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DE3030790T1 - Semiconductor circuit for voltage conversion - Google Patents

Semiconductor circuit for voltage conversion

Info

Publication number
DE3030790T1
DE3030790T1 DE803030790T DE3030790T DE3030790T1 DE 3030790 T1 DE3030790 T1 DE 3030790T1 DE 803030790 T DE803030790 T DE 803030790T DE 3030790 T DE3030790 T DE 3030790T DE 3030790 T1 DE3030790 T1 DE 3030790T1
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
voltage
gate electrode
capacitor
terminal
transistor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
DE803030790T
Other languages
English (en)
Other versions
DE3030790C2 (de
Inventor
H Boll
D Lynes
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
AT&T Corp
Original Assignee
Western Electric Co Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Western Electric Co Inc filed Critical Western Electric Co Inc
Publication of DE3030790T1 publication Critical patent/DE3030790T1/de
Application granted granted Critical
Publication of DE3030790C2 publication Critical patent/DE3030790C2/de
Granted legal-status Critical Current

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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
    • H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
    • H03K3/353—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of field-effect transistors with internal or external positive feedback
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
    • H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/06—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider
    • H02M3/07—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider using capacitors charged and discharged alternately by semiconductor devices with control electrode, e.g. charge pumps
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
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Description

Halbleiterschaltung für Spannungswandlung
Technisches Gebiet der Erfindung
Diese Erfindung bezieht sich auf das Gebiet der Halbleitervorrichtungen, insbesondere auf MOS-(Metall-Oxid-Halbleiter-)Schaltungen für Spannungswandlung.
Hintergrund der Erfindung
Bei vielen praktischen Anwendungsfällen mit in MOS-Technologie ausgelegten elektrischen Schaltungen, so z. B. MOS-Speicherschaltungen und -Logikschaltungen, ist es wünschenswert, eine auf dem Chip ausgebildete MOS-Schaltung zum Vervielfachen oder Erhöhen ("Boosting") einer angelegten externen Spannung zu haben. Beim Stand der Technik sind solche Spannungs-VervieIfacherschaltungen in Form von "Jacobs ladders" (siehe z. B. John Markus, Electronic Circuits Manual, Seite 139: "DC Voltage Converter") ausgebildet, sowie als Schaltungen, in denen Kondensatoren abwechselnd parallel und in Serie geschaltet werden, wobei während der Parallelschaltungsphase an jeden Kondensator eine externe Spannung angelegt wird (siehe z. B. L. M. Braslavskii u. a., "Means of Transformerless Secondary Power Sources", Instruments and , Experimental Techniques, Band 20, Nr. 4, Seiten 1132-1140, und Seiten 1138-1139). Jedoch leiden diese bekannten
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ι-
Methoden unter unerwünschten Schwellenspannungsabfällen an den in diesen. Schaltungen verwendeten verschiedenen MOS-Dioden, wodurch das Ausmaß der Spannungsvervielfachung unerwünscht herabgesetzt wird oder wodurch umgekehrt die benötigte Anzahl von Kondensatoren und damit die für eine gegebene gewünschte Spannungsabgabe benötigte Halbleiterchipfläche ansteigen, sowie unerwünschter Leistungsverlust verursacht wird. Es wäre daher wünschenswert, eine in MOS-Technologie ausgelegte Spannungsvervielfacherschaltung zu haben, die diese dem Stand der Technik anhaftenden unerwünschten Merkmale vermeidet.
Zusammenfassung der Erfindung
■m '.'..·.■■■
Gemäßoder. Erfindung enthält eine Stufe (Fig. 1) einer
Spannungswandlerschaltung einen Kondensator (C-), der über die Source-Drain-Pfade eines Paares von MOS-Transitorschaltern (M3, M5) an einen separaten ersten und zweiten Spannungsquellenanschluß (Masse, V1) angeschlossen ist zum abwechselnden Anschalten und Trennen des Kondensators (C.) an, bzw. von dem ersten und zweiten Spannungsquellenanschluß (Masse,V-), ein Anschluß des Kondensators ist außerdem über den Source-Drain-Pfad eines in Serie ger J schalteten MOS-Transistors (M1) an einen zweiten Spannungs^- quellenanschluß (V,) angeschlossen, die Gate-Elektrode des in Serie geschalteten Transistors (M1) ist an einen weiteren MOS-Transistorschalter (M4) angeschlossen, um
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den in Serie geschalteten Transistor (M-) abwechselnd ein- und auszuschalten; die Stufe ist dadurch gekennzeichnet, daß dieSchaltung weiterhin eine von dem weiteren Anschluß des Kondensators C1 über eine Last(M„) zurück zu der Gate-Elektrode des in Serie geschalteten MOS-Transistors .(Μ.) laufende Rückkopplungsschleife enthält. Diese Last (M9) wird vorteilhaft durch den Source-Drain-Pfad eines MOS-Transistors gebildet, dessen Gate-Elektrode über den Source-Drain-Pfad des MOS~Transistorschalters
(M-.) an einen Spannungsquellenanschluß und an einen ο
zweiten, kleineren Kondensator (C2) angeschlossen ist, dessen anderer Anschluß an die Gate-Elektrode des in Serie geschalteten Transistors (M1) angeschlossen ist. Da es der Kondensator C1 ist, der die meiste Halbleiterwaferflache verbraucht, wird die von den zusätzlichen Elementen dieser Erfindung verbrauchte Extrafläche durch die höhere Ausgangsspannung mehr als kompensiert, besonders bei mehrstufigen Ausführungsformen (Fig. 3) dieser Erfindung,
Kurze Beschreibung der Zeichnung
Diese Erfindung kann, zusammen mit ihren Zielen, Merkmalen und Vorteilen besser verstanden werden aus der folgenden detaillierten Beschreibung, wenn diese gelesen wird in Verbindung mit den Zeichnungen, in denen '.·>
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ς ·
Fig. 1 ein schematisches Schaltungsdiagramm einer in MOS-Technologie ausgelegten Spannungswandler-Schaltungsstufe gemäß einem speziellen Ausführungsbeispiel der Erfindung ist,
Fig. 2 ein schematisches Schaltungsdiagramm einer in MOS-Technplogie ausgelegten Spannungswandler-Schaltungsstufe gemäß einem weiteren speziellen Ausführungsbeispiel der Erfindung ist, und
Fig. 3 ein schematisches Schaltungsdiagramm eines in MOS-Technologie ausgelegten Spannungsvervielfachers gemäß einem noch weiteren speziellen Ausführungsbeispiel· der Erfindung ist.
Detaillierte Beschreibung
Eine in MOS-rTechnologie ausgelegte Spannungswandler-Schaltungsstufe JJ) ist wie folgt ausgestaltet (Fig. 1): Ein Eingangsanschluß 11 ist über den Drain-Source-Pfad eines ersten, in Serie geschalteten MOS-Transistors M., der mit einem ersten, relativ großen MOS-Kondensator C. in Reihe geschaltet ist, an einen Ausgangsanschluß 13 · angeschlossen. Eine Rückkopplungsschleife enthält den Drain-Source-Pfad eines zweiten, Rückkopplungs-MOS-Transistors M2, der zwischen den Ausgangsanschluß 13 und die Gate-
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Elektrode des ersten MOS-Transistors M. geschaltet ist. Der Gate-Elektrodenanschluß 15 des zweiten MOS-Transistors M- ist über einen relativ kleinen Rückkopplungskondensator C2 an seinen Source-Anschluß 14 geschaltet. Hilfs-MOS-Schalttransistoren M-,, M. , Mc und M, werden durch eine periodische Taktimpuls-Eingangsfolge 0 (für M- und M4) und für MR und M) gesteuert. Die Folgen 0 und sind mit Ausnahme der Spannungspegel identisch, da sie sich für das periodische und gleichzeitige "Ein"- und "Aus"-schalten all dieser Hilfs-Schalttransistoren M3, M4, M und M, eignen. Sämtliche Transistoren M.-Mg sind typischerweise vom N-MOS-Anreicherungstyp. Auf diese Weise werden die beiden Kondensatoren (C. , C3) von diesen Hilfs-Schalttransistoren periodisch abwechselnd an eine auf Mas® bezogene Ladespannung V von typischerweise etwa +5VoIt (N-MOS) bezüglich Masse angeschlossen und davon getrennt. Als Ergebnis wird der in Serie geschaltete Transistor M.. auf Grund der an seine Gate-Elektrode angelegten Rückkopplungsspannung, die über den Rückkopplungstransistor M„ zugeführt wird, "ein"-geschaltet, wenn diese Kondensatoren von der Ladespannung V getrennt werden. Somit legt M1 eine Eingangsspannung V„ an einen Anschluß (12) des ersten Kondensators (C1) und hebt das Potential des Ausgangsanschlusses 13 auf die Eingangsspannung zuzüglich der Ladespannung (V_ +V1) an. Bei N-MOS-Technologie ist V2 positiv.
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- X-
3Q3079Q
Das Ausgangspotential (V_ + V1) kann (anstelle von V2) als die Eingangsspannung einer ähnlich aufgebauten zweiten Spannungswandler-Schaltungsstufe verwendet werden, wodurch die Ausgangsgröße dieser zweiten Stufe (V2 + 2V1)wird; dies kann für so viele Stufen fortgesetzt werden, wie erwünscht sind. Wie weiter in Fig. 2 gezeigt ist, kann die gesamte Schaltung 2_0^ in ein einzelnes Halbleitersubstrat integriert werden, das mit einer Spannung V3 von typischerweise -5 Volt (Sperr-Gatevorspannung) vorgespannt wird.
Während des Betriebs schaltet die Taktphasenfolge 0 die Hilfs-MOS-Transistören M,, M-, B1- und M, ab-
wechselnd "ein" und "aus". Dadurch werden die Anschlüsse 12 und 14 abwechselnd auf Massepotential geschaltet, bzw. von Massepotential getrennt, wohingegen die Anschlüsse 13 und 15 durch das "Ein"- und "Aus"-Schalten an eine Ladespannung V1 von typischerweise +5 Volt bei N-MOS-Technologie geschaltet, bzw. von dieser Spannung getrennt werden (die Halbleiter^- substrat-Vorspannung liegt bei etwa -5 Volt). Während der "Lade"-Phase, wenn 0 die Transistoren M3 , M4, M5 und Μ,, "ein"-schaltet, ist der Serientransistor M.. "aus", da seine Gate-Elektrpde und der Drain-Anschluß 12 beide an Masse liegen und die Spannung V2 am Anschluß 11 ' niemals negativ ist.
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Folglich wird während der Ladephase der Kondensator C. von dem Eingangsanschluß 11 getrennt. Vorteilhaft ist jeder der Kondensatoren C1 und C~ durch einen MOS-Transistor qebildet, dessen Source permanent an seinen Drain angeschlossen ist und dessen Gate-Elektrode während der Ladephase an V1 liegt. Außerdem ist während dieser Ladephase das Potential sowohl an der Gate-Elektrode als auch dem Drain des Rückkopplunqstransistors M~ qleich V1, während das Potential an der Source dieses selben Transistors dem Massepotential entspricht; daher ist der Transistor M~ dann "ein"-geschaltet und unterstützt den Spannungsabfall an seinem Source-Drain-Pfad (Kanal). Folglich
ä : ■■ ■■
werden während der Ladephase beide .Kondensatoren C. und Cy auf eine Spannung von V1 aufgeladen. Genau nach dem Ende der Ladephase werden alle Hilfs-Transistoren M,, M., Mj. und M, "aus"-qeschaltet, wodurch die Anschlüsse 12 und 14 von Masse und die Anschlüsse 13 und 15 von V1 getrennt werden. Weiterhin reicht zu dieser Zeit die positive Ladunq auf der Gate-Elektrode des Rückkopplungskondensators C- noch aus, um den nunmehr schwimmenden Anschluß 15 auf dem Potential V zu halten, während die / positive Ladung auf der Gate-Elektrode des großen Kondensators C1 noch ausreicht, den nunmehr schwimmenden Anschluß 13 auf dem Potential V1 zu halten? der Rückkopplungstransistor M1 bleibt daher im "Ein"-Zustand, wobei der Anschluß.14 Massepotential hat. Als Ergebnis fließt positive
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-3-
Ladung durch M2 zum Anschluß 14, wodurch das Potential an diesem Anschluß 14 angehoben wird. Wenn genau nach dem Ende der Ladephase ein kurzes Zeitintervall so verstrichen ist, steigt also das Potential am Anschluß 14 auf die Schwellenspannung des in Serie geschalteten Transistors M1 an; dadurch wird M1 "ein"-geschaltet, da V1 positiv ist (bei N-MOS-Technologie) und das Potential am Anschluß 12 zu der Zeit dem Massepotential entspricht. Somit steigt im Ergebnis das Potential am Anschluß 12 auf V2 an.
Andererseits verbleibt der Spannungsabfall an C1 im wesentlichen bei V1, da C1 so viel größer ist als die parasitäre Kapazität des Anschlusses 14 gegen Masse, und deshalb fließt lediglich eine vernachlässigbare Ladungsmenge von der Gate-Elektrode von C. über M2 zu diesem Anschluß 14; daher steigt das Potential am Ausgangsanschluß 13 praktisch vollständig auf V.. + V ' an, das gleiche gilt für das Potential am Anschluß 14; das Potential am Anschluß 15 hingegen steigt an auf (V1 + V2) + V1 = (V2+2V1). Folglich bleibt M2 - wie auch M1 - "ein"-geschaltet (da die Schwellenspannungen beide kleiner sind als V1) bis zum Beginn der genau nächsten "Lade"-Phase, wenn M^, Mi, L und JL wiederum "ein"-geschaltet werden. Es ist das Ansteigen des Potentials am Äusgangsanschluß 13 auf (V1VV-), das charakteristisch ist für. einen"Spannungsaddierer" oder
■ ■' U i- ί 130612/0020
* /it} -
- yl -
eine Stufe eines "Spannungsvervielfachers", was beide Formen von Spannungswandlern sind.
Aus der obigen Beschreibung des Betriebs ist ersichtlich, daß der Rückkopplungstransistor M2 die Form eines Lastelements geeigneter Impedanz annehmen könnte, was den Kondensator C0 und seinen Hilfstransistor M, ent-
2 6
behrlich machte. Ein solches Lastelement könnte ein einfacher Widerstand sein oder ein MOS-Transistor vom Verarmungstyp, dessen Drain bleibend an seine Gate-Elektrode angeschlossen ist.
Fig. 2 zeigt eine erste Schaltungsstufe 20 einer Spannungsvervie.lfacher-MOS-Schaltung gemäß einem weiteren speziellen Ausführungsbeispiel der Erfindung. Elemente, die den Schaltungen nach Fig. 1 und 2 gemeinsam sind, wurden mit denselben Bezugszahlen versehen. Grundsätzlich ist die Schaltungsstufe 20 gemäß Fig. 2 die gleiche wie die zuvor beschriebene Stufe 10 gemäß Fig. 1, mit der Ausnahme, daß die Steuerschaltung zum Bereitstellen der Takteingangsfolgen 0 und in Fig. 2 detaillierter gezeigt ist.
In der Schaltung 2jO_ werden die beiden Werte V1 und V_ aus Gründen der Zweckmäßigkeit und Vereinfachung beide zu . +5 Volt (N-MOS-Technologie) genommen. Die Halbleitersubstrat-Vorspannung beträgt typischerweise -5 Volt (Sperr-Gate-Vörspannung); es könnte jedoch jede Substrat-Vorspannung zwischen -5 Volt und Massepotential verwendet werden. Die
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Takteingangsfolge 0, wie sie in Fig. 2 angedeutet ist, wird in der Form einer 5-Volt-Impulsfolge an einen Takteingangsanschluß 21 gelegt. Die Impulsfolge hat typische Anstiegs- und Abfallzeiten von 50 Nanosekunden und Impulsdauern von 20 0 Nanosekunden, wodurch die eine Taktperiodendauer von 500 Nanosekunden geschaffen wird, d. h., ein Takt mit einer Frequenz von 2 Megahertz. Die Takteingabe am Anschluß 17 beträgt somit während jeder "Lade"-Phase, wenn die Hilfs-Schalttransistoren "ein"-geschaltet werden, +5 Volt, sie beträgt 0 Volt (Massepotential), wenn diese Transistoren "aus"-geschaltet werden. Zu der Schaltung 2£ wurde (im Vergleich zur Schaltung TiO) ein MOS-Kondensator C3 zusammen mit einem Paar Steuer-MOS-Transistoren M_ und M0 zu dem Zweck hinzugefügt, für die Folge Spannungspegel sicherzustellen, die zum abwechselnden "Ein" und "Aus" der Transistoren M1- und Mfi geeignet sind. Das Problem des Sicherstellens dieser richtigen Spannungspegel ergibt sich aus der Tatsache, daß während der Phase, in der die Hilfs-Schalttransistoren M5 und Mg "aus"-geschaltet sind, die Spannung am Ausgangsanschluß 13 auf (V2 +V1) und die am Anschluß 15 auf (V + 2V1) ansteigt, wodurch die Schwellenspannungen der Transistoren M5 und Mfi für das nachfolgende "Ein"-schalten auf einen Viert etwas ober- ' s halb von V1 = 5 Volt ansteigen, typischerweise auf etwa 6 Volt. Folglich erhöht der Kondensator C, (in Kombination
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* η-
-Vt-
mit M7) die Taktimpulseingangsgröße am Anschluß 17 auf Grund des Bootstraps-Effekts auf eine Spannung, die weit genug über 5 Volt liegt, um die Transistoren M5
und M, "ein"-zuschalten,
b
Wenn z. B. nach den ersten wenigen oder mehreren Zyklen des Takts 0 an dem gepulsten Spannungs-Takteingangsanschluß 17 der Takt 0"niedrig" ist, typischerweise 0 Volt hat, bringt (der als Diode wirkende) Transistor M7 die Spannung am Anschluß 16 (Gate-Elektrode von C~) auf einen Pegel von typischerweise 4 Volt, d. h., V1 (= 5 Volt) abzüglich des Schwellenwertes von M7(=1 Volt), und zwar genau vor dem Beginn jeder "Lade"-Phase. Wenn danach der Takt "hoch" , d. h. auf +5 Volt geht, erhöht der Kondensator C, die Spannung am Anschluß 16 auf Grund des Bootstraps-Effekts typischerweise auf etwa (4+5) oder 9 Volt, was mehr als ausreichend ist, um das "Ein"-Schalten der Hilfs-Transistoren M5 und Mg zu gewährleisten. Noch später dann, wenn der Takt 0 "niedrig" wird, d. h. auf 0 zurückgeht, kehrt die Spannung am Anschluß 16 auf V1 abzüglich des Schwellenwertes von M7 zurück, wodurch wiederum die Hilfs-Transistoren M5 und M "aus"-geschaltet werden.
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- 3*5 -
Der Transistor M0 hat den Zweck, zu verhindern, daß die
Spannung am Anschluß 16 oberhalb der Spannung V. zuzüglich eines Schwellenwertes von Mg verbleibt, wenn der Takt 0 "niedrig" wird, d. h., wenn der Anschluß 16 eine Spannung aufweisen soll, die sich zum "Aus"-schalten der HilfsTransistoren Mr und Mg eignet. Dieses Problem (, daß die Spannung am Anschluß 17 zu hoch bleibt, wenn der Takt auf "niedrig" geht,) ist besonders akut, wenn die durch den Anschluß 16 mit dem Ausgangsanschluß 13 gebildete Uberlappungskapazität einschätzbar ist, was schwerwiegender wird durch das Vorhandensein vieler Stufen und somit von mehr Uberlappungskapazität, sowie selbst durch höhere Spannung am Ausgangsanschluß 13 auf Grund der vielstufigen Spannungsvervielfachung. Geht der Takt 0 "hoch", wird der Transistor Mg "ein"-geschaltet und dient damit zum Vermindern der Spannung am Anschluß 16 auf etwa V1 zuzüglich eines Schwellenwerts von M„, oder auf etwa 6 Volt. Wenn somit der Takt 0 anschließend "niedrig" wird, geht die Spannung am Anschluß 16 plötzlich um etwa 5 Volt, d. h. um die Taktimpulshöhe von 0, herunter auf eine Spannung von geringfügig mehr als einem Volt. Dies ist niedrig genug, um die Transistoren M5 und Mß "aus"-zuschalten, selbst bei Vorliegen einer durch den Anschluß 17 und den Ausgangsanschluß 13 gebildeten überlapplungskapazität, solange diese Uberlappungskapazität klein ist im Vergleich zur Kapazität des Bootstrap-Kondensators C5.
■J
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Fig. 3 zeigt eine vierstufige Spannungsvervielfacherschaltung. Entsprechende Elemente (nicht notwenigerweise mit identischen Parametern) nachfolgender Stufen werden mit den gleichen Bezugszahlen oder um zehn erhöhten Indizes markiert. Am Ausgangsanschluß 4 3 der vierten Stufe gibt ein Ausgangstransistor M,-4 nur während der Phasen von 0, wenn sämtliche Stufen zueinander in Serie geschaltet sind und die Eingangsspannung V„ am Eingangsanschluß 11 ansteht, d. h., wenn die Transistoren M1, M11, M21 , M31 und M54 sämtlich "eingeschaltet sind, die Vervielfacher-Ausgangsgröße (V„+4V1) oder typischerweise .(5+4x5 =) 25 Volt an einen Ausgangskondensator (C1-I) an dem Vervielfacher-Ausgangsanschluß 61. Der Ausgangstransistor M^4 dient dazu, die Ausgängsgröße mit dem gewünschten vervielfachten Spannungspegel unmittelbar nach der Ladephase ohne Verlust irgendeiner Schwellenspannung zu liefern. Ein Widerstand R51 repräsentiert ein Lastelement als Gebrauchsvorrichtung, die Ladung aus Cc1 leitet und diese Ladung an den Masseanschluß transportiert. Zusätzliche Ausgangstransistoren M^1 , M1.„ und M„ liefern in ähnlicher Weise die Ausgangsgröße der ersten, zweiten und dritten Stufe an den Vervielfacher-Ausgangsanschluß 61, und zwar nur mit dem Zweck, die Einschwingvorgänge zu beschleunigen mit dem Schaffen einer Ausgangsgröße von den früheren Stufen niedriger Impedanz, obgleich unterhalb des gewünschten letztlichen
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Ausgangsspannungspegels. Jedoch ist der zuletzt genannte Zweck optional, so daß diese Transistoren H--, M1^2 und M53 fortgelassen werden können und an den Vervielfacher-Ausgangsanschluß 61 lediglich der Äusgangstransitor M,-^ und der Ausgangskondensator C5V angeschlossen werden.
Lediglich zu Zwecken der Erläuterung folgt ein Beispiel für die verschiedenen Parameter der Bauteile in Fig. 3 in N-MOS-Technologie (Gegenwirkleitwerte der Transistoren, Kapazitäten der Kondensatoren und Widerstandswerte der Widerstände):
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12 3030790
M1 - C21 * 2
2000 Mikroampere/Volt
M2 = 25
M3 22 6750
M4 = 250
M5 = 6750
"6 = 25
M7 25
"δ 25
"ll = 1500
"l2 = 25
"l3 = 2250
"l4 = 250
"l5 = 2250
"l6 " 25
"21 = 1000
"22 β 25
"23 = 750
"24 - 250
M =
"25		 750
"26 = 25
"31 = 1000
M = 25
32
H33 * 250
H34 - 250
Moc 500
35
"36 * 25
"51 - 500
"52 " 500
"53 = 500
"54 S 500
ci - 270pf
C2 - 1
C3 - 30
Cll = 90
C 1
30
1
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C31 - ίο
C32 - 2
C51 - 100
R51 = 10 megohm
Obgleich diese Erfindung im einzelnen an Hand spezieller Ausführungsformeη beschrieben wurde, können verschiedene Modifikationen vorgenommen werden, ohne den Rahmen der Erfindung zu verlassen. Beispielsweise kann anstelle von N-MOS aus P-MOS (P-Kanal-)Technologie verwendet werden mit Polaritätsumkehr der verschiedenen der Schaltung zugeführten Spannungen. Weiterhin kann beispielsweise, obgleich das Verhältnis der Kapazitäten C^C11 gleich 270/90=3 bei dem obigen Beispiel ist, dieses Verhältnis bis auf 1,2 verkleinert werden, allerdings unter Inkaufnahme einer etwas schlechteren Einschwingzeit, In ähnlicher Weise können andere Bauteile in bedeutendem Maße variiert werden, so daß sie von den oben angegebenen Beispielwerten abweichen, ohne daß die Betriebsweise in bedeutendem Maße beeinträchtigt wird.
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Claims (1)

  1. BLUMBACH · WESER · BERGEN · KRAMER
    ZWIRNER - HOFFMANN 3Q3Q790
    PATENTANWÄLTE IN MÖNCHEN UND WIESBADEN
    Patentconsult RadeckestraOe 43 8000 München 60 Telefon (0B9) 883603/883604 Telex 05-212313 Telegramme Patenlconsult Patentconsult Sonnenberger Straße 43 6200 Wiesbaden Telefon (06121) 562943/561998 Telex 04-186237 Telegramme Patentconsult
    Western Electric Company, Incorporated P 30 30 790.5 New York, N. Y. 10038 USA BoIl 16
    Halbleiterschaltung für Spannungswandlung Patentansprüche
    ί 1.JHalbleiter-Spannungswandlerschaltung, mit einem Konden-
    sator (C.) mit einem ersten und zweiten Anschluß, die jeweils über den Source-Drain-Pfad eines separaten MOS-Transistorschalters (M3, M^) an einen separaten ersten und zweiten Spannungsquellenanschluß (MaSSe11V1) angeschlossen sind, wobei die Transistoren die Kondensatoranschlüsse abwechselnd an den ersten und zweiten Spannungsquellenanschluß (Masse/V ) anschließen und davon trennen, der erste Kondensatoranschluß außerdem über den Source-Drain-Pfad eines in Serie geschalteten MOS-Transistors (M.) an einen zweiten Spannungsquellenanschluß (V„) angeschlossen ist, und die Gate-Elektrode des in Serie geschalteten Transistors (M.) an einen weiteren MOS-Transistorschalter (M4) angeschlossen ist, um den.in Serie geschalteten Transistor (M..) abwechselnd ein- und auszuschalten, ,
    München: R. Kramer Dipl.-Ing. · W. Weser Dipl.-Phys. Dr. rer. nal. · E. Hoffmann Olpl.-Ing. Wiesbaden: P.G. Blumbach Dlpl.-Ing. · P. Bergen Prof.Dr. Jur.Dipl.-Ing.,Pat.-Ass., Pat.-Anw.bis 1979 · G. Zwirner Dipl.-Ing. Dipl.-W.-Ing.
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    /fr-
    dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung weiterhin eine von dem zweiten Anschluß des Kondensators (C1) über eine Last (M ) zurück: zu der Gate-Elektrode des in Serie geschalteten MOS-Transistors (M1) laufende Rückkopplungsschleife enthält.
    2. Schaltung nach Anspruch 1,
    dadurch gekennzeichnet, daß die Last (M-) der Source-Drain-Pfad eines MOS-Transistors (M~) ist, dessen Gate-Elektrode über den Source-Drain-Pfad eines noch weiteren MOS-Transistors (M6) an einen Spannungsquellenanschluß und an einen Anschluß eines zweiten, kleineren Kondensators (C„) angeschlossen ist, dessen anderer Anschluß an die Gate-Elektrode des in Serie geschalteten Transistors (M1) angeschlossen ist.
    3. Schaltung nach Anspruch 2,
    gekennzeichnet durch einen Bootstrap-Kondensator (C_), von dessen Anschlüssen der eine an die Gate-Elektrode der beiden MOS-Transistoren Mc und M, und der andere an einen gepulsten Spannungsquellenanschluß 17 angeschlossen ist.
    4. Schaltung nach Anspruch 3, ; ί dadurch gekennzeichnet, daß die Gate-Elektroden der '.' beiden MOS-Transistoren Mc und M an einen der hohen
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    ORIGINAL INSPECTED
    Strom führenden Anschlüsse jedes der MOS-Transistoren Mt und M0 angeschlossen sind, und daß die Gate-Elektrode von Mft an die Gate-Elektroden von M5 und M, angeschlossen ist und die Gate-Elektrode von M7 an den anderen der hohen Strom führenden Anschlüsse von M0 und an den
    Spannungsquellenanschluß V1 angeschlossen ist.
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DE803030790T 1979-02-16 1980-02-04 Semiconductor circuit for voltage conversion Granted DE3030790T1 (de)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US06/012,832 US4275437A (en) 1979-02-16 1979-02-16 Semiconductor circuit for voltage conversion
PCT/US1980/000098 WO1980001745A1 (en) 1979-02-16 1980-02-04 Semiconductor circuit for voltage conversion

Publications (2)

Publication Number Publication Date
DE3030790T1 true DE3030790T1 (de) 1981-04-23
DE3030790C2 DE3030790C2 (de) 1989-06-29

Family

ID=21756928

Family Applications (1)

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