 1997-10-24
Filing date: 1998-10-23
Publication date: 2003-02-13
Anticipated expiration: 2018-10-24
Also published as: JP4177959B2; AU739118B2; AR013721A1; GB9722421D0; NZ503975A; ES2178266T3; WO1999022255A1; AU9551698A; CA2307187C; BR9813265A; EP1032854A1; CA2307187A1; EP1032854B1; US6334013B1; DE69805434D1; JP2001521202A; BR9813265B1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf faseroptische Gitter.
Um eine hohe Datenübertragungsrate durch derzeit bestehende inhärent dispersive Lichtwellenleiter zu gewährleisten sind Mittel zur Dispersionskompensation, wie z. B. Chirp- Fasergitter, notwendig.
Chirp-Gitter sind Gitter, bei denen die Bragg'sche Wellenlänge sich längs des Gitters ändert, im Gegensatz zu herkömmlichen Gittern, die keine Chirp-Gitter sind, und die durch eine einzige Resonanzwellenlänge (die Bragg'sche Wellenlänge), welche durch eine einzige Gittergrundfrequenz definiert ist, gekennzeichnet sind. Die Tatsache, dass ein Chirp-Gitter an unterschiedlichen Stellen seiner Länge Licht mit unterschiedlichen Wellenlängen reflektiert, kann genutzt werden, um es als Dispersionskompensator einzusetzen.
Zur Dispersionskompensation von wellenlängenmultiplexierten (WDM-)Signalen können Mehrkanal-Chirp-Gitter verwendet werden. Mehrkanal-Chirp-Gitter werden durch mehrfach modulierte Gitter realisiert (siehe Quellette et al. Electronics Leiters, Band 31, Seiten 899-900 (1995)). Mehrfach modulierte Wellenleiter-Gitter sind Gitter, bei denen Amplitude oder Phase oder Amplitude und Phase der Brechungsindexmodulation entlang der Struktur ihrerseits auf binäre Weise (also mit zwei Zuständen) periodisch moduliert ist bzw. sind. Im Gebrauch liefert ein solches Gitter mehrere Reflexionsspitzen, die durch eine durch die Amplituden- und/oder Phasenmodulation definierte Wellenlänge getrennt sind, wobei die mehreren Reflexionsspitzen um eine zentrale Bragg'sche Wellenlänge des mehrfach modulierten Wellenleiter-Gitters verteilt sind.
Die einzelnen Kanäle eines Mehrkanalgitters können gechirpt werden, um einen Mehrkanal-Dispersionskompensator zu erhalten. Mehrkanalgitter werden auch anderweitig angewandt, z. B. nicht gechirpt als optische Filter und Impulsformer für WDM-Signale.
Eine Art von Mehrkanalgitter ist das Moiré-Gitter, das als Überlagerung zweier Bragg-Gitter mit verschiedenen Grundfrequenzen betrachtet werden kann. Die Verwirklichung von Moiré-Fasergittem ist von Reid et al in Electronics Leiters, Band 26, Seiten 10 bis 12 (1990) und von Legoubin et al in Electronics Letters, Band 27, Seiten 1945 bis 1946 (1991) beschrieben.
Reid et al beschreiben eine Einmodenfaser, die geläppt und poliert wird, um Zugang zum Kernfeld zu erhalten, und die dann mit einer dünnen Schicht aus Photolack überzogen wird. Im Photolack wird durch zweifaches Belichten mit Interferenzmustern leicht verschiedener Periode ein Moiré-Gitter gebildet. Nach dem Entwickeln der Photolack-Schicht wird das Gitter geätzt und dann mit einer Schicht aus Aluminiumoxid überzogen, schließlich wird es mit einem brechzahlengepassten Öl überzogen.
Legoubin et al beschreiben das Schreiben eines Moiré-Gitters in eine Faser aus Germanosilikat (Ge/Si), indem diese durch zwei ultraviolette Interferenzbilder belichtet wird. Eine ebenfalls beschriebene alternative Technik besteht darin, ein Moiré-Muster in ein Phasenmasken-Substrat hineinzuätzen, um so für dieses Moiré-Muster eine Phasenmaske nach Maß herzustellen.
Die Abgrenzung zwischen den Kanälen in diesen auf bisherige Weise hergestellten Moiré-Fasergittern ist nicht eindeutig, und ein Chirpen der Struktur wurde bisher nicht berichtet oder auch nur für möglich gehalten.
Der Oberbegriff des Anspruch 1 basiert auf der WO-A-96/24079. Erfindungsgemäß wird ein faseroptischer Wellenleiter nach Anspruch 1 bereitgestellt.
Die Erfindung stellt daher ein Mehrkanal-Fasergitter bereit, bei dem in einer sich wiederholenden Struktur einer höher frequenten Komponente sich wiederholende Hüllkurven überlagert werden. Die höher frequente Komponente, die aus einer Einzelfrequenz bestehen oder gechirpt sein kann, definiert die Mittenfrequenz des Mehrkanalgitters sowie das allgemeine Ansprechverhalten jedes Kanals. Die niedriger frequente Komponente definiert die Kanaltrennung, die in Abhängigkeit von der gewählten Funktion gleichförmig oder ungleichförmig sein kann, sowie die relative Stärke der einzelnen Kanäle. Auf diese Weise können durch die Erfindung die Probleme mit den bisherigen mehrfach modulierten Gittern, bei denen eine binäre oder Hauben-Modulationsfunktion verwendet wird, und bei denen die relativen Stärken der verschiedenen Kanäle sehr ungleichmäßig sind, überwunden werden.
Die höher frequente Komponente definiert die Mittenfrequenz des Systems. In einem Gitter mit einer ungeraden Anzahl von Kanälen kann diese sehr wohl mit einer Mittenfrequenz des mittleren Kanals übereinstimmen. In einem Gitter mit einer geraden Anzahl von Kanälen kann diese Mittenfrequenz sehr wohl zwischen zwei benachbarten Kanälen liegen.
In manchen anderen Ausführungen entspricht die niedriger frequente Komponente einer Sinusfunktion, um so ein sinus-moduliertes Gitter zu bilden. Daraus ergeben sich eine im allgemeinen symmetrische Hüllkurvenform und die im wesentlichen gleichförmigen Trennung der mehreren Kanäle. Es können jedoch andere Hüllkurvenformen, die durch das Hinzufügen von Komponenten verschiedener Frequenzen gebildet werden, verwendet werden - diese können so eingefügt werden, dass die mehreren Kanäle ungleichförmig getrennt sind.
Ein nicht-gechirptes Mehrkanalgitter kann so gebildet werden, dass die höher frequente Komponente eine einzige Frequenz hat. Alternativ dazu kann ein gechirptes Mehrkanalgit ter so gebildet werden, dass die Frequenz der höher frequenten Komponente längs des modulierten Abschnitts variiert, um so ein Chirp-Gitter zu definieren.
Durch den Einschluss diskreter Phasenverschiebungen zwischen benachbarten Hüllkurven kann ein kontinuierliches Wechseln von Amplituden- und Phasenprofil des Brechungsindex gewährleistet werden. Zu diesem Zwecke haben die diskreten Phasenverschiebungen im wesentlichen den Wert pi, also 180 Grad. Die Phasenverschiebungen finden vorzugsweise bei jedem Nulldurchgang der niedriger frequenten Komponente statt.
Die oben genannte Lösung ist attraktiver als die Lösung durch Brechungsindexmodulationen, die durch Über-Schreiben vieler Gitter bei verschiedenen Wellenlängen im selben Abschnitt des Wellenleiters produziert werden können, da durch das Bereitstellen einer Hüllkurve und diskreter Phasenverschiebungen dazwischen durch den Modulationsprozess automatisch eine exakte Wellenlängenabstimmung der Kanäle erzielt wird. Zudem kann die für das Schreiben des Gitters benötigte Zeit erheblich verringert werden. Darüber hinaus kann durch das Schreiben der Gitter auf eine einzige Wellenleiterlänge neben Kostenvorteilen erreicht werden, dass die Gitter beim Packen ein höheres Stabilitätspotential aufweisen.
In einer Anwendung wird ein Dispersionskompensator zur Dispersionskompensation in Datenübertragungsverbindungen bereitgestellt, wobei der Kompensator ein Lichtwellenleiter-Gitter in Form eines gechirpten Zweikanalgitters hat, wobei jeder Kanal eine unabhängige Dispersionskompensation für den jeweiligen Wellenlängenkanal aufweist, in dem das Gitter durch ein Brechungsindexmodulationsprofil definiert ist, das diskrete Phasenverschiebungen in einem einzelnen Abschnitt der Wellenleiterstruktur beinhaltet. Eine klare Trennung zwischen den Wellenlängenkanälen kann erzielt werden, um Zweikanaldispersionskompensatoren zu erhalten, deren Dispersionsbandbreitenprodukt das zweifache eines Einkanal-Gitters beträgt, das in eine äquivalente Faserlänge hineingeschrieben ist.
In einer weiteren Anwendung wird ein Dispersionskompensator zur Dispersionskompensation in Datenübertragungsverbindungen bereitgestellt, wobei der Kompensator ein Lichtwellenleiter-Gitter in Form eines gechirpten modulierten Gitters, z. B. eines sinus- modulierten Gitters, hat, das zwei oder mehr Wellenlängenkanäle mit jeweils unabhängiger Dispersionskompensation für den jeweiligen Wellenlängenkanal aufweist, in dem das modulierte Gitter durch ein Brechungsindexmodulationsprofil mit diskreten Phasenverschiebungen definiert ist.
Genauso wie Sinusfunktionen kann die der gewöhnlichen Brechungsindexmodulation überlagerte Hüllkurve einer beliebigen gewünschten Funktionsform mit der Anwendung ent sprechenden Fourier-Eigenschaften folgen, um ein Mehrkanalgitter mit den gewünschten Reflexionseigenschaften zu bilden.
Es sind auch andere Ausführungsformen mit nicht-gechirpten Gittern möglich.
In den oben beschriebenen Ausführungen kann das Gitter durch gleichzeitiges Einprägen des vorausberechneten Brechungsindexprofils in die Wellenleiterstruktur durch eine Dauerschreibtechnik hergestellt werden, z. B. um eine präzise und gleichförmige Wellenlängentrennung zwischen den Wellenlängenkanälen zu bewirken, die so gewählt werden kann, dass sie exakt den Wellenlängenkanälen eines WDM-Übertragungssystems mit zwei oder mehr gleichmäßig beabstandeten Wellenlängenkanälen entspricht.
Das Lichtwellenleiter-Gitter kann in einer Lichtleitfaser gebildet sein, die in ihrem Querschnitt einen Kernbereich und einen Hüllbereich aufweist, wobei der modulierte Abschnitt im Kernbereich oder einem Teil von diesem, z. B. in einem um einen zentralen Kernbereich herum angeordneten ringförmigen Bereich, definiert ist.
Weitere Aspekte der Erfindung sind durch die nachfolgenden Ansprüche belegt.
Zum besseren Verständnis der Erfindung, und um zu veranschaulichen, wie diese realisiert werden kann, wird nun anhand von Beispielen auf die begleitenden Zeichnungen Bezug genommen, die zeigen:
Fig. 1 den Querschnitt eines faseroptischen Wellenleiter-Gitters gemäß einer ersten Ausrührung der Erfindung;
Fig. 2 das faseroptische Wellenleiter-Gitter nach Fig. 1 im Längsschnitt;
Fig. 3 einen Graphen, der das Brechungsindexprofil δn als eine Funktion der Entfernung x entlang einer Übertragungsrichtung eines Vierkanal-sinus-modulierten Wellenleitergitters gemäß einer ersten Beispielausführung darstellt;
Fig. 4 das relative Reflexionsvermögen R in Dezibel als eine Funktion der Wellenlänge 1 in Nanometern für das Gitter nach Fig. 3;
Fig. 5 das Reflexionsvermögen R in Dezibel als eine Funktion der Wellenlänge 1 in Nanometern für ein Acht-Kanal-Gitter gemäß einer zweiten Beispielausführung;
Fig. 6 das Reflexionsvermögen R in Dezibel als eine Funktion der Wellenlänge 1 in Nanometern für ein Sechzehn-Kanal-Gitter gemäß einer dritten Beispielausführung;
Fig. 7 einen Graphen, der das Brechungsindexprofil δn als eine Funktion der Entfernung x entlang einer Übertragungsrichtung eines Zweikanal-Moiré-Gitters gemäß einer vierten Beispielausführung darstellt;
Fig. 8 das Reflexionsvermögen R in Dezibel als eine Funktion der Wellenlänge 1 in Nanometern für das Gitter nach Fig. 7;
Fig. 9 die Zeitverzögerung Δt in Pikosekunden als eine Funktion der Wellenlänge 1 in Nanometern für das Gitter nach Fig. 7;
Fig. 10 die Abweichung von der linearen Zeitverzögerung δ(Δt) in Pikosekunden für Kanal I des Gitters nach Fig. 7;
Fig. 11 die Abweichung von der linearen Zeitverzögerung δ(Δt) in Pikosekunden für Kanal II des Gitters gemäß Fig. 7;
Fig. 12 das Reflexionsvermögen R in Dezibel als eine Funktion der Wellenlänge 1 in Nanometern für ein Zweikanal-Moiré-Gitter gemäß einer fünften Beispielausführung;
Fig. 13 die Zeitverzögerung Δt in Pikosekunden als eine Funktion der Wellenlänge in Nanometern für das Gitter nach Fig. 12;
Fig. 14 das Reflexionsvermögen R in Dezibel als eine Funktion der Wellenlänge 1 in Nanometern für ein sinus-moduliertes Vierkanal-Chirp-Gitter gemäß einer sechsten Beispielausführung;
Fig. 15 die Zeitverzögerung Δt in Pikosekunden als eine Funktion der Wellenlänge 1 in Nanometern für das Vierkanal-Chirp-Gitter nach Fig. 14;
Fig. 16 bis 19 die Abweichung von einer linearen Zeitverzögerung δ(Δt) in Pikosekunden als eine Funktion der Wellenlänge 1, in Nanometern für die vier Kanäle I-IV des Gitters nach Fig. 14;
Fig. 20 das Schaltbild einer Sendeeinheit mit einem Mehrkanal-Chirp-Gitter gemäß der ersten oder der zweiten Ausführung der Erfindung, das als WDM-Dispersions-Vorkompensator dient;
Fig. 21 das Schaltbild einer Zwischenverstärker-Einheit mit einem Merhkanal-Chirp- Gitter gemäß der ersten oder der zweiten Ausführung der Erfindung, das als WDM- Dispersionskompensator dient; und
Fig. 22 das Schaltbild einer Empfangereinheit mit einem Mehrkanal-Chirp-Gitter gemäß einer der Ausführungen 1 bis 3 der Erfindung, das als WDM-Dispersions-Nachkompensator dient.
Die Fig. 1 und 2 zeigen ein Mehrkanalgitter gemäß einer ersten Ausrührung der Erfindung, das in einer Lichtleitfaser verwirklicht ist, im Quer- bzw. Längsschnitt. Die Lichtleitfaser umfasst eine Glasummantelung 2 und einen lichtempfindlichen Lichtleitkern 4. Die Faser kann z. B. eine deuteriumgeladene Ge/Si-Faser sein. Ein Abschnitt 6 des Faserkerns 4 hat eine Länge Lgr. Der Abschnitt 6 hat ein moduliertes Brechungsindexprofil und Phasenprofil. Durch die Modulation wird ein Mehrkanalgitter bereitgestellt. Die Länge Lgr des modulierten Abschnitts 6 des Kerns 4 bewegt sich in typischen Beispielen in der Größenordnung von zehn Zentimetern bis zu einem Meter.

Beispiel 1

Beispiel 1 wird nun unter Bezugnahme auf die Fig. 3 und 4 beschrieben.
Ein moduliertes nicht gechirptes Vierkanal-Faser-Gitter wird unter Verwendung einer erweiterten Version der Faser/Phasen-Abtastmaske nach der in der GB-A-2 316 760 beschriebenen derzeitigen Gittertechnik gebildet. Diese Technik gestattet es, eine nicht einheitliche Gitterformation mit einer einheitlichen Phasenmaske zu bilden. Ein intrakavitärer frequenzverdoppelter Argonionen-Laser, der Licht einer Stärke von 100 mW aus 244 nm CW produziert, wird als UV-Quelle genutzt. Für das Schreiben des Gitters wird ein Gesamtfluss von ~ 0,8 kJ/cm² genutzt. Das Gitter wird in einer deuteriumgeladenen Faser aus Germanosilikat (Ge/Si) von der in Fig. 1 und 2 gezeigten Art geschrieben, das eine numerische Apertur NA von ~ 0,2 hat. Zum Glätten der Zeitveizögerungswellen wird das Gitter an beiden Enden über 10% der Gesamtlänge des Gitters apodisiert.
Die zum Schreiben dieses Beispielgitters benötigte Zeit betrug 30 Minuten, und das Gitter hat eine Länge von 10 cm.
In Fig. 3 sind das komplexe Brechungsindexprofil sowie die
Phasenverschiebungsbereiche in dem Gitter aus Beispiel 1 zu sehen. Das Profil entspricht einer Sinusfunktion. Die sinusförmigen Modulationsabschnitte bewirken, dass die Gesamt- Hüllkurve des Reflexionsspektrums eine quadratische oder abgeflachte Form einnimmt. Zudem besteht das Gitter aus einer Anzahl aus verketteten Unterabschnitten, um ein kontinuierlich wechselndes Amplituden- und Phasenprofil des Brechungsindex zu gewährleisten. Die verketteten Unterabschnitte haben jeweils das gleiche oder ein im wesentlichen gleiches Brechungsindex- und Phasenprofil, um innerhalb der Gesamt- Hüllkurve mehrere Wellenlängenkanäle zu bilden. Die Kanaltrennung Δλ, wird durch die Hüllkurven-Periode P zwischen den Maxima der Brechungsindexamplitudenmodulation der längeren Frequenz definiert, nämlich durch
Δλ = λB²/2 neffP (1)
wobei neff der effektive Brechungsindex im Gitter und λB die Bragg'sche Wellenlänge des Gitters ist. Wie in Fig. 3 gezeigt hat die Amplitudenmodulation ein Maximum von δnmax.
Das Brechungsindexprofil kann als die Summe der Spektralkomponenten jeder der charakteristischen Wellenlängen ausgedrückt werden. Mittels der Fourier-Theorie kann das Brechungsindexprofil als eine einzige Modulationsfunktion Σ(z) ausgedrückt werden, wobei z die Längsachse in Ausbreitungsrichtung in der Wellenleiterstruktur ist, nämlich durch
wobei N die Anzahl der Wellenlängenkanäle (eine ganze Zahl größer als Eins) und Lgr die Gesamtlänge des Gitters ist.
Weiter ist in Fig. 3 zu sehen, dass das Brechungsindexprofil zwischen aufeinanderfolgenden Maxima zwei Seitenlappen hat. Im Allgemeinen ist die Anzahl von Seitenlappen zwischen aufeinanderfolgenden Maxima um zwei geringer als die Anzahl der charakteristischen Wellenlängen. Zum Beispiel hat ein Acht-Kanal-Gitter ein Brechungsindexprofil mit sechs Seitenlappen, ein Sechzehn-Kanal-Gitter hat vierzehn Seitenlappen, u. s. w. Die Sinusform der Brechungsindexmodulation wird durch Apodisation in Längsrichtung des Gitters erreicht. Um den Vorzeichenwechsel zwischen den Seitenlappen im Brechungsindexprofil zu bewirken wird eine diskrete Phasenverschiebung δΦ von π(pi) eingefügt.
In Fig. 4 ist das Reflexionsvermögen R des Gitters aus Fig. 1 als eine Funktion der Wellenlänge λ dargestellt. Das modulierte Gitter hat eine Bragg'sche Wellenlänge von 1.560,5 nm und hat vier Wellenlängenkanäle. Alle Wellenlängenkanäle haben, wie in Fig. 4 zu sehen, eine vollständige Unterdrückung von bandüberschreitenden Wellenlängen. Alle Wellenlängenkanäle weisen nahezu identische Eigenschaften auf, gemeinsam ist ihnen eine Bandbreite von 16 um und ein Übertragungsverlust von ca. 10 dB. Die Kanaltrennung liegt bei 100 GHz, woraus sich eine Finesse (Verhältnis zwischen der Trennung benachbarter Kanalmaxima und der Halbwertsbreite eines Kanalmaximums) von 50 ergibt.

Beispiel 2

Ein nicht-gechirptes moduliertes Acht-Kanal-Fasergitter wird durch die gleiche Technik hergestellt, auf die in Beispiel 1 Bezug genommen wird, und wird, wie in Beispiel 1, auf einen 10 cm langen Abschnitt einer Ge/Si-Faser mit einer NA von ~ 0,2 geschrieben. Das Brechungsindexprofil hat ein sinusförmiges Profil, das durch die selbe Anwendung der Fourier-Theorie, die unter Bezugnahme auf Beispiel 1 beschrieben ist, analysiert werden kann. Alle acht Wellenlängen-Kanäle haben eine vollständige Unterdrückung von bandüberschrei tenden Wellenlängen, wie in Fig. 5 zu sehen ist, in der das Reflexionsvermögen R des Gitters als eine Funktion der Wellenlänge λ, dargestellt ist. Die Kanäle sind um die zentrale Braggsche Wellenlänge von 1560,5 nm verteilt, die durch die zugrunde liegende einheitliche Gitter- Grundfrequenz definiert ist, und sie haben alle nahezu identische Eigenschaften; gemeinsam ist ihnen eine Bandbreite von 16 um und ein Übertragungsverlust von ungefähr 10 dB. Die Kanaltrennung liegt bei 100 GHz, woraus sich eine Finesse von 50 ergibt.

Beispiel 3

Ein nicht-gechirptes moduliertes Sechzehn-Kanal-Fasergitter wird durch die gleiche Technik hergestellt, auf die in Beispiel 1 Bezug genommen wird, und wird, wie in Beispiel 1, auf einen 10 cm langen Abschnitt einer Ge/Si-Faser mit einer NA von ~ 0,2 geschrieben. Die zum Schreiben des modulierten Gitters benötigte Zeit betrug 15 Minuten, und der Wechsel des Brechungsindex betrug ungefähr 2 · 10. Das Brechungsindexprofil hat ein sinusförmiges Profil, das mit der gleichen Anwendung der Fourier-Theorie analysiert werden kann, die unter Bezugnahme auf Beispiel 1 beschrieben ist. Alle sechzehn Wellenlängen-Kanäle haben eine vollständige Unterdrückung von bandüberschreitenden Wellenlängen, wie in Fig. 6 zu sehen ist, in der das Reflexionsvermögen R des Gitters als eine Funktion der Wellenlänge 2. dargestellt ist. Die Kanäle sind um die zentrale Bragg'sche Wellenlänge von 1560,5 nm verteilt, die durch die zugrunde liegende einheitliche Gitter-Grundfrequenz definiert ist, und sie haben alle identische Eigenschaften; gemeinsam ist ihnen eine Bandbreite von 16 um und ein Übertragungsverlust von ungefähr 10 dB. Die Kanaltrennung liegt bei 100 GHz, woraus sich eine Finesse von 50 ergibt.

Beispiel 4

Beispiel 4 wird nun unter Bezugnahme auf Fig. 7 bis 11 beschrieben.
Es wird ein gechirptes Zweikanal-Fasergitter bereitgestellt. Das Gitter wurde durch eine ähnliche wie in Beispiel 1 beschriebene Technik hergestellt, die jedoch so modifiziert ist, dass die zugrunde liegende Periode der zum Definieren der einzelnen Wellenlängenkanäle genutzten Modulation sich entlang des beschriebenen Abschnitts der Ge/Si-Faser ständig verändert. Die Periodenänderung längs des Gitters ist vorzugsweise monoton und linear, wodurch ein linear gechirptes Gitter entsteht. Die Faser hat wie in Beispiel 1 eine NA von ~ 0,2. Die zum Schreiben des Gitters benötigte Zeit betrug 30 Minuten. Zum Glätten der Zeitverzögerungswellen werden die Gitter an beiden Enden über 10% der Gesamtlänge des Gitters apodisiert.
Die Bragg'sche Wellenlänge des Gitters beträgt 1531,9 nm, und das Gitter hat eine Brechungsindexmodulationsperiode von 291 um, woraus sich eine Wellenlängentrennung der beiden Reflexionskanäle von 2,7 nm (338 GHz) ergibt. Die Bandbreiten jedes der Kanäle sind identisch und betragen ca. 2,7 nm. Diese Werte werden aus einer einfachen Anwendung der oben genannten Gleichung (1) abgeleitet.
In Fig. 7 sind das komplexe Brechungsindexprofil sowie die Abschnitte der Phasenverschiebung des Gitters aus Beispiel 4 zu sehen. Das Profil entspricht einer Sinusfunktion und lässt zwei charakteristische Reflexionskanäle entstehen. Dies ergibt sich aus der Fourier- Theorie, die zeigt, dass ein sinusförmiger Verlauf im Brechungsindex eines Gitters zwei identische Seitenbänder entstehen lässt, die symmetrisch um die Bragg'sche Wellenlänge A. B des Gitters angeordnet sind. Der sinusförmige Verlauf impliziert, dass Abschnitte mit "negativem" Brechungsindex erforderlich sind. Der gewünschte Effekt wird durch Einlügen einer diskreten Phasenverschiebung δΦ von π(pi) nach jeder Halbwelle des Sinusverlaufs in der Brechungsindexamplitude bewirkt, wie in Fig. 7 zu sehen. Die Trennung Δλ zwischen den beiden Wellenlängen ist durch die Periode P zwischen den Maxima der Brechungsindexmodulation und die oben genannte Gleichung (1) definiert.
Dem Gitter wird ein linearer Chirp überlagert, was in Fig. 7 durch den Pfeil angezeigt ist, der von einem Ende des modulierten Abschnitts des Wellenleiters, an dem das Gitter durch eine relativ kurze Wellenlänge λ&sub1; gekennzeichnet ist, zum anderen Ende des modulierten Abschnitts des Wellenleiters, an dem das Gitter durch eine relativ lange Wellenlänge λ&sub2; gekennzeichnet ist, zeigt.
Ungenauigkeiten im Wert der Phasenverschiebung zwischen den Modulationsabschnitten würden das kohärente Bild des sinusförmigen Brechungsindexprofils stören. Außerhalb der beiden zentralen Seitenbänder würden Seitenbänder mit ungleicher Stärke gebildet werden, die den Kopplungsfaktor in jedem der Seitenbänder stören und damit nicht identische Dispersionen und Bandbreiten bewirken würden.
In den Fig. 8 bis 11 sind Reflexion und Zeitverzögerung der beiden Kanäle I und II in einem durchgängig gechirpten Moiré-Gitter von einem Meter Länge gezeigt, das so gestaltet ist, dass es 200 km Dispersion in einer Faser mit einer Dispersion von 17 ps/nm/km kompensieren kann. Die charakteristischen Merkmale des Gitters bezüglich Reflexionsvermögen und Zeitverzögerung wurden mit einer Wellenlängenauflösung bei 2 um mittels eines abstimmbaren Lasers und eines Hochpräzisions-Wellenmessers ermittelt. Jeder der beiden Kanäle erfährt eine Gesamt-Zeitverzögerung von 9.672 ps. Kanal I hat eine Dispersion von 3.630 ps/nm. Kanal II hat eine Dispersion von 3.607 ps/nm. Die Dispersion definiert sich durch die Länge des Gitters und die Bandbreite des Kanals. Das Gitter wurde auch bei der Übertragung getestet, und jeder Dispersionskanal wies einen Übertragungsverlust von ca. 10 dB auf, was ein Reflexionsvermögen von ca. 90% anzeigt. Ein Abtasten von erheblich außerhalb des Bandes der Gitter liegenden Wellenlängen zeigt, dass keine Wellenlängen außer den beiden vom Aulbau produzierten nachweisbar sind.
Wie in den Fig. 8 bis 11 zu sehen sind die beiden Kanäle I und II bezüglich Reflexionsvermögen und Zeitverzögerung nahezu identisch, Kanal I ist jedoch schwächer. Dies ist durch den durch Kanal II hervorgerufenen Mantelmodus-Verlust begründet.
Die in den Fig. 8 bis 11 gezeigten Kurven machen den hohen Grad der Steuerbarkeit der Gitterparameter deutlich, da keine Artefakte vorhanden sind, die vorhanden wären, wenn in den Größen der Phasenverschiebungen zwischen den Modulationsabschnitten irgendwelche signifikanten Fehler vorlägen.

Beispiel 5

Ein gechirptes Zweikanal-Fasergitter wird mit der in Beispiel 4 beschriebenen Technik hergestellt und, ebenfalls wie in Beispiel 4, in einen Abschnitt einer deuteriumgeladenen Ge/Si-Faser mit einer NA von ~ 0,2 geschrieben. Die Länge des modulierten Abschnitts beträgt 35,1 cm.
In den Fig. 12 und 13 ist das 35,1 cm lange gechirpte Moiré-Gitter zu sehen, das so gestaltet ist, dass es in einer Standardfaser eine Dispersion von 100 km kompensieren kann. Das Gitter hat eine Kanaltrennung von 2,4 nm (300 GHz), und jeder der beiden Wellenlängen-Kanäle hat eine Bandbreite von ca. 2 nm. Daraus ergibt sich eine Dispersion von ~ 1.770 ps/nm für jeden Kanal. Jeder Kanal weist einen Übertragungsverlust von ~ 8 dB auf, was ein Reflexionsvermögen von ca. 84% anzeigt. Ein Abtasten von erheblich außerhalb des Bandes der Gitter liegenden Wellenlängen zeigt, dass keine Wellenlängen außer den beiden vom Aufbau produzierten nachweisbar sind.
In den Fig. 12 und 13 ist zu sehen, dass die beiden Kanäle bezüglich Reflexionsvermögen und Zeitverzögerung nahezu identisch sind. Kanal I ist der schwächere. Dies ist durch den durch Kanal II hervorgerufenen Mantelmodus-Verlust begründet.
Die in den Fig. 12 und 13 gezeigten Kurven machen den hohen Grad der Steuerbarkeit der Gitterparameter deutlich.

Beispiel 6

Ein gechirptes Vierkanal-Fasergitter wird mit der in Beispiel 4 beschriebenen Technik hergestellt und, ebenfalls wie in Beispiel 4, in einen Abschnitt einer deuteriumgeladenen Ge/Si-Faser mit einer NA von ~ 0,2 geschrieben. Die Länge des modulierten Abschnitts beträgt 22,5 cm.
In den Fig. 14 und 15 sind die gemessenen Reflexions- und Zeitverzögerungskurven des durchgängig gechirpten Fasergitters gezeigt. Die vier Wellenlängen-Kanäle sind bei 1,6 nm (200 GHz) getrennt und haben Kanal-Bandbreiten von 1,6 nm. Die Fig. 15 bis 18 zeigen die gemessenen Abweichungen von den linearen Zeitverzögerung für die in den Fig. 14 und 15 gezeigten Kanäle I, II, III und IV.
Das Gitter ist ein gechirptes sinus-moduliertes Fasergitter mit einer Bragg'sche Wellenlänge von 1.554 nm und eine Länge von 22,5 cm. Die Kanal-Bandbreiten betragen jeweils ~ 200 GHz. Zum Herstellen dieser Kanaltrennung wird eine Modulationsperiode P von 521 um genutzt. Die resultierenden durchschnittlichen Dispersionen der vier Kanäle betragen:
DI = -1410 ps/nm
DII = -1406 ps/nm
DIII = = -1392 ps/nm
DIV = -1392 ps/nm.
Um die Welligkeit in den Dispersionskennlinien zu reduzieren wird das Gitter an beiden Enden über 10% seiner Gesamtlänge durch die Kosinus-Apodisation apodisiert. Die resultierende Abweichung von der linearen Zeitverzögerung beträgt von Spitze zu Spitze 30 ps (siehe Fig. 16 bis 19). Jeder Kanal weist einen Übertragungsverlust von ~ 8 dB auf, was ein Reflexionsvermögen von ca. 84% anzeigt. Das Gitter wurde, wie in Fig. 14 gezeigt, aufsein Reflexionsvermögen getestet, mit einer Wellenlängenauflösung von 1 pm unter Verwendung eines abstimmbaren Lasers und durch Messen der Gruppenlaufzeit zwischen aufeinanderfolgenden Wellenlängen-Schritten mit einem Netzanalysator. Die verwendete Modulationsfrequenz beträgt 500 MHz.
Diese Beispielvorrichtung ist relativ einfach zu verwirklichen, sie ist kostengünstig in der Herstellung und ist im gepackten Zustand stabil. Die Wellenlängentrennungen sind sehr genau. Die vier Kanäle sind in Bezug auf Reflexionsvermögen und Zeitverzögerung, wie die Fig. 14 bis 19 zeigen, nahezu identisch. Die Wellenlängenkanäle haben, wie Fig. 14 deutlich macht, ein Spektral verhalten ohne bandüberschreitende Wellenlängen-Kanäle.
Für Vorrichtungen, die Gitter gemäß einem beliebigen der Beispiele 1 bis 6 umfassen, ist die Tatsache von Vorteil, dass in ein und dieselbe, relativ kurze Faserlänge mehrere Kanäle geschrieben werden. Diese Länge beträgt 10 cm in den Beispielen 1 bis 3, einen Meter in Beispiel 4, 35,1 cm in Beispiel 5, und 22,5 cm in Beispiel 6. Durch die vergleichsweise geringe Länge an benötigtem Wellenleiter-Material, Faser oder festes Material, werden die Anforderungen an Packung und Temperaturstabilisierung im Vergleich zu Vorrichtungen, die auf dem Schreiben von Gittern für jeden Wellenlängenkanal in Reihe längs des Wellenleiters basieren, reduziert. Zudem kann durch den Umstand, dass ein einziges Brechungsindexprofil alle Wellenlängenkanäle erzeugt, eine sehr genaue Wellenlängentrennung erreicht werden. Randfehler sind gänzlich ausgeschlossen, da die mehreren Kanäle durch ein einziges Brechungsindexprofil und/oder Phasenprofil definiert sind, das bzw. die vorausberechnet und dann in einem einzigen Schritt auf den Wellenleiter geschrieben wird bzw. werden. Zum Glätten von Zeitverzögerungswellen können die Gitter an ihren Enden apodisiert werden, z. B. über 10% der gesamten Gitterlänge an beiden Enden. Die Eigenschaften von verschiedenen Reflexionswellenlängengittern können so z. B. in einem einzigen Brechungsindexprofil verwirklicht sein, das in einen einzigen Wellenleiter-Abschnitt geschrieben werden kann. Mit großem Aufwand verbundene Probleme, die aus der Verwirklichung verschiedener Gitter entweder in Reihe oder an verschiedenen Ports eines Zirkulators resultieren, können so vermieden werden. Die in den obigen Beispielen dargestellten Eigenschaften machen den hohen Grad der Steuerbarkeit der Gitterparameter deutlich, der durch das Nichtvorhandensein von Artefakten belegt ist, die vorhanden wären, wenn es in den Größen der Phasenverschiebungen zwischen den Modulationsabschnitten signifikante Fehler gäbe. In allen oben erläuterten Beispielen weisen die Kanäle identische oder nahezu identische Eigenschaften auf, und bandüberschreitende Wellenlängen sind gänzlich oder nahezu gänzlich unterdrückt.
Zudem können, wie in den Beispielen 4 bis 6 gezeigt, Vorrichtungen für WDM- Dispersionskompensation mit hochgradig einheitlichem Chirpen in jedem von mehreren Wellenlängenkanälen bereitgestellt werden.
In den oben erläuterten Beispielen werden der hohe Grad an Übereinstimmung zwischen den Wellenlängenkanälen und deren Trennung sowie der hohe Grad der Unterdrückung von bandüberschreitenden Wellenlängen durch die funktionale Natur der Modulation von Brechungsindexamplitudenprofil und Phasenprofil in der Faser erreicht, das in den Beispielen 4 bis 4 einer Sinusfunktion entspricht. Es ist zu bemerken, dass andere Funktionsformen gemäß ihren Fourier-Eigenschaften für die entsprechende Anwendung, z. B. Impulsformung oder Filtern, ausgewählt und genutzt werden können. Insbesondere kann als Basis für die Hüllkurvenfunktion eine Kombination aus nicht gleichmäßig beanstandeten Frequenzen genutzt werden, woraus sich im Ansprechverhalten des Gitters nicht gleichmäßig beabstandete Kanäle ergeben. In den oben erläuterten Beispielen wird jedoch die Sinusfunktion verwendet, da die Fourier-Transformierte einer Sinusfunktion ein Rechteckimpuls ist und dadurch bestimmte für die WDM-Dispersionskompensation wünschenswerte Eigenschaften gewonnen werden.
Die konkreten Beispiele zeigen, wie für mehrere Wellenlängenkanäle gleiche Dispersionseigenschaften erzielt werden können. Zudem kann der Gebrauch von Chirp-Gittern, wie in den Beispielen 4 bis 6, die Dispersions- und Wellenlängenabstimmung von Gittern, bei denen eine sehr genaue Wellenlängentrennung erforderlich ist, erheblich vereinfachen; diese sehr genaue Wellenlängentrennung ist z. B. dann erforderlich, wenn eine große Anzahl von auf Gittern basierenden Vorrichtungen, wie z. B. Dispersionskompensatoren, im selben WDM-Link verwirklicht werden soll.
Die Anordnung der Kanäle kann auf einfache Weise auf jedwede gewöhnliche Wellenlängentrennung abgestimmt werden, z. B. auf die durch die Bestimmungen des Internationalen Fernmeldevereins (International Telecommunications Union, ITU) definierten.
Im Folgenden werden Anwendungen von die Erfindung verwirklichenden Mehrkanal- Chirp-Gittern beschrieben, die in einer Sendeeinheit, einer Zwischenverstärker-Einheit und in einer Empfängereinheit eines Lichtwellenleiter-Weitverkehrsübertragungssystem enthalten sind, wobei auf die Fig. 20, 21 und 22 Bezug genommen wird.
Fig. 20 zeigt eine Sendeeinheit zum Einkoppeln eines WDM-Signals in eine Lichtleitfaser. Die Sendeeinheit hat eine herkömmliche elektrooptische Umsetzereinheit 10 mit einem Eingang 12 zum Empfang eines Daten beinhaltenden elektrischen Signals. Die Umsetzereinheit 10 kann z. B. auf einer Halbleiter-Laserquelle (nicht gezeigt) und einem Lichtmodulator (nicht gezeigt) basieren, über die das elektrische Signal auf herkömmliche Weise am Laserausgang eingeprägt wird. Die Umsetzereinheit hat einen Ausgang, der mit einem Zirkulator 16 verbundenen ist, der wiederum zwei weitere Anschlüsse aufweist, einen zu einem erbiumdotierten Faserverstärker (EDFA) 14, der als Leistungsverstärker ander Ausgangsseite der Sendeeinheit füngiert, und einen anderen zu einem erfindungsgemäßen gechirpten Mehrkanal-Fasergitter 20. Der Zirkulator 16 ist so angeordnet, dass er ein von der Umsetzereinheit 10 empfangenes Signal an das Gitter 20 überträgt, und dass er ein vom Gitter 20 empfangenes Signal an den EDFA 14 überträgt. Die Ausgangsseite des EDFA 14 führt zu einem Anschluss 18 für die Verbindung mit einem Ende einer Lichtwellenleiter-Weitverkehrsverbindung (nicht gezeigt). Das gechirpte Mehrkanal-Fasergitter 20 dient als Dispersions-Vorkompensator zum teilweisen oder gänzlichen Ausgleichen von dispersionsinduzierten Störungen des Signals für eine vorbestimmte Länge einer bestimmten Faserart.
Fig. 21 zeigt eine auf einem Faserverstärker basierende Zwischenverstärker-Einheit für ein WDM-Übertragungssystem. Die Zwischenverstärker-Einheit hat einen Eingang 8 an der Aufwärtsseite der Übertragungsverbindung und einen Ausgang 18 an der Abwärtsseite der Übertragungsverbindung. Die Zwischenverstärker-Einheit ist an der Eingangsseite und an der Ausgangsseite jeweils mit einer EDFA-Einheit 9 bzw. 14 ausgestattet. Die EDFA-Einheit 9 an der Eingangsseite ist so angeordnet, dass sie über den Eingang 8 von der Übertragungsverbindung das WDM-Signal empfängt und das Signal, wie aus dem Stand der Technik bekannt, z. B. mit einem für den Wellenlängenkanal selektiven Verstärkungsfaktor verstärkt. Die Ausgabe des Eingangsseiten-EDFA 9 wird einem Eingang eines Zirkulators 16 zugeleitet, der zwei weitere Anschlüsse aufweist, nämlich einen zu einem gechirpten Mehrkanal-Fasergitter 20, und einen anderen zu einem Eingang des Ausgangsseiten-EDFA 14. Der Zirkulator 16 ist so angeordnet, dass der ein von der EDFA-Einheit 9 an der Eingangsseite empfangenes Signal an das Gitter 20 und ein vom Gitter 20 empfangenes Signal an die EDFA-Einheit 14 an der Ausgangsseite überträgt. Das gechirpte Mehrkanal-Fasergitter 20 füngiert als in Reihe geschalteter Dispersionskompensator oder als kombinierter (Nach-)Kompensator und Vor- Kompensator, und er ist so gestaltet, dass das von ihm geleistete Maß an Kompensation die Dispersion des in der vorangehenden Aufwärts-Faserverbindung von der vorgeschalteten Zwischenverstärker- oder Sendeeinheit übertragenen Signals vollständig, oder mehr als vollständig, ausgleicht.
Fig. 22 zeigt eine Empfängereinheit zur optoelektronischen Umwandlung eines von einer Glasfaserverbindung empfangenen WDM-Signals in entsprechende elektrische Signale. Die Empfängereinheit hat einen Eingang 8 zum Empfang des WDM-Signals von einer Glasfaserverbindung. Der Eingang 8 ist mit einer EDFA-Einheit 9 verbunden, die ähnlich gestaltet sein kann wie die oben unter Bezugnahme auf die Zwischenverstärker-Einheit beschriebene EDFA-Einheit an der Eingangsseite. Die EDFA-Einheit 9 ist an ihrer Ausgangsseite mit einem Zirkulator 16 verbunden, der zwei weitere Anschlüsse aufweist, nämlich zu einem gechirpten Mehrkanal-Fasergitter 20 und zu einer optoelektronischen Wandlereinheit 11. Der Zirkulator 16 ist so angeordnet, dass er ein von der EDFA-Einheit 9 empfangenes Signal an das Gitter 20 und ein vom Gitter 20 empfangenes Signal an die Wandlereinheit 11 überträgt. Das gechirpte Mehrkanal-Fasergitter 20 füngiert als Dispersions-(Nach-)Kompensator und ist so gestaltet, dass das von ihm geleistete Maß an Kompensation ein erwartetes Maß an Dispersion in dem von der vorangehenden Aufwärts-Faserverbindung empfangenen Signal vollständig ausgleicht.
Es ist möglich, ein unidirektionales Übertragungssystem mit einer Sendeeinheit gemäß Fig. 20, einer oder mehreren Zwischenverstärker-Einheiten gemäß Fig. 21 und einer Empfängereinheit gemäß 22 aufzubauen, wobei die Einheiten durch Glasfaserverbindungen vernetzt sind. Es ist auch möglich, ein bidirektionales Übertragungssystem herzustellen, das zwei solche unidirektionalen Übertragungssysteme umfasst, die entgegengesetzt angeordnet sind.

Claims

1. Faseroptischer Wellenleiter mit einem Abschnitt mit moduliertem Brechungsindex derart, dass ein Gitter mit mehreren charakteristischen Reflexions-Wellenlängenkanälen entsteht, in dem die Brechungsindexmodulation eine Amplitudenmodulation umfasst mit:

einer unterlegten, wesentlich höher frequenten Komponente, die die Form des Reflexionsprofils jedes Wellenlängenkanals definiert,

einer wesentlich niedrigeren Frequenzkomponente, die der höher frequenten Komponente wiederholte Hüllkurven überlagert und die Trennung der Wellenlängenkanäle definiert, wobei die Hüllkurvenform der niedriger frequenten Komponente jedem der Wellenkanäle ein im wesentlichen gleichförmiges Ansprechverhalten aufprägt,

dadurch gekennzeichnet, dass

die Anzahl der Wellenkanäle auf eine endliche Zahl begrenzt ist und diskrete, im wesentlichen pi-Phasenverschiebungen (Fig. 7) wenigstens zwischen angrenzenden Hüllkurven der niedriger frequenten Komponente vorhanden sind.

2. Wellenleiter nach Anspruch 1, bei dem die niedriger frequente Komponente einer Sinusfunktion entspricht.

3. Wellenleiter nach Anspruch 1 oder 2, bei dem die höher frequente Komponente längs des modulierten Abschnitts eine im wesentlichen konstante Frequenz aufweist.

4. Wellenleiter nach Anspruch 1 oder 2, bei dem die Frequenz der höher frequenten Komponente längs des modulierten Abschnitts variiert, so dass ein Chirp-Gitter entsteht.

5. Wellenleiter nach einem der vorstehenden Ansprüche, bei dem die Anzahl der Wellenlängenkanäle 2, 4, 8 oder 16 beträgt.

6. Wellenleiter nach einem der vorstehenden Ansprüche, der einen Kernbereich und einen Hüllbereich aufweist, wobei der modulierte Abschnitt wenigstens in einem Teil des Kernbereichs gebildet ist.