DE3038961A1

DE3038961A1 - Einrichtung zur bestimmung von daten eines signalausbreitungsweges, insbesondere nach dem rueckstrahlprinzip arbeitendes messsystem

Info

Publication number: DE3038961A1
Application number: DE19803038961
Authority: DE
Inventors: Jeremy Mersel Sudbury Mass. Glass; George Goodman Natick Mass. Lampke; Roger Leo Marlboro Mass. St. Germain
Original assignee: Raytheon Co
Current assignee: Raytheon Co
Priority date: 1979-10-15
Filing date: 1980-10-15
Publication date: 1981-04-23
Also published as: FR2467411B1; NL189781B; NL8005668A; GB2063002B; GB2063002A; JPS5664670A; FR2467411A1; US4271412A; NL189781C; CA1132231A; JPH0553381B2; DE3038961C2

Description

DORNER & HUFNAGEL ~ PATENTANWÄLTE

LANDWEHRSTR. 3T BOOO MÜNCHEN 2 TEL. ΟΒΘ/68 6784

München, den 14. Oktober 1980 Anwaltsaktenz.: 27 - Pat.

Raytheon Company, 141 Spring Street, Lexington, MA 02173, Vereinigte Staaten von Amerika

Einrichtung zur Bestimmung von Daten eines Signalausbreitungsweges, insbesondere nach dem Rückstrahlprinzxp arbeitendes Meßsystem

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Die Erfindung bezieht sich auf eine Einrichtung zur Bestimmung i von Daten eines Signalausbreitungsweges, insbesondere auf ein nach dem'Rückstrahlprinzip arbeitendes Meßsystem.

Meßsysteme dieser Art sind Radarsysteme, Sonarsysteme, für medizinische Diagnoseverfahren eingesetzte Ultraschall-Untersuchungseintrichtungen und dergleichen. Die interessierenden Daten des ^: Signalausbreitungsweges, welche erfaßt und gemessen werden sol~ len, sind beispielsweise die Signalfortleitungseigenschaften des Signalausbreitungsweges und insbesondere die Länge dieses Signalausbreitungsweges, etwa zwischen einer Antenne und einem Zielobjekt.

In Radarsystemen findet im allgemeinen eine analoge Signalverarbeitungstechnik in Nachführungschleifen Verwendung, um Äusgangsdaten bezüglich Entfernung, Geschwindigkeit und/oder Beschleunigung zur weiteren Verarbeitung zu erhalten. Die Genauigkeit der bekannten Systeme ist jedoch unter anderem dadurch beschränkt, daß eine Verschiebung der Frequenzspektren der empfangenen Echosignale durch Bewegung der Antenne des Systems oder durch Bewegung des das Echo hervorrufenden Zielobjektes relativ zur Antenne stattfindet.

Der Versuch einer Erhöhung der Genauigkeit durch Digitalisierung der Signale und durch den Einsatz digitaler Signalverarbeitungstechnik läßt die vorerwähnten Fehler noch stärker hervortreten, insbesondere, wenn bei der Verarbeitung die Signale von der Zeitdomäne in die Frequenzdomäne umgesetzt werden, beispielsweise in einem raschen Fourierumformer, da die Fehler dann sich als Verschiebungen in den Frequenzkomponenten niederschlagen.

Es stellt sich daher die Aufgabe, eine Längenmessung oder Entfernungsmessung bei Einrichtungen der hier interessierenden Art unter Verarbeitung insbesondere digitaler Signale in der Frequenzdomäne so durchführen zu können, daß das Meßergebnis nicht durch Dopplerverschiebungen, etwa aufgrund einer Relativbewegung zwischen einem Zielobjekt und einer Antenne, verfälscht wird.

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Ausgehend von einer Einrichtung zur Bestimmung von Daten eines Signalausbreitungsweges, insbesondere einem nach dem Rückstrahlprinzip arbeitenden Meßsystem, mit einer ein frequenzmoduliertes Sendesignal erzeugenden Sendeeinrichtung, einer das Sendesignal nach der Aussendung empfangenden Empfangseinrichtung und Mitteln zur unmittelbaren Kupplung einer Wiederholung des Sendesignals von der Sendeeinrichtung zur Empfangseinrichtung wird die genannte Aufgabe erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die Empfangseinrichtung eine Kombinationsschaltung, in welcher das von der Empfangseinrichtung aufgenommene Empfangssignal mit einem vom wiederholten Sendesignal durch Modifikation abgeleiteten Signal zur Bildung eines Kombinationssignal überlagert wird sowie einen Analysator enthält, welcher von dem Kombinationssignal dessen Spektrum entsprechende Spektralliniensignale ableitet und daß eine Modifizierungsschaltung vorgesehen ist, welche an den Analysator angeschlossen ist, auf die relativen Größen der Spektralliniensignale anspricht und abhängig davon das wiederholte Sendesignal zur Bildung des abgeleiteten Signales so modifiziert, daß dessen Modulation mit derjenigen des Empfangssignales zur Übereinstimmung gebracht wird, wobei die Modifizierungsschaltung die gesuchten Daten des Signalausbreitungsweges liefert.

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Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen dieser Einrichtung sind Gegenstand der anliegenden Ansprüche, deren Inhalt hierdurch ausdrücklich zum Bestandteil der Beschreibung gemacht wird, ohne an dieser Stelle den Wortlaut zu wiederholen.

Eine Einrichtung der vorstehend beschriebenen Art wird vornehmlich in einem frequenzmodulierten CW Radar oder in Sonarsystemen verwirklicht, in welchen die Entfernung eines Zielobjektes abgeschätzt und eine Messung der Radialkomponenten der Zielobjektgeschwindigkeit und der Zielobjektbeschleunigung vorgenommen wird.

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Wie zuvor bereits gesagt, wird in dem hier vorgeschlagenen System eine Spektralanalyse der Differenz von Signalen entsprechend der tatsächlichen Entfernung des Zielobjektes und der abgeschätzten Entfernung des Zielobjektes vorgenommen, um zu einer Information über die Zielobjektentfernung zu ι kommen, welche im wesentlichen frei von den zuvor erwähnten ■

Fehlern ist, die aus den Radialkomponenten der Zielobjektge- i schwindigkeit und der Zielobjektbeschleunigung resultieren. ! Das System enthält Analog-/Digitalumsetzer zur Umwandlung der analogen Radarsignale oder Sonarsignale oder der entsprechenden Signale anderer Systeme in digitale Form. Die Differenz rüschen Signalen entsprechend der tatsächlichen Entfernung und der abgeschätzten Entfernung erhält man durch Mischen der empfangenen Signale bzw. Zielobjekt-Echosignale mit einer Wiederholung des Sendesignales, wobei die wiederholten Sendesignale in geeigneter Weise modifiziert werden, worauf nachfolgend noch eingegangen wird, um die Entfernung so abzuschätzen, daß sie frei von Fehlern aufgrund von Radialgeschwindigkeit und von Radialbeschleunigung des Zielobjektes ist.

Das Mischen kann durch analoges oder digitales Multiplizieren geschehen, wobei sowohl reelle als auch imaginäre Komponenten verwendet werden, um komplexe Digitalsignale festzustellen, welche sich in einem schnellen Fourierumformer" oder einer FFT-Schaltung verarbeiten lassen. Das am Ausgang des Mischers auftretende Differenzsignal wird also in einen schnellen Fourier-Umformer eingegegeben, der eine Spektralanalyse des Differenzsignales vornimmt, wobei diese Spektralanalyse eine Gruppe komplexer digitaler Frequenzausdrücke ergibt, welche aus einer Gruppe von Abtastungen des Differenzsignales gewonnen werden.

Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform ist die ausgesendete kontinuierliche Schwingung mit einer Frequenz moduliert, welche einer Sinuswelle entspricht, wobei die Sinusmodulation zu Fourier-

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Frequenzkomponenten führt, welche durch Besselfunktionen zu beschreiben sind. Die Periode der Sinusmodulation ist bedeutend länger, beispielsweise zehnfach länger, als die Ausbreitungszeit auf den Hinweg und dem Rückweg_r etwa der Radarsignale oder der Sonarsignale zum Zielobjekt hin und von diesem zurück. Auf diese Weise wird die Entfernungsmessung durchgeführt, indem nur ein quasi linearer Bereich der Sinus-Modulationskurve benützt wird. Der Abstand zwischen den Spektrallinien hängt von der Wiederholungsfrequenz der sinusförmigen Modulationsschwingung und von der Relativbewegung zwischen dem Zielobjekt und der Einrichtung, beispielsweise dem Radarsystem, ab. Bei stillstehendem Zielobjekt ist der Abstand zwischen den Spektrallinien konstant. Für Zielobjekte mit konstanter Radialkomponente der Geschwindigkeit erfährt das Spektrum eine Maßveränderung, doch bei entsprechender Meßgenauigkeit kann der Abstand zwischen den Spektrallinien immer noch als konstant angesehen werden. Im Falle des Vorhandenseins einer Radialkomponente der Beschleunigung des Zielobjektes werden jedoch die Spektrallinien bezüglich ihres Abstandes und ihrer Größe so geändert, daß das wiederholte Sendesignal durch eine Frequenzmodulation mit linearem Hub oder linearer überstreichung modifiziert werden muß, um den durch die Beschleunigung eingeführten Ausdruck zu kompensieren. Demgemäß ist das System mit einer Nachführungsschleife zweiter Ordnung ausgerüstet, welche auf die relativen Größen der Spektralausdrücke oder Spektralliniensignale anspricht und es ist eine Einrichtung zur Abschätzung der Radialbeschleunigung des Zielobjektes in Abhängigkeit von aufeinanderfolgenden Werten der Spektralliniensignale vorgesehen, wobei die Nachführungsschleife zweiter Ordnung und die Abschätzungseinrichtung bezüglich der Radialbeschleunigung das wiederholte Sendesignal jeweils so modifizieren, daß die Einflüsse der dopplerbedingten Modulation auf das Echosignal auf Null geregelt werden bzw. gelöscht werden. Auf diese Weise kann eine genaue Messung des Abstandes zum Zielobjekt vorgenommen werden, indem das Echosignal mit dem modifizierten wiederholten Sendesignal verglichen wird.

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Es sei hier nochmals erwähnt, daß ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel unter Bezugnahme auf die Radartechnik beschrieben wird, daß aber die hier beschriebenen Prinzipien auch auf die Sonartechnik zur Unterwasserortung von Zielobjekten und auf medizinische Ultraschalltechnik angewendet werden können, um zerstörungsfrei von außen bewegte Organe im lebenden Organismus abbilden oder erfassen zu können. In den anliegenden Zeichnungen stellen dar:

Fig. 1 Ein Blockschaltbild eines Radarsystems der hier angegebenen Art,

Fig. 2 ein Diagramm von Wellenformen der Signale auf Leitungen A und B der Schaltung nach Figur 1,

Fig. 3 ein Diagramm der Frequenzdifferenz in Abhängigkeit von der Zeit für verschiedene Ausbreitungszeitung von Radarsignalen zwischen Antenne und Zielobjekt und zurück, wobei das Zielobjekt ein Flugzeug sein kann, wie in Figur 1 angedeutet und Figur 3 die Frequenzdifferenz zwischen den zwei Frequenzkurven gemäß Figur 2 wiedergibt,

Fig. 4 ein Blockschaltbild der Schaltung zum Abschätzen der Entfernungsabweichung gemäß Figur 1,

Fig. 5 ein Blockschaltbild des Entfernungsnachführungsfilters der Schaltung nach Figur 1,

Fig. 6 ein Blockschaltbild des Entfernungsänderungs-Nachführungsfilters nach Figur 1 und

Fig. 7 ein Blockschaltbild einer Schaltung zur Abschätzung der Beschleunigungskomponente gemäß Figur 1.

In den Figuren 1 und 2 ist schematisch ein Radarsystem 20 dar-

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gestellt, welches eine Sendeeinrichtung 22 und eine Empfangseinrichtung 24 enthält, welche über eine Sende-Empfangs-Weiche 26 an eine" Antenne 28 angekoppelt sind, um Ortungssignale auf \ ein Zielobjekt, beispielsweise das in Figur 1 gezeigte Flugzeug 30, hin auszustrahlen und Echosignale von dort zu empfangen. Das System 20 enthält weiter eine Signalverarbeitungseinheit 32 und ein Wiedergabegerät 34. Die SignalVerarbeitungseinheit 32 ist sowohl mit der Sendeeinrichtung 22 als auch mit der Empfangseinrichtung 24 gekoppelt, um von diesen Einrichtungen Entfernungsinformationsdaten und Entfernungsänderungs-Informationsdaten abzuleiten und diese Daten in dem Wiedergabegerät 34 darzustellen.

Die Sendeeinrichtung 22 enthält einen spannungsgesteuerten Oszillator 36, einen Mischer 38, einen Oszillator 40, welcher eine Trägerfrequenz liefert, einen Verstärker 42 und einen Modulator 44, welcher die Schwingung des spannungsgesteuerten Oszillators 36 moduliert. Der Modulator 44 wiederum enthält einen Taktgeber 46, einen Rechteckwellengenerator 48 und ein Tiefpassfilter 50. Der Modulator 44 bietet eine sinusförmige Schwingung mit einer Frequenz dar, welche durch die Taktimpulse des Taktgebers 46 bestimmt ist. Der Rechteckwellengenerator 48 erzeugt in Abhängigkeit von den Taktimpulsen des Taktgebers 46 eine Rechteckwelle, welche in das Tiefpassfilter 50 eingegeben wird. Das Tiefpassfilter 50 filtert die Grundwelle aus der Rechteckwelle heraus, wobei die Grundwelle eine sinusförmige Schwingung der gewünschten Frequenz ist, die als Modulationsfrequenz in den spannungsgesteuerten Oszillator 36 eingegeben wird. Beispielsweise erzeugt der Oszillator 36 eine Nennfrequenz von 10 MHz, welche beispielsweise mit einer Modulationsfrequenz.von 100 kHz mit einem Frequenzhub von 100 kHz moduliert wird. Die Trägerfrequenz des Oszillators kann beispielsweise einen Wert von 10 GHz haben. Der Mischer 38 ist sowohl mit dem Oszialltor 36 als auch mit dem Oszillator 40 verbunden und setzt das Signal des spannungsgesteuerten Oszillators 36 in das X-Band der Trägerfrequenz des Oszillators 40 um. Das Ausgangssignal des Mischers 38 wird von dem Vestärker 42 auf einen Leistungspegel verstärkt, welcher für die Aussendung

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der Signale zu dem Zielobjekt, beispielweise dem Flugzeug 30 hin, erforderlich ist.

Die Empfangseinrichtung 24 enthält, wie aus Figur 1 zu er- j sehen, einen Verstärker 52, Mischer 54 und 56 sowie einen 90° Phasenschieber 58. Der Verstärker 52 verstärkt die von dem Flugzeug 30 her empfangenen Echosignale auf die für den Betrieb der Mischer 54 und 56 notwendige Amplitude, wobei der Verstärker 52 ein Bandfilter enthält, welches auf die Frequenz der Echosignale abgestimmt ist, wie für Radarsysteme allgemein bekannt. Ein Bezugssignal des Oszillators 40 wird zu dem Mischer unmittelbar und zu dem Mischer 56 über den Phasenschieber 58 geleitet, so daß eine Umsetzung der Echosignale in phasengerechte und um 90° phasenverschobene Zwischenfrequenzsignale erfolgt. Die Zwischenfrequenzsignale vom Ausgang der Mischer 54 und 56 stehen auf in dem Leitungsstrang B zusammengefaßten Leitungen an, wobei der Leitungsstrang B zu der Signalverarbeitungseinheit 32 führt. Von dem spannungsgesteuerten Oszillator 36 aus wird außerdem über die Leitung A ein Bezugssignal an die Signalverarbeitungseinheit 32 geführt, um einen Vergleich zwischen dem ausgesendeten Signal und den Echosignalen vorzunehmen.

Aus Figur 2 erkennt man, daß die auf den Leitungen A und B auftretenden Signale in gleicher Form frequenzmoduliert sind, wobei jedoch der Modulationsverlauf der Signale auf der Leitung B gegenüber demjenigen der Signale auf der Leitung A verzögert ist. Der Taktgeber 46 nach Figur 1 dient als Quelle von Zeittaktsignalen, welche jeweils durch das Bezugszeichen C gekennzeichnet sind und welche einzelnen Bauteile^ der SignalVerarbeitungseinheit 32 sowie auch den Schaltungsteilen zur Erzeugung der Modulationsschwingung zugeführt werden, derart, daß sich eine gemeinsame Zeitbasis für die Messung der Zielobjektentfernung ergibt. Aus Figur 2 ist weiter zu erkennen, daß die Periode der Modulationsschwingung bedeutend langer als die Ausbreitungszeit des Signales von der Antenne 28 zu dem Zielobjekt hin und zur Antenne 28 zurück ist. Auf diese Weise geschieht die Messung unter Verwendung der Anstiegsflanken

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der Modulationsschwingung innerhalb eines Bereiches, welcher im wesentlichen ein linearer Bereich der Sinusschwingung ist. ;

Es sei nun auch Figur 3 näher betrachtet. Das in dieser Figur ! gezeigte Diagramm stellt die Frequenzdifferenz zwischen den Frequenzen der Modulationsschwingungen der beiden Kurven nach Figur 2 dar. Für eine Zeitdauer der Ausbreitung der Signale zum Zielobjekt hin, welche klein im Vergleich zu der Periode der Mo- ' dulationsschwingung ist, läßt Figur 3 eine im wesentlichen lineare Beziehung der Frequenzdifferenz relativ zur Ausbreitungsverzögerung erkennen. Die Entfernung des Zielobjektes ist proportional zu der Ausbreitungs-Verzögerungszeit und demgemäß dient diese Verzögerung als Maß für die Zielobjektentfernung.

Man erkennt, daß gemäß dem hier angegebenen Prinzip die Verwendung einer sinusförmigen Modulationsschwingung zu einem Spektrum sowohl des Sendesignales als auch des Echosignales führt, welches die Gestalt eines Linienspektrums hat, bei welchem die Spektrallinien durch Vielfache der Modulationsfrequenz voneinander getrennt sind. Die Signalverarbeitungseinheit 32 erzeugt eine Entfernungsabschätzung in Gestalt eines Signales, welches dieselbe Modulation wie das Echosignal hat und welches zeitlich damit zusammenfällt. Durch Anpassen der Verzögerung der Entfernungsabschätzung an die Ausbreitungsverzögerung des Echosignales erzeugt die SignalVerarbeitungseinheit 32 die Entfernungsinformation bezüglich des Zielobjektes. Wie nachfolgend genauer beschrieben wird, nützt die SignalVerarbeitungseinheit 32 die spektralen Komponenten zur Einstellung des Entfernungsabschätzungssignales aus, um ein Zusammenfallen des die Entfernungsabschützung darstellenden Signales mit dem Echosignal herbeizuführen. Im Hinblick auf die Frequenzmodulation wird die Entfernungsinformation durch eine Frequenzmessung.erhalten. Da weiterhin die Signalverarbeitungseinheit 32 eine Rückkopplungsschleife verwendet,' in der die Frequenz des die Entfernungsabschätzung darstellenden Signales mit der Frequenz des Echosignales verglichen wird, werden die Messungen, wie nachfolgend deutlich gemacht wird, nach Art

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eines verschieblichen Fensters im Frequenzspektrum erhalten, wobei das Verschieben aufgrund eines durch die Bewegung des Zielobjektes bedingten Dopplerverschiebung erfolgt. Ein Merkmal der hier vorgeschlagenen Verarbeitung der Echosignales ist es also, die Entfernungsmessung unabhängig von der Dopplerfrequenz ausführen zu können, wobei ein einziger Ausdruck der Spektrumsfunktion, nämlich der Ausdruck J₀ der Besselfunktion, in dem Fehlersignal der Rückkopplungsschleife angetroffen wird, wenn die richtige Anpassung zwischen dem Signal entsprechend der Entfernungsabschätzung und dem Echosignal erreicht ist, wie nachfolgend ausgeführt wird= Die Radialgeschwindigkeit des Zielobjektes kann also als während der Signalverarbeitung in der Signalverarbeitungseinheit 32 normalisiert angesehen werden, da die Messung unabhängig von der Größe der Radialgeschwindigkeit durchgeführt wird.

Aus Figur 1 ist ersichtlich, daß die Signalverarbeitungseinheit 32 drei Mischer 61, 62 und 63, ferner einen Analog-/Digitalumsetzer 64, einen schnellen Fourier-Umformer 66, eine Schaltung 68 zur Abschätzung einer Entfernungsabweichung (genauer im Zusammenhang mit Figur 4 beschrieben), ein Entfernungsnachführungsfilter 70 (genauer im Zusammenhang mit Figur 5 beschrieben), ein Entfernungsänderungs-Nachführungsfilter 72 (genauer im Zusammenhang mit Figur 6 beschrieben), eine Schaltung 74 zur Abschätzung der Beschleunigung (genauer im Zusammenhang mit Figur 7 beschrieben), einen digitalen Inverter 76, einen Überstreichungsfrequenzgenerator 78 und schließlich einen spannungsgesteuerten Oszillator 80 enthält. Der Mischer 61 besteht aus zwei Abschnitten, nämlich einem für das in Phase liegende und einem zweiten für das 90"-phasenverschobene Signal des Leitungsstranges B. Der Mischer 61 liefert ein Paar von Ausgangssignalen, nämlich jeweils eines von jedem Abschnitt des Mischers 61. Es versteht sich, daß jeder Abschnitt des Mischers 61 an sich bekannte, geeignete Bandfilter enthält, um Ausgangssignale abzuleiten und zu erhalten, welche Frequenzen gleich der Differenzfrequenz der Signale auf der Leitung B und der Signale haben,

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die in Figur 1 als Entfernungsabschätzungssignale bezeichnet werden können und von dem Mischer 62 bezogen werden. Der Analog-/ Digitalumsetzer 64 ist ebenfalls als aus zwei Abschnitten aufgebaut anzusehen, um die Signale des vom Mischer 61 abnehmbaren Signalpaares in ein Paar digitaler Signale umzuwandeln, welche den Realteil und den Imaginärteil komplexer Digitalzahlen darstellen, welche von dem Umsetzer 64 dargeboten und dem schnellen Fourierumformer 66 zugeführt werden. Der Analog-/Digitalumsetzer 64 wird durch Taktimpulse des Taktgebers 46 taktweise geschaltet, um eine Abtastung der Signale des Mischers 61 mit einer Tastgeschwindigkeit vorzunehmen, welche gleich groß oder vorzugsweise etwas größer als die Nyquist-Abtastgeschwindigkeit ist.

Der schnelle Fourierumformer 66 nimmt in Abhängigkeit von Taktsignalen des Taktgebers 46 in an sich bekannter Weise eine Folge von komplexen digitalen Abtastungen aus dem Analog-digitalumsetzer 64 auf und liefert eine Folge komplexer Digitalzahlen, welche eine Gruppe von Fourier-Spektralkomponenten des Ausgangssignales des Mischers 61 nach Betrag und Phasenwinkel repräsentieren. Der Abstand zwischen den Spektrallinien in der Frequenzdomäne ist abhängig von der Anzahl von Abtastungen in der vorausgehenden Folge von Abtastungen, wobei eine größere Anzahl von Abtastungen innerhalb der Folge zu einer feineren Auflösung des Spektrums führt. Im Falle der Wahl einer Modulationsfrequenz des Mondulators 44 von 100 Hz sind beispielsweise die Spektrallinien des Ausgangssignales des Mischers 61 jeweils durch Abstände von 100 Hz voneinander getrennt und der schnelle Fourierumformer 66 wird vorzugsweise mit einer spektralen Auflösung eines kleineren Frequenzschrittes ausgestattet, beispielsweise mit einer Auflösung von 50 Hz, um eine genaue Messung der Dopplerfrequenz vornehmen zu können. Bezüglich der Abtastgeschwindigkeit des schnellen Fourierumformers 66 nimmt die vorausgehende Folge oder Gruppe von Eingangs-Abtastungen für den Umformer 66 ein Zeitintervall ein, welches als Gruppenintervall bezeichnet werden kann. Man erhält also eine Gruppe von Spektrallinien je Gruppenintervall. In entsprechender Weise erscheinen

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bezüglich einer einzigen Spektrallinie des Spektrums, beispielsweise bezüglich der Spektrallinie für den J_Q-Ausdruck des Spektrums, Tastungen für diesen Ausdruck am Ausgang des Umformers mit einer Geschwindigkeit, derart, daß das Intervall zwischen den Tastungen gleich dem Gruppenintervall ist. Wenn also beispielsweise der Analog-/Digitalumsetzer 64 taktweise mit einer Geschwindigkeit von 100 kHz geschaltet wird und eine Folge von 1024 Abtastungen je Gruppe vorgesehen ist, dann werden die Dopplerinformationen für ein bewegtes Zielobjekt aus dem J_Q-Spektralausdruck mit einer Geschwindigkeit von annähernd 100 Abtastungen je Sekunde erhalten.

Aus der Darstellung des in Figur 1 gezeigten Ausführungsbeispiels ist ersichtlich, daß die Mischer 61, 62 und 63 hier eine analoge Mischfunktion durchführen. Gemäß einer abgewandelten Ausführungsform können die Mischer 61 bis 63 auch die Gestalt von digitalen Multiplizierschaltungen haben, um die Mischfunktion digital durchzuführen. Um diese alternative digitale Form der Mischer 61 bis 63 zu verwirklichen, was in denjenigen Fällen wünschenswert sein kann, in denen die gesamte Signalverarbeitungseinheit 32 aus digitalen Mikroschaltungen aufgebaut wird, müßte der Analog-/Digitalumsetzer 64 in den Leitungsstrang B gelegt werden, um dem Mischer 61 Digitalsignale zuzuführen, wobei dann der Ausgangsanschluß des Mischers 61 unmittelbar mit dem Umformer 66 verbunden werden könnte. In entsprechender Weise wäre ein zusätzlicher Analog-/Digitalumsetzer (nicht dargestellt) in der Leitung A anzuordnen, um das Bezugssignal dieser Leitung in ein dem Mischer 63 zuzuführendes Digitalsignal umzuformen.

In der SignalVerarbeitungseinheit 32 ist eine Rückkopplungsschaltung vorgesehen, welche eine äußere und eine innere Rückkopplungsschleife enthält. Die äußere Schleife umfaßt den Analog-/Digitalumsetzer 64, den schnellen Fourierumformer 66, die Schaltung 68 zur Abschätzung einer Entfernungsabweichung, das Entfernungsnachführungsfilter 70, den Oszillator 80 und die

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Mischer fl bis 63. Die innere Schleife hat mit der äußeren Schleife den Analog-/Digitalumsetzer 68, den schnellen Fourierumformer 66 und die Schaltung 68 zur Abschätzung der Entfernungsabweichung gemeinsam. Darüberhinaus enthält die innere Schleife das Entfernungsänderungs-Nachführungsfilter 72, die Schaltung 7 4 zur Abschätzung der Beschleunigung, den Inverter 76 und den überstreichungsfrequenzgenerator 78. Die innere Schleife schließt sich wieder über die Mischer 61 und 62. Die genannte innere Schleife kompensiert Bewegungen des Zielobjektes relativ zur Antenne. Diese Kompensation erlaubt es der äusseren Schleife so zu arbeiten, als ob das Zielobjekt stillstehend wäre. Bei der Betrachtung der Wirkungsweise der äußeren Schleife kann also davon ausgegangen werden, daß das Zielobjekt stillsteht.

Das Fehlersignal für die Rückkopplungsschaltung tritt am Ausgangsanschluß des schnellen Fourierumformers 66 auf. Wie aus den Figuren 2 und 3 zu entnehmen ist, haben die von dem System 20 dargebotenen Informationen die Gestalt einer Frequenz und die Gestalt des Zeitpunktes des Auftretens dieser Frequenz. Die Frequenz, welche aus dem Mischvorgang des Entfernungsabschätzungssignals mit dem Zielobjektecho der Leitung B entsteht, setzt sich, wie in Figur 1 neben dem Ausgang des schnellen Fourierumformers 66 angeschrieben ist, aus der Summe eines festen oder konstanten Ausdrucks f" plus der durch den Modulator 44 eingeführten Modulation f_m (t) als Funktion der Zeit, plus der Modulation f_m (t -f) entsprechend der Verzögerung aufgrund der Ausbreitungszeit T auf den Hin- und Rückweg zwischen Antenne und Flugzeug 30 plus einem Ausdruck f_R (f) ^zu~ sammen, welcher durch den Oszillator 80 eingeführt wird und welcher proportional zur Ausbreitungszeit Ύ und zur Entfernung R ist. Die Frequenzkomponenten, welche aus dem Mischvorgang zwischen dem Entfernungsabschätzungssignal und dem Zielobjektechosignal der Leitung B resultieren, werden durch den schnellen Fourierumformer 66 erfaßt. Demgemäß ist das von dem schnellen Fourierumformer abgegebene Ausgangssignal in Figur

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als der Entfernungsfehler bezeichnet.

Die Rückkopplungsschaltung liefert eine Wellenform oder Schwingung, nämlich die Wellenform des vorerwähnten Entfernungsabschätzungssignals, welche gleiche Gestalt hat wie das Echosignal, welches über den Leitungsstrang B zugeführt wird. Dies geschieht mit Hilfe des von der Sendeeinrichtung abgeleiteten Bezugssignales auf der Leitung A. Das Bezugssignal der Leitung A versorgt daher die Signalverarbeitungseinheit 32 mit der gewünschten Wellenform, während die SignalVerarbeitungseinheit die Kompensation bezüglich der Verzögerung aufgrund der Ausbreitung auf dem Hin- und Rückweg zwischen der Antenne 28 und dem Zielobjekt 30 vornimmt, um ein Entfernungsabschätzungssignal zur Verfügung zu stellen, welches zeitlich mit dem Echosignal auf der Leitung B zusammenfällt. Im Falle eines stillstehenden Zielöbjektes besteht eine unmittelbare Beziehung zwischen der Frequenz des Echosignales und der Zielobjektentfernung, wie aus den Figuren 2 und 3 hervorgeht. Die Frequenzdifferenz nimmt mit der Zielobjektentfernung oder, was dem entspricht, mit der Ausbreitungszeit auf dem Hinweg und dem Rückweg zu. Wie zuvor festgestellt wurde, besitzt die Modulationswellenform eine Periode, welche bedeutend länger als die Laufzeit oder Ausbreitungszeit ist, derart, daß die Frequenzdifferenz zwischen den beiden Kurven nach Figur 2 in Abhängigkeit von der Zielobjektentfernung für Laufzeiten, welche verhältnismäßig kurz im Vergleich zur Periode der Modulationsschwingung sind, linear ansteigt. Diese Linearität fällt für größere Werte der Laufzeit oder Ausbreitungszeit ab, wie in Figur 3 durch den gestrichelten Teil der Kurve deutlich gemacht ist. Die Kompensation der Verzögerung, wie sie durch die·Signalverarbeitungseinheit 32 vorgenommen wird, geschieht also durch Versatz der Frequenz des Bezugssignales der Leitung A. Im Falle eines stillstehenden Zielobjektes geschieht das Versetzen der Frequenz vollständig durch den Oszillator 80, welcher über die Leitung D an den Mischer 63 ein Signal mit einer Frequenz abgibt, deren Verlauf in Abhängigkeit von der Signallaufzeit bzw. der Zielobjektent-

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fernung in Figur 3 wiedergegeben ist. Im Falle eines bewegten Zielobjektes bewirkt die Kompensation durch die innere Nachführungsschleife einen zusätzlichen Frequenzversatz durch den Generator 78, der seine Wirkung zu derjenigen des Oszillators 80 aufgrund der Frequenzaddition durch die Mischer 63 und 62 kombiniert. Die dem spannungsgesteuerten Oszillator 80 zur Steuerung seiner Frequenz zugeführte Spannung ist also proportional zur Ausbreitungszeit oder Laufzeit und zur Zielobjektentfernung (oder zur Schleifenentfernung im Falle eines bistatischen Radarsystems, welches nicht dargestellt ist), und dies sowohl für ein stillstehendes Zielobjekt als auch für ein bewegten Zielobjekt.

Es sei nun Figur 4 näher betrachtet. Die Schaltung 68 zur Abschätzung einer Entfernungsabweichung empfängt über eine Leitung 82 vom schnellen Fourierumformer 66 her ein Entfernungsfehlersignäl in Gestalt von Spektralliniensignalen und liefert auf einer Leitung 84 eine Spannung, welche eine Amplitude proportional dem Entfernungsfehler hat. Auf einer Leitung 86 liefert die Schaltung 68 eine Spannung einer Größe proportional zur Entfernungsänderung. In der oberen linken Ecke von Figur 4 ist in einem Diagramm 88 beispielsweise die Gestalt des Signales auf der Leitung 82 für einen Fall dargestellt, bei welchem das Entfernungsabschätzungssignal nach Figur 1 nicht vollständig mit dem Zielobjekt-Echosignal der Leitung B nach Figur 1 übereinstimmt bzw. zusammenfällt.

Das in Figur 4 dargestellte Spektrum ist charakteristisch für eine Sinusschwingung, welche nach einer Sinusfunktion frequenzmoduliert ist. Ein entsprechendes Spektrum ist in dem Buch "Reference Data for Radio Engineers", Verlag Howard W. Sams & Co., fünfte Ausgabe, 1968, Seiten 21-7 und 21-8, beschrieben. Das Spektrum des Diagramms 88 von Figur 4 weist Spektrumslinien an Orten entsprechend bestimmten Frequenzen oder entsprechend sogenannten Ausgangsschlitzen des Umformers 66 nach Figur 1 auf. Das Spektrum nach dem Diagramm 88 von Figur 4 ist, wie ersichtlich, ein Linienspektrum, wobei die Größen der einzelnen

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Frequenzkomponenten sich durch Bessel'sche Ausdrücke ergeben und der Abstand der Linien in Schritten entsprechend der Modulationsfrequenz gegeben ist.

Stimmt das Entfernungsabschätzungssignal zeitlich mit dem empfangenen Echosignal überein, so erscheint im Spektrum nur der JQ-Ausdruck. Die Größe des J₀-Ausdruckes ist proportional zur Stärke oder zur Amplitude des empfangenen Echosignals. Der Ort des Auftretens oder die Adresse mit Bezug auf die Frequenzachse ist proportional zur Entfernungsänderung oder zur Dopplerfrequenz des Zielobjektes. Angesichts des im obigen Beispiel gewählten Abstandes von 50 Hz zwischen den Ausgangs-Frequenzschlitzen des Umformers 66 sind die möglichen Orte der Jq-Ausdrücke in gegenseitigen Abständen entsprechend dem Schritt von 50 Hz voneinander auf der Frequenzachse zu suchen. Falls das Entfernungsabschätzungssignal nicht vollständig mit dem empfangenen Echosignal zeitlich übereinstimmt, so erscheinen auch die Bessel'sehen Ausdrücke höherer Ordnung, beispielsweie die Ausdrücke Jj und Ü2' Das Verhältnis der Größe der Summe des J-^-Ausdruckes zu der Größe des JQ-Ausdruckes ist ein Maß für das Fehlen der zeitlichen Übereinstimmung und daher ein Maß des Fehlersignals für die äußere Schleife der Signalverarbeitungseinheit 32. Im Falle einer Zielobjektbeschleunigung in Radialrichtung auf dem Weg zwischen dem das Zielobjekt darstellenden Flugzeug 30 und der Antenne 28 gemäß Figur 1 breiten sich die Spektrallinien in dem Diagramm 88 nach Figur 4 aus, wobei dieses sich Ausbreiten im Erscheinen von Digitalausdrücken am Orte benachbarter Ausgangsfrequenzschlitze des schnellen Fourierumformers 66 bei gleichzeitiger Verringerung der Amplitude der verschiedenen Spektrallinien in dem Diagramm 88 besteht. Die Spektrallinien höherer Ordnung stellen eine Rest-Frequenzmodulation dar, welche durch die Schaltung 68 zur Abschätzung der Entfernungsabweichung dazu verwendet wird, auf der Leitung 84 und der Leitung 86 Fehlersignale zu bilden, welche zum Betrieb der äußeren und der inneren Nachführungsschleife der Signalverarbeitungseinheit 32 verwendet werden, um das Entfernungsab-

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schätzuncssignal in Deckung mit dem empfangenen Echosignal zu bringen. Eine Verschiebung der Lage oder des Ortes des Auftretens des Ausdruckes J_Q nach rechts zeigt an, daß sich das Zielobjekt der Antenne 28 nähert, während eine Verschiebung in dem Diagramm 88 nach links bedeutet, daß das Zielobjekt sich von der Antenne 28 entfernt.

Die Schaltung 68 zur Abschätzung der Entfernungsabweichung enthält eine Schwellenwertschaltung 90, eine Recheneinheit 92, einen Wähler 94, eine Multiplizierschaltung 96 und eine Signalquelle zur Abgabe eines Maßstabsfaktors zur Verwendung bei der Multiplikation in der Multiplizierschaltung 96. Die Schwellenwertschaltung 90 enthält ein Gatter 100, einen Vergleicher 102 und eine Bezugsspannungsquelle 104 zur Lieferung einer in den Vergleicher 102 eingegebenen Bezugsspannung. Der Wähler 94 ist mit einem Speicher 106, einem Adreßsignalgenerator 108 zur Adressierung des Speichers 106, mit Schaltgattern 110 und 112, einem Vergleicher 114, Registern 117, 118 und 119 sowie Addierschaltungen 121 und 122 ausgerüstet.

Die Spektralausdrücke, welche auf der Leitung 82 anstehen, werden der Reihe nach über die Schwellenwertschaltung 90 an den Wähler 94 abgegeben. Die Vergleicherschaltung 102 in der Schwellenwertschaltung 90 vergleicht die Amplituden jedes der spektralen Ausdrücke mit einem Bezugssignal, das von der Bezugssignalquelle 104 bezogen wird, um sicherzustellen, daß nur solche Ausdrücke, welche über dem Störpegel liegen, an den Wähler 94 angekoppelt werden. Treten Spektralausdrücke auf, deren Amplitude größer als diejenige des Bezugssignales ist, so aktiviert die Vergleicherschaltung 102 das Schaltgatter 100, um diesen Spektralausdruck zu dem Wähler 94 durchzulassen. Treten jedoch Spektralausdrücke auf, deren Amplitude niederiger als der vorgegebene Schwellenwert ist_r so werden diese Ausdrücke durch das Schaltgatter 100 daran gehindert, den Wähler 94 zu erreichen.

Der Wähler 94 speichert, worauf nachfolgend genauer eingegangen

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wird, die Werte der Spektrallinien in dem Speicher 106. Die Werte des JQ-Ausdrucks und die J^-Ausdrücke werden aus dem Speicher 1016 entnommen -und in die Recheneinheit 92 eingegeben, welche, wie aus der eingetragenen Formel von Figur 4 ersichtlich ist, die Summe der positiven und negativen J^-Ausdrücke bildet und dann die Summe durch die Größe des J_Q-Ausdrucks dividiert, um das Entfernungsfehlersignal auf der Leitung 84 darzustellen. Wie zuvor schon gesagt, zeigt die Gegenwart von Ausdrücken höherer Ordnung an, daß ein Fehler in der Abschätzung der Zielobjektentfernung und der Laufzeit auf Hin- und Rückweg gemacht ist, so daß das Entfernungsabschätzungssignal nicht mit dem empfangenen Echosignal zusammentrifft. Im wesentlichen erscheint nur der J-i-Ausdruck für einen kleinen Fehler des Entfernungsabschätzungssignals. Weitere Bessel'sche Ausdrücke, wie beispielsweise die Ausdrücke J2 und J^ erscheinen bei zunehmend schlechterer Abschätzung der Zielobjektentfernung. Obwohl jedoch die Ausdrücke höherer Ordnung für einen entsprechenden Fehler des Entfernungsabschätzungssignals kennzeichnend sind, liefern die Ausdrücke J^ und J_Q eine ausreichend genaue Messung des Entfernungsfehlers für Frequenzmodulationsindizes des Modulators 44, welche gleich oder kleiner als Eins sind. Selbst für den Fall einer veränderlichen Radialgeschwindigkeit des Zielobjektes bewirkt die Kompensationswirkung der inneren Nachführungsschleife der Schaltung nach Figur 1 das Auftreten in erster Linie der Ausdrücke J₀ und Jj im Spektrum, nachdem die innere Nachführungsschleife die Kompensation vorgenommen hat. Man erhält also eine ausreichend genaue Darstellung des Fehlersignals bei Durchführung der Rechnung nur mit den Ausdrücken J^ und Jq.

Der Wähler 94 wählt den J_Q-Ausdruck und die beiden J^-Ausdrücke aus dem Fehlersignalspektrum aus, das von dem schnellen Fourierumformer 66 geliefert wird. Die Auswahl erfolgt durch Bestimmung der Spektrallinie mit der größten Amplitude, welche den JQ-Ausdruck darstellt. Die beiden J^-Ausdrücke sind dann die jeweils in gleichem Abstand dem JQ-Ausdruck benachbarten Ausdrücke, wobei der Abstand gleich Vielfachen der spektralen Auf-

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lösung des schnellen Fourierumformers oder des Abstandes der Ausgangssignalschlitze des Umformers 66 ist. Ist beispielsweise die spektrale Auflösung des Umformers gleich der Hälfte der Modulationsfrequenz, beträgt also im vorgenannten Beispiel bei einer Modulationsfrequenz von 100 Hz der Abstand zwischen den Ausgangssignalschlitzen des schnellen Fourierumformers 66 50 Hz, dann haben die J-i -Ausdrücke von dem Jq-Ausdruck einen Abstand entsprechend zwei Ausgangsfrequenzschlitzen. Hat der Umformer 66 eine bessere Frequenzauflösung mit einem Abstand der Frequenzschlitze von nur 25 Hz, dann entspricht der Spektrallinienabstand der Spektrallinien in dem Diagramm 88 von Figur 4 gleich dem Abstand von vier Frequenzschlitzen des Umformers 66. Bei Adressieren des Speichers 106 durch den Adreßgenerator 108 ist zu beachten, daß der Adreßgenerator 108 durch die Taktimpulse des Taktimpulsgebers 46 nach Figur 1 taktweise geschaltet wird, wie dies auch für den schnellen Fourierumformer 66 zutrifft, so daß der Adreßgenerator 108 einen jeweils gesonderten Signalschlitz in dem Speicher 106 entsprechend jedem Ausgangsfrequenz-Signalschlitz des schnellen Fourierumformers 66 adressieren kann. Während also die Spektrallinien der Reihe nach von dem schnellen Fourierumformer 66 der Schaltung 68 zur Abschätzung der Entfernungsabweichung dargeboten werden, wird jede derjenigen Spektrallinien, welche durch die Schwellenwertschaltung 90 gelangen, der Reihe nach in die Speicherschaltung 106 an Speicherplätzen eingespeichert, welche der Lage der Frequenzschlitze des Umformers 66 entsprechen. Nach einer Bestimmung der Adresse der größten Spektrallinie entsprechend dem Ausdruck J₀ werden die Adressen der beiden J-i-Ausdrücke dann in einfacher Weise dadurch erhalten, daß eine ganze Zahl zu der Adresse des Ausdruckes J₀ addiert und eine ganze Zahl von der Adresse des Ausdruckes Jq subtrahiert wird, wobei diese ganze Zahl gleich der vorerwähnten Zahl von Frequenzschlitzen zwischen benachbarten Spektrallinien des Diagramms 88 ist. Die ganze Zahl wird in Figur 4 durch die Bezeichnung k identifiziert.

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Die Spektrallinien, welche von der Schwellenwertschaltung 90 zu dem Speicher 106 weitergegeben werden, gelangen außerdem zu dem Schaltgatter 110 und der Vergleicherschaltung 114, welche die Größe jeder Spektrallinie mit der Größe der höchsten vorausgehend aufgetretenen Spektrallinie vergleicht. Die Größe der höchsten vorausgehend aufgetretenen Spektrallinie wird in dem Register 117 gespeichert. Wenn die Größe der jüngst aufgetretenen Spektrallinie diejenige der im Register 117 gespeicherten Spektrallinie übersteigt, so schaltet die Vergleicherschaltung 114 das Gatter 110 leitend, so daß die größere Spektrallinie in das Register 117 eingeschrieben wird und die zuvor eingespeicherte Spektrallinie aus dem Register 117 entfernt wird. Zusätzlich liefert das Schaltgatter 110 an das Register 118 die Adresse der jüngst aufgetretenen Spektrallinie, wobei diese Adresse dieselbe ist, wie sie von dem Adreßgenerator 108 gleichzeitig an den Speicher 106 geliefert wird. Die beiden Register 117 und 118 halten also sowohl die Größe als auch die Adresse der jeweils größten Spektrallinie gespeichert. Es sei daran erinnert, daß die Amplitude der größten Spektrallinie, nämlich der Ausdruck J₀, die Stärke des Echosignals repräsentiert, während die Lage der Spektrallinie oder des Ausdrucks Jq längs der Frequenzachse, gekennzeichnet durch die Adresse des Frequenzschlitzes des schnellen Fourierumformers 66, als Maß für die Dopplerfrequenz und die Entfernungsänderung des Zielobjektes ist. Zum Abschluß der Übertragung der Folge von Spektrallinien von der Schwellenwertschaltung 90 zu dem Speicher 106 bewirkt ein Taktsignal von dem Taktsignalgeber 46 nach Figur 1 eine Betätigung des Gatters 112 derart, daß die Adresse des JQ-Ausdrucks von dem Register 118 zu der Multiplizierschaltung 96 durchgelassen wird. Die Multiplizierschaltung 96 multipliziert dann die Adresse mit einem von der Signalquelle 98 bezogenen Maßstabsfaktor, um die Adresse in die Entfernungsänderungsinformation umzusetzen, welche auf der Leitung 86 auftritt, wie oben erwähnt, sowohl zu der Adresse als auch zur Dopplerfrequenz proportional ist.

Um die Adressen der beiden J^-Ausdrücke zu erhalten, muß die

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zuvor er.wähnte ganze Zahl k zu der Adresse des Jq-Ausdruckes [ addiert werden, um die Adresse des J-i-Ausdruckes zur rechten der J_o-Spektrallinie in dem Diagramm 88 zu erhalten, und muß > von der Adresse des JQ-Ausdruckes abgezogen werden, um die i Adresse des J-^-Ausdruckes zur linken der J₀-Spektrallinie des _: Diagramms 88 aufzufinden. Die ganze Zahl k wird von einer Digitalsignalquelle 124 bezogen, welche von einer Kodierschaltung : gebildet sein kann, um den Abstand der Spektrallinien im Dia- '■ gramm 88 entsprechend der Anzahl von Auflösungselementen oder Frequenzschlitzen des schnellen Fourierumformers 66 zwischen jeweils nebeneinanderliegenden Spektrallinien des Diagramms 88 einzustellen. Die Addierschaltung 121 zählt den Wert k zu der Adresse des Jg-Ausdruckes dazu, während die Addierschaltung den Wert k von der Adresse des J₀-Ausdruckes abzieht. Die Ausgangssignale der Addierschaltungen 121 und 122 sind die Adressen der J-j^-Ausdrücke, wobei diese Adressen in dem Register 119 gespeichert werden. Die Taktsignale von dem Taktsignalgeber 46 nach Figur 1 schalten das Register 119 so weiter, daß es den Speicher 106 adressiert, um die im Speicher 106 gespeicherten Jq- und J-i-Ausdrücke zu der Recheneinheit 92 hin herauszulesen. Die Recheneinheit 92 führt dann die vorerwähnte Rechnung mit den Spektralausdrücken durch, um auf der Leitung 84 schließlich das Entfernungsfehlersignal darzustellen. '

Figur 5 zeigt ein Blockschaltbild des Entfernungsnachführungsfilters 70 der Schaltung nach Figur.1, welches das auf der Leitung 84 dargebotene Entfernungsfehlersignal aufnimmt und die Entfernungsinformation auf der Leitung 126 abgibt. Das Filter 7 enthält die Summierschaltungen 129 und 130, die Multiplizierschaltungen 133 und 134, die Signalquellen 137 und 138 zur Einführung von Maßstabsfaktoren und die Integratoren 141 und 142. Die Bauteile des Filters 7 0 können entweder analog oder digital arbeiten. Im Falle einer analogen Wirkungsweise sind die Signale auf den Leitungen 84 und 126 als analoge Spannungen zu verstehen, welche Amplituden aufweisen, die den Entfernungsfehler bzw. die Entfernung wiedergeben. Die Summierschaltungen 129

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und 130 haben die Gestalt von Operationsverstärkern mit Summations-Eingangsanschlüssen. Die Multiplizierschaltungen 133 und 134 haben die Gestalt von Gewinnregelverstärkern, wobei die Maßstabsfaktoren von den Signalquellen 137 und 138 von analogen Spannungen gebildet werden, welche dem Gewinnregelanschluß der Verstärker zugeleitet werden. Die Integratoren 141 und 142 haben die Gestalt von Operationsverstärkern mit einem Kondensator im Rückkopplungszweig, so daß die Funktion eines Integrators erhalten wird.

Arbeiten die Bauteile des Filters 70 digital, so werden die Signale auf den Leitungen 84 und 126 in digitaler Form dargeboten, wobei sich versteht, daß die Recheneinheit 92 von Figur 4 auf der Leitung 84 ein entsprechendes Digitalsignal erzeugt. Die Summierschaltungen 129 und 130 haben dann die Gestalt von digitalen Addierschaltungen, die Multiplizierschaltungen 133 und 134 sind digitale Multiplizierschaltungen, die als Maßstabsfaktoren verwendeten Signale werden von Digitalsignalen gebildet und schließlich haben die Integratoren 141 und 142 die Gestalt irgend einer aus einer Vielzahl bekannter digitaler Integrierschaltungen, wie sie in Rechnern oder anderen digitalen Einrichtungen eingesetzt werden.

Das Filter 70 hat die Gestalt einer Filterschaltung zweiter Ordnung aufgrund der doppelten Integration, welche durch die Integratoren 141 und 142 vorgenommen wird. Der Integrator 141 weist einen Vorwärtskopplungszweig auf, der die Multiplizierschaltung 134 und die Summierschaltung 130 enthält. Das Signal auf der Ausgangsleitung 126 wird zu der eingangsseitigen Summierschaltung 129 rückgekoppelt, wobei das Ausgangssignal von dem Signal auf der Leitung 84 subtrahiert wird. Die Zeitkonstante und die Ansprechzeit des Filters 70 wird durch die Größe des Maßstabsfaktors der Signalquelle 138 gewählt, wobei dieser Maßstabsfaktor in der Multiplizierschaltung 134 mit dem über die Leitung 144 zugeführten Signal multipliziert wird. Der Gesamt-Verstärkungsgewinn der Schleife wird durch Einstellen der

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Größe des Maßstabsfaktors der Signalquelle 137 gewählt, wobei dieser Maßstabsfaktor in der Multiplizierschaltung 133 mit dem über die Leitung 146 zugeführten Signal multipliziert wird. Das auf der Leitung 126 auftretende Ausgangssignal des Filters 70 ist zu der Entfernung des Zielobjektes von der Antenne 28 nach Figur 1 proportional, wobei das auf der Leitung 126 auftretende Signal dem Wiedergabegerät 32 von Figur 1 zur Darstellung der Entfernung zugeleitet und dem Oszillator 80 zugeführt wird, um an der Leitung D eine Sinusschwingung mit einer Frequenz darzubieten, welche in der oben beschriebenen Weise zu der Entfernung proportional ist.

In Figur 6 ist das Entfernungsänderungs-Nachführungsfilter 72 als Blockschaltbild gezeigt. Hier wird das auf der Leitung 86 auftretende Entfernungsänderungssignal so gefiltert, daß für die eine Beachleunigungsabschätzung vornehmende Schaltung 74 nach Figur 1 auf der Leitung 148 ein entsprechendes gefiltertes Entfernungsänderungssignal zur Verfügung" steht. Das Filter 72 enthält eine Multiplizierschaltung 150, eine Signalquelle 152 zur Lieferung eines Maßstabsfaktors, eine Summierschaltung und eine Verzögerungseinheit 156. Die Bauteile des Filters 72 können entweder analog oder digital arbeiten, wie dies auch unter Bezugnahme auf das Filter 70 nach Figur 5 ausgeführt wurde. Nimmt man eine digitale Ausführung des Filters 72 von Figur 6 an, so erzeugt die Verzögerungseinheit 156 eine Verzögerung gleich dem Gruppenintervall wie zuvor im Zusammenhang mit der Abtastgeschwindigkeit des schnellen Fourierumformers 66 nach Figur 1 ausgeführt wurde. Man sieht also, daß das auf der Leitung 86 auftretende Signal durch die Summierschaltung 154 mit dem zuvor aufgetretenen Signal summiert wird, welches durch die Verzögerungseinheit 156 verzögert worden ist. Außerdem wird das zuvor aufgetretene Signal vor der Einführung in die Summierschaltung 154 durch die MultipLizierschaltung 150 mit einem Maßstabsfaktor multipliziert, welcher von der Signalquelle 152 bezogen wird. Der Maßstabsfaktor ist kleiner als Eins., so daß die zuvor aufgetretene Tastung in der Amplitude verkleinert

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wird, bevor sie zu der gegenwärtigen Tastung auf der Leitung 86 , in der Summierschaltung 154 summiert wird. Der Vorgang setzt sich fort, wobei die zuvor erhaltene Summe maßstabsverändert und i mit der nächsten auf der Leitung 86 auftretenden Tastung aufsum- | miert wird. Der Aufbau des Filters 72 wird manchmal als "one pole"-Integrator bezeichnet.

Anhand von Figur 7 soll schließlich die Schaltung 74 zur Ab- j Schätzung der Beschleunigung erläutert werden. Hier wird die Ableitung des am Eingang über die Leitung 148 aufgegebenen Entfernungsänderungssignals gebildet und an der Ausgangsleitung abgegeben. Die Schaltung 74 enthält zwei Verzögerungseinheiten 161 und 162, zwei Summierschaltungen 165 und 166, zwei Multiplizierschaltungen 169 und 170 und zwei Signalquellen 173 und 174 zur Einführung von Maßstabsfaktoren, welche von den Multiplizierschaltungen 169 und 170 benötigt werden. Die Summierschaltung 165 bildet die Differenz zwischen einer Tastung des Entfernungsänderungssignals und der vorausgehenden Tastung des Entfernungsänderungssignals. Die Verzögerung der Verzögerungsschaltung 161 sowie auch die Verzögerung der Verzögerungsschal— tung 162 stimmen mit der durch die Verzögerungsschaltung 156 nach Figur 6 eingeführten Verzögerungszeit überein. Der durch die Signalquelle 173 eingeführte Maßstabsfaktor ist zum Reziprokwert des Gruppenintervalls proportional, so daß nach Multiplikation des Summensignals vom Ausgang der Summationsschaltung 165 mit dem Maßstabsfaktor der Signalquelle 173 in der Multiplizierschaltung 169 die Summe, welche in der Summierschaltung 165 gebildet worden ist, effektiv durch die Zeitdauer des Gruppenintervalls dividiert worden ist. Das Ausgangssignal der Multiplizierschaltung 169 hat also die Form der Ableitung der Entfernungsänderung, wobei diese Ableitung als das Verhältnis der Differenz der beiden Tastungen der Entfernungsänderung dividiert durch das Zeitintervall zwischen den beiden Tastungen zu erkennen ist. Die Summierschaltung 166, die Verzögerungseinheit 162, die Multiplizierschaltung 170 und die Signalquelle 174 stimmen mit den entsprechenden Bauteilen des

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Filters nach Figur 6 überein und haben entsprechende Wirkungsweise. Das Ausgangssignal der Schaltung 75, welches auf der Leitung 158 dargeboten wird, ist also die gefilterte Ableitung der Entfernungsänderung entsprechend dem über die Leitung 148 eingegebenen Signal.

Betrachtet man nun wieder Figur 1, so erkennt man, daß das Entfernungsänderungssignal, welches auf der Leitung auftritt und die Ableitung dieses Signales, die auf der Leitung 158 ansteht, zur Darstellung der Entfernungsänderung oder der Zielobjektgeschwindigkeit und deren Ableitung, nämlich der Zielobjektbeschleunigung, dem Wiedergabegerät 32 zugeleitet werden. Das Vorzeichen des die Zielöbjektbeschleunigung repräsentierenden Signales auf der Leitung 158 wird von dem Inverter 76 Invertiert, um eine Kompensation bezüglich der Beschleunigung in dem Mischer 62 vorzunehmen. Der Überstreichungsfrequenzgenerator 78 liefert ein Sinussignal mit einer Frequenz, welche zeitabhängig linear verändert wird, wobei die Überstreichungsgeschwindigkeit proportional zu der Amplitude des Signales ist, welches von dem Inverter 76 einem Steueranschluß des Generators 78 aufgeprägt wird. Bei Abwesenheit einer Zielobjektbeschleunigung ist die Geschwindigkeit der Frequenzverschiebung oder Frequenzüberstreichung des Generators 78 Null mit dem Ergebnis, daß die Ausgangsfrequenz des Generators 78 konstant bleibt. Wenn sich das Zielobjekt von der Antenne 28 entfernt oder sich der Antenne 28 nähert, so wird die Wirkung der Radialbeschleunigung auf das Entfernungsabschätzungssignal am Ausgangsanschluß des Mischers 62 durch die Frequenzverschiebung des Generators 78 kompensiert. Aufgrund der Kompensation breiten sich die Energien der Spektralausdrücke, welche von dem Umformer 66 auf der Leitung 82 abgegeben werden, welche in dem Diagramm 88 nach Figur dargestellt sind, nicht in benachbarte Frequenzschlitze des Umformers 66 hinaus aus, mit dem Ergebnis, daß die Komponenten oder Ausdrücke Jq und J·^ vorherrschen und

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die Bildung eines definierten Fehlersignals auf der Leitung 84 ermöglichen, um die äußere Rückführungsschleife so zu betreiben, daß sich die gewünschte Entfernungsinformation auf der Leitung 126 und ein entsprechender Frequenzversatz auf der Leitung D einstellt. Das Spektrum der Differenz zwischen der Entfernungsabschätzung und dem Echosignal wird also dazu verwendet, die Entfernungsinformation, die radiale Geschwindigkeitsinformation und die Radialbeschleunigungsinformation bezüglich des Zielobjektes zu ermitteln.

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Claims

j - Patentansprüche

Einrichtung zur Bestimmung der Daten eines Signalausbreitungsweges, insbesondere nach dem Rückstrahlprinzip arbeitendes Meßsystem, mit einer ein frequenzmoduliertes Sendesignal erzeugenden Sendeeinrichtung, einer das Sendesignal nach der Aussendung : empfangenden Empfangseinrichtung und Mitteln zur unmittelbaren ' Kupplung einer Wiederholung des Sendesignals von der Sendeeinrichtung zur Empfangseinrichtung, dadurch gekennzeichnet, daß die Empfangseinrichtung eine Kombinationsschaltung (61), in welcher das von der Empfangseinrichtung aufgenommene Empfangssignal (B) mit einem vom wiederholten Sendesignal (A) durch Modifikation abgeleiteten Signal zur Bildung eines Kombinationssignales überlagert wird, sowie einen Analysator (64, 66) enthält, welcher von dem Kombinationssignal dessen Spektrum entsprechende Spektralliniensignale ableitet und daß eine Modifizierungsschaltung (68, 70, 80, 83; 68, 72, 74, 76, 78, 62) vorgesehen ist, welche an den Analysator angeschlossen ist, auf die relativen Größen der Spektralliniensignale anspricht und abhängig davon das wiederholte Sendesignal zur Bildung des abgeleiteten Signals so modifiziert, daß dessen Modulation, mit derjenigen des Empfangssignals zur Übereinstimmung gebracht wird, wobei die Modifizierungsschaltung die gesuchten Daten des Signalausbreitungsweges liefert.
2. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzmodulation des Sendesignales eine periodische Frequenzmodulation, insbesondere nach einer Sinusfunktion, ist, derart, daß das Frequenzspektrum ein Linienspektrum ist.
3. Einrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Modifizierungsschaltung Vergleichseinrichtungen (68, 114)

λ 3Q 3.8 961

zum Vergleich der Größe einer Spektrallinie mit der einer anderen Spektrallinie enthält.
4. Einrichtung nach Anspruch 3, bei welcher die Sendeeinrichtung das Sendesignal auf ein Zielobjekt hin aussendet und die Empfangseinrichtung das Empfangssignal als Echosignal vom Zielobjekt her empfängt, dadurch gekennzeichnet, daß die Modifizierungsschaltung Multiplikationseinrichtungen (62, 63) zum Multiplizieren des wiederholten Sendesignales (A) mit vom Ausgang des Analysators (64, 66) abgeleiteten Kompensationssignalen (78, D) im Sinne einer Regelung des Einflusses einer Zielobjektbewegung in den Kombinationssignalen auf Null enthält.
5. Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4/ dadurch gekennzeichnet, daß die Kombinationsschaltung (61) eine Multiplikationseinheit zum Multiplizieren des Empfangssignales (B) mit dem modifizierten wiederholten Sendesignal enthält, wobei der Ausgang der Multiplikationseinheit mit dem Analysator (64, 66) verbunden ist.
6. Einrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Multiplikationseinheit (61) eine Mischeranordnung ist, welche an den Analysator (64, 66) die Differenz der Frequenzen des Empfangssignales (B) und des modifizierten Sendesignales abgibt.
7. Einrichtung nach einem der Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Modifizierungsschaltung ein.Entfernunqssignal (126, D) proportional der Entfernung und ein Entfernungsänderungssignal (148; 158, 78) bezüglich des Zielobjektes (30) darbietet.

130Q 17708 5 9"
8. Einrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Modifizierungsschaltung von dem Entfernungsänderungssignal (148) gesteuerte Schaltitiittel (74, 76, 78), welche ein frequenzüberstreichendes Signal bilden, dessen Frequenzüberstreichungsgeschwindigkeit proportional der Ableitung der Entfernungsänderung ist, sowie Mischer (63, 62) enthält, welche das Entfernungssignal bzw. das frequenzüberstreichende Signal aufnehmen um damit zur Kompensation das wiederholte Sendesignal (A) zu modifizieren.
9. Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Analysator einen Fourierumformer (66) enthält, welcher die Spektralliniensignale abgibt, von denen mittels einer Recheneinheit (92) das Verhältnis der Summe zweier Spektralliniensignale des untersuchten Spektrums, dividiert durch die Größe eines größeren, dazwischenliegenden Spektralliniensignales gebildet wird, wobei eine Adresse oder eine Lageinformation bezüglich der größeren Spektrallinie proportional zu einer Änderungsgeschwindigkeit der Länge des Signalausbreitungsweges ist, während der das vorgenannte Verhältnis darstellende Quotient proportional zu einem Fehler der Übereinstimmung zwischen dem Empfangssignal und dem modulierten wiederholten Sendesignal ist.
10. Einrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Modifizierungsschaltung Schaltmittel (74) enthält, welche auf eine Frequenz entsprechend der größeren Spektrallinie zur Erzeugung eines Signales ansprechen, welches proportional zur zweiten Ableitung der Länge des Signalausbreitungsweges ist und dann von diesem Signal Schaltmittel bzw. die Schaltmittel zur Erzeugung eines frequenzüberstreichenden Signales (78) gesteuert werden, wobei die Frequenzüberstreichungsgeschwindigkeit proportional zu dem die zweite Ableitung der Länge des Signalausbreitungsweges darstellenden Signal sind.

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11. Einrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Modifizierungsschaltung einen Mischer (62) zum Mischen des frequenzüberstreichenden Signales (78) mit dem wiederholten Sendesignal (A) enthält.
12. Einrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Modifizierungsschaltung ein Filter (70) zweiter Ordnung und einen daran angeschlossenen Oszillator (80) veränderbarer Frequenz enthält, daß ein Signal proportional dem Verhältnis der Summe zweier Spektrallinien des untersuchten Spektrums dividiert durch die Größe der grösseren, dazwischenliegenden Spektrallinie an das Filter zweiter Ordnung angekoppelt wird, um den frequenzveränderbaren Oszillator zu betreiben, so daß er ein Signal mit einer Frequenz abgibt, die zur Länge des Signalübertragungsweges proproportional ist, wobei dieses Ausgangssignal des Oszillators mit dem wiederholten Sendesignal in einem Mischer (63) gemischt wird.

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