DE3783014T2 - Einrichtungen und verfahren zum steuern von elektrischem wechselstrom. - Google Patents

Description

• Diese Erfindung betrifft Vorrichtungen und Methoden zur Steuerung von elektrischen Wechselströmen für elektrisch versorgte Geräte, insbesondere aber nicht ausschließlich von Entladungslampen wie fluoreszierenden Röhren.
• Fluoreszenzröhren werden heutzutage weithin als Lichtquellen benutzt, obwohl sie die ebenfalls sehr beliebten Glühlampen auf dem Markt nicht vollständig ersetzt haben. Fluoreszenzröhren haben unter ihren anderen Vorteilen eine relativ hohe Leuchtabgabe im Vergleich zur verbrauchten elektrischen Leistung, lange Lebenszeit und akzeptable Leuchteigenschaften. Auf der elektrischen Seite erfordern Fluoreszenzröhren dagegen kompliziertere Vorrichtungen als Glühlampen, weil Fluoreszenzröhren, wenn sie kalt sind, eine besonders hohe Zündspannung erfordern, um die elektrische Entladung zu zünden, zum Beispiel in der Ordnung 1000 Volts Spitzenwert, und weil die Fluoreszenzentladung eine stark negative Impedanz hat, die sich weiterhin während der Zündung der elektrischen Entladung ändert. Daher muß eine Stromversorgungsschaltung für Fluoreszenzröhren mit einer speziellen Ausrüstung für die Zündung und einer speziellen Ausrüstung zur Strombegrenzung angepaßt sein. Die Elektroden von Fluoreszenzröhren sind gewöhnlich mit Vorrichtungen zur elektrischen Heizung ausgerüstet, wobei die Zündspannung auf eine Größe von 800 Volts Spitzenwert reduziert werden kann. Die Impedanz, die negativ und nicht-konstant ist, erfordert den Einsatz von Strombegrenzungausrüstung und Fluoreszenzröhren, die aus einer gewöhnlichen Spannungsquelle versorgt werden, sind daher in der Praxis an diese durch eine in Reihe geschaltete Induktionsspule angeschlossen. Die Zündung einer nicht-brennenden und daher kalten Röhre wird normalerweise durch elektrische Schaltung bewirkt, gewöhnlich mit Hilfe eines automatischen Schalters, auch einen Starter genannt, der die wichtige Funktion hat die gespeiste Heizung der Röhrenelektroden ab zuschalten, wenn die Entladung einmal gezündet hat. Um ein vorzeitiges Verbrennen dieses Schalters zu verhindern, ist er normalerweise auch mit einem Kondensator parallel ausgerüstet. All diese Komponenten sind in einer gewöhnlichen Lichteinheit für Fluoreszenzröhren gemäß dem Stand der Technik eingeschlossen.
• Bei der üblichen Netzfrequenz, ob 50 oder 60 Hertz, muß die serielle Induktionsspule oder Induktanz eine beachtliche Größe haben und sie koppelt hohe reaktive Ströme in die Netzleitung zurück, welche unerwünscht sind, weil sie elektrische Verluste im Versorgungskabel verursachen. Sie können durch sogenannte Phasenkompensation durch einen Kondensator reduziert werden, der ebenfalls eine beachtliche Größe haben muß. Die Induktionsspule selbst verbraucht einen ganz beträchtlichen Betrag der elektrischen Leistung, der vollständig in Wärme umgesetzt wird. Eine gewöhnliche Lichteinheit, die zum Beispiel mit zwei Fluoreszenzröhren ausgerüstet ist, jede auf 58 Watt bemessen, namentlich ergibt das eine nominale Gesamtbeleuchtungsleistung von 116 Watt, nimmt deshalb in Wirklichkeit oft eine Leistung von ungefähr 170 Watt auf. Andere bekannte Nachteile von Fluoreszenzröhren, wie eben beschrieben ausgerüstet, ist der sogenannte stroboskopische Effekt, weil der Leuchtbogen bei einer Frequenz gezündet und ausgeschaltet wird, die das doppelte der Netzfrequenz ist, zum Beispiel 100 oder 120 Hertz. Dieser stroboskopische Effekt ist gewöhnlich nicht sichtbar, aber kann unter ungünstigen Umständen Unannehmlichkeiten verursachen. Darüberhinaus wird häufig akustisches Geräusch induziert, insbesondere durch die Induktionsspule und die gewöhnlich einfache Zündeinrichtung kann eine langsame Zündung verursachen, die mehrere Versuche in Begleitung mit einem unangenehmen Flackern erfordert. Darüberhinaus versucht der automatische Schalter, in dem Fall daß eine Röhre ausgebrannt und nicht mehr in der Lage ist zu zünden, noch sie zu zünden, wodurch ein beharrliches Flackern verursacht wird bis der Schalter abgenutzt ist.
• Es wird erwartet, daß ein beträchtliches Potential zur Energieeinsparung durch die automatische Steuerung der Beleuchtung genutzt werden kann, zum Beispiel im Bezug auf Tageslichtvariationen, da Leuchtsysteme von heute häufig bei voller Leistung über ausgedehnte Zeitdauern betrieben werden, selbst wenn die fraglichen Örtlichkeiten ebenfalls natürliches Tageslicht empfangen können, so daß die künstliche Beleuchtung nur teilweise oder nur zu Teilen der Zeit gebraucht wird. Es ist heute möglich automatische Systeme an Lichtmeßeinrichtung anzupassen und die elektrische Stromversorgung zu den Lichtsystemen zu steuern, um zum Beispiel ein vorbestimmtes Beleuchtungsniveau zu halten.
• Die Steuerung elektrischer Lichtquellen ist nach dem Stand der Technik auch im Bezug auf Fluoreszenzröhren bekannt. Mit der Steuerung von Fluoreszenzröhren zum Zwecke der Reduzierung der Leuchtleistung muß jedoch bemerkt werden, daß die Spannung nicht sehr reduziert werden kann, bis die Röhren aufhören zu zünden. Steuerungssysteme für Fluoreszenzröhren benutzen daher im allgemeinen ein Zeitsteuerungssystem, das heute im allgemeinen durch eine sogenannte Choppersteuerung geliefert wird, welche im wesentlichen die Röhren zündet und schnell abdreht, typischerweise mit der Netzfrequenz, wodurch das Belichtungsniveau durch die Reduktion des Betriebszyklusses, das ist das Verhältnis zwischen der Zündzeit und der Verweilzeit, gesteuert wird. Diese Steuersysteme, die heute verwendet werden, haben jedoch mehrere Nachteile unter denen die Erzeugung einer Emissionsquelle und die Übertragungen von Radiofrequenzrauschen ist, und die den normalerweise unerwünschten stroboskopischen Effekt, der schon in Fluoreszenzröhren vorhanden ist, ernstlich verstärken. Weiterhin hat die volle Lampenleistung durch diese Kontrollsysteme hindurchzugehen, die daher für eine ähnlich hohe elektrische Leistung größenangepaßt sein müssen.
• Es ist nach dem Stand der Technik auch bekannt, eine elektrische Leistung durch die Verwendung sogenannter Transduktoren zu steuern. Um es kurz zu erläutern, Transduktoren sind Transformatoren, worin der transformierte Strom durch magnetische Sättigung im Transformatorkerns begrenzt wird. Die Sättigung kann durch eine zusätzliche Magnetisierungswicklung gesteuert werden, welche die transformierte Leistung beeinflußt und steuert. In der heutigen Technologie werden Transduktorensteuersysteme selten verwendet, da Transduktoren ziemlich teuer sind, und weil sie nicht in der Lage sind einwandfrei zu steuern, wenn reaktive oder kapazitive Belastung eingespeist werden.
• Die obigen Probleme in der Steuerung von Fluoreszenzröhren führen oft zu der praktischen Wahl von Glühlampen für Beleuchtungssysteme, die eine Steuereinrichtung haben sollen. Durch den Gebrauch von Glühlampen kann ein wirksames Steuerungssystem konstruiert werden, das allerdings zwei größere Haken hat. Erstens, die Beleuchtung ändert ihre Farbe durch Wandern zum roten Ende des Spektrums hin, wenn die Intensität reduziert wird, und zweitens wird die ohnehin schon kleine Leuchteffizienz von Glühlampen sogar weiter beträchtlich reduziert. Es ist verständlich, daß Systeme mit Beleuchtungskontrolle gegenwärtig nicht weithin gebräuchlich sind, weil sie, wie erklärt, entweder unangenehme Ausleuchtung oder geringe Ersparnisse bringen.
• Es wurde kürzlich vorgeschlagen Fluoreszenzröhren mit einem Hochfrequenzgenerator zu speisen, siehe zum Beispiel Siemens Publikation "Schaltbeispiele", Ausgabe 82/82, p. 78. Hierin wird ein Schaltkreis beschrieben zur Konversion einer Versorgungsspannung bei einer Frequenz von zum Beispiel 50 Hertz zu einer AC Spannung bei einer Frequenz von ungefähr 120 kHz. Durch Ladung von Fluoreszenzröhren mit einem solchen Schaltkreis werden eine Reihe von bedeutenden Vorteilen gewonnen, so wie:
• erhöhte Lichtabgabe, da die Effizienz der Lampen höher ist bei dieser höheren Frequenz;
• längere Röhrenlebensdauer;
• keine mechanisch bewegbaren Teile in dem Beleuchtungseinheitszubehör;
• keine stroboskopischen Effekte, da der elektrische Entladungsbogen zwischen den extrem kurzen Intervallen, wenn der Strom zur alternierenden Richtung wechselt, nicht ausgeht; der Schaltkreis ist phasenkompensiert;
• sofortige Zündung der Fluoreszenzröhren kann erreicht werden; kein Flackern an ausgebrannten Röhren; und
• die üblicherweise gegebenen ziemlich kostspieligen und energieverbrauchenden Induktionsspulen sind in der Größe reduziert, und ihr Leistungsverbrauch ist ähnlich reduziert.
• Solche Schaltkreise sind noch wenig üblich, aber es ist zu erwarten, daß sie bald weitverbreitete Verwendung finden, weil sie ziemlich billig gebaut werden können, und weil sie die erläuterten wesentlichen Vorteile haben.
• Es ist zu beachten, daß ein getrennter Schaltkreis von diesem Typ in jeder einzelnen Lichteinheit erforderlich ist, weil Ströme bei diesen hohen Frequenzen nicht wirtschaftlich über irgendeine wesentliche Entfernungen angeliefert werden können, selbst mit speziellen Hochfrequenzkabeln.
• Dieser und ähnliche Schaltkreise haben darüberhinaus den Nachteil, daß sie nicht einfach mit einer Steuerungseinrichtung ausgerüstet werden können.
• Gemäß einem Aspekt der Erfindung ist eine Vorrichtung zur Steuerung von elektrischem Wechselstrom zu einem Stromverbraucher gegeben, die Vorrichtung umfaßt eine Induktion in Serie verbunden mit einem Ausgabeanschluß, aktivierende elektronische Bauteile, die den Ausgabestrom steuern, die aktivierenden Bauteile werden durch elektrische Spannungen gesteuert, die in Rückkopplungswicklungen durch den Ausgabestrom induziert werden, mittels magnetischer Felder, die in magnetischem Material erzeugt werden, worin magnetische Sättigung in dem magnetischen Material verwendet wird, um die Induktionsbeziehung in solcher Weise zu verändern, daß die aktiven Komponenten zyklisch die Richtungen des Ausgabestroms ändern, gekennzeichnet dadurch, daß das magnetische Material in mindestens zwei Teile unterteilt ist, jedes Teil ist mit mindestens einer weiteren elektrischen Magnetisierungswicklung versehen, die als eine Steuerwicklung bezeichnet wird, so daß elektrischer Strom, der durch die Steuerwicklung geführt wird zur Magnetisierung des des magnetischen Materials beiträgt, wobei Sättigung bei einem Niveau des Ausgangsstromes auftritt, der sich von dem Stromniveau unterscheidet, wo Sättigung ohne Steuerstrom aufgetreten sein würde, eine Steuerwicklung, die hauptsächlich Wellen des Ausgabestroms in einer Richtung beeinflußt, und die andere Steuerwicklung hauptsächlich Wellen des Ausgabestroms in der entgegengesetzten Richtung beeinflußt.
• Gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung wird eine Methode der Frequenzsteuerung von elektrischem Wechselstrom für einen Stromverbraucher gegeben, worin der Wechselstrom durch induktive Rückkopplung im magnetischen Material zu aktiven elektronischen Bauteile erzeugt wird, die Rückkopplungsspannung wird verstärkt durch Verwendung der magnetischen Sättigung des magnetischen Materials, um die Induktionsbeziehung in einer solchen Weise abzuändern, daß der Ausgabestrom zyklisch seine Richtung ändert, und worin der Ausgabestrom durch eine Induktanz begrenzt wird, die in Serie angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß das magnetische Material in zwei Teile geteilt ist, die durch eine oder mehrere elektrische Wicklungen beeinflußt werden, die als Steuerwicklungen bezeichnet werden, die einen Steuerstrom leiten und zur Magnetisierung des magnetischen Materials beitragenden, wobei Sättigung als ein Ergebnis von Werten des Ausgangsstroms auftritt, der sich von dem in der Anwesenheit eines Steuerstroms unterscheidet, damit die Zeitdauern, nach denen der Ausgangsstrom die Richtung ändert, gesteuert werden können.
• Eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung, die in größeren Details hierweiter beschrieben wird, liefert eine Vorrichtung, durch welche ein Stromverbraucher, wie eine Fluoreszenzröhre mit elektrischem Strom bei hoher Frequenz versorgt werden kann, wobei der Strom steuerbar ist und wobei Ausgangsspannungen sich entwickeln, selbst wenn der Strom reduziert wird, auf einem solchen Niveau, daß zum Beispiel Fluoreszenzleuchten ohne Schwierigkeiten zünden.
• Mit einer solchen Vorrichtung können zahlreiche Vorteile erreicht werden, unter denen die folgenden sind.
• Eine Steuereinrichtung kann mit einem einfachen Steuerschaltkreis ausgerüstet werden, weil das Steuersignal ein DC Signal sein kann. Das Steuersystem führt nicht zum stroboskopischen Effekt wie er bei Steuersystemen der bekannten Art gegenwärtig ist, und führt ebensowenig zu einem Radiofrequenzrauschen. Die elektrische Schaltung zur Steuerung kann bei niedrigen Spannungen betrieben werden und hat keine DC Kopplung zur Stromversorgung. Die Steuerstrategie kann über einen großen Bereich variiert werden und es ist möglich, die positiven und negativen Halbperioden des Stroms getrennt zu steuern, wobei die Form der Kurve des Stroms gegen die Zeit beeinflußt werden kann, obwohl anzumerken ist, daß der gezeigte Schaltkreis nicht in der Lage ist, einen Netto-DC-Strom an den Ausgabeanschlüssen zu erzeugen. Die Schaltung kann weiterhin in einer sehr kompakten Größe gebaut werden, damit sie in konventionelle Lichteinheiten eingepaßt werden kann.
• Die Steuerschaltung kann in ihrer Größe für kleine Leistungsanforderungen ausgelegt werden, da ein Steuerstrom der erforderlichen Größe ohne Schwierigkeiten erzeugt und stabil gehalten werden kann.
• Gemäß der bevorzugten Ausführungsform sind die Rückkopplungswicklungen um beide Magnetkerne geführt, so daß ein magnetisches Signal von jedem dieser Kerne Spannungen um beide dieser Magnetkerne und daher in beiden Rückkopplungswicklungen induziert. Jedoch sind diese Wicklungen so groß bemessen, daß ein Signal von nur einem dieser Kerne als ein Ergebnis der vorherrschenden Ausgangsströme nicht ausreicht, um Rückkopplung zu bewirken; dies kann nur bewirkt werden durch die Addition der Signale von beiden Magnetkernen. Da die Steuerwicklungen um beide Kerne geführt sind, aber in entgegengesetzter Richtung relativ zur Rückkopplungsschleife, wird ein Schaltkreis erreicht, der das unerwartetes und ziemlich überraschendes Verhalten zeigt, daß die maximale Leistung für den Stromverbrauch erhalten wird, wenn der Steuerstrom Null ist, und daß die Einspeisung eines Steuerstroms die Ausgangsleistung reduziert, ohne Rücksicht auf die Flußrichtung dieses Steuerstromes.
• Dadurch wird der Vorteil erreicht, daß der Systemaufbau erleichtert wird, weil ein Elektriker nicht darauf achten muß, die Steueranschlüsse einzeln zu identifizieren. Weiterhin ist ausdrücklich garantiert, daß der Schaltkreis niemals ein Ausgabestrom größer als den akzeptablen erzeugt. Weiterhin ist es möglich, die Steuerschaltung selbst mit AC zu betreiben, vorausgesetzt daß dieser Steuerstrom AC eine Frequenz hat, die geeignet niedrig relativ zur Ausgangsleistungsfrequenz ist. Das läßt jedoch immer noch einen weiten Bereich zu, weil die Ausgangsleistungsfrequenz in der Größenordnung von 100 kHz sein kann.
• Diese Anordnung erlaubt viele Anwendungen, von denen nur zwei Beispiel hier erwähnt werden sollen, um den Grad der möglichen Raffinesse zu illustrieren. Ein Vorrichtung, das die Erfindung ausführt, kann also ein erstes Beispiel verwendet werden, um ein Stroboskop zu liefern, das mit Fluoreszenzleuchten als Lichtquellen arbeitet, wobei eine Lichtausgabe geliefert werden kann, die die Lichtleistung, die normalerweise von einem Stroboskop geliefert wird, übersteigt. Als ein zweites Beispiel kann die Beleuchtung mit einem Audiosignal von einem Musiksystem modelliert werden, so wie man sich es vorstellen kann, daß es in einer Diskothek oder einem Tanzlokal zur Erzeugung von fantastischen Lichteffekten verwendet wird.
• Ein anderer Aspekt der Erfindung liefert ein Beleuchtungssystem, das durch automatische Anpassung des Beleuchtungsniveaus entsprechend dem verfügbaren Tageslicht Energie einspart, wobei sichergestellt wird, daß das Beleuchtungsniveau immer ausreicht, und wobei angenehme Beleuchtungsbedienungen sichergestellt werden, weil es kein häufiges Umschalten der Beleuchtung gibt, und welches System bei relativ niedrigen Kosten produziert werden kann.
• Das wird durch ein Beleuchtungssystem erreicht, das zumindest eine Lichteinheit, ein Belichtungsmeßgerät zum Nachweis des Lichtes und eine damit verbundene Steuervorrichtung umfaßt, gekennzeichnet durch die Lichteinheit, die mit einer Vorrichtung zur Steuerung von Wechselstrom versehen ist, so wie das oben beschriebe, und die gesteuert wird durch die Steuervorrichtung in einer solchen Weise, daß das von der Steuervorrichtung gemessene Licht immer großer oder gleich dem gewünschten Minimumreferenzniveau gehalten bleibt, während die verwendete elektrische Leistung durch die Steuervorrichtung auf einem Minimum gehalten wird, die mit Vorrichtungen zum Einschalten des Stromes zur Lichteinheit versehen ist, im Falle daß das Lichtniveau unter ein vorbestimmtes Aufdrehniveau fällt, und durch die Steuervorrichtung, die mit Vorrichtungen zum Abschalten des Stroms zur Lichteinheit versehen ist, und mit einem Verzögerungsvorrichtung, so daß das Ausschalten auftritt, wenn das Lichtniveau während eines ununterbrochenen Zeitintervalls, das durch die Verzögerungsvorrichtungen definiert wird, ein zweites vorbestimmtes Niveau überschritten hat, das als Abdrehniveau bezeichnet wird.
• In der folgenden Beschreibung wird die Erfindung in mehr Details mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben, wobei:
• Fig. 1 zeigt ein Diagramm des elektronischen Schaltkreises nach dem Stand der Technik zur Erzeugung eines Hochfrequenzwechselstroms;
• Fig. 2 zeigt einen Schaltkreis gemäß einer ersten Ausführungsform der Erfindung;
• Fig. 3 zeigt einen Schaltkreis gemäß einer zweiten Ausführungsform der Erfindung;
• Fig. 4 zeigt einen Schaltkreis ähnlich dem Schaltkreis von Fig. 3, aber angeordnet um eine Dampflampe statt Fluoreszenzröhren zu speisen;
• Fig. 5 zeigt zwei Anordnungen von elektrischen Wicklungen auf magnetischen Kernen gemäß einer alternativen Ausführungsform der Erfindung;
• Fig. 6 ist ein Graph von verschiedenen illustrativen elektrischen Signalen, die gegen die Zeit aufgetragen sind in einem Schaltkreis, der die Erfindung ausführt;
• Fig. 7 zeigt ein Beleuchtungssystem mit verschiedenen Beleuchtungskörpern, welche gemäß einem weiteren Aspekt dieser Erfindung automatisch gesteuert werden;
• Fig. 8 zeigt einen elektronischen Steuerschaltkreis zu Lieferung von Steuersignalen für Steuervorrichtungen in den Beleuchtungskörpern von Fig. 7; und
• Fig. 9 zeigt Beispiele von Beleuchtungsniveaus, die von einem Beleuchtungssystem gemäß Fig. 7 und 8 erzeugt werden können, die ebenso den Einfluß der verschiedenen externen Faktoren illustrieren und gegen die Zeit aufgetragen sind.
• Um die Erfindung besser zu verstehen wird zuerst ein Hochfrequenzschaltkreis gemäß dem Stand der Technik in Bezug auf Figur 1 erklärt. Der Schaltkreis wird durch einen Widerstand R1 von einem Netzschaltkreis mit elektrischer Spannung versorgt, dieser Spannung wird in einem Brückengleichrichter D1, D2, D3 und D4 gleichgerichtet und durch einen Kondensator C1 geglättet, um Gleichstrom zu erzeugen. Durch Verwendung zweier aktiver elektronischer Vorrichtungen wie die Transistoren T1 und T2 in Gegentaktschaltung kann die Spannung am Anschluß e in Fig. 1 innerhalb des Bereiches, der durch die DC Spannung definiert ist, gesteuert werden. Vom Anschluß e wird ein Strom gezogen, der durch eine Wicklung n&sub3; eines Transformators Tr1 in zwei parallele Induktanzen L1 und L2 eingespeist wird, von der jede mit einer jeweiligen Fluoreszenzröhre Ly1, Ly2 in Serie verbunden ist. Die Stromleistungsschleife wird durch einen Kondensator C5 vervollständigt. Mit diesem Schaltkreis ist es möglich, die Fluoreszenzröhren mit Wechselstrom einer Frequenz zu speisen, die durch die Werte der Komponenten bestimmt wird.
• Die aktiven elektronischen Vorrichtungen T1 und T2 sind Metalloxidspannungstransistoren wie sie kommerziell erhältlich unter den Handelsnamen wie Mosfet, Sipmos und Hexfet sind. Eine Komponente dieses Typs hat drei Anschlüsse, die mit S für "source", D für "drain" und G für "gate" bezeichnet werden. Die Komponenten sind kommerziell mit verschiedenen Polaritäten erhältlich und der Typ, der im folgenden erklärt wird, ist ein sogenannter N-Kanal Typ, wo der D-Anschluß in einer praktischen Anwendung mit einer positiven Spannung und der S-Anschluß mit einer negativen Spannung verbunden sind, wonach der Strom, der vom Anschluß D zu S fließt durch eine Spannung, angelegt an Anschluß G, gesteuert werden kann. Es ist eines der charakteristischen Merkmale dieses Typs von Transistoren, daß der G-Anschluß eine extrem hohe Impedanz zeigt, und daß der Stromfluß vom Anschluß D zu S durch einen sehr hohen Stromgainfaktor gesteuert werden kann. Wenn die Spannung an G negativ im Bezug zu S ist, ist der Transistor vollständig abgeschaltet. Mit einer positiven Spannung an G, die nicht über dem charakteristischen Schwellenwert, typisch in der Größenordnung von 4 Volt, liegt, ist dieser Transistor noch ausgeschaltet. Nur wenn die Spannung an G über diesem Schwellenwert liegt, kann ein Strom vom Anschluß D zu S fließen. Wegen der extrem hohen Impedanz in solchen Transistoren müssen externe Komponenten angefügt werden, um den Transistor vor Überspannung zu schützen. Daher wurde der Transistor T1 in Fig. 1 mit einem Widerstand R4 und einer Zenerdiode D7 im Torschaltkreis versehen, und der Transistor T2 wurde ähnlich mit einem ähnlichen Widerstand R5 und einer Zenerdiode D8 versehen, welche Komponenten sicher stellen, daß die Spannungen, die in die G-Ausgänge eingespeist werden niemals auf ein Niveau steigen, daß zu Schaden für die Transistoren führen kann.
• Die Erklärung für das Starten dieses Schaltkreises soll verschoben werden, bis die Funktion des Schaltkreises während der regulären Oszillation erklärt worden ist. Während der regulären Oszillation sind die Transistoren T1 und T2 so angeordnet, daß sie alternierend ein- und ausschalten, wobei sie natürlich niemals gleichzeitig eingeschaltet werden können. In dem Moment, wenn zum Beispiel der T2 Transistor einschaltet, nimmt die Spannung am Anschluß D von diesem Transistor und dabei am Anschluß e einen Wert an, der neben einem vernachlässigbaren Spannungsabfall von Anschluß D zu Anschluß S am Transistor T2 gleich dem, des negativen Pols der Spannungsversorgung ist. Der Schaltkreis wird daher versuchen Strom durch die kleine Transformatorwicklung n3 von den Komponenten um die Fluoreszenzröhren zu leiten. Wie aus Fig. 1 gesehen werden kann, ist parallel zu jeder Fluoreszenzröhre ein Kondensator C6 oder C7 angeschlossen und es gibt zu jeder Fluoreszenzröhre eine in Serie verbundene Induktanz L1 oder L2. Da die Induktanzen L1 oder L2 in Serie geschaltet sind mit Hinsicht auf die Fluoreszenzröhren und eine beachtliche Induktivität haben, begrenzen sie den hierdurch erlaubten Strom so, daß der Strom nur graduell ansteigt. Solange die Fluoreszenzröhren nicht gezündet sind, kann der Strom durch jede der parallelen Kondensatoren C6 und C7 passieren, und kann ebenso durch den Kondensator C5 gezogen werden, wodurch der Stromkreis geschlossen ist. Wenn der Lichtbogen in den Röhren einmal gezündet ist, wird der Strom durch die Röhren und auch durch die parallelen Kondensatoren C6 und C7 gezogen.
• In Fig. 6 zeigt die Kurve a in durchgezogenen Linien die Spannung am Anschluß e und die kurve b den Strom durch die Wicklung n3 versus Zeit an, und es kann von der Kurve a gesehen werden, daß diese Spannung für ein bestimmtes Zeitintervall im allgemeinen konstant bei negativen Werten ist. Kurve b derselben Figur zeigt wie der Strom sich ändert, das Vorzeichen der Figur wurde so gewählt, daß der Strom zu Beginn des Zeitintervalls, wenn e eine negative Spannung hat, bei einem hohen Niveau ist und sich zu niederem Niveau verschiebt. Dieser Wechsel des Stroms durch die Wicklung n3 induziert jedoch ein magnetisches Feld in dem Magnetkern des Transformators Tr1. Dieses sich ändernde magnetische Feld induziert Spannungen in zwei Rückkopplungswicklungen n1 und n2 von dort, wobei n1 mit dem G-Anschluß des Transistors T1 und n2 mit dem G-Anschluß des Transistors T2 verbunden ist. Die Richtungen dieser Wicklungen sind so gewählt, daß ein Strom, der durch den Transistor T2 gezogen wird, eine solche Spannung in der Wicklung n1 induziert, daß die Spannung am Anschluß G des Transistors T1 negativ im Bezug zum Anschluß S von T1 bleibt, so daß der Transistor T1 vollständig ausgeschaltet bleibt. Die Rückkopplungsschleife n2 ist so verbunden, daß das gleiche Magnetfeld gleichzeitig eine Spannung am Anschluß G des Transistors T2 induziert, die positiv relativ zum Anschluß S des Transistors T2 ist, und diese positive Spannung hält die Verbindung durch den Transistor T2 von D nach S eingeschaltet.
• Wird jedoch der Strom durch die Wicklung n3 bei geeigneter Setzung der Werte der Komponenten im Schaltkreis nach einiger Zeit zu so einem Niveau gestiegen sein, daß der Magnetkern im Transformator Tr1 magnetisch gesättigt ist, wonach es nicht mehr möglich ist, durch diesen Kern eine Spannung in den Wicklungen n1 und n2 zu induzieren. Daher fällt die Spannung in der Wicklung n1 auf Null ab, aber da der Transistor T1 zu dieser Zeit schon ausgeschaltet war, ändert sich der Zustand des Transistors T1 nicht. Gleichzeitig fällt die Spannung in der Wicklung n2 auf Null ab, aber das veranlaßt den Transistor T2 abzuschalten und den Strom von D nach S des Transistors T2 zu stoppen. Der Strom durch die Wicklung n3 fällt nicht plötzlich, selbst wenn beide Transistoren T1 und T2 blockiert sind, weil die Induktanzen L1 und L2 etwas Strom durch die Wicklung n3 aufrechterhalten können, was möglich ist, wegen der Verbindung zum Widerstand R3 und dem Kondensator C4; daher verschwindet der Strom nicht plötzlich, aber wird sofort einen Abfall beginnen. Dieser beginnende Abfall des Stroms durch die Wicklung n4 wird sofort einen Strom in der Rückkopplungsschleife einschließlich der Wicklungen n1 und n2 induzieren, die umgekehrte Richtungen zu denen im vorigen Abschnitt beschriebene haben. So wird eine Spannung in der Wicklung n2 induziert, die den Anschluß G des Transistors T2 negativ bezüglich dem Anschluß S von T2 macht, wobei der Transistor T2 ausgeschaltet wird. Gleichzeitig jedoch wird eine Spannung in der Wicklung n1 induziert, die den Anschluß G von T2 positiv im Bezug auf den Anschluß S von T1 macht, und so wird der Transistor T1 für Strom vom Anschluß D zu Anschluß S eingeschaltet. Die Spannung am Anschluß e wird daher neben einem vernachlässigbaren Spannungsabfall über den Transistor T1 im wesentlichen gleich dem positiven Versorgungsspannungspol sein, wie man es von Kurve a in Fig. 6 bei einem späteren Zeitintervall sehen kann. Wegen der Serieninduktanzen L1 und L2 ändert sich der Strom graduell, so daß fortgesetzte Spannungen in den Wicklungen n1 und n2 induziert werden, die diesen Prozeß aufrechterhalten, weil die Induktion in einem Transformator wie für solche, mit dem Stand der Technik Erfahrenen wohl bekannt ist, proportional der Rate der Stromänderung statt der Größe des Stroms ist.
• Es sei wohl verstanden, daß die Kapazität des Kondensators C5 ausreichend groß ist, um sicherzustellen, daß die Spannung an diesem Anschluß von C5, der mit den Lampen verbunden ist, im wesentlichen konstant bei einem Wert bleibt in der Mitte zwischen der positiven und negativen Versorgungsspannung, und es ist daher möglich, einen Strom durch die Lampen zu führen, wenn der Transistor T1 an und der Transistor T2 aus ist. Der Strom durch die Wicklung n3 folgt dem Muster, das bei einer späteren Stufe der Kurve b in Fig. 6 gezeigt ist, und es kann gesehen werden, daß das Muster ähnlich zu dem Muster des ersten Zeitintervalles ist, nur mit einer Änderung des Vorzeichens. Der Strom durch die Wicklung n3 steigt weiterhin in der neuen Richtung an, bis der Tr1-Kern wieder gesättigt ist, dieses Mal in der umgekehrten Richtung zur früheren, wohingegen die Spannung in den Wicklung n1 und n2 auf Null abfällt, und der Transistor T1 (wie zuvor mit T2) abschaltet, wobei der Transistor T2, wegen der neuinduzierten Spannung in der Wicklung n2, eingeschaltet wird und der ganze Zyklus sich wiederholt. Es ist wohl zu verstehen, daß der Schaltkreis so eine zyklische Oszillation aufrechterhalten kann, der Schaltkreis sei so ausgelegt, daß die Frequenz dieser Oszillationen im wesentlichen durch die Induktanzen L1 und L2, die Kondensatoren C6 und C7 und durch die Lampen bestimmt wird. Der Kondensator C4 sichert während des Umschaltintervalls, wenn beide Transistoren T1 und T1 ausgeschaltet sind, daß die Spannungen am Anschluß S und der hierdurch verbundene Anschluß D von T2 nicht zu einem so hohen Niveau ansteigt, daß sie schädlich für die Transistoren sein könnten.
• Die Spannung und der Strom einer Fluoreszenzröhre Ly1 sind jeweils mit durchgezogenen Linien in Kurven c und d in Fig. 6 gezeigt. Es ist zu beachten, daß die Impedanz einer Fluoreszenzröhren bei Frequenzen in der Größenordnung von 100 kHz wie in dem vorliegenden Fall einen stabileren Wert zeigt, als normalerweise zu beobachten ist, wenn die Röhren bei 50 oder 60 Hertz gespeist werden.
• Nun soll der Start der Oszillationen erklärt werden. Zu Beginn sind alle Spannungen des Schaltkreises gleich null und keine Ströme fließen. Wenn die Netzversorgung mit den Netzanschlüssen in Fig. 1 verbunden wird, sind die Teile des Schaltkreises, soweit sie bisher erwähnt wurden, in der Tat nicht in der Lage Oszillationen zu beginnen. Das mag überraschend sein, da elektronische Oszillatoren im allgemeinen selbststartend sind, weil kleine Zufallsrauschsignale, die in der Praxis immer da sind, im allgemeinen verstärkt und rückgekoppelt werden und dadurch im allgemeinen das Startsignal für den Rückkopplungsgenerator liefern. Jedoch spricht ein Feldeffekttransistor wie er hier benutzt wird nicht an, bevor die Spannung am Anschluß G die Spannung am Anschluß S durch einen wesentlichen Betrag, zum Beispiel 4 Volt, übersteigt. Der Schaltkreis wurde daher mit einer Anzahl von dafür bestimmten Komponenten versehen, wie einem Widerstand R2, einem Kondensator C3, und Dioden D5 und D6, die zu dem einzigen Zweck in den Schaltkreis aufgenommen wurden, um die Oszillation zu starten. Zu dem Zeitpunkt, wo der Strom im Schaltkreis eingeschaltet ist, wird der Kondensator C3 langsam durch den Widerstand R2 geladen. Die elektronische Komponenten D6 ist jedoch eine sogenannte DIAC, die das besonderes Verhalten zeigt, daß sie vollständig für Strom blockiert, bis die Spannung ein vorbestimmtes Niveau übersteigt, die sogenannte Durchbruchspannung, zum Beispiel 32 Volts, wonach sie plötzlich den Stromfluß zuläßt, und anbleibt, selbst mit abnehmenden Spannungen, solange irgendein Strom weiter durch sie fließt. Wenn die Spannung am Kondensator C3 daher die DIAC Durchbruchspannung übersteigt, schaltet die DIAC D6 ein, und der Anschluß G von T2 wird mit positiver Spannung versorgt, die genügend hoch ist, um für Strom vom Anschluß D von T2 zum Anschluß S von T2 zu öffnen, wodurch die Oszillationen gestartet werden. Während der zyklischen Oszillation hat der Kondensator C3 nur sehr kurze Intervalle, nämlich den Intervallen wenn der Transistor T1 offen ist, um durch den Widerstand R2 geladen zu werden, wonach der Kondensator C3 beim Einschalten des Transistors T2 sofort und vollständig durch die Diode D5 entladen wird. Durch geeignete Anordnung der Werte des Widerstandes R2 und des Kondensators C3 kann daher sichergestellt werden, daß die Spannung am Kondensator C3 während der zyklischen Oszillationen niemals ein solches Niveau erreicht, daß die DIAC D6 aufgeht.
• Die Röhren können mit konventionellen serienverbundenen Schmelzsicherungen (nicht gezeigt in den Zeichnungen) versehen sein.
Beispiel 1
• Ein Schaltkreis ähnlich dem in Fig. 1 ist mit den folgenden Komponentenwerten gebaut: R1 = 3.3 Ω, R2 = 270 k, R3 = 330 kΩ, R4 = 100 Ω, R5 = 100 Ω, C1 = 47 uF, C3 = 0.1 uF, C4 = 1 nF, C5 = 100 nF, C6 = 3.3 nF, C7 = 3.3 nF, L1 = L2 = 420 uH, und die Lampen seien 50 W Fluoreszenzröhren. Die Transistoren T1, T2 sind Sipmos BUZ 41A, die Zenerdioden D7 und D8 sind BZY 97 C8V2, und der Transformator Tr1 sei um einen Ferritringkern gewickelt, Siemens R12.5, die Wicklung n1 beinhaltet drei Drehungen, n2 drei Drehungen, und n3 eine Drehung. Mit diesen Komponentenwerten gibt die Siemens Publikation die Ruhefrequenz, wenn die Lampen nicht gezündet sind, bei ungefähr 150 kHz an, und die Betriebsfrequenz, wenn die Lampen brennen, mit ungefähr 120 kHz an. Die Ruhefrequenz gleicht im wesentlichen der Resonanzfrequenz des Oszillationspaares L1, C6, die gleich der Resonanzfrequenz des anderen Paares L2, C7 ist, wodurch die Spannung durch die Lampen zu sehr hohen Werten ansteigt, zum Beispiel auf die Größenordnung von 1000 Volts, was zu einem sofortigen Zünden der Lampen führt.
• Jetzt wäre der Schaltkreis der ersten Ausführung der Erfindung mit Bezug zu Fig. 2 erklärt. Wie in dieser Figur gesehen werden kann, unterscheidet er sich von dem zuvor vorgeschlagenen Schaltkreis, gezeigt in Fig. 1, durch den Rückkopplungstransformator, der in zwei Teile geteilt wurde. Weiterhin ist der Schaltkreis mit Anschlüssen zur Einspeisung eines Steuerstromes ausgerüstet. Die verbleibenden Teile des Schaltkreises sind ganz ähnlich dem Schaltkreis von Fig. 1 und ähnliche Komponenten wurden mit denselben Bezugnahmen bezeichnet; betrachtet man den allgemeinen Betrieb, kann ein Bezug zu der oben gegebenen Erklärung in Verbindung mit Fig. 1 hergestellt werden. Der Schaltkreis von Fig. 2 ist deutlich durch den Rückkopplungstransformator gekennzeichnet, der in zwei Teile aufgeteilt ist, Tr1 und Tr2. Der Transformatorteil Tr1 hat eine Rückkopplungswicklung n11, die mit dem Anschluß D von T1 verbunden ist, eine Wicklung n13, die den Lampenausgangsstrom führt und eine weitere Wicklung n5, die mit einem Steuerstromschaltkreis (nicht gezeigt) zu verbinden ist. Der Transformatorteil Tr2 hat eine Rückkopplungswicklung n12, die mit dem Anschluß G von T2 verbunden ist, eine Wicklung n14, die den Lampenausgangsstrom führt und eine Wicklung n6, die mit einem weiteren Steuerstromschaltkreis (nicht gezeigt) zu verbinden ist. Wie aus der Figur verstanden werden kann, geht der Ausgangsstrom vom Anschluß e zu den Lampen durch die Wicklungen von beiden Transformatorenteilen Tr1 und Tr2. Die Orientierungen der Wicklungen ist durch Punkte in der Figur markiert gemäß einem konventionellen Standardgebrauch.
• Betrachtet man zuerst den Fall, wo kein Strom im Steuerschaltkreis fließt, kann verstanden werden, daß der Lampenausgangsstrom in der Lage ist, Spannungen in den Rückkopplungswicklungen n11 und n12 zu induzieren, weil der Ausgangsstrom durch eine Wicklungen an dem Transformatorteil Tr1 und danach durch eine Wicklungen an dem Transformatorteil Tr2 hindurchgeht. Die Funktion des Schaltkreises ist daher genau gleich der Funktion des Schaltkreises von Fig. 1.
• Es wird nun angenommen, daß mit Hilfe von externen Stromgeneratoren (nicht gezeigt), die Wicklung n5 mit einem Gleichstrom, der hier ein Steuerstrom genannt wird, versorgt wird. Dieser Strom erzeugt einen Beitrag zur Magnetisierung des Transformatorteils Tr1. Der Schaltkreis wird angenommen stark zu oszillieren wie zuvor, und es kann verstanden werden, daß der Strom, der durch die Wicklung n5 geführt wird, nicht die Wicklung n12, die mit dem Transistor T2 verbunden ist berührt, so daß der Transistor T2 genauso einschaltet wie zuvor. Wenn der Transistor T2 einmal eingeschaltet ist, wird Strom von den Lampen in Richtung vom Anschluß f zum Anschluß e gezogen. Das verursacht eine Magnetisierung des Kerns des Teils Tr1 in einer Richtung, die umgekehrt zu der Magnetisierung, die durch den Strom in Wicklung n5 verursacht wurde verläuft und unter der Annahme, daß die Magnetisierung, die mit Hilfe von Wicklung n5 erzeugt worden ist, eine begrenzte Größe hat und insbesondere kleiner ist, als die Magnetisierung, die durch Wicklung n13 erzeugt worden ist, wird eine Spannung durch das Teil Tr1 in der Wicklung n11 induziert, die eine negative Spannung auf Anschluß G von T1 relativ zu Anschluß S von T1 entwickelt. Dieser Teil des Betriebes ist daher ganz ähnlich zu der Funktion, wie sie mit Bezug zu Figur 1 beschrieben ist. Während des Intervalls, wenn der Transistor T2 ausgeschaltet ist und der Transistor T1 eingeschaltet ist, fließt ein Strom durch den Lampenschaltkreis in einer Richtung, die umgekehrt zur vorangegangenen ist, nämlich vom Anschluß e zum Anschluß f. Das erzeugt eine Magnetisierung, die eine Spannung in der Wicklung n11 induziert, die eine positive Spannung am Anschluß G von T1 entwickelt, um den Strom durch den Anschluß D von T1 und S wie zuvor aufrechtzuerhalten. Jedoch führt der Beitrag zur Magnetisierung mit Hilfe der Wicklung n5 jetzt dazu, daß der Kern des Transformatorteils Tr1 magnetisch gesättigt ist bei einem kleineren Wert des Stromes in der Wicklung n13, als es der Fall war, als die Wicklung n5 nicht beigetragen hat. Wenn einmal eine Sättigung im Kern des Transformatorteils Tr1 stattgefunden hat, schaltet Transistor Tr1 aus, wie früher erklärt und das verursacht, wie früher erklärt, daß der Transistor T2 einschaltet. Es ist zu verstehen, daß das Steuersystem von einem Transduktorprinzip Gebrauch macht, aber das es der Steuerstrom zu den Transistoren ist, der durch das Transduktorsystem gesteuert wird und nicht der volle Lampenstrom, wie es der Fall ist mit den früher vorgeschlagenen Transduktorsteuersystemen.
• Es kann gesehen werden, daß der Strom, der durch die Wicklung n5 geführt wird, die Wirkung hat, das Zeitintervall, währenddessen der Transistor T1 eingeschaltet ist, zu verkürzen. Da die Lampen in Serie mit dem Kondensator C5 verbunden sind, ist es offensichtlich, daß kein Nettogleichstrom durch die Lampen gehen kann, aber daß die Kurvenform des Stromes, der durch die Lampen geht, durch die Steuerung der Stromwellen, die durch den Transistor T1 gehen, modifiziert wird. Ähnlich kann verstanden werden, daß ein Strom, der durch die Wicklung n5 in umgekehrter Richtung zu der oben beschriebenen geführt wird die Wirkung hat, daß ein entsprechend größerer Strom durch die Wicklung n13 notwendig ist, um den Magnetkern in dem Transformatorteil Tr1 zu sättigen, wodurch das Zeitintervall, währenddessen der Transistor T1 eingeschaltet ist, verlängert wird.
• Es ist zu verstehen, daß die Steuerwicklung n6 ganz ähnlich zur Steuerwicklung n5 ist, und daß durch Führung von Strömen durch die Wicklung n6 in eine oder andere Richtung das Zeitintervall, währenddessen der Transistor T2 Strom durchläßt verkürzt oder verlängert werden kann.
• Durch Einspeisung von symmetrischen Strömen durch die Wicklungen n5 und n6, das heißt Strömen von gleicher Größe und in Richtung, so daß die Zeitdauer, während welcher die Transistoren T1 und T2 eingeschaltet sind sowohl verlängert wie auch verkürzt werden kann, ist es zu verstehen, daß eine Frequenzsteuereinrichtung der oszillierenden Schaltkreise geliefert wird, worin eine Änderung der Frequenz relativ zur Ruhefrequenz variabel ist, die bezogen sei auf die eingespeisten Steuerströme, obwohl die Beziehung nicht notwendig linear ist. Ein Beispiel der Strom- und Spannungskurven, die durch eine systematische Verkürzung des Einschaltintervalls für die Transistoren T1 und T2 erzeugt werden kann, ist in Fig. 6 in gestrichelten Linien gezeigt.
• Da die übliche Frequenz des Oszillatorschaltkreises, das ist die Frequenz, wenn der Steuerstrom gleich Null ist und die Lampen eingeschaltet sind, etwas niedriger als die Resonanzfrequenz der Paare C6 und L1 bzw C7 und L2 ist, speist eine Erhöhung der Frequenz einen größeren Strom durch die Kondensatoren C6 und C7, wobei dieser Strom ein reaktiver Strom ist und daher nicht irgendeinen Leistungsverlust darstellt, da der Strom praktisch zwischen den Kondensatoren und den Induktanzen hin und her oszilliert. Das jedoch reduziert den Strom, mit dem die Lampen versorgt werden, aber erhält Spitzenspannungen von fast unveränderter Größe, so daß die Leuchtleistung der Lampen reduziert wird, während die Lampenspannungen, selbst mit einer wesentlichen Reduzierung genügend hoch ist, um eine geeignete Zündung der Lampen sicherzustellen.
• Eine weitere bevorzugte Ausführungsform der Erfindung wird jetzt in Bezug zu dem Schaltkreisdiagramm in Fig. 3 und zu den Anordnungen der Transformatorwicklungen gemäß Fig. 5 beschrieben. Wie man in Fig. 5a oder 5b sehen kann, werden zwei Ringkerne oder ringförmige Kerne verwendet, und die Wicklung des Lampenstroms ist in jedem der Ausführungsformen von Fig. 5 ein einfacher gerader Durchgang eines Leiters vom Anschluß e zum Anschluß f. Die Rückkopplungswicklung für den Transistor T1, das heißt n11, die vom Anschluß a zum Anschluß b in Fig. 5a oder Fig. 5b verbunden ist, ist um beide Ringkerne in der gleichen Richtung gewunden. In der Ausführungsform von Fig. 5a ist jede Wicklung der Schaltkreise von a nach b zuerst um den ersten Ringkerntransformator und dann um den zweiten Ringkerntransformator geführt. In der Ausführungsform von Fig. 5b geht der Leiter durch alle Wicklungen um den ersten Ringkern und danach macht er alle Wicklungen um den zweiten Ringkern in der gleichen Richtung. Es ist einzusehen von jenen, die mit dem Stand der Technik vertraut sind, daß diese zwei Ausführungsformen, obwohl sie physikalisch verschieden sind, elektrisch äquivalent sind und genau in der gleichen Weise arbeiten. Die Rückkopplungswicklung von Transistor T2, d. h. der Leiter vom Anschluß c zum Anschluß d ist ähnlich um beide Ringkerne geführt, und die Figur zeigt an, daß die Richtung der Rotation gegenläufig zu der, der Rückkopplungswicklung zwischen den Anschlüssen a und b ist. Jeder Ringkern ist mit einer Steuerwicklung versehen und die beiden Steuerwicklungen sind in Serie verbunden, so daß ein Steuerstrom, z. B. vom Anschluß g in einer ersten Richtung um den ersten Ringkern und in der entgegengesetzten Richtung um den zweiten Ringkern fließt, bevor er den Anschluß h verläßt. Es ist einzusehen, daß Fig. 5 das Konzept der Anordnung und die Richtung der Wicklung illustriert, aber daß die Anzahl der gezeigten Drehungen in jeder gezeigten Wicklung von der angezeigten sich unterscheiden kann. Dennoch ist es vorzuziehen, daß die Anordnung symmetrisch gemacht werde, so daß das Wicklungsverhältnis unter den verschiedenen Wicklungen an einem Kern genau identisch zu dem Wicklungsverhältnis am anderen Kern ist.
• Es ist einzusehen, daß durch Zwischenverbindungen der beiden Steuerwicklungen wie gezeigt der vorteilhafte Effekt erreicht werden kann, daß jede Spannung, die in einer Steuerwicklung durch den Strom in der Ausgangsleistungswicklung e-f induziert wird, immer durch eine entgegengesetzt gerichtete Spannung von gleicher Größe, die in der zweiten Steuerwicklung induziert wird, ausgeglichen wird. In den Steuerwicklungsanschlüssen g-h wird daher keine Nettospannung induziert. In Wirklichkeit kann es wegen der Herstellungstoleranzen eine kleine Differenz zwischen den zwei Steuerwicklungen geben, so daß moderate Spannungen, die nicht vollständig ausgeglichen sind, induziert werden. Weiterhin, wenn ein Kern magnetisch gesättigt ist, wird eine Nettospannung an den Steuerwicklungsanschlüssen induziert. Diese Spannungen werden jedoch durch den Kondensator C8 (Fig. 3), der parallel über den Anschlüssen g-h angeordnet ist, gedämpft. Der elektrische Schaltkreis zur Erzeugung des Steuerstromes kann daher moderat in der Größe bemessen sein, da er nicht induzierten Spannungen von beachtlicher Größe ausgesetzt ist.
• Neben dem Kondensator C1 ist ein weiterer und kleinerer Kondensator C2 parallel dazu angeordnet, mit dem Zweck, mögliche Hochfrequenzrauschsignale herauszudämpfen, um zu verhindern, daß sie in den Netzschaltkreis sich fortsetzen.
• Der Betrieb des Schaltkreises von Fig. 3 wird zunächst für die Situation ohne Steuerströme erklärt. Es kann gesehen werden, daß er dann genau äquivalent zu dem Schaltkreis gemäß Fig. 1 ist.
• Es wird nun angenommen, daß ein Gleichstrom durch die Steuerwicklungen von Anschluß g zu Anschluß h eingespeist wird. Dieser Strom wird dann etwas Magnetisierung in beiden Transformatorkernen erzeugen, wobei hier angenommen wird, daß diese Magnetisierung von begrenzter Skala ist und insbesondere kleiner ist, als die Maximumsmagnetisierung, die durch den Ausgangsstrom von der Wicklung e-f erzeugt werden kann. Der Oszillator wird größtenteils so oszillieren, wie früher erklärt, die Transistoren T1 und T2 abwechselnd Strom führen. Während der Zeitintervalle, wenn der Transistor T2 eingeschaltet ist, geht Strom durch die Ausgangswicklung von f zu e, wodurch Magnetisierung von beiden Transformatorkernen verursacht wird. Es kann gesehen werden, daß diese zwei Magnetisierungseffekte in dem Transformator Tr1 wechselseitig entgegengesetzt sind, während in dem Transformator Tr2 sie sich summieren. Daher wird Sättigung des Kernes im Transformator Tr2 bei einem niedrigeren Ausgangsstrom auftreten, als es der Fall war, als kein Steuerstrom da war. Die in den Rückkopplungswicklungen induzierten Spannungen werden daher reduziert, weil der Kern des Transformators Tr2 nicht mehr länger hierzu beiträgt. In dem Transformator Tr2 wird auf der anderen Seite keine Sättigung auftreten, bis ein erhöhtes Ausgangsstromniveau relativ zum Niveau des Stroms erreicht wird, der Sättigung erzeugt hätte, wenn kein Steuerstrom da wäre. Mit Stromniveaus in dem Ausgangsschaltkreis f-e in der Größe, daß der Transformator Tr2 gesättigt ist, der demgemäß nicht länger zur Induktion in den Rückkopplungswicklungen beiträgt, kann der Kern des Transformators Tr1 daher noch zu dieser Rückkopplungsinduktion beitragen. Die Nettospannung, die in jeder der Rückkopplungswicklungen n11 oder n12 induziert wird, wird demnach nicht vollständig verschwinden mit der Sättigung eines Transformatorkernes, aber wird im allgemeinen auf die Hälfte des unmittelbar vorangegangenen Wertes fallen.
• Wie früher erklärt haben die verwendeten Transistoren jedoch die besondere Eigenschaft, daß sie vollständig ausgeschaltet sind in der Vorwärtsrichtung (D nach S), wenn die Spannung am Ausgang G nicht über einem vorbestimmten Schwellenwert liegt, z. B. um 4 V. Durch geeignete Größenwahl des Wicklungsverhältnisses auf den Transformatorkernen ist es daher möglich, einen Schaltkreis auszulegen, wo die Spannung, die in der Rückkopplungswicklung des eingeschalteten Transistors induziert wird, in diesem Falle T2, bei Sättigung von einem Transformatorkern unter diesen Schwellenwert fällt, so daß der Transistor im wesentlichen den Strom zwischen seinen Anschlüssen D zu S vollständig blockiert, selbst dann, wenn der andere Transformator noch etwas Spannung induziert. Es ist hier mit Bezug zur Kurve b von Fig. 6 zu bemerken, daß der Ausgangsstrom im Moment des Einschaltens eines Transistors anfänglich steil und danach mit geringer Rate sich ändert, wegen der Induktanzen, die in Serie mit den Lampen verbunden sind. Daher ist in den Rückkopplungswicklungen eine relativ hohe Spannung anfänglich, während des Intervalls des Einschaltens eines Transistors induziert, während diese Spannung danach graduell reduziert wird. Es kann daher leicht erreicht werden die Wicklungen so auszulegen, daß die Rückkopplungsspannung bei Sättigung von einem der Transformatorkerne, die wahrscheinlich im späteren Teil dieses Intervalles auftritt, unter den Schwellenwert für den fraglichen Transistor fällt.
• Da der Transistor T2 nun abgeschaltet ist, arbeitet der Schaltkreis wie früher erklärt, so daß der Ausgangsstrom, der diesmal von f zu e fließt, anfängt, von seinem Maximumwert zu fallen, wodurch er ein magnetisches Feld, das entgegengesetzt zu dem früheren gerichtet ist, in beiden Transformatorkernen induziert und dazu führt, daß die Beiträge zur Magnetisierung vom Ausgangsstrom und vom Steuerstrom in dem Transformator Tr1 sich summieren, während sie im Transformator Tr2 einander entgegengesetzt sind. In den Rückkopplungswicklungen werden daher Spannungen induziert, die den Transistor T2 blockiert halten und den Transistor T1 einschalten. Der Ausgangsstrom, der anfänglich in Richtung von f zu e fließt, fällt auf Null ab und fängt an, in der entgegengesetzten Richtung anzusteigen, d. h. von e nach f. Wenn der Ausgangsstrom in dem Schaltkreis von e zu f einmal angefangen hat, anzusteigen, wird er nach einiger Zeit eine solche Größe erreichen, daß der Transformatorkern Tr1 gesättigt ist, wodurch die Spannung, die in Rückkopplungswicklungen induziert wird, auf ein solches Niveau fällt, daß die Spannung am Anschluß G von T1 unter den Schwellenwert fällt und den Transistor T1 blockiert. Das jedoch, wie früher, verursacht das Einschalten des Transistors T2 und es kann verstanden werden, daß der Schaltkreis weiter oszilliert, aber mit kürzeren Zeitintervallen als in dem Fall ohne Steuerströme. So ist eine Frequenzsteuereinrichtung gegeben.
• Nun wird der Fall erklärt, wo ein Gleichstrom durch den Steuerschaltkreis in Richtung vom Anschluß h zum Anschluß g eingespeist wird. Wie früher erklärt, verursacht dies eine Magnetisierung von beiden Kernen Tr1 und Tr2. Wie oben wird der Moment des Einschaltens von Transistor T2 für Strom, der vom Anschluß f durch die Transformatoren zum Anschluß e fließt, erklärt. Es ist einzusehen, daß die Beiträge zur Magnetisierung von dem Lampenstrom und vom Steuerwicklungsstrom im Transformatorkern Tr1 addiert werden, während sie in dem anderen Transformatorkern Tr2 einander entgegengesetzt sind. Da der Lampenschaltkreisstrom ansteigt, tritt Sättigung des Kerns in dem Transformator Tr1 zu einem bestimmten Zeitpunkt auf, während der Kern des Transformators Tr2 zur gleichen Zeit noch nicht gesättigt ist. Die Sättigung des Kerns des Transformators Tr1 verursacht jedoch, daß die Spannung, die in den Rückkopplungswicklungen c nach d induziert wird, fällt, und der Transistor T2 blockiert. Wie oben führt die Blockierung des Transistors T2 dazu, daß der Transistor T1 einschaltet und der Lampenstrom, der zu dieser Zeit in Richtung von f zu e fließt, anfängt zu fallen. Nach einiger Zeit ändert der Lampenstrom seine Richtung und fließt nun von e zu f und steigt an, weil die Beiträge zur Magnetisierung vom Lampenstrom und vom Steuerstrom im Transformator Tr1 entgegengesetzt sind und im Transformator Tr2 sich summieren. Bei einem bestimmten Niveau des Lampenstroms wird daher eine Sättigung des Kerns des Transformators Tr2 auftreten, wobei die Spannung, die in der Rückkopplungswicklung n11 induziert ist, so fallen wird, daß der Transistor T1 blockiert. Es ist einzusehen, daß die Oszillationen genau in dieser Weise wie oben erklärt sich fortsetzen.
• Es ist hierbei zu verstehen, daß der Schaltkreis das ziemlich besondere Verhalten zeigt, daß der Steuerstrom einen ähnlichen Effekt hat, gleichgültig der Richtung von diesem. Die Frequenz der Anschlußspannung, die in die Lampen eingespeist wird, ist auf einem Minimum, wenn der Steuerstrom Null ist, wobei die Lampen mit maximaler Leistung versorgt werden, und die Frequenz wird durch Einspeisen eines Steuerstroms erhöht, unbesehen der Richtung des Steuerstroms, wodurch die Lampenleistung reduziert wird. Eine Anzahl von sehr wichtigen Vorteilen wird demgemäß gewonnen, wie folgt.
• Die Leistung, die in die Lampen eingespeist wird, kann niemals ein vorbestimmtes Niveau überschreiten, das vom Schaltkreis abhängt, wobei zu verstehen ist, daß der Schaltkreis so ausgelegt ist, daß dieser Maximumwert gleich der nominalen Leistungsrate der Lampen ist. Demgemäß gibt es eine vollständige Sicherheit gegen Schädigung der Lampen, selbst im Falle einer Fehlfunktion oder Fehlers im Steuerschaltkreis oder Fehler in den Verbindungen. Das erleichtert ebenfalls die Installation, da die elektrische Installation des Schaltkreises nicht einer spezifischen Ordnung der Verbindungen folgen muß. Weiterhin hat der Steuerstrom nicht notwendigerweise ein Gleichstromsignal zu sein; Tatsache ist, daß es ein wechselndes Signal sein kann, vorausgesetzt, daß die Frequenz nicht zu solcher Größe ansteigt, daß sie eine Interferenz durch Wechselwirkung zwischen dem Steuerstrom und dem Leistungsschaltkreis erzeugt. Da der Leistungsschaltkreis bei Frequenzen in der Ordnung von 100 kHz arbeitet, sollten Probleme von gegenseitiger Interferenz praktisch nicht auftreten, solange die Steuerfrequenzen nicht über z. B. 20 kHz liegen. Daher kann der Steuerschaltkreis z. B. mit dem Audio- Ausgangsanschluß eines Musiksystems verbunden werden, so daß das Audio-Signal das Licht in einer solchen Weise modulieren kann, wie man es für spezielle Beleuchtungseffekte in einer Diskothek sich vorstellen kann. Der Steuerstrom kann im Einzelfall dagegen der Netzfrequenz folgen, wobei der Schaltkreis zur Erzeugung der Steuerströme extrem einfach sein kann; tatsächlich kann es einfach ein Transformator verbunden mit dem Netz sein.
• Das Schaltkreisdiagramm von Fig. 4 zeigt eine weitere bevorzugte Ausführungsform. Diese Ausführungsform wird für Dampflampen ohne Elektrodenheizungseinrichtungen verwendet, wie Mercury-Lampen, Sodium-Lampen und Xenon-Lampen. Tatsächlich arbeitet dieser Schaltkreis perfekt mit Fluoreszenzröhren, obwohl in diesem Fall die Elektroden nicht geheizt werden. Der Schaltkreis ist ähnlich dem von Fig. 3, wenn auch mit den Unterschieden, daß nur eine Lampe La gezeigt wird und daß der Kondensator C6 hier nicht mit Heizwiderständen in den Lampenelektroden verbunden ist, sondern statt dessen mit den Lampenelektroden direkt verbunden ist, wobei er mit der Induktanz L1 und dem Kondensator C5 verbunden ist. Es ist zu verstehen, daß der Schaltkreis neben dem oben Erklärten genauso wie der Schaltkreis von Fig. 3 arbeitet, daher kann zu der oben gegebenen Erklärung Bezug genommen werden.
Beispiel 2
• Für die Transformatoren Tr1 und Tr2 sind zwei Ferritkerne des Siemens R12.5-Typs verwendet worden. Die Wicklung von e nach f ist ein einfacher gerader Leiter. Die Wicklung von a zu b macht drei Drehungen um jeden Ringkern und die Wicklung c zu d macht ebenso drei Drehungen um jeden Ringkern. Die Steuerwicklungen n5, n6 umfassen 30 Wicklungen um jeden Kern. Der Kondensator C2 hat eine Größe von 1 nF und C8 von 0,1 uF. Der Widerstand R1 hat einen Wert von 1,5 Ω. Die verbleibenden Komponenten sind äquivalent zu denen unter Beispiel 1 aufgeführten, wobei zu bemerken ist, daß die Induktanz der Wicklungen L1 und L2 ungefährt 580 uH jede ist, obwohl sie, wegen der Herstellungstoleranzen von den besagten Auslegewerten abweichen können. Die Fluoreszenzröhren sind zwei Röhren mit einer nominalen Rate von 36 W jede. Ohne Steuerstrom war die Oszillationsfrequenz, mit der die Fluoreszenzröhren leuchteten, 80 kHz. Wenn ein Strom von 20 mA durch den Steuerschaltkreis gespeist wird, dann war die Oszillationsfrequenz 140 kHz und die Leistung, die von den Lampen verbraucht wurde, ungefähr 20 W jeweils. Wenn der Steuerschaltkreisstrom auf 40 mA erhöht wurde, wurden die Lampen abgedreht. Der Leistungsverbrauch des elektronischen Schaltkreises ist in der Größenordnung von 4 W und ändert sich mit der Lampenleistung so, daß das ganze System bei maximaler Leuchtkraftabgabe in der Ordnung von 80 W, bei einem Steuerstrom vom 20 mA um 38 W, und bei 40 mA Steuerstrom um 1 W verbraucht.
Beispiel 3
• Die Komponenten sind wie in Beispiel 2, mit den folgenden Ausnahmen. Die Fluoreszenzröhren sind mit 58 W jede bemessen, und die Rückkopplungswicklungen sind so gemacht, daß die Wicklung von a nach b 6 Umdrehungen um jeden Transformatorkern und die Wicklung c nach d entsprechend 6 Drehungen um jeden Transformatorkern macht. Die Induktanzen L1 und L2 sind um 500 uH jede. Ohne Steuerstrom und daher volle Lampenleistung war die Oszillatorfrequenz 70 kHz, und der Leistungsverbrauch 2·58 W für die Fluoreszenzröhren und um 5 W für die verbleibenden Komponenten, was eine Gesamtheit von 121 W ergibt. Mit einem Steuerstrom von 20 mA war die Oszillatorfrequenz 125 kHz und die Lampenleistung 2·30 W. Der Widerstand in den Steuerschaltungswicklungen ist um 0,8 Ohm, so daß der Spannungsabfall über den Steuerschaltkreis bei 20 mA ungefähr 16 mV ist.
• Wie oben erwähnt ist die Beziehung zwischen Steuerstrom und Leuchtleistung nicht unbedingt linear, sondern folgt ungefähr einer Quadratfunktion. Es liegt innerhalb des Standes der Technik, einen Steuerschaltkreis zu entwerfen, der diese Beziehung kompensiert. In Wirklichkeit verursacht dieses Problem keine zusätzlichen Komplikationen, weil die nichtlineare Beziehung zwischen der Lampenleistung und der Leuchtabgabe in jedem Fall besondere Vorsichtsmaßnahmen notwendig macht.
• Fig. 7 zeigt ein Beispiel einer möglichen Anwendung des Vorrichtung, die die Erfindung ausführt. In einem Raum mit einem Boden 24 und einer Decke 25 ist eine Anzahl von Lichteinheiten 21 angeordnet, jede sei mit einer Vorrichtung, die die Erfindung ausführt, versorgt. Jede Lichteinheit 21 wird mit Netzleistung versorgt, die eine Ein- und Ausschalteinrichtung haben kann, aber keine Intensitätssteuereinrichtung hat. Ein Steuerstromschaltkreis ist ebenso durch die Lampen geführt und verbindet alle Lichteinheiten in Serie, so daß der Strom von einer einzigen Steuerstromquelle durch alle Lichteinheiten führt. An einem bequem zugänglichen Platz ist eine Steuereinheit 23 mit Betriebsknöpfen oder Tasten zum Ein- oder Ausschalten des Lichtes angeordnet und mit einer Regelevorrichtung, womit ein gewünschter Leuchtreferenzwert angewählt werden kann. In dem Raum ist ebenso ein Beleuchtungsmesser 22 angeordnet. Vom Beleuchtungsmesser 22 empfängt die Steuereinheit 23 ein Signal, das das gegenwärtige Beleuchtungsniveau anzeigt. Die Steuereinheit 23 ist mit einem Steuerschaltkreis ausgerüstet, der ein Steuersignal abhängig vom gemessenen Beleuchtungsniveau erzeugt, das Steuersignal wird zu den Lichteinheiten 21 geführt, um dort ihre Lichtabgabe zu steuern.
• Fig. 8 zeigt ein Beispiel eines Steuerschaltkreises, der in der Steuereinheit 23 integriert sein kann. Da die Funktion dieses Schaltkreises von denen aus der Fig. zu sehen ist, die mit dem Stand der Technik erfahren sind, wird er nur kurz erklärt. Der Schaltkreis hat Eingangsverbindungen für Versorgungsspannungen 5 V DC, 12 V DC und 220 V AC; Eingangsanschlüsse für den Beleuchtungsmesser 22, Ausgangsanschlüsse für den Steuerstromschaltkreis und Ausgangsanschlüsse zur Lieferung der Leistung an die Lampeneinheiten. Der Beleuchtungsmesser 22 ist in diesem Fall ein sogenannter Photowiderstand, der die Eigenschaft hat, daß der Widerstand sinkt, wenn die Beleuchtung steigt. Ein Operationsverstärker Op1 an der Basis dort erzeugt eine Spannung, die mit dem Beleuchtungsniveau, das gemessen worden ist, in Beziehung steht. Durch Auswahl und nachfolgende Regelung der Komponenten um den Verstärker Op1 wird das erforderliche minimale Beleuchtungsniveau, bezeichnet mit N2 (bezogen auf Fig. 9), definiert. Das Signal vom Verstärker Op1 verzweigt sich entlang zweier Wege. Der erste Weg führt das Signal durch einen anderen Operationsverstärker Op2, der zusammen mit seinen assoziierten Komponenten dem Zwecke dient, das Signal zu begrenzen, damit durch Beleuchtungsniveaus über einem bestimmten Limit eine Spannung erzeugt wird, die einen vorbestimmten Maximalwert (z. B. 2 V) hat, wobei die Spannung unter diesem Limitlevel proportional zum Beleuchtungsniveau variiert. Das begrenzende Niveau, das durch die Komponenten um Verstärker Op2 definiert wird, bestimmt das Minimumbeleuchtungsniveau, bezeichnet mit N1 (weiter zu erklären unten mit Bezug auf Fig. 9). Dieses begrenzte Signal wird zu einem weiteren Operationsverstärker Op3 weitergeleitet, welcher Verstärker zusammen mit seinen assoziierten Komponenten, darunter ist der Transistor T11, die Spannungssignale in ein Stromsignal konvertiert zum Gebrauch als ein Steuerstrom für die Lichteinheiten.
• Das Signal vom Verstärker Op1 wird, wie oben erwähnt, ebenso entlang eines anderen Zweiges geführt, der es in einen weiteren Operationsverstärker Op4 einspeist. Dieser Operationsverstärker Op4 arbeitet mit seiner assoziierten Schaltung wie ein sogenannter Schmidt-Trigger mit Hysteresis, so daß mit einem ansteigenden Eingangssignal das Ausgangssignal gesetzt wird, bis das Eingangssignal ein vorbestimmtes erstes Niveau übersteigt, das man das Ausschaltniveau (N4 in Fig. 9) nennt, und bei abfallendem Eingangssignal wird das Ausgangssignal nur gesetzt, nachdem das Eingangssignal unter ein vorbestimmtes zweites und unteres Niveau fällt. Dieses zweite Niveau bezeichnet man mit Einschaltniveau (N3 in Fig. 9).
• Das Ausgangssignal von Verstärker Op4 wird zu einer Verzögerungseinheit Tim geführt, welches mit seinen assoziierten Komponenten dem Zweck dient, das Trigger-Signal mit ansteigendem Belichtungsniveau nach einer Verzögerung weiterzuleiten, die man die Ausschaltverzögerung nennt, wohingegen das Trigger-Signal mit abnehmenden Beleuchtungsniveau ohne Verzögerung weitergeleitet wird. Dieses Ausgangssignal steuert ein Relais, das zum Ein- oder Ausschalten der Leistungsversorgung der Lichteinheiten dient.
• Die Operationsverstärker Op1 bis Op4 können in einer einzigen integrierten Komponente geliefert werden, die kommerziell erhältlich unter der Typenbezeichnung LM 324, die gerade vier Operationsverstärker in einem gemeinsamen Gehäuse beinhaltet.
• Die Verzögerungseinheit Tim kann durch eine Komponente, die mit CD 4060 bezeichnet wird, verwirklicht werden.
• Der Betrieb des Beleuchtungssystems mit der Schaltung gezeigt in Fig. 8 wird nun in Bezug auf Fig. 9 erklärt. In Fig. 9 zeigt Fig. 9a eine erweiterte Zeitspanne, z. B. in der Größenordnung von 14 Stunden, wohingegen Fig. 9b und 9c kürzere Zeitintervalle wie 20 Minuten jede illustrieren.
• Das künstliche Beleuchtungssystem im Raum ist in der Lage, ein Beleuchtungsniveau N2 zu liefern, das äquivalent dem gewünschten und aus Betreibergründen dem geforderten Minimumreferenzniveau ist, z. B. einem Beleuchtungsniveau von 300 lux. Jedoch empfängt ein Raum, der mit durchscheinenden Teilen oder Fenstern 26 in der Decke 25 und möglichen anderen Fensters oder Öffnungen ausgerüstet ist, ebenso externes Licht, wie Tageslicht. Fig. 9a illustriert, wie der Beitrag vom Tageslicht zur Gesamtbeleuchtung im Raum variiert, von Nichts am frühen Morgen, graduellem Anstieg zu einem Maximum am Mittag und danach Abfall zu wieder Nichts in der Nacht. In der Figur ist ebenso gezeigt, wie der Beleuchtungsbeitrag von dem künstlichen Beleuchtungssystem variiert. Anfangs ist nur die künstliche Beleuchtung aktiv und läuft bei voller Leistung, wodurch das Beleuchtungsniveau bei N2 gehalten wird. Wenn einmal das Tageslicht hereinkommt, wird die künstliche Beleuchtung sofort in gleichem Anteil heruntergedreht, wodurch das Gesamtbeleuchtungsniveau konstant bleibt. Durch Ansteigen des Beleuchtungsniveaus wird zu einem gewissen Zeitpunkt ein Niveau erreicht, wo die Schaltung um den Verstärker Op2 das Steuersignal in der oben erwähnten Weise begrenzt, wonach die künstliche Beleuchtung nicht weiter heruntergedreht wird, sondern gehalten wird, einen festen Minimumsniveau N1 beizutragen, z. B. 100 lux. Der Raum empfängt nun einen festen Beleuchtungsbetrag von der künstlichen Beleuchtung und einen möglicherweise ansteigenden Beleuchtungsbetrag vom Tageslicht.
• Mit weiter ansteigendem Tageslicht kann zu einer gewissen Zeit das Abschaltniveau N4, z. B. 750 lux, erreicht werden und das künstliche Licht wird abgeschaltet nach Ausschöpfung der Ausschaltverzögerung, die durch die Verzögerungseinheit Tim definiert wird, z. B. nach 10 min. Der Raum wird nun ausschließlich durch Tageslicht beleuchtet, das ansteigt und fällt.
• Sollte das Tageslicht später unter ein Einschaltniveau N3, z. B. 450 lux, fallen, wie weiter rechts in der Fig. gezeigt ist, schaltet das künstliche Licht sofort ein und läuft auf dem niederen Niveau N1. Nur wenn das Tageslicht weniger als den Betrag N2 minus N1 beiträgt, wird das künstliche Licht hochgedreht, damit das erforderliche Minimumniveau N2 gerade gehalten wird. Wenn der Tageslichtbeitrag vollständig verschwunden ist, läuft das künstliche Licht bei voller Leistung.
• Wie allgemein bekannt, kann Tageslicht schnell und irregulär aufgrund der verschiedenen Wetterbedienungen wie den Durchgang von Wolken variieren. Das Beispiel, das in Fig. 9b und 9c gezeigt ist, dient zur Illustration der Arbeit des Steuersystems während schneller Fluktuation.
• Fig. 9b illustriert eine Situation, die in der Mitte des Tages vorherrschen kann, wenn das Tageslicht stark und das künstliche Licht abgeschaltet ist. Plötzlich geht eine sehr dunkle Wolke durch und der Tageslichtbeitrag fällt auf ein sehr niedriges Niveau. Das künstliche Licht schaltet sofort ein und dreht sofort auf ein Niveau auf, wo das erforderliche Minimumsbeleuchtungsniveau gerade gehalten wird, wodurch der ganze Vorteil des verbleibenden niederen Tageslichtbeitrages gewährt wird. Zu einem späteren Zeitpunkt verschwinden die Wolken. Das künstliche Licht wird sofort auf das Niveau N1 heruntergedreht, aber es wird erst abgeschaltet, nachdem die Ausschaltverzögerung, die durch die Verzögerungseinheit Tim definiert wird, erschöpft ist.
• Fig. 9c illustriert eine verschiedene Situation, die an einem Tag mit starker Bewölkung denkbar ist. Tageslicht gibt nur einen kleinen Beitrag und das künstliche Licht wird rauf- und heruntergedreht, um einen passenden Beitrag zu liefern. Plötzlich öffnet die Wolkendecke und starkes Tageslicht kommt herein. Die künstliche Beleuchtung wird sofort heruntergedreht zu dem Minimumsniveau N1, aber wird selbst mit einer Fülle von Tageslicht nicht abgeschaltet, bevor die Abschaltverzögerung ausgeschöpft ist. Bevor das jedoch stattfinden kann, bedecken die Wolken angenommen den Himmel wieder, und das künstliche Licht wird sofort auf das passende Niveau aufgedreht.
• Es ist zu verstehen von den oben gegebenen Erklärungen, daß das beschriebene System gut unter den praktischen Umständen arbeitet, da das Innenlicht immer adäquat ist, weil häufiges Herauf- und Herunterdrehen, das die Lebensdauer der Lichtquellen verkürzen kann und psychologisch unattraktiv ist, vermieden wird, und weil die Energie, die zur Beleuchtung verwendet wird, auf einem Minimum gehalten wird. Obwohl diese Erfindung mit besonderem Bezug zur Anwendung auf Fluoreszenzröhren beschrieben ist, ist sie ganz klar auf die gesteuerte Versorgung von jedem Verbraucher von elektrischer Leistung anwendbar. Wie schon erwähnt, ist sie sehr gut anwendbar auf andere Entladelampen wie Mercury-Lampen, Sodium-Lampen oder Xenon-Lampen. Die Steuereinrichtung, die ein Steuersignal von Gleichstrom oder Wechselstrom kleiner Größe verwendet, macht die Erfindung anwendbar zur Kontrolle oder Modulation in verschiedener Weise, z. B. der Anwendung als Stroboskop oder ähnlichem.

Claims (10)

1. Vorrichtung zur Steuerung eines elektrischen Wechselstroms für einen Stromverbraucher, die umfaßt:

einen Eingangsanschluß zum Empfang einer Eingangsstromversorgung,

einen Ausgangsanschluß (f) zur Ableitung eines Ausgangsstroms an einen Stromverbraucher (Ly1),

ein Steueranschluß zum Empfang eines Steuereingangsstroms,

eine Transformatoreinrichtung, bestehend aus magnetisch sättigbarem Material (Tr1, Tr2), mindestens einer Stromwicklung (n3) und zwei Rückkopplungswicklungen (n11, n12), wobei die Stromwicklung (n3) mit dem Ausgangsanschluß (f) verbunden ist, und

aktive elektronische Bauteile (T1, T2) zur Steuerung des Ausgangsstroms, wobei die aktiven Bauteile (T1, T2) durch elektrische Signale gesteuert werden, die in den Rückkopplungswicklungen (n11, n12) durch induktive Rückkopplung in der Transformatoreinrichtung hergestellt werden, die durch den Ausgangsstrom induziert wird, wobei die rückgeführten Signale im Ergebnis der magnetischen Sättigung in dem magnetischen Material (Tr1, Tr2) erzeugt werden und die Induktionsbeziehung derart verändern, daß der Ausgangs Strom periodisch seine Richtung ändert, dadurch gekennzeichnet, daß

das magnetische Material in mindestens zwei Anteile (Tr1, Tr2) unterteilt ist, von denen jedes Teil mit mindestens einer weiteren elektrischen Wicklung versehen ist, die über dem Teil des magnetischen Materials angeordnet ist und eine Steuerwicklung (n5, n6) darstellt, wobei beide Steuerwicklungen (n5, n6) mit dem Steueranschluß verbunden sind, so daß der durch eine der Steuerwicklungen (n5, n6) geführte elektrische Strom zu der Magnetisierung des entsprechenden Teils (Tr1, Tr2) des magnetischen Materials beiträgt, wobei die Sättigung bei einem Strompegel des Ausgangsstromes auftritt, der sich von dem Strompegel unterscheidet, bei dem die Sättigung bei Abwesenheit des Steuerstrom auftreten würde.

2. Vorrichtung gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß

das magnetische Material auf (Tr1, Tr2) zwei separate Kerne aus magnetischem Material umfaßt, wobei jeder Kern jeweils entsprechend eine der zwei einander ähnlichen Stromwicklungen (n13, n14), die in Reihe geschaltet sind, und eine der zwei einander ähnlichen Steuerwicklungen (n5, n6) trägt, wobei die Steuerwicklungen (n5, n6) miteinander in Reihe geschaltet und zwischen einem Paar von Steueranschlüssen angeschlossen und mit derartigen Entwicklungsrichtungen angeordnet sind, daß Änderungen im Ausgangsstrom in den zwei Steuerwicklungen (n5, n6) Spannungen mit im wesentlichen gleicher Amplitude, jedoch mit entgegengesetzter Polarität induzieren, wodurch an den Steueranschlüssen im wesentlichen keine Nutzspannungen induziert werden.

3. Vorrichtung gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß

die Stromwicklungen (n13, n14) um die zwei Magnetkerne in einer ersten Richtung geführt werden,

eine erste (n11) der Rückkopplungswicklungen um beide Magnetkerne in derselben ersten Richtung geführt wird,

eine zweite (n12) der Rückkopplungswicklungen um beide Magnetkerne und um jeden der Kerne in einer zweiten Richtung geführt wird, die zu der ersten Richtung entgegengesetzt ist, und daß

die Steuerwicklungen (n5, n6) derart geführt werden, daß eine erste (n5) der Steuerwicklungen einen ersten der zwei Magnetkerne in der ersten Richtung und der zweite (n6) der Steuerwicklungen den zweiten der zwei Magnetkerne in der zweiten Richtung umgibt.

4. Vorrichtung gemäß Anspruch 1, 2 oder 3, gekennzeichnet durch ein Induktionselement (L1), das zwischen der Stromwicklung (n3) und dem Stromverbraucher (Ly1) angeschlossen ist, so daß der Ausgangs Strom durch das Induktions-Element (L1) fließt.

5. Zündeinheit (21) für eine Gasentladungslampe (Ly1), wobei die Zündeinheit (21) eine Vorrichtung entsprechend einem der Ansprüche 1 bis 4 umfaßt und angeschlossen ist, um die Gasentladungslampe (Ly1) bei einem Strompegel zu betreiben, der durch den Steuereingangsstrom gesteuert wird.

6. Zündeinheit (21) gemäß Anspruch 5, gekennzeichnet durch eine Steuereinheit (23), die an den Steueranschluß der Vorrichtung zur Erzeugung gesteuerter Ströme für die Steuerwicklungen (n5, n6) angeschlossen ist.

7. System, bestehend aus mindestens zwei Zündeinheiten (21) gemäß Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Steueranschlüsse der entsprechenden Zündeinheiten (21) in Reihe derart miteinander verbunden sind, daß ein üblicher Steuerstrom durch beide oder alle der Zündeinheiten (21) schließt und dabei jede dieser Einrichtungen steuert.

8. Beleuchtungssystem, bestehend aus mindestens einer Zündeinheit (21), einer Beleuchtungs-Meßeinrichtung (22) zur Detektion von Licht und einer Steuereinheit (23), der an diese angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß

jede Zündeinheit (21) mit einer Einrichtung entsprechend einem der Ansprüche 1 bis 4 versehen ist und durch die Steuereinheit (23) derart gesteuert wird, daß der Beleuchtungspegel, der mit der Beleuchtungs-Meßeinrichtung (22) gemessen wird, ständig größer oder gleich einem gewünschten minimalen Bezugspegel bei einem minimalen Verbrauch von elektrischer Leistung gehalten wird,

die Steuereinheit (23) mit einem Mittel zum Einschalten des Stromes an der Zündeinheit (21) in dem Fall versehen ist, daß der gemessene Beleuchtungspegel unterhalb eines bestimmten Einschalt-Pegels fällt,

die Steuereinheit (23) mit einem Mittel zum Ausschalten des Stroms an der Zündeinheit (21) versehen ist, und

die Steuereinheit (23) mit einer Verzögerungsvorrichtung (Tim) versehen ist, die veranlaßt, daß das Strom- Einschalten nur dann stattfindet, wenn der Beleuchtungspegel für eine bestimmte Zeit ununterbrochen einen zweiten bestimmten Beleuchtungspegel überschritten hat.

9. Verwendung einer Einrichtung, einer Zündeinheit oder eines Systems entsprechend einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung (22) vorgesehen ist, um einen physikalischen Parameter zu messen, der durch eine oder mehr der Einrichtungen und einen Steuerkreis erzeugt wird, wobei die Einrichtungen automatisch durch einen Vergleich zwischen dem gemessenen Parameterwert mit einem Bezugs-Parameterwert steuerbar sind.

10. Verfahren zur Steuerung der Frequenz eines elektrischen Wechselstrom, mit dem ein Stromverbraucher versorgt wird, wobei der Wechselstrom durch aktive elektronische Bauteile (T1, T2) gesteuert wird, wobei die aktiven elektronischen Bauteile (T1, T2) durch Signale gesteuert werden, die durch induktive Rückkopplung in magnetischem Material (Tr1, Tr2) erzeugt werden, die durch den elektrischen Wechselstrom erzeugt wird, wobei die Rückkopplungssignale im Ergebnis der magnetischen Sättigung in den magnetischen Materialien (Tr1, Tr2) erzeugt werden und eine Induktionsbeziehung derart verändern, daß der Ausgangsstrom, der an den Stromverbraucher geliefert wird, periodisch seine Richtung ändert, und wobei der Ausgangsstrom begrenzt wird, indem er durch ein Induktionselement (L1) geführt wird, dadurch gekennzeichnet, daß

das magnetische Material in zwei Teile (Tr1, Tr2) unterteilt ist, die durch eine oder mehr elektrische Wicklungen beeinflußt werden, die Steuerwicklungen (n5, n6) darstellen, die einen Strom leiten, der einen zu der Magnetisierung des magnetischen Materials (Tr1, Tr2) beitragenden Steuerstrom darstellt, wobei die Sättigung bei Werten des Ausgangsstroms auftritt, die sich von denen bei Abwesenheit eines Steuerstroms unterscheiden, um die Zeitabschnitte, nach denen der Ausgangsstrom die Richtung ändert, steuern zu können.