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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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Diese
Anmeldung beansprucht den Vorteil bzw. Nutzen der
japanischen Patentanmeldung Nr. 2001-186273 ,
die am 20. Juni 2001 im Japanischen Patentamt eingereicht wurde.
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1. Gebiet der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich im Allgemeinen auf Spitzenwertunterdrückungsverfahren
und Datenübertragungsvorrichtungen,
und im Genaueren auf ein Spitzenwertunterdrückungsverfahren zum Unterdrücken eines
Spitzenwertes eines Übertragungssignals
und auf eine Datenübertragungsvorrichtung,
die Daten überträgt durch
Unterdrücken
eines Spitzenwertes eines Übertragungssignals
in einem System, das Daten durch Mehrfachträger überträgt, um ein Signal-zu-Rausch-(S/N)Verhältnis am
Empfängerende
nicht zu verschlechtern.
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Mehrfachträger-Datenübertragung,
die Mehrfachträger
verwendet, ist anwendbar auf unterschiedliche Übertragungssysteme, umfassend Drahtübertragung,
so wie ADSL und SDSL, drahtlose Übertragung,
so wie OFDM, und optische Übertragung,
so wie WDM.
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2. Beschreibung der verwandten
Technik
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In
Systemen, die Daten über
Kabel- bzw. Draht-, kabellos und optischen Übertragungskanäle übertragen,
gibt es Erfordernisse, die Datenübertragungsrate
zu verbessern. Zusätzlich
sind unter Kabel-Datenübertragungssysteme
Systeme vorgeschlagen, die eine existierende Verteilungsleitung verwenden.
Es gibt auch ein Verteilungssystem, das Energie von einer Unterstation
zu jedem Transformator über
eine 6,6 kV Hochspannungsverteilungsleitung beispielsweise verteilt
und die Spannung auf 100 V oder 200 V an jedem Transformator transformiert,
um die Energie zu Haushalten oder dergleichen über eine Niederspannungsverteilungsleitung zuzuführen. Für Einrichtungen
zum effektiven Nutzen der letzten Meile (auf Englisch: last-one-mile)
wurden verschiedene Datenübertragungssysteme
vorgeschlagen, die die Niederspannungsverteilungsleitung als eine
Datenübertragungsleitung
verwenden.
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In
dem Datenübertragungssystem,
das die Niederspannungsverteilungsleitung verwendet, verwendet die
Hochspannungsverteilungsleitungsseite eine optische Faserübertragungsleitung,
die eingerichtet ist entlang der Hochspannungsverteilungsleitung,
verbindet diese optische Faser-Übertragungsleitung
und die Niederspannungsverteilungsleitung durch ein Modem, und verbindet
eine Endgeräteapparatur
und die Niederspannungsverteilungsleitung durch ein Modem, um die
Datenübertragung
in der letzten Meile zu gestalten unter Verwendung der Niederspannungsverteilungsleitung
als die Datenübertragungsleitung.
In diesem Fall wird Betriebsenergie zu der Endgeräteapparatur
zugeführt über die
Niederspannungsverteilungsleitung. Daher kann die Endgeräteapparatur
die Datenübertragung
durchführen
unter Verwendung des internen Modems der Endgeräteapparatur durch einfaches
Verbinden einer Energieversorgungsleitung der Endgeräteapparatur mit
einer Steckdose.
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In
diesem Fall ist eine Außen-Niederspannungsverteilungsleitung äquivalent
mit einer Induktivität
von beispielsweise etwa 1 μH/m,
und eine Innen-Niederspannungsverteilungsleitung
ist äquivalent
mit einer Kapazität
von beispielsweise etwa 75 pF/m. Wenn folglich die Länge der
Niederspannungsverteilungsleitung beispielsweise 150 m ist, so dass die
Länge des
Servicedrahtes 50 m für
30 Haushalte ist, wird eine Leitungscharakteristik äquivalent
mit einer Verbindung einer Induktivität von 150 µH und einer Kapazität von 0,1125 µF. Da rauscheliminierende Kondensatoren
mit unterschiedlichen Haushaltsgeräten verbunden sind, hat eine
Impedanz der Niederspannungsverteilungsleitung, wenn von dem Modern auf
der optischen Faserseite betrachtet, eine relativ große Induktivität und Kapazität.
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Wenn
Daten unter Verwendung solch einer Niederspannungsverteilungsleitung übertragen
werden, wird ein Übertragungssignal,
das eine Leistung-(PWR, englisch: power)-gegen-Frequenz-Charakteristik
aufweist, die in 1A gezeigt ist, von einem Modem
einer Mast- oder Polseite übertragen. Da
die Niederspannungsverteilungsleitung eine Leitungscharakteristik
aufweist, umfassend der Induktivität und Kapazität, wie in 1B gezeigt,
wird eine Tiefpassfiltercharakteristik erhalten. Folglich hat die Niederspannungsverteilungsleitung
eine Empfangscharakteristik, die in 1C gezeigt
ist, die eine große
Abschwächung
in einer Hochfrequenzregion aufweist. Das Rauschen, das von Haushaltsgeräten erzeugt
wird, so wie einer Stromrichterapparatur, weist eine relativ große Leistung
in einer Niederfrequenzregion auf. In dem Fall eines Rauschpegels, der
durch eine gepunktete Linie gekennzeichnet ist, und eines empfangenen
Signals, das durch eine durchgezogene Linie in 1C gekennzeichnet
ist, wird das empfangene Signal durch das Rauschen verdeckt.
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Es
ist denkbar, die Niederfrequenzregion abzuschneiden, wo der Rauschpegel
hoch ist, wie in 2A gezeigt, um die Daten zu übertragen
unter Verwendung der Hochfrequenzregion, wo der Rauschpegel niedrig
ist. Jedoch wird das S/N-Verhältnis nicht
verbessert durch Abschneiden der Niederfrequenzregion, wo der empfangene
Signalpegel hoch ist. Aus diesem Grund wurden unterschiedliche Vorschläge gemacht
zum Verbessern des S/N-Verhältnisses
durch positives Löschen
des Rauschens. 2B zeigt einen Fall, wo das
Rauschen in der Niederfrequenzregion gelöscht ist. Wie in 2B gezeigt,
kann das S/N-Verhältnis
als Ganzes verbessert werden, da der empfangene Signalpegel in der
Niederfrequenzregion höher
wird als der Rauschpegel.
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Andererseits überträgt ein orthogonales
Frequenzmultiplexsystem (OFDM-System, englisch: orthogonal frequency
division multiplexing) die Daten unter Verwendung eines Mehrfachträgers, und
jeder Träger
wird ausgewählt,
ein orthogonales Verhältnis bzw.
Anordnungsbeziehung aufzuweisen. Durch Verwenden des Mehrfachträgers zum
Durchführen
der gemultiplexten Übertragung
ist es möglich,
die Trägerfrequenzen
zuzuordnen durch Vermeiden eines Bandes, wo der Rauschpegel beispielsweise
groß ist.
Ein diskretes Mehrfachton-System (DMT-System, englisch: discrete
multi-tone) überträgt auch
die Daten unter Verwendung einer Vielzahl von Trägern und wird beispielsweise
verwendet als ein asymmetrisches digitales Anschlussleitungs-Modulationssystem
(ADSL-Modulationssystem, englisch: asymmetric digital subscriber
line).
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Ein
analoger Übertragungsabschnitt
einer Datenübertragungsvorrichtung
weist beispielsweise eine in 3 gezeigte
Struktur auf. Der in 3 gezeigte analoge Übertragungsabschnitt
umfasst einen Digital/Analog-Konverter (D/A) 101, einen
Tiefpassfilter (LPF) 102, einen Gewinnanpassungsabschnitt 103,
einen Leitungstreiber 104, einen Leitungstransformator 105 und
einen Kopplungsfilter 106. Ein Übertragungssignal wird in ein
analoges Signal durch den D/A-Konverter 101 konvertiert
und wird von einer ungewünschten
Hochfrequenzkomponente in dem Tiefpassfilter 102 befreit.
Ein Leitungsausgabesignalniveau wird angepasst durch den Gewinnanpassungsabschnitt 103,
so dass der Leitungstreiber 104 und Dergleichen nicht gesättigt wird.
Die Ausgabe des Gewinnanpassungsabschnitts 103 wird zu
einer Niederspannungsverteilungsleitung über den Leitungstreiber 104,
den Leitungstransformator 105 und den Kopplungsfilter 106,
der zu der A/C-Leitung koppelt, übertragen.
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4 ist
ein Systemblockdiagramm, das eine denkbare Datenübertragungsvorrichtung zeigt. Diese
Datenübertragungsvorrichtung
entspricht einem Modem, das Daten überträgt und empfängt durch Verbinden zu der
Niederspannungsverteilungsleitung. Die in 4 gezeigten Datenübertragungsvorrichtung
beinhaltet einen Codekonverter 111, einen Signalerzeuger 112,
einen Inversen-Fast-Fourier-Transformations-(IFFT)-Abschnitt 113,
der eine Schutzzeit(GT, englisch: guard time)-Addierfunktion beinhaltet,
einen Nullpunkteinfügeabschnitt 114,
einen Roll-Off-Filter (ROF) 115, einen Modulator (MOD) 116,
einen Digital/Analog-(D/A) Konverter 117, einen Tiefpassfilter
(LPF, englisch: lowpass filter) 118, einen Übertragungstakterzeuger
(TX-CLK) 119, einen Bandpassfilter (BPF) 120,
einen Analog/Digital (A/D) Konverter 121, einen Demodulator
(DEM) 122, einen Roll-Off-Filter (ROF) 123, einen Empfangstaktverteiler
(RX-CLK) 124, einen Timing-Extrahierer (TIM) 125,
einen phasenstarren Schaltkreis (PLL, englisch: Phase locked loop) 126,
der einen spannungsgesteuerten Kristalloszillator (VCXO) enthält, einen
Rauscheliminierungsabschnitt 127, einen Fast-Fourier-Transformierungs-(FFT)Abschnitt 128,
der eine Schutzzeit (GT) Löschfunktion
beinhaltet, einen Signalentscheidungsabschnitt (DEC) 129,
einen Codekonverter 130. Der Codekonverter 111 enthält die Funktionen eines
Verwürflers
bzw. Störers
(SCR, englisch: scrambler), eines seriell-zu-parallel-(S/P)Konverters, eines
Graucode/Naturcode-(G/N)Konverters, einer Summenberechnungseinheit
und dergleichen. Andererseits enthält der Codekonverter 130 die
Funktion eines parallel-zu-seriell-(P/S)Konverters,
eines Entstörers
(DSCR, englisch: descrambler), einer Differenzberechnungseinheit,
eines Naturcode/Graucode-(N/G)Konverters und dergleichen. In 4 kennzeichnet
TX-Leitung eine Übertragungsleitung, RX-Leitung
bezeichnet eine Empfangsleitung, SD bezeichnet ein Übertragungssignal
und RD bezeichnet ein Empfangssignal.
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Ein
Taktsignal, das von dem Übertragungstakterzeuger 119 erzeugt
wird, wird zu den verschiedenen Pfaden innerhalb der Datenübertragungsvorrichtung
zugeführt,
die den Nullpunkteinfügeabschnitt 114 enthält, der
das Taktsignal als ein Nullpunkteinfügezeitsignal empfängt. Das Übertragungssignal
SD wird Prozessen unterzogen umfassend eines Verschlüsselungsprozesses,
einer S/P-Konvertierung in Übereinstimmung
mit der Anzahl der Träger,
D/N- Konvertierung,
der Summenoperation zum Starten bzw. Ermöglichen einer Differenzoperation am
empfangenden Ende, und dergleichen, im Codekonverter 111.
Das Signal von dem Codekonverter 111 wird dem Signalpunkterzeuger 112 zugeführt, der
Signalpunkte bei Nyquist-Intervallen erzeugt, und der IFFT-Abschnitt 113 führt die
Addition der Schutzzeit (GT) durch und führt den IFFT-Prozess durch. Der
Nullpunkteinfügeabschnitt 114 fügt einen
Nullpunkt ein, der ein Niveau 0 angibt, in Abhängigkeit des Nullpunkteinfügezeitsignals,
und der Roll-Off-Filter 115 führt eine Wellenformung mit
Bezug auf die Ausgabe des Nullpunkteinfügeabschnitts 114 aus. Der
Modulator 116 unterzieht die Ausgabe des Roll-Off-Filters 115 einer
digitalen Modulation, und der D/A-Konverter 117 konvertiert
die Ausgabe des Modulators 116 in ein analoges Signal.
Das analoge Signal von dem D/A-Konverter 117 wird in ein
Signal geformt, das ein Übertragungsband
von 10 kHz bis 450 kHz beispielsweise aufweist, durch den Tiefpassfilter 118 und
wird zu der Übertragungsleitung TX-Leitung übertragen.
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Der
Empfangstaktverteiler 124 überträgt zu verschiedenen Abschnitten
innerhalb der Datenübertragungsvorrichtung
ein Taktsignal, das auf einem Taktsignal basiert, das von dem PLL-Schaltkreis 126 empfangen
wird. Das über
die Empfangsleitung RX-Leitung empfangene Signal wird dem Bandpassefilter 120 zugeführt, der
ein Signal durchlässt,
das ein Band von 10 kHz bis 450 kHz beispielsweise aufweist. Das
Ausgabesignal des Bandpassfilters 120 wird in ein digitales
Signal durch den A/D-Konverter 121 konvertiert, und wird
dann durch den Demodulator 122 demoduliert. Der Roll-Off-Filter 123 unterzieht die
Ausgabe des Demodulators 122 einer Wellenformung. Der Rauscheliminierungsabschnitt 127 erhält einen
Rauschpegel, der der Nullpunktposition gemultiplext ist, basierend
auf dem Taktsignal, das von dem Empfangstaktverteiler 124 empfangen
wird, erhält ein
Rauschniveau des Signalpunktes durch Ausführen eines Interpolationsprozesses
und eliminiert das Rauschen, das zu dem Signalpunkt gemultiplext
ist. Der FFT-Abschnitt 128 löscht die Schutzzeit (GT) und führt eine
Konvertierung zu einer Frequenzregion durch mit Bezug auf die Ausgabe
des Rauscheliminierungsabschnittes 127. Das Signal von
dem FFT-Abschnitt 128 wird
bewertet (oder dekodiert) durch den Signalentscheidungsabschnitt 129.
Mit Bezug auf die Ausgabe des Signalentscheidungsabschnittes 129 führt der
Codekonverter 130 Prozesse, so wie P/S-Konvertierung, Entschlüsselungsprozess, Differenzoperation
und N/G-Konvertierung
aus, um das empfangene Signal RD auszugeben.
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In
dem Fall einer Datenübertragung über eine
Datenübertragungsleitung,
so wie der Niederspannungsverteilungsleitung und der drahtlosen
Leitung, in der sich viel Rauschen einmischt, ermöglicht die
oben beschriebene Struktur der Datenübertragungsvorrichtung dem
empfangenden Ende das Timing des Nullpunktes zu detektieren, der
an dem übertragenden
Ende eingefügt
ist, so dass das Rauschen gelöscht
werden kann basierend auf dem Rauschniveau bei der detektierten
Seite bzw. bei dem detektierten Timing. Wie oben mit Bezug auf 2B beschrieben,
ist es möglich
das S/N-Verhältnis
zu verbessern.
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Die
oben beschriebene Datenübertragungsvorrichtung
führt die
Datenübertragung
durch Mehrfachträger
aus. Wenn daher ein monotones Signal beispielsweise durch jeden
der Mehrfachkanäle übertragen
wird, wird die benötigte
Signalenergie eine Summe der Signalenergien der Kanäle. Wenn beispielsweise
die Übertragung
durchgeführt
wird durch Zuordnung der Übertragungssignale
S zu jedem der Träger
auf der Frequenzachse in 5A, werden
die Signale von jedem der Kanäle
zu der Zeitbasis hinzugefügt.
Als ein Ergebnis verändern
sich die Signalniveaus des in 5B gezeigten
originalen Signals stark in Abhängigkeit
der Anpassung oder Fehlanpassung der Phase, Niveaus und dergleichen der
Signale von jedem der Kanäle.
Beispielsweise werden Signale "a" und "b", die Niveaus übersteigen, die durch gestrichelte
Linien in 5B angedeutet sind, gesättigte Signale
a' und b', wie in 5C gezeigt,
aufgrund von Sättigung,
die durch die Charakteristik des Leitungstreibers 104 und
dergleichen verursacht wird. Wenn eine solche Sättigung auftritt, wird die
Störung
bzw. Verzerrung des empfangenen Signals groß, wodurch das S/N-Verhältnis stark
verschlechtert wird.
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Wenn
die Anzahl der Kanäle
bezeichnet ist durch n und ein Spitzenwert-zu-Mittelwert-Verhältnis (ein
Spitzenwert mit Bezug auf einen Durchschnittswert) durch PAR bezeichnet
wird, kann in diesem Fall das Spitzenwert-zu-Durchschnittswert-Verhältnis PAR
beschrieben werden durch PAR = 3,01 – 10logn [dB]. Wenn beispielsweise
die Übertragung
durchgeführt
wird durch Multiplexen von 64 Kanälen ist n = 64 und PAR = –21,07 [dB].
Folglich ist es notwendig, das Übertragungsniveau
zu reduzieren, um Sättigung
zu vermeiden, und beispielsweise ist es notwendig, die Verstärkung des
Verstärkungseinstellungsabschnitts 103 in
dem Übertragungsabschnitt
der Datenübertragungsvorrichtung,
die in 4 gezeigt ist, zu reduzieren.
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Wenn
jedoch das Übertragungsniveau
reduziert wird, tritt keine Sättigung
am Spitzenwertpunkt auf, jedoch wird auch das Empfangsniveau reduziert, wodurch
das S/N-Verhältnis
verschlechtert wird. Selbst wenn die Rauscheliminierung durchgeführt wird
basierend auf dem Nullpunkteinfügen
durch die in 4 gezeigte Struktur, übernimmt
aus diesem Grund das S/N-Verhältnis
einen negativen Wert, und es kann unmöglich werden, eine Hochgeschwindigkeitsdatenübertragung
durchzuführen.
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EP-A-1 091 516 offenbart
eine Basisstationsvorrichtung und Verfahren zum Unterdrücken eines Spitzenwertstroms.
Ein Hüllkurvenberechnungsabschnitt
berechnet die Amplitude eines Übertragungssignals
nach dem Multiplexen davon. Wenn die berechnete Amplitude oberhalb
eines erlaubten Amplitudenwertes ist, berechnet ein Korrekturkoeffizientenberechnungsabschnitt
einen Korrekturkoeffizienten, der die Differenz zwischen Amplitudenwerten
vor und nach einer Korrektur ist. Multiplizierungsabschnitte berechnen
einen Korrekturwert durch Multiplizieren eines Filterkoeffizienten
durch einen Korrekturkoeffizienten. Subtrahierungsabschnitte subtrahieren
den Korrekturwert von dem Übertragungssignal nach
einer Filteroperation. Dadurch kann die Übertragungsamplitude zu der
Zeit eines Spitzenwertes unterdrückt
werden, ohne die Anzahl der Filteroperationsschaltkreise zu erhöhen.
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WO-A-99/55025 offenbart
Verfahren und Systeme zum Reduzieren des Spitzenwert-zu-Durchschnittsleistung-Verhältnisses
eines Mehrfachträgersignals.
Reduzieren des Spitzenwert-zu-Durchschnittsleistung-Verhältnisses
eines Signals gewährleistet,
das die Verstärker
und Überträger nicht
gesättigt
sind, was zu Verlust von Daten führte.
Ferner reduziert das Reduzieren von Spitzenwert-zu-Durchschnittsleistung-Verhältnissen
den Verbrauch von Energie während
der Übertragung.
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ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung ist ein Spitzenwertunterdrückungsverfahren nach Anspruch 1
bereitgestellt.
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Die
vorliegende Erfindung stellt auch eine Datenübertragungsvorrichtung nach
Anspruch 16 bereit.
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Optionale
Eigenschaften sind in den anderen Ansprüchen dargelegt.
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Eine
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung stellt ein Spitzenwertunterdrückungsverfahren
und eine Datenübertragungsvorrichtung
bereit, die eine Datenübertragung
durch Unterdrücken
eines Spitzenwertes eines Übertragungsniveaus
ermöglicht,
ohne das S/N-Verhältnis zu
verschlechtern.
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Gemäß dem Spitzenwertunterdrückungsverfahren
einer Ausführungsform
wird die Spitzenwertunterdrückung durchgeführt, so
dass der Spitzenwert nicht einfach abgeschnitten wird, sondern als
eine Rauschkomponente gemultiplext wird. Daher ist es am empfangenden
Ende möglich,
das Übertragungssignal
wiederherzustellen, was der Spitzenwertunterdrückung in einer Rauschlöschstufe
unterworfen wurde. Daher ist es möglich, das Sättigungsproblem des
Leitungstreibers und dergleichen aufgrund des Spitzenwertes des Übertragungssignals
in einer Mehrfachträgerübertragung
zu lösen,
um dadurch das S/N-Verhältnis zu
verbessern und eine Hochgeschwindigkeitsdatenübertragung zu ermöglichen.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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1A bis 1C sind
jeweils Diagramme zum Erklären
einer Datenübertragungscharakteristik einer
Niederspannungsverteilungsleitung;
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2A und 2B sind
jeweils Diagramme zum Erklären
einer konventionellen Rauschlöschung;
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3 ist
ein Systemblockdiagramm, das einen konventionellen analogen Übertragungsabschnitt
zeigt;
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4 ist
ein Systemblockdiagramm, das eine denkbare Datenübertragungsvorrichtung zeigt;
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5A bis 5C sind
jeweils Diagramme zum Erklären
eines Übertragungssignals;
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6 ist
ein Systemblockdiagramm, das eine erste Ausführungsform der Datenübertragungsvorrichtung
gemäß der vorliegenden
Erfindung zeigt;
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7 ist
ein Systemblockdiagramm, das eine zweite Ausführungsform der Datenübertragungsvorrichtung
gemäß der vorliegenden
Erfindung zeigt;
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8 ist
ein Systemblockdiagramm, das eine dritte Ausführungsform der Datenübertragungsvorrichtung
gemäß der vorliegenden
Erfindung zeigt;
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9 ist
ein Diagramm zum Erklären
eines Rauscheliminierungsabschnittes;
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10 ist
ein Diagramm zum Erklären
einer Ausführungsform
des Spitzenwertunterdrückungsabschnittes;
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11A bis 11G sind
jeweils Diagramme zum Erklären
von Signalwellenformen bei unterschiedlichen Teilen des Rauscheliminierungsabschnittes;
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12A bis 12D sind
jeweils Diagramme zum Erklären
eines Übertragungssignals
und eines Auswahlausgabesignals;
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13 ist
ein Diagramm zum Erklären
eines bandlimitierenden Tiefpassfilters;
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14 ist
ein Diagramm zum Erklären
einer Frequenzverschiebung;
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15 ist
ein Diagramm zum Erklären
der Frequenzverschiebung;
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16 ist
ein Diagramm zum Erklären
einer anderen Ausführungsform
des Spitzenwertunterdrückungsabschnittes;
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17A und 17B sind
jeweils Diagramme zum Erklären
von Signalwellenformen bei unterschiedlichen Teilen des Rauscheliminierungsabschnittes;
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18A und 18B sind
jeweils Diagramme zum Erklären
einer Spitz enwertunterdrückung;
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19A und 19B sind
jeweils Diagramme zum Erklären
der Spitzenwertunterdrückung;
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20 ist
ein Diagramm zum Erklären
der Spitzenwertunterdrückung;
und
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21 ist
ein Diagramm zum Erklären
einer Grenzwertauswahl.
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BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN
AUSFÜHRUNGSFORMEN
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6 ist
ein Systemblockdiagramm, das eine erste Ausführungsform der Datenübertragungsvorrichtung
gemäß der vorliegenden
Erfindung zeigt. Diese erste Ausführungsform der Datenübertragungsvorrichtung
setzt eine erste Ausführungsform des
Spitzenwertunterdrückungsverfahrens
gemäß der vorliegenden
Erfindung ein. Die in 6 gezeigte Datenübertragungsvorrichtung
umfasst einen Codekonverter 1, einen Signalerzeuger 2,
einen Invers-Fast-Fourier-Transformator-(IFFT)-Abschnitt 3, der
eine Schutzzeit (GT) Addierfunktion enthält, einen Nullpunkteinfügeabschnitt 4,
einen Spitzenwertunterdrückungsabschnitt 21,
einen Roll-Off-Filter (ROF) 5,
einen Modulator (MOD) 6, einen Digital/Analog-(D/A)Konverter 7,
einen Tiefpassfilter (LPF) 8 und einen Übertragungstakterzeuger (TX-CLK) 9,
die einen Übertragungsabschnitt
bilden. Der Codekonverter 1 enthält die Funktionen eines Verschlüsselers
(SCR), eines Seriell/Parallel-(S/P)Konverters, eines Graucode/Naturcode-(G/N)Konverters,
einer Summenberechnungseinheit und dergleichen. TX-Leitung kennzeichnet eine Übertragungsleitung.
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Die
Datenübertragungsvorrichtung
enthält auch
einen Bandpassfilter (BPF) 10, einen Analog/Digital-(A/D)Konverter 11,
einen Demodulator (DEM) 12, einen Roll-Off-Filter (ROF) 13,
einen Empfangstaktverteiler (RX-CLK) 14, einen Timing-Extraktor
(TIM) 15, einen phasenstarren (PLL) Schaltkreis 16,
der einen spannungsgesteuerten Kristalloszillator (VCXO) enthält, einen Rauscheliminierungsabschnitt 17,
einen Fast-Fourier-Transformator-(FFT)Abschnitt 18,
der eine Schutzzeit (GT) Löschfunktion
enthält, einen
Signalentscheidungsabschnitt (DEC) 19 und einen Codekonverter 20,
die einen Empfangsabschnitt bilden. Der Codekonverter 20 enthält die Funktionen
eines Parallel/Seriell-(P/S)Konverters, eines Entschlüsselers
(DSCR), einer Differenzberechnungseinheit, eines Naturcode/Graucode-(N/G)Konverters
und dergleichen. RX-Leitung kennzeichnet eine Empfangsleitung, SD
kennzeichnet ein Übertragungssignal
und RD kennzeichnet ein Empfangssignal.
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Die
in 6 gezeigte Datenübertragungsvorrichtung bildet
ein Modem, und die Struktur davon ist im Wesentlichen die gleiche
wie die der denkbaren Datenübertragungsvorrichtung,
die in 4 gezeigt ist, mit Ausnahme der Bereitstellung
des Spitzenwertunterdrückungsabschnittes 21 des Übertragungsabschnittes.
In 6 fügt
der Nullpunkteinfügeabschnitt 4 des Übertragungsabschnittes
den Nullpunkt in das Signal auf der Zeitbasis ein, und der Rauscheliminierungsabschnitt 17 des
Empfangsabschnittes eliminiert das Rauschen, das zu dem Signalpunkt
gemultiplext ist, basierend auf der Rauschkomponente, die zu dem
Nullpunkt gemultiplext ist. Durch Verbinden des Spitzenwertunterdrückungsabschnittes 21 zwischen
dem Nullpunkteinfügeabschnitt 4 und
dem Roll-Off-Filter 5 und Addieren in dem Spitzenwertunterdrückungsabschnitt 21 einer Signalkomponente,
die die Rauscheliminierung in dem Rauscheliminierungsabschnitt 17 des
Empfangsabschnittes ermöglicht,
wird es zusätzlich
möglich, äquivalent
den Spitzenwert des Übertragungssignals
zu unterdrücken.
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Durch
Ausführen
einer äquivalenten
Spitzenwertunterdrückung
durch den Spitzenwertunterdrückungsabschnitt 21,
um keine Sättigung
in einem Leitungstreiber und dergleichen zu erzeugen, und Verwenden
der Funktionen des Rauscheliminierungsabschnittes 17 des
Empfangsendes, ist es folglich möglich,
die Signalkomponente äquivalent
zu eliminieren, die hinzugefügt
ist für
die Spitzenwertunterdrückung als
Rauschen, und das originale Signal wiederherzustellen. Daher ist
es möglich,
Sättigung
des Leitungstreibers und Dergleichen zu vermeiden, die verursacht
wird durch den Spitzenwert des Übertragungssignals,
und nicht eine übertragbare
Leistung der Datenübertragungsleitung
zu übersteigen,
so dass das S/N-Verhältnis
verbessert wird.
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7 ist
ein Systemblockdiagramm, das eine zweite Ausführungsform der Datenübertragungsvorrichtung
gemäß der vorliegenden
Erfindung zeigt. In 7 sind diese Teile, die die
gleichen wie die entsprechenden Teile in 6 sind,
gekennzeichnet durch die gleichen Bezugszeichen, und eine Beschreibung
von diesen wird weggelassen. Diese zweite Ausführungsform der Datenübertragungsvorrichtung
setzt eine zweite Ausführungsform
des Spitzenwertunterdrückungsverfahrens
gemäß der vorliegenden
Erfindung ein. In dieser zweiten Ausführungsform ist ein Spitzenwertunterdrückungsabschnitt 22 bereitgestellt
zwischen dem Roll-Off-Filter 5 und dem Modulator 6 des Übertragungsabschnittes.
Der Spitzenwertunterdrückungsabschnitt 22 detektiert
einen Spitzenwert des Übertragungssignals nach
der Wellenformung in dem Roll-Off-Filter 5 und bildet ein
Spitzenwertvorhersagesignal in einem Rauschlöschsequenzband des Empfangsendes
basierend auf dem detektierten Spitzenwert des Übertragungssignals. Der Spitzenwertunterdrückungsabschnitt 22 subtrahiert
das Spitzenwertvorhersagesignal von dem Spitzenwert des Übertragungssignals, um
zu dem Modulator 6 ein Übertragungssignal
einzugeben, das einer Spitzenwertunterdrückung unterzogen wurde, und
um eine digitale Modulation durchzuführen. Durch Addieren in dem
Spitzenwertunterdrückungsabschnitt 22,
der die Rauscheliminierung in dem Rauscheliminierungsabschnitt 17 des
Empfangsendes ermöglicht, ähnlich wie
in dem Fall des Rauschunterdrückungsabschnitts 21,
wird es folglich möglich äquivalent
den Spitzenwert des Übertragungssignals
zu unterdrücken.
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8 ist
ein Systemblockdiagramm, das eine dritte Ausführungsform der Datenübertragungsvorrichtung
gemäß der vorliegenden
Erfindung zeigt. In 8 sind diese Teile, die die
gleichen sind wie die entsprechenden Teile in 6,
mit den gleichen Bezugszeichen gekennzeichnet, und eine Beschreibung
davon wird weggelassen. Diese dritte Ausführungsform der Datenübertragungsvorrichtung
setzt eine dritte Ausführungsform
des Spitzenwertunterdrückungsverfahrens
gemäß der vorliegenden
Erfindung ein. In dieser dritten Ausführungsform wird ein Spitzenwertunterdrückungsabschnitt 23 bereitgestellt
zwischen dem Modulator 6 und dem D/A-Konverter 7.
Der Spitzenwertunterdrückungsabschnitt 23 detektiert
einen Spitzenwert, der in dem modulierten Übertragungssignal enthalten
ist, und bildet ein Spitzenwertvorhersagesignal in einem Rauschlöschungsfrequenzband
des Empfangsendes basierend auf dem detektierten Spitzenwert des
modulierten Übertragungssignals.
Der Spitzenwert des modulierten Übertragungssignals
wird unterdrückt
unter Verwendung des Spitzenwertvorhersagesignals. Am Empfangsende
wird das Spitzenwertvorhersagesignal, das für die Spitzenwertunterdrückung an
dem Übertragungsende
verwendet wird, eliminiert als die Rauschkomponente in dem Rauscheliminierungsabschnitt 17.
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9 ist
ein Diagramm zum Erklären
des Rauscheliminierungsabschnittes 17 in dem Empfangsabschnitt
der Datenübertragungsvorrichtungen, die
in den 6 bis 8 gezeigt sind. 9 zeigt auch
den Nullpunkteinfügeabschnitt 4 und
eine Datenübertragungsleitung 24,
die der Übertragungsleitung
TX-Leitung entspricht,
und die Empfangsleitung RX-Leitung. Der Rauscheliminierungsabschnitt 17 enthält eine
Subtrahierungseinheit 25, einen Frequenzverschieber 26,
eine Dezimierungseinheit (DCM) 27, eine Interpolierungseinheit
(IPL) 28 und einen Frequenz-Rückverschieber 29.
Wenn eine Symbolrate des Übertragungssignals,
das erhalten wird über
den Codekonverter 1, den Signalpunkterzeuger 2 und
den IFFT- Abschnitt 3,
beispielsweise 192 kB ist, fügt
der Nullpunkteinfügeabschnitt 4 ein Nullpunktsignal
bei vorbestimmten Intervallen ein, und wenn ein Nullpunktsignal
zwischen zwei Symbolen eingefügt
wird, wird die Symbolrate 384 kB, was zweimal die originale Symbolrate
von 192 kB ist.
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Wenn
das Frequenzband des Signals, das zu dem Nullpunkteinfügeabschnitt 4 eingegeben wird,
192 kHz ist, und der Nullpunkt eingefügt wird zwischen den Signalpunkten
in diesem Nullpunkteinfügeabschnitt 4,
wird die Anzahl der Signalpunkte verdoppelt, und das Frequenzband
wird 384 kHz. Unter der Annahme, das das Übertragungssignalniveau innerhalb
dieses Frequenzbandes angenähert
konstant ist, wenn das Übertragungssignal
zu der Datenübertragungsleitung 24 übertragen
wird, weist das Übertragungssignal,
das zu dem empfangenden Ende übertragen
wurde, eine Rauschverteilung auf, die gekennzeichnet ist durch "(1) Rauschverteilung" in 9,
wenn das Zentrum bzw. der Mittelpunkt gekennzeichnet ist als Null
kHz. Von den Signalkomponenten "a", "b", "c" und "d" in der "(1) Rauschverteilung" ist das Niveau in der niederfrequenten
Region groß.
Mit anderen Worten enthält
die Datenübertragungsleitung 24 einen
großen
Betrag von Rauschkomponenten in der Niederfrequenzregion, und die Rauschabschwächung ist
in der Hochfrequenzregion groß.
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An
dem empfangenden Ende weist das Signal, das erhalten wird über den
Bandpassfilter 10, den A/D-Konverter 11, den Demodulator 12 und
den Roll-Off-Filter 13, die "(1) Rauschverteilung", die oben beschrieben wurde, auf. Daher
wird beispielsweise eine +96 kHz Frequenzverschiebung ausgeführt durch
den Frequenzverschieber 26 des Rauscheliminierungsabschnittes 17.
Wie angezeigt durch "(2)
+96 kHz Verschiebung" in 9,
ist von den Signalkomponenten "a", "b", "c" und "d" in der "(1) Rauschverteilung" die Signalkomponente "a" von –192 kHz bis –96 kHz
verschoben zu –96
kHz zu 0 kHz, wobei die Signalkomponente "b" von –96 kHz
zu 0 kHz verschoben ist zu 0 kHz bis +96 kHz, wobei die Signalkomponente "c" von 0 kHz bis +96 kHz verschoben ist
zu +96 kHz bis 192 kHz, und wobei die Signalkomponente "d" von +96 kHz bis +192 kHz verschoben
ist zu 192 kHz bis –96
kHz.
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Die
Dezimierungseinheit 27 dezimiert die Signalpunkte durch
einen Dezimierungsprozess. Dieser Dezimierungsprozess kann reaktiv
zu dem Timing-Signal von dem Empfangstaktverteiler 14 gestaltet
werden. Durch Dezimieren der Signalpunkte verbleibt eine Signalkomponente,
die der Rauschkomponente entspricht, an der Position des Nullpunktes,
der an dem übertragenden
Ende eingefügt ist.
Wie in 9 durch "(3)
Dezimierung (DCM)" gekennzeichnet,
werden Aliasing-Komponenten
der Signalkomponenten "a", "b", "c" und "d" gemultiplext durch den Dezimierungsprozess.
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Als
nächstes
erhält
die Interpolationseinheit 28 die Signalkomponente an dem
Signalpunkt durch einen Interpolationsprozess unter Verwendung der Signalkomponenten
von den Nullpunkten vor und nach dem Signalpunkt. Mit anderen Worten,
da der Signalpunkt durch den Dezimierungsprozess gelöscht wird,
wird das Niveau von dem gelöschten
Signalpunkt 0. Daher wird die Rauschkomponente, die an diesem Signalpunkt
gemultiplext ist, erhalten durch den Interpolationsprozess unter
Verwendung der Signalkomponente (Rauschkomponente), die zu der Position
des Nullpunktsignals gemultiplext ist. Verschiedene bekannte Einrichtungen
können
verwendet werden für
diesen Interpolationsprozess, und wie durch "(4) Interpolation (IPL)" in 9 gekennzeichnet,
fallen die Signalkomponenten "a", "b", "c" und "d" in den Bereich von ±96 kHz.
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Dann
führt der
Frequenz-Rückverschieber 29 eine
Rückverschiebung
mit Bezug auf die Signalkomponenten durch, die dem Interpolationsprozess unterworfen
wurden, d.h. einer Verschiebung von –96 kHz. Diese Rückfrequenzverschiebung
wird ausgeführt,
so dass das Frequenzband der Rauschkomponente, die erhalten wird
durch den Interpolationsprozess, verschoben wird zu der Niederfrequenzregion
des Empfangssignals, das empfangen wird über die Datenübertragungsleitung 24.
Wie durch "(5) –96 kHz
Verschiebung" in 9 gekennzeichnet,
fallen folglich die Signalkomponenten "a", "b", "c" und "d" in den Bereich von 0 kHz bis –192 kHz.
Die Subtraktionseinheit 25 subtrahiert die Signalkomponenten "a", "b", "c" und "d",
die in 9 gezeigt sind unter "(5) –96 kHz Verschiebung" von den Signalkomponenten "a", "b", "c" und "d",
die gezeigt sind unter "(1) Rauschverteilung".
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Daher
werden die Signalkomponenten "a" und "b" von 0 kHz bis –192 kHz, die dargestellt sind unter "(1) Rauschverteilung", eliminiert durch
die Signalkomponenten "a" und "b", die in 9 dargestellt sind
unter "(5) –96 kHz
Verschiebung". Wie
in 9 durch "(6)
Rauscheliminierung" angedeutet,
wird die Rauschkomponente in der Niederfrequenzregion, die angedeutet
ist durch eine gepunktete Linie, in dem Signal gelöscht, das
von der Subtraktionseinheit 25 ausgegeben wird. Da ein
Signalbearbeitungsabschnitt, der an einer Stufe nach dem Rauscheliminierungsabschnitt 17 bereitgestellt
ist, das empfangene Signal bearbeitet, das von dem Rauschen auf
diese Art und Weise eliminiert wurde, ist es möglich, das S/N-Verhältnis zu
verbessern und eine Hochgeschwindigkeitsdatenübertragung zu realisieren.
In dem oben beschriebenen Fall wird ein Nullpunkt eingefügt zwischen
zwei Signalpunkten in dem Nullpunkteinfügeabschnitt 4 des übertragenden
Endes bzw. Übertragungsendes.
Jedoch ist es natürlich möglich, eine
Vielzahl von Nullpunkten einzufügen, und
in diesem Fall führt
der Rauscheliminierungsabschnitt 17 des empfangenden Endes
den Dezimierungsprozess und den entsprechenden Interpolationsprozess
aus, so dass die Rauscheliminierung möglich wird durch Erhalten der
Rauschkomponente, die zu dem Signalpunkt gemultiplext ist.
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10 ist
ein Diagramm zum Erklären
einer Ausführungsform
eines Spitzenwertunterdrückungsabschnittes,
der verwendet werden kann als die Spitzenwertunterdrückungsabschnitte 21 und 22,
die oben beschrieben sind. Der in 10 gezeigte
Spitzenwertunterdrückungsabschnitt
enthält
einen Signalselektor 31, einen Frequenzverschieber 32,
ein Bandbegrenzendes Filter (Tiefpassfilter) 33, einen Frequenzrückverschieber 34,
eine Leistungsberechnungseinheit 35, eine Subtraktionseinheit 36,
eine Bewertungseinheit 37, Verzögerungsschaltkreise 38 und 39,
die jeweils gebildet sind durch eine Vielzahl von Verzögerungselementen
(T/n), und eine Subtraktionseinheit 40. In 10 kennzeichnen
A bis C, C' bis
H und J bis L Signale bei verschiedenen Teilen des Spitzenwertunterdrückungsabschnittes,
und T kennzeichnet ein Abtastintervall.
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Die
Leistungsberechnungseinheit 35 erhält ein Quadrat des Übertragungssignals
C (= x + jy) und erhält
eine Übertragungssignalleistung
H (= x2 + y2). Die
Subtraktionseinheit 36 subtrahiert die Übertragungssignalleistung H
von einem Grenzwert Ref. Beispielsweise ist der Grenzwert Ref –20 dBm.
Ein Ausgabesignal J der Subtraktionseinheit 36 wird bewertet
durch die Bewertungseinheit 37, die ein Bewertungsausgabesignal
K ausgibt. Der Signalselektor 31 wird gesteuert durch das
Bewertungsausgabesignal K. Der Signalselektor 31 führt selektiv
das Übertragungssignal
C (= x – jy)
oder ein Nullpunktsignal C' (=
0 – j0)
zu dem Frequenzverschieber 32.
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In
einem Fall, wo das Ausgabesignal J der Subtraktionseinheit 36 einen
negativen Wert annimmt, bewertet die Bewertungseinheit 37,
dass die Übertragungssignalleistung
H größer oder
gleich ist zu dem Grenzwert Ref und der Spitzenwert ist. In diesem
Fall steuert die Bewertungseinheit 37 den Signalselektor 31 durch
das Bewertungsausgabesignal K, das Übertragungssignal C selektiv
auszugeben. Andererseits, in einem Fall, wo das Ausgabesignal J der
Subtraktionseinheit 36 einen positiven Wert annimmt, bewertet
die Bewertungseinheit 37, dass die Übertragungssignalleistung H
kleiner ist als der Grenzwert Ref und nicht der Spitzenwert ist.
In diesem Fall steuert die Bewertungseinheit 37 den Signalselektor 31 durch
das Bewertungsausgabesignal K, das Nullpunktsignal C' selektiv auszugeben.
Folglich können
die Subtraktionseinheit 36 und die Bewertungseinheit 37 ersetzt
werden durch die Funktionen eines Vergleichers bzw. Komparators.
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Ein
Auswahlausgabesignal D des Signalselektors 31 wird frequenzverschoben
in dem Frequenzverschieber 32 zu dem Rauschlöschungsfrequenzband
des Rauscheliminierungsabschnittes 17, der in 6 gezeigt
ist, des Empfangsendes durch das Rotationsvektorsignal L (f0 = (cosωt – jsinωt)). Beispielsweise
kann f0 auf f0 = 238 kHz eingestellt werden. Ein frequenzverschobenes
Signal E wird bandbegrenzt auf das Rauschlöschungsfrequenzband des empfangenden
Endes durch den bandbegrenzenden Filter 33. Ein Ausgabesignal
F des bandbegrenzenden Filters 33 ist frequenzrückverschoben in
dem Frequenzrückverschieber 34 durch
ein Rotationsvektorsignal L, das in dem Verzögerungsschaltkreis 39 um
eine Zeit verzögert
ist, die benötigt
wird zum Ausführen
des bandbegrenzenden Prozesses in dem bandbegrenzenden Filter, und
wird ausgegeben als ein Spitzenwertvorhersagesignal G. In 10 kennzeichnet
ein Symbol "*" eine Komplexkonjugierte,
und durch Verwenden der Komplexkonjugierten des Rotationsvektorsignals
L kann der Frequenzrückverschieber 34 in
einer umgekehrten bzw. Rückwärtsrichtung
zu der Frequenzverschiebung in dem Frequenzverschieber 32 Frequenz
verschieben.
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Ein Übertragungssignal
A, das in dem Verzögerungsschaltkreis 38 verzögert wurde
zum Kompensieren der Bearbeitungszeit, wird der Subtraktionseinheit 40 zugeführt. Die
Subtraktionseinheit 40 subtrahiert das Spitzenwertvorhersagesignal
G von dem Übertragungssignal
A und gibt ein Signal B aus, das dem Spitzenwertunterdrückungsprozess
unterzogen wurde. Durch Subtrahieren des Spitzenwertvorhersagesignals
G von dem Übertragungssignal
A kann der Rauscheliminierungsabschnitt 17 des empfangenden
Endes das Rauschen eliminieren durch Betrachten der Signalkomponente,
die dem Spitzenwertvorhersagesignal G entspricht, als das Rauschen.
Mit anderen Worten wird die Spitzenwertunterdrückung des Übertragungssignals A durchgeführt durch
Betrachten des Spitzenwertvorhersagesignals G als die Rauschkomponente
und Extrahieren der Rauschkomponente an dem empfangenden Ende, um
die originale Signalkomponente zu erhalten durch Subtrahieren der
Rauschkomponente von den Signalpunkten. Als ein Ergebnis ist es
möglich,
das Problem der Sättigung
zu eliminieren, ohne das Übertragungssignalniveau
als Ganzes durch den Spitzenwertunterdrückungsprozess zu verschlechtern,
und zusätzlich
ist es möglich,
eine Rauschunterdrückung zu
realisieren, und dadurch das S/N-Verhältnis zu verbessern.
Die Verzögerungszeit
von jedem der Verzögerungsschaltkreise 38 und 39 kann
eingestellt werden durch Auswählen
der Anzahl der Verzögerungselemente,
die verbunden sind, um die entsprechende Signalbearbeitungszeit
zu kompensieren.
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11A bis 11G sind
jeweils Diagramme zum Erklären
von Signalwellenformen bei verschiedenen Teilen des in 10 gezeigten
Rauscheliminierungsabschnittes. 11A zeigt
das Übertragungssignal
A, das von dem Verzögerungsschaltkreis 38 ausgegeben
wird, und 11B zeigt das Signal B nach
der Spitzenwertunterdrückung,
das von der Subtraktionseinheit 40 ausgegeben wird. 11C zeigt das Übertragungssignal
C, das in den Rauscheliminierungsabschnitt eingegeben wird, 11D zeigt das Auswahlausgabesignal D von dem Signalselektor 31,
und 11E zeigt das frequenzverschobene
Signal E von dem Frequenzverschieber 32. 11F zeigt das bandbegrenzte Signal F von dem bandbegrenzenden
Filter 33, und 11G zeigt
das Spitzenwertvorhersagesignal G von dem Frequenzrückverschieber 34.
Mit anderen Worten wird lediglich der Teil des Eingangsübertragungssignals
C, das eine Leistung aufweist, die den Grenzwert Ref übersteigt,
von dem Signalselektor 31 als das Auswahlausgabesignal
D ausgegeben, und dieses Auswahlausgabesignal D wird frequenzverschoben
und bandbegrenzt zu dem Signal F. Basierend auf diesem Signal F,
d.h. dem Spitzenwert des Übertragungssignals
C, wird das Spitzenwertvorhersagesignal G in dem Rauschlöschungsfrequenzband des
empfangenden Endes gebildet, und dieses Spitzenwertvorhersagesignal
G wird von dem verzögerten Übertragungssignal
A subtrahiert, um das Signal G nach der Spitzenwertunterdrückung zu
erhalten. In 11B entspricht die Signalwellenform,
die durch eine gepunktete Linie gekennzeichnet ist, den Spitzenwert
des verzögerten Übertragungssignals
A, und die Signalwellenform, die durch eine durchgezogene Linie
dargestellt ist, entspricht dem Übertragungssignal
B, das der Spitzenwertunterdrückung
durch das Spitzenwertvorhersagesignal G unterzogen wurde.
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12A bis 12D sind
jeweils Diagramme zum Klären
des Übertragungssignals
C und des Auswahlausgabesignals D, d.h. der Signalpunktpositionen
des Übertragungssignals
C auf der Koordinate und der Signalniveaus des Übertragungssignals C und des
Auswahlausgabesignals D auf der Zeitbasis. 12A zeigt
die Signalpunkte des Übertragungssignals
C auf den Koordinaten, wo ein Kreis, der gekennzeichnet ist durch
eine gepunktete Linie, den Grenzwert Ref angibt. 12B zeigt ein Signalniveau von einigen Signalpunkten
des Übertragungssignals
C auf der Zeitbasis, wo eine gerade Linie, die durch eine gepunktete
Linie angedeutet ist, den Grenzwert Ref von 12A entspricht. 12C zeigt, dass die Signalpunkte innerhalb des
Bereichs des Grenzwertes Ref transformiert werden zu dem Ursprung
als das Nullpunktsignal (0 + j0), und die Signalpunkte, die den
Grenzwert Ref übersteigen,
werden als das Auswahlausgabesignal D betrachtet. Folglich wird
das Auswahlausgabesignal D auf der Zeitbasis so wie in 12D gezeigt, und lediglich der Spitzenwert des Übertragungssignals
C wird das Auswahlausgabesignal D.
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In
diesem Fall wird das Vorzeichen des Signals J negativ, wenn die übertragungssignalleistung H
den Grenzwert Ref übersteigt,
und der Signalselektor 31 gibt das Übertragungssignal C selektiv
aus. Wenn das Vorzeichen des Signals J positiv wird, gibt der Signalselektor 31 das
Nullpunktsignal selektiv aus. Folglich ist es möglich, das Spitzenwertvorhersagesignal
G zu halten, das auf dem Spitzenwert des Übertragungssignals C basiert.
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13 ist
ein Diagramm zum Erklären
des in 10 gezeigten bandbegrenzenden
Filters 33. In dem in 10 gezeigten
Fall ist das bandbegrenzende Filter 33 als ein Transversalfilter
gebildet. Das in 10 gezeigte bandbegrenzende
Filter 33 enthält Verzögerungselemente
(T/n) 51, Multiplizierer 52 und einen Addierer 53.
In 10 kennzeichnen c1, c2, ... cm Koeffizienten,
die in die Multiplizierer 52 eingegeben werden, T bezeichnet
das Abtastintervall, E bezeichnet das Ausgabesignal des in 10 gezeigten Frequenzverschiebers
und F bezeichnet das Signal, das in den in 10 gezeigten
Frequenzrückverschieber 34 eingegeben
wird. Durch geeignetes Auswählen
der Kooeffizienten c1, c2, ..., cm wird das Signal F, das von dem
Addierer 53 ausgegeben wird, begrenzt auf das Frequenzband,
das in dem Rauscheliminierungsabschnitt 17 des empfangenden
Endes eliminiert werden kann. In diesem Fall ist es möglich, eine
gewünschte
Bandcharakteristik durch geeignete Auswahl der Koeffizienten c1,
c2, ..., cm zu erhalten, und es ist bekannt, dass eine gewünschte Charakteristik
erhalten werden kann durch Verwenden von mindestens einer vorbestimmten
Anzahl von Verzögerungselementen 51 und
Multiplizierern 52.
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14 und 15 sind
jeweils Diagramme zum Erklären
einer Frequenzverschiebung. In 14 zeigt
(a) eine Übertragungsfrequenzbandcharakteristik
von 10 kHz bis 450 kHz, und ein Rauschlöschungsfrequenzbereich an dem
empfangenden Ende wird beispielsweise angenommen, 10 kHz bis 174
kHz zu sein. Der Rauschlöschungsfrequenzbereich
wird wie oben beschrieben eingestellt, da die speziellen Trägersysteme
der Energieversorgungsleitungen oder dergleichen 165,24 kHz (s 174 kHz)
bestimmt ist für
das AM-System, und
162 kHz (s 174 kHz) ist bestimmt für das PM-System. Jedoch ist es natürlich möglich, andere
Frequenzbänder
einzustellen für
den Rauschlöschungsfrequenzbereich
in Abhängigkeit
der Charakteristik der Datenübertragungsleitung.
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In 14 zeigt
(b) das Signal, das eingefügt wird
mit den Nullpunkten in dem Nullpunkteinfügeabschnitt 4. Wenn
0 kHz als das Zentrum betrachtet wird, weist dieses Signal ein Band
von –192
kHz bis +192 kHz auf, und der Rauschlöschungsfrequenzbereich an dem
empfangenen Ende wird –220
kHz bis –56
kHz. In 14 zeigt (c) das Signal, das
erhalten wird durch Ausführung
einer Frequenzverschiebung von –138
kHz mit Bezug auf das in (b) gezeigte Signal. Mit anderen Worten
wird der Rauschlöschungsfrequenzbereich
von 10 kHz bis 174 kHz zu –220
kHz bis –56
kHz durch das Nullpunkteinfügen
durch Annehmen von 0 kHz als das Zentrum, und ist ferner zu –82 kHz
bis +82 kHz frequenzverschoben.
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15(a) entspricht 14(a),
und 15(b) entspricht 14(c) nach
der Frequenzverschiebung von +138 kHz. Wie in 15(c) gezeigt,
begrenzt das bandbegrenzende Filter 33, das in 10 gezeigt
ist, das Band in dem Bereich von –82 kHz bis +82 kHz, so dass
eine flache Charakteristik in dem Rauschlöschungsfrequenzbereich an dem
empfangenen Ende erhalten wird. Beispielsweise ist es möglich, eine
Roll-Off-Rate von 10% in einer cos2 Roll-Off-Charakteristik zu
erhalten.
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Folglich
ist der Spitzenwert des Übertragungssignals,
das die Übertragungssignalleistung aufweist,
die den Grenzwert Ref übersteigt,
frequenzverschoben durch den Frequenzverschieber 32, der
in 10 gezeigt ist, und ist ferner bandbegrenzt auf
das Rauschlöschungsfrequenzband
des empfangenden Endes durch das bandlimitierende Filter 33.
Der Frequenzrückverschieber 34 führt eine umgekehrte
Frequenzverschiebung aus, um das bandbegrenzte Signal zu dem Frequenzband
zurückzuführen, in
dem das Signal zu dem Übertragungssignal
A gemultiplext ist, und führt
das Spitzenwertvorhersagesignal G der Subtraktionseinheit 40 zu.
Die Subtraktionseinheit 40 subtrahiert das Spitzenwertvorhersagesignal
G von dem Übertragungssignal
A, um die Spitzenwertunterdrückung
durchzuführen. Das
Spitzenwertvorhersagesignal G fällt
innerhalb des Rauschlöschungsfrequenzbandes
des empfangenden Endes. Aus diesem Grund kann der in den 6 und 9 gezeigte
Rauschlöschungsabschnitt 17 an
dem empfangenden Ende das Spitzenwertvorhersagesignal G eliminieren,
um das Übertragungssignal
wiederherzustellen, das den Spitzenwert enthält.
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16 ist
ein Diagramm zum Erklären
einer anderen Ausführungsform
des Spitzenwertunterdrückungsabschnittes,
der verwendet werden kann als der Spitzenwertunterdrückungsabschnitt 23.
Der in 16 gezeigte Spitzenwertunterdrückungsabschnitt
enthält
einen Signalselektor 61, einen Frequenzverschieber 63,
ein bandlimitierendes Filter (Tiefpassfilter) 63, einen
Frequenzrückverschieber 64,
eine Leistungsberechnungseinheit 65, eine Subtraktionseinheit 66,
eine Bewertungseinheit 67, Verzögerungsschaltkreise 68 und 69,
die jeweils durch eine Vielzahl von Verzögerungselementen (T/n) aufgebaut
sind, und eine Subtraktionseinheit 70. Multiplizierer 71 und 72 sind
in dem Frequenzverschieber 62 bereitgestellt. In 16 kennzeichnen
A, B, C, C', D bis
H und J bis L Signale bei verschiedenen Teilen des Spitzenwertunterdrückungsabschnittes.
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Die
Struktur, die den Signalselektor 61, die Leistungsberechnungseinheit 65,
die Subtraktionseinheit 66 und die Bewertungseinheit 67 zum
Detektieren des Spitzenwertes des Übertragungssignals C, das den
Grenzwert Ref übersteigt,
und zum selektiven Ausgeben des Übertragungssignals
des detektierten Spitzenwertes, enthält, ist die gleiche wie die entsprechende
Struktur des Spitzenwertunterdrückungsabschnittes,
der in 10 gezeigt ist, und eine Beschreibung
davon wird weggelassen. Zusätzlich
sind die Funktionen der Verzögerungsschaltkreise 68 und 69,
des bandbegrenzenden Filters 63 und der Subtraktionseinheit 70 die
gleichen wie diese der entsprechenden Teile des Spitzenwertunterdrückungsabschnittes,
der in 10 gezeigt ist, und eine Beschreibung
davon wird weggelassen.
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In
dieser in 16 gezeigten Ausführungsform
ist der Frequenzverschieber 62 gebildet durch die Multiplizierer 71 und 72.
Der Multiplizierer 71 multipliziert cos ωt des Rotationsvektorsignals
L (+f0 = cos ωt
+ j sin ωt)
mit dem Auswahlausgabesignal D des Signalselektors 61,
um einen Realzahlabschnitt Re zu erhalten. Andererseits multipliziert
der Multiplizierer 62 sin ωt des Rotationsvektorsignals
L mit dem Auswahlausgabesignal D, um einen Imaginärzahlabschnitt
Im zu erhalten. Der bandbegrenzende Filter 63 begrenzt
das Band des Signals E, das aus dem Realzahlabschnitt Re und dem
Imaginärzahlabschnitt
Im besteht, auf das Signal F. Der Frequenzrückverschieber 64 führt eine
Frequenzrückverschiebung
mit Bezug auf das Signal F durch das Rotationsvektorsignal L (Konjugiertkomplexe
von F0) durch, um lediglich den Realzahlabschnitt Re als das Spitzenwertvorhersagesignal
G auszugeben. Das Spitzenwertvorhersagesignal G wird der Subtraktionseinheit 70 zugeführt und
von dem verzögerten Übertragungssignal
A subtrahiert, das von dem Verzögerungsschaltkreis 68 ausgegeben
wird, um die Spitzenwertunterdrückung
durchzuführen,
und um das Signal B nach der Spitzenwertunterdrückung auszugeben.
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In
diesem Fall, wenn das Übertragungssignal
C auf der Zeitbasis so wie in 17A gezeigt
ist, wird die Übertragungssignalleistung
H, die von der Leistungsberechnungseinheit 65 ausgegeben
wird, so wie in 17B gezeigt. Durch Erhalten
in der Subtraktionseinheit 66 einer Differenz zwischen
der Übertragungssignalleistung
H und dem Grenzwert Ref, der durch eine gepunktete Linie in 17B gezeigt ist, kann bewertet werden, dass das
Signal J der Spitzenwert des Übertragungssignals
C ist, wenn das Vorzeichen des Signals J negativ ist, da dieses negative
Vorzeichen anzeigt, dass die Übertragungssignalleistung
groß ist.
Daher wird in diesem Fall das Übertragungssignal
C selektiv ausgegeben von dem Signalselektor 61 als das Auswahlausgabesignal
D. Andererseits gibt der Signalselektor 61 selektiv das Nullpunktsignal
C als das Auswahlausgabesignal D aus. An Stelle der Benutzung der
Leistungsberechnungseinheit 65 ist es möglich, die Amplitude des Übertragungssignals
C zu berechnen durch Erhalten des Absolutwertes davon und einen
entsprechenden Grenzwert zu verwenden, um den Spitzenwert zu detektieren.
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Dann
wird das Auswahlausgabesignal D frequenzverschoben durch den Frequenzverschieber 62 als
der Realzahlabschnitt Re und der Imaginärzahlabschnitt Im, und wird
ferner bandbegrenzt durch den bandbegrenzenden Filter 63 auf
das Rauschlöschungsfrequenzband
des empfangenden Endes. Das bandbegrenzte Signal ist frequenzrückverschoben
durch den Frequenzrückverschieber 64,
und der Realzahlabschnitt Re wird als das Spitzenwertvorhersagesignal
G betrachtet. Das Spitzenwertvorhersagesignal G wird von dem verzögerten Übertragungssignal
A in der Subtraktionseinheit 70 subtrahiert, um den Spitzenwert
des verzögerten Übertragungssignals
zu unterdrücken.
Diese Subtraktionseinheit 70 gibt das Signal B aus, welches
der Spitzenwertunterdrückung
unterzogen wurde.
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18A und 18B, 19A und 19B und 20 sind
jeweils Diagramme zum Erklären
der Spitzenwertunterdrückung.
In dem Mehrfachträgerübertragungssystem,
so wie dem OFDM und dem DMT, wenn die Anzahl der Kanäle gekennzeichnet
ist durch n und ein Spitzenwert-zu-Durchschnitt-Verhältnis gekennzeichnet
ist durch PAR, wie oben beschrieben, kann das Spitzenwert-zu-Durchschnitt-Verhältnis PAR
beschrieben werden durch PAR = 3,01 + 10logn [dB]. Wenn beispielsweise
die Übertragung
durchgeführt
wird durch Multiplexen von 64 Kanälen, ist n = 64 und PAR = +21,07
[dB]. 18A zeigt einen Fall, wo das
Durchschnittsniveau 0,177 und der Spitzenwert +2 ist, und 18B zeigt das Frequenzband von 384 kHz für diesen
Fall. In diesem Zustand, wenn das Frequenzband des in 19A gezeigten Spitzenwertvorhersagesignals 149
kHz ist und innerhalb des flachen Eigenschaftsabschnittes des Rauschlöschungsfrequenzbandes
des empfangenden Endes, wie in 19B gezeigt,
ist, wird das Spitzenwertniveau des Spitzenwertvorhersagesignals
+1,246, da 10log(149/384) = –4,11
[dB] wird.
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Wenn
die Spitzenwertunterdrückung
ausgeführt
wird unter Verwendung des Spitzenwertvorhersagesignals, wird ein
Signal nach der Spitzenwertunterdrückung wie in 20 gezeigt,
das ein Niveau von 2 – 1,246
= 0,754 und ein PAR von PAR = 20log(0,754/0,177) = 12,59 [dB] aufweist.
Daher wird das PAR durch diese Spitzenwertunterdrückung um 21,07 – 12,59
= 8,48 [dB] verbessert.
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Wenn
der in den 10 und 16 verwendete
Grenzwert Ref ausgewählt
wird, ist umso kleiner der Radius der Kreise in den 12A und 12C ist,
die den Grenzwert Ref anzeigen, desto größer der PAR-Unterdrückungseffekt.
Andererseits, umso größer der
Radius der Kreise ist, die den Grenzwert Ref anzeigen, desto größer ist
das S/N-Verhältnis des
synchronisierenden Nullpunktes an dem empfangenden Ende. 21 ist
ein Diagramm zum Erklären
der Grenzwertauswahl. Wie in 21 gezeigt, gibt
es einen Optimalwert für
den Grenzwert Ref, und der Optimalwert kann ausgewählt werden
in Abhängigkeit
der Datenübertragungsbedingungen.
In 21 kennzeichnet die linke Ordinate den PAR-Unterdrückungseffekt,
die rechte Ordinate kennzeichnet das S/N-Verhältnis des synchronisierenden
Nullpunktes an dem empfangenden Ende, und die Abszisse kennzeichnet
den Radius des Kreises, der den Grenzwert Ref angibt.
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Ferner
ist die vorliegende Erfindung nicht auf diese Ausführungsformen
begrenzt, sondern es können
verschiedene Variationen und Modifizierungen durchgeführt werden.
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Die
Datenübertragungsleitung
ist nicht auf die Niederspannungsverteilungsleitung begrenzt, und
die vorliegende Erfindung ist auch anwendbar auf andere Drahtübertragungsleitungen,
so wie ADSL, SDSL und VDSL, drahtlose Übertragungsleitungen, so wie
OFDM-Senden und drahtloses LAN, und optische Übertragungsleitungen, so wie WDM-Multiplex.
Darüber
hinaus können
verschiedene andere Mehrfachträgermodulierungssysteme
verwendet werden zusätzlich
zu dem oben beschriebenen System.