DE3003322C2 - Anordnung zur automatischen Regelung der Austast-Vorspannung einer Kathodenstrahlröhre - Google Patents

Description

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Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur automatischen Regelung der Austast-Vorspannung einer über Gitter und Kathode intensitätssteuerbaren Bildröhre, wie sie im Oberbegriff des Anspruchs 1 vorausgesetzt ist. Insbesondere handelt es sich um eine Schaltung, welche für jedes der Elektronenstrahlsysteme der Bildröhre den richtigen Austaststrompegel einstellt

Eine Farbbildröhre in einem Farbfernsehempfänger enthält mehrere Elektrodenstrahl-Erzeugungssysteme (»Strahlsysteme«), deren jedes durch ein besonderes Farbsignal angesteuert wird. Bei diesen Farbsignalen handelt es sich um Signale, die für jeweils eine der drei Farben Rot, Grün und Blau charakteristisch sind und aus einem Farbfernsehsignalgemisch abgeleitet werden. Da ein wiedergegebenes Farbbild durch einzelne oder durch eine Kombination dieser Farbsignale definiert wird, müssen zur optimalen Wiedergabe eines Farbbildes die relativen Anteile dieser Farbsignale bei allen Ansteuerpegeln der Bildröhre, die von Weiß über Grau bis Schwarz gehen, korrekt sein. Beim Ansteuerpegel für Schwarz sollten die drei Strahlsysteme eine beträchtlich verminderte Leitfähigkeit haben bzw. gesperrt sein.

Die optimale Wiedergabe des Farbbildes und die Grauskala-Dynamik der Bildröhre können beeinträchtigt werden, wenn die Vorspannung der Strahlsysteme gegenüber einem vorbestimmten Wert variiert oder abweicht, so daß die Einsatzpunkte, an denen die Strahlsysteme vom ausgeschalteten in den aktiven Zustand übergehen, nicht richtig liegen. Solche unerwünschten Einsatzfehler der Bildröhre äußern sich bei einem Schwarzweißbild als Farbtönung und führen bei einem Farbbild zur Verfälschung der Farbtreue. Die Einsatzfehler können verschiedene Ursachen haben, unter anderem z. B. Änderungen in den Betriebskennlinien der Bildröhre und der zugeordneten Schaltungen (z. B. infolge Alterung), Temperatureinflüsse und vorübergehende Überschlage der Bildröhre.

Um sicherzustellen, daß die relative Bemessung der auf die Bildröhre gegebenen Farbsignal bei allen Helligkeitswerten des Bildes korrekt ist. sind in Farbfernsehempfängern gewöhnlich Maßnahmen getroffen, um die Bildröhre und die zugehörigen Schaltungen in einer Einstell- oder Service-Betriebsart des Empfängers mittels bekannter Methoden justieren zu können. Zu diesem Zweck ist mit den signalverarbeitenden Schaltungen des Empfängers und mit der Bildröhre ein sogenannter Service-Schalter kombiniert, der zwischen Stellungen »normal« und »Service« umschaltbar ist. Bei der Schalterstellung »Service« sind die Videosignale von der Bildröhre abgekoppelt und die Vertikalablenkung auf Null gebracht. In diesem Zustand wird die Vorspannung jedes Strahlsystcms so justiert. daß sich ein gewünschter Austaststrom (z. B. wenige Mikroampere) in jedem Strahlsystem ergibt. Diese Justierung stellt sicher, daß die Bildröhre richtig ausgetastet ist, wenn das angelegte Videosignal fehlt oder wenn es einen als Bezugswert festgelegten Schwarzpegel hat. Ferner stellt die genannte |ustierung sicher, daß die Farbsignale bei allen Helligkeitswerten im richtigen Verhältnis zueinander stehen. Anschließend werden die den ein/einen Strahhyslcmen zugeordneten Treiberschaltungen auf jeweils eine gewünschte Verstärkung eingestellt (z. B. um unterschiedliche Wirkungsgrade der Biklrnhren-Lcuchistoffe auszugleichen), damit die Anstcuerungen für Rot. Griin und Blau im richtigen Verhältnis zueinander stehen, wenn der Empfänger normal arbeitel.

Die Austastjustierung der Bildröhre ist zeitraubend

und unbequem und muß typischerweise mehrmals während der Lebensdauer der Bildröhre durchgeführt werden. Außerdem beeinflussen sich die Austastjustierung der Bildröhre und die Verstärkungsjustierung oft gegenseitig, so daß mehrere aufeinanderfolgende Justiervorgänge erforderlich sind. Es ist daher vorteilhaft, die Notwendigkeit einer solchen Justierung zu beseitigen, z. B. indem msn die entsprechenden Einstellungen automatisch von innerhalb des Empfängers vorgesehenen Schaltungen durchführen üßt.

Die DE-AS 20 11 252 beschreibt eine Anordnung zur automatischen Regelung der Austast-Vorspannung einer über Gitter und Kathode intensitätssteuerbaren Bildröhre, deren Elektronenstrahlsystem über eine Koppelschaltung ein periodische Bild- und Austastintervalle enthaltendes Videosignal zugeführt wird, mit einer Bezugsspannungsschaltung zum Anlegen einer Bezugsspannung an die Kathode der Bildröhre während eines mit einem Teil des Austastintervalls zusammenfallenden Meßintervalls und mit einer Hilfsimpulsschaltung, die innerhalb des Meßintervalls einen Hilfsimpuls für die Erzeugung eines Korrektursignals an das Gitter der Bildröhre anlegt, und mit einer Meßschaltung zur Bestimmung der Differenz aus den während des Hilfsimpulsintervalls bzw. des übrigen Teils des Meßintervalls fließenden Strömen, die einen zu korrigierenden Fehler enthalten, und mit einer Regelsignalschaltung zur Erzeugung eines Regelsignals auf Grund des Korrektursignals zur Nachregelung der Bildröhrenvorspannung auf den konstant zu haltenden Austastwert. Bei dieser bekannten Schaltung wird das Videosignal dem Gitter der Bildröhre zugeführt, und während des Meßintervalls wird die Bildröhre über den ebenfalls an dieses Gitter gelegten Hilfsimpuls in den Ultraschwarzbereich, also in den Sperrzustand gesteuert. In diesem Sperrzustand erfolgt dann eine Strommessung, und wegen des außerordentlich kleinen Ultraschwarzstromes wird ein Stromverstärker benötigt, damit man überhaupt zu einem Meßergebnis kommt. Dieser Ultraschwarzstrom wird mit dem beim normalen Schwarzpegel durch die Bildröhre fließenden Schwarzstrom verglichen, indem die die verstärkten Kathodenstromimpulse in Regelgrößen umgewandelt und voneinander subtrahiert werden. Auf diese Weise werden einerseits nur Störströme und andererseits Strahlstrom plus Störströme ermittelt, und durch die Differenzbildung wird ein Regelsignal für die Schwarz pegelnachregelung erzeugt, in welches die Störströme nicht eingehen.

Der Erfindung lieg! die Aufgabe zugrunde, eine Regelschaltung anzugeben, welche nicht auf der relativ ungenauen Messung der außerordentlich kleinen Ultraschwarzströme basiert und welche in beiden Richtungen fließende Leckströme beträchtlicher Größe zu kompensieren gestattet.

Diese Aufgabe wird durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Anstatt mit der unsicheren Messung sehr kleiner Ströme arbeitet die Erfindung mit einer Spannungsmessung, nämlich einer Messung der Kathodenspannung der für den Hilfsimpuls als Kathodenfolger arbeitenden Bildröhre. Die Messung der Ausgangsspannung eines Kathodenfolgers ist jedoch völlig unproblematisch. Im Gegensatz zu der erwähnten Auslegeschrift, nach welcher der relative Fehler im Differenzsignal, aus dem 6j letztlich das Regdsignal erzeugt wird, wegen der Differenzbildung aus zwei mit ziemlicher Unsicherheit behafteten Meßgrößen erhebliche Werte annehmen kann, ergeben sich bei der Erfindung bei der Bestimmung der Spannungsdifferenz für den Fall des Auftretens des normalen Schwarzimpulses und des Auftretens des Hilfsimpulses praktisch nur vernachlässigbar kleine Fehler. Ferner beeinflussen Leckströme zwischen Kathode und Heizung das Meßergebnis nicht Bei der bekannten Schaltung können zwar Leckströme, die vom Heizer zur Kathode der Bildröhre fließen, auch mit kompensiert werden, sofern sie genügend klein sind, um den erwähnten Stromverstärker nicht zu überlasten; jedoch können in umgekehrter Richtung von der Kathode zum Heizer fließende Ströme nicht kompensiert werden, weil der Gleichstromverstärker nur auf in den Emitter seines Eingangstransistors hineinfließende Ströme reagieren kann. Dagegen kann die erfindungsgemäße Schaltung nicht nur in beiden Richtungen fließende Leckströme kompensieren, weil der verwendete Spannungssensor in beiden Polaritätsrichtungen arbeitet, sondern sie kann auch beträchtlich große Lecksträ.ie kompensieren, weil in der Praxis mögliche Leckströme die Spannung am Einging des Sensors nur um weniger als ein Volt verschieben, so daß der Spannungssensor nicht überlastet werden kann. Ein weiterer Vorteil der Erfindung besteht darin, daß kein Hochspannungstransistor zum Abfühlen des Kathodenaustar ^stromes der Bildröhre benötigt wird, so daß die erfindungsgemäße Schaltung mit relativ preiswerten Transistoren aufgebaut werden kann.

Die Erfindung wird nachstehend an Ausführungsbeispielen an Hand von Zeichnungen näher erläutert.

F i g. 1 zeigt das Blockschaltbild eines eine erfindungsgemäße Anordnung enthaltenden Teils eines Farbfernsehempfängers;

F i g. 2 zeigt den Schaltungsaufbau eines Teils der in F i g. 1 dargestellten Anordnung;

F i g. 3 bis 8 zeigen Signalverläufe, um den Betrieb der Anordnung nach Fig.] verständlicher erläutern zu können;

F i g. 9 und 10 zeigen den Schaltungsaufbau für andere Teile der Anordnung nach Fig. 1;

Fig. 11 bis 16 zeigen Signalverläufe, um den Betrieb der Schaltung nach Fig. 10 verständlich zu machen;

Fig. 17 und 18zeigen alternative Ausführungsformen von Teilen der Schaltung nach F i g. 9.

Gemäß F i g. 1 liefert eine fernsehsignalverarbeitende Schaltungsanordnung 10 (die z. B. einen Videodetektor sowie Verstärker- und Filterstufen enthält) getrennt die Leuchtdichtekomponente (Y) und die Farbartkomponente (C) eines Farbfernsehsignalgemischs an eine Demodulatormatrix 12. Die Matrix 12 liefert mit niedrigem Pegel Ausgangssignale r, gund b, die für die Primärfarben des Farbbildes charakteristisch sind. Diese »Farbsignale« erfahren eine Verstärkung und mdvTv/eitige Behandlung durch Schaltungen innerhalb zugeordneter Kathodensignal-Verarbeitungsnetzwerke 14a, 14i? und 14c, die verstärkte, mit hohem Pegel auftretende Farbsignale R, Gund Z?zur Intensitätssteuerung an zugeordnete Kathoden 16a, 16/> und 16c einer Farbbildröhre 15 liefern. Beim hter beschriebenen Beispiel ist die Bildröhre 15 eine selbstkonvergierende Inline-Röhre mit einem gemeinsamen Gitter 18 für die die Kathoden 16a, 166 und 16c aufweisenden Strahlsysteme.

Die Kathodensignal-Verarbeitungsnetzwerke 14a, 14i> uiiJ \4c s^;nd bei der hier beschriebenen Ausführungsform einander gleich. Die nachfolgende Beschreibung des Aufb?.u^r. und der Arbeitsweise des Verarbeitungsnetzwerks 14a gilt daher auch für die

Netzwerke 146 und 14c.

Im Netzwerk 14s ist eine gel istetc Torschaltung 20 (z. B. ein elektronischer Schalter) enthalten, die abhängig von einem Tastsignal V_K einen Videosignaleingang einer Bildröhren-Treiberschaltung 21 mit dem r-Ausgang der Matrix 12 koppelt bzw. von diesem Ausgang abkoppelt. Der Treiber 21 enthält eine Signalverstärkungsschaltung zur Erzeugung des Hochpegel-Ausgangssignals R, das der Bildröhrenkathode 16a angelegt wird. Mit der Kathode 16a ist ferner ein Eingang einer to spannungsführenden Schaltung 22 gekoppelt, die durch Signale Vn und Vs getastet wird. Ausgangssignale der Fühlschaltung 22 gelangen zu einer Vorspannungssteuerstufe 24. die an ihrem Ausgang als Antwort auf die von der Fühlschaltung empfangenen Eingangssignale ein Steuersignal liefert. Das Steuersignal von der Stufe 24 wird auf einen anderen Eingang des Treibers 21 gegeben, um die Vorspannung der im Treiber 21 enthaltenen Verstärkprsrhaltungen zu ändern und damit den Austast- oder Schwarzpegel des über die Kathode 16a geleiteten Stroms zu regeln, wie es im einzelnen noch erläutert werden wird.

Die Anordnung nach F i g. I enthält ferner eine Steuerlogik 28. Die Steuerlogik 28 spricht auf die anderswo im Empfänger abgeleiteten Horizontal- und 2ί Vertikalaustastsignale (H und V) an, um das Tastsignal Kv für die Torschaltung 20 und die Tastsignale V_B und Vs für die Fühlschaltung 22 zu erzeugen. Die Steuerlogik 28 erzeugt ferner einen Ausgangsspannungsimpuls V₁, währen^ bestimmter Intervalle, in denen der Kaihodenaustaststrom der Bildröhre 15 gemessen werden soll. Der Ausgang der Steuerlogik 28, von dem das Signal K,_; abgegeben wird, liefert außerdem zu anderen Zeiten, die außerhalb des Gitterimpulsintervalls liegen, eine passende Vorspannung für das Gitter 18 (praktisch Null Volt beim vorliegenden Beispiel).

Eine Schaltungsanordnung für die Steuerlogik 28 ist in Fig. 2 dargestellt. Diese Schaltung enthält mehrere logische Inverter 30 bis 36 und Flipflop-Stufcn 40 bis 42. die in der gezeigten Weise angeordnet sind. Die Flipflops 40 und 41 sind als Zähler geschaltet, und das Flipflop 42 ist als monostabiler Multivibrator angeordnet, ledes Flipflop hat Eingänge C und D, zueinander komplementäre Ausgänge Q und Q. einen Setz-Steuereingang Sund einen kucksetz-Steuereingang R.

Die Horizontalaustastsijrnale (H) werden dem Inverter 30 und die Vertikalaustas'signale (VJdem Inverter 32 angelegt. Die ausgangsseitigtn Tastsignale Ks. Vb. Vc und V_K erscheinen als Ausgangssignale der Inverter 33, 34, 35 und 36 (in dieser Reihenfolge). Die Fig. 3 bis 8 zeigen den Verlai/f dieser Tastsignale gemeinsam mit den Horizontal- und Vertikalaustastsignalen H und V und veranschaulichen die gegenseitige zeitliche Beziehung zwischen diesen Signalen.

Wie eine gemeinsame Betrachtung der F i g. 1 mit den F i g. 3 bis 8 erkennen läßt, erfolgt die Überwachung des Kathodenaustaststroms der Bildröhre während jedes Vertikalaustastintervalls nach dem Ende des Vertikalrücklaufs zu einem Zeitpunkt fo, jedoch vor dem Beginn der Bildabtastzeit Diese Zeitspanne umfaßt einige Horizontalablenkintervalle, während derer eine Bildinformation fehlt. Eine Überwachung des Kathodenstroms zu dieser Zeit hat keine sichtbaren Einflüsse auf ein wiedergegebenes Bild, da die Bildröhre zu dieser Zeit »überabgetastet« ist (d. h. der Elektronenstrahl der Bildröhre ist so weit abgelenkt, daß er oberhalb des Biidwiedergabefeldes auf die Frontseite der Bildröhre trifft!.

Die Torschaltung 20 wird als Antwort auf 'las Signal Vk gesperrt, um das Signal r von der Matrix 12 am Durchgang /um Treiber 21 zu hindern. Dies geschieht während eines Meßintervalls zwischen Zeitpunkten '< und fr, (vergleiche F i g. 8) im Verlauf der beiden ersten Horizontalzeilen nach dem Ende des Vertikalrücklaufs. In dieser Zeit ist der Ausgangsruhewert des Treibers 21 und damit die Kathodenvorspannung auf einen festen Bezugspegel eingestellt, der durch ein Vorspannungsnetzwerk innerhalb des Treibers 21 bestimmt wird. Ebenfalls in dieser Zeit wird ein positiver Impuls K,, relativ niedriger Spannung an das Steuermittel· 18 der Bildröhre gelegt. W ■■ man in F i g. 7 erkennt, erscheint der Gitterimpuls Vc. während der Zeitspanne f;-fi innerhalb des Meßintervalls t\-!* Der pusitivi· Gitterimpuls sitzt auf einem niedrigeren Sockelsveit,der beim vorliegenden Beispiel dem normalen Gittervorspannungswert von Null Volt entspricht.

Um festzustellen, ob die Elektronenkanone der Bildröhre richtig ausgetastet ist (d. h. keinen Strom oder einen vorbestimmten sehr kleinen Austaststrom leitet) oder ob sie einen zu hohen Austaststrom leitet, wird eine Differenzspannung herangezogen, die proportional der Differenz in den über die D;tucr des Mcßintcrvalls /1 - t_r gemessenen Kathodenströmen ist. Im Meßbetrieb wirkt die Bildröhre als Kathodenfolger für den Gitterimpuls Vc,. so daß während der Zeitspanne h-h eine gleichphasige Version des Gitteriinpulses Γ, an der Kathode erscheint. Die Amplitude des so erzeugten Kathodenimpulses ist proportional dem Wert des geleiteten Kathodenstroms, jedoch ist sie wegen der relativ niedrigen Vorwärts-Transkonduktanz, die sich aus der Charakteristik der Röhre bei Gitteranstcuerung des Strahlsystems ergibt, etwas gedämpft gegenüber dem Gitterimpuls Vc,- Die Amplitude des Kathodenimpulses ist sehr klein, wenn der Kathodenaustaststrom den gewünschen Austastpegel hat.

Unter Bedingungen eines zu hohen Kathodenaustaststroms wird die Differenzspannung nach geeigneter Verarbeitung in der Fühlschaltung 22 an die Vorspannungssteuerstufe 24 gelegt. Ein Steuersignal vom Ausgang dieser Stufe 24 gelangt zum Vorspannungs-Steuereingang des Treibers 21, um dessen Gleichstromarbeitspunkt in einer solchen Richtung zu ändern, daß am Ausgang des Treibers 21 ein Vorspannungspegel entwickelt wird, der zur Erzeugung des gewünschten Werts des Kathodenaustaststroms genügt. Es ergibt sich somit ein geschlossener Regelkreis für den Kathodenaustaststrom. Die Torschaltung 20 kehrt am Ende des Meßintervalls (nach dem Zeitpunkt u, in Fig. 8) in den durchgeschalteten Zustand zurück, um Farbsignal^ vom Ausgang der Matrix 12 zum Treiber 21 durchzulassen.

Die Fig.9 und 10 zeigen scbaltungstechnische Einzelheiten des Kathodensignal-Verarbeitungsnetzwerks 14a (F ig. 1). Gleiche Schaltungen befinden sich in den Kathodensignal-Verarbeitungsnetzwerken 142) und 14c

Die F i g. 9 zeigt eine Anordnung der Torschaltung 20, die aus einem elektronischen Transistorschalter bestehen kann, gemeinsam mit der Treiberverstärkerschaltung 21. Das Signal r von der Matrix 12 wird über eine Eingangsklemme Ti auf die Torschaltung 20 gegeber,, die an einem Steuereingang Tastsignale V* über eine Klemme T₃ empfängt (die Torschaltung 20 ist hier in ihrem undurchlässigen Zustand für den Meßbetrieb gezeigt).

Der Treiber 21 enthält einen Verstärker mit einem Verstärkertransistor 54 und einer aktiven Lastschaltung,

die einen Transistor 55 enthält. Eine mit der basis des Transistors 55 gekoppelt Eingangsschaltung enthält ein Frequenzkompensationsnetzwerk 50 mit einem veränderbaren Widerstand 51 zur Verstärkungseinstellung. Die Ausgangssignale erscheinen an einem Emitteranschluß des Transistors 54 und werden über eine ein Impedan/netzwerk 60 enthaltende Ausgangsschaltung und eine Ausgangsklemme T₂ auf die Kathode 16a üer Bildröhre gekoppelt. Zwischen der Kathode loader Bildröhre und einem Punkt mit Bezugspotential (Masse) liegt ein spannungsfühlender spannungsfühlen-(lcr Spannungsteiler, der aus Widerständen 65 und 66 besteht. Eine mit dem Emitter des Transistors 55 gekoppelte Zenerdiode 58 stellt eine Bezugsvorspannung für Jie Transistoren 54 und 55 ein. Beim hier beschriebenen Beispiel wird dir von der Zenerdiode 58 erzeugte Bezugsvorspannung außerdem über eine Klemme Tt entsprechenden Verstärkerschaltungen in den Kathodensignal-Verarbeitungsnetzwerken 146 und 14c- angelegt.

Während des Meßintervalls, in dem die Torschaltung 20 wie erwähnt undurchlässig ist, sind der Ausgangsruhepegel des Treibers 21 und somit die an der Ausgangsklemnic T₂ erscheinende Spannung auf einen festen Be/ugspegel eingestellt, der durch die Zenerdiode 58 gemeinsam mit einem durch Widerstände 52, 53 und 57 gebildeten Vorspannungsnetzwerk bestimmt wird. Eine am Verbindungspunkt der Spannungsteilerwiderstände Ί5 und 66 abgegriffene Ausgangsspannung wird über eine Klemme Ti auf die Fühlschaltung 22 gekoppelt. Die Dämpfung der vom Spannungsteiler 65, 66 kommenden Spannung wild durch die Verstärkung von Schaltungen innerhalb der Fühlschaltung 22 kompensiert. Über eine Klemme T, wird an den Widerstand 57 eine Vorspannungs-Steuerschaltung gelegt, die am Ausgang der Vorspannungssteuerstufe entwickelt wird. Diese Steuerspannung bewirkt, daß über den Widerstand 57 ein Korrekturstrom zur Basis des Transistors 55 fließt, der den Ruhepegel am Ausgang des Verstärkers 21 und an der Klemme T₂ in einem solchen Sinne beeinflußt, daß unrichtige Werte des Kathodenaustaststroms in Richtung auf den gewünschten Austaststrompegel geändert werden.

Das an der Klemme T₂ erscheinende Kathodensignal ist mit Si bezeichnet und im einschlägigen Teil der Fig. 13 dargestellt. Bei dem in Fig. 13 gezeigten Signalverlauf ist mit /IV ein positiver Kathodenimpuls bezeichnet, der durch den Gitterimpuls Vc während der Zeitspanne t₂— fj des Meßintervalls beim Vorhandensein zu hohen Kathodenaustaststroms erzeugt wird (AV liege beispielsweise in der Größenordnung von 100 Millivolt). Die Fig. 11 und 12 zeigen die zeitliche Beziehung zwischen einerseits dem Kathodenaustastsignal H und dem Tastimpuls Vk und andererseits dem in Fig. 13 dargestellten Kathodensignal Su

Beim hier beschriebenen System wird die Korrektur des Kathodenaustaststroms nicht durch Kathodenleckströme (z. B. Leckströme zwischen Kathode und Heizung) beeinflußt, denn das System mißt nicht direkt den Wert der sehr niedrigen Kathodenströme in der Umgebung des Einsatzpunktes der Bildröhre, die eine Leckkomponente unbekannten Betrags haben.

In diesem Zusammenhang sei erwähnt, daß bei der Ausführungsform nach Fig.9 während des gesamten Meßintervalls ein Strom von ungefähr 1,7 Milliampere, einschließlich des Kathcdenaustaststroms, ir. den Spannungsteiierwiderständen 65, 66 fließt Dieser Strom ist bestimmt durch die Spannung, die zu diesem Zeitpunkt über die Widerstände 65, 66 an der Bildröhrenkathode abfällt (ungefähr + 180 Volt), geteilt durch den Wert der Widerstände. Daher stellt der Kathodenaustaststrom von einigen wenigen Mikroampere nur einen unbeträchtlichen Teil des im Spannungsteiler 65, 66 fließenden Stroms dar. Während der Zeit t₂-tj des Meßintervalls, wo der Gitterimpuls V_G erscheint, gibt es eine entsprechende Zunahme im Kathodenstrom und damit verbunden eine Zunahme

ίο des im Spannungsteiler 65,66 fließenden Stroms. Daher ist eine am Widerstand 66 entwickelte Spannung proportional zu der sich im Kathodenstrom über das Meßintervall ergebenden Differenz. Anstatt den Absolutwert des sehr kleinen Kathodenaustaststroms zu

is einem gegebenen Zeitpunkt zu messen, spricht die hier beschriebene Anordnung auf die am Widerstand 66 bewirkte Spannungsdifferenz an. Das Maß der sich infolge des Gitterimpulses ergebenden Spannungszunahme und der Wert der Differenzspannung werden durch Kaihodenieckströme riichi beeinfiuBi. da die Signalübertragung vom Steuergitter zur Kathode durch Strahlstromleitung über Kathodenfolgerbetrieb der Bildröhre geschieht, unbeeinflußt durch Leckströme zwischen Kathode und Heizung. Ein spezielleres Beispiel wird weiter unten noch gegeben werden.

Bei der Abwesenheit des Gitterimpulses VV; während des MeßintervalK leitet die Bildröhre einen sehr niedrigen Kathodenstrahlstrom (/«.). Beim Erscheinen des Gitterimpulses wird ein höherer Kathodenstrahlstrom geleitet (itn)- Der Gesamtstrom, der vom Spannungsteiler 65, 66 in Abwesenheit und beim Vorhandensein des Gitterimpulses geleitet wird, sei mit /Vi bzw. /rn bezeichnet. Diese Ströme enthalten eine Leckstromkomponente (i\, ungefähr 5 Mikroampere), die oben erwähnten Strahlstromkomponenten /f,_L und /(,η und eine Ruhestromkomponente (i'o, ungefähr 1,6 Milliampere), die vom Treiberverstärker geliefert wird. Es gilt also:

/Vl. = /M. + ή + Zo

/Vh = 'tu + zi + Z₀

Die Amplitude der am Spannungsteilerwiderstand 66

über das Meßintervall erscheinenden Spannung (V^) ist proportional dem Wert des Widerstands (Rot) und den vorstehend erwähnten Strömen, gemäß folgender Gleichung:

= /WV- 'Vl) =

Man sieht also, daß die am Widerstand 66 über das Meßintervall erzeugte Differenzspannung, die an die Fühlschaltung 22 gelegt wird, vorteilhafterweise unbeeinflußt vom Strom i und vom Leckstrom h ist und nur von der Kathodenstromdifferenz (im — ita) abhängt. Diese Stromdifferenz und somit der Wert der entsprechenden Differenzspannung ('Vk) am Widerstand 66 wird kleiner, wenn sich der Kathodenstrom dem gewünschten Austastwert in der Umgebung des Einsatzpunktes der Bildröhre nähert

Beim hier beschriebenen Beispiel empfiehlt sich für den Gitterimpuls Vc eine Amplitude im Bereich von +5 bis +15 Volt vorzugsweise mit einer Amplitudentoleranz von ± 10 Prozent Während das Signal V_c an das Steuergitter zu legen ist z. B. an das bei selbstkonvergierenden !nüne-Bildröhren verwendete einzige gemeinsame Steuergitter, kann das ansteuernde Videosignal entweder wie dargestellt an die Kathode der

Bildröhre oder an das Steuergitter gelegt wurden.

Es sei erwähnt, daß die Kathode der Bildröhre auch über eine Wechselstromkopplung statt über die gezeigte Gleichstromkopplung mit der Fühlschaltung gekoppelt sein kanu, indem man einen zusätzlichen Kondensator (nicht dargestellt) zwischen den Widerstand 65 und den gemeinsamen Anschluß des Impedanznetzwerks 60 ..nd der Bildröhrenkathode (Fig. 9) einfügt. In diesem Fall ist der im Spannungsteiler 65, 66 fließende Gleichstrom /_o (der oben definiert wurde) gleich Null. Die obigen Erläuterungen und mathematischen Ausdrücke bleiben in diesem Fall gültig, wobei die vom Widerstand 66 geleiteten Ströme /71.. /'m, /m.. /mi und /i nunmehr Wechselstromwerte statt Gleichstromwerte darstellen.

Genauer gesagt besteht im Falle einer Wechselstromkopplung der Gesamtstrom, der von der Impedanz 60 bei Abwesenheit und Vorhandensein des Gitterimpulses geleitet wird, aus dem S'rnm i-n bzw. dem Strom /Vn. Diese Ströme enthalten eine Leckkomponente ή und den jeweiligen Kathodenstrahlstrom iu. bzw. /mi, der von der Bildröhrenkathode zum Ausgang des Videoverstärkers 21 fließt. Es gelten also hier folgende Gleichungen:

/n. = /w.+ i\
'ni = /mi + <i

Der Betrag der über das Meßintervall an der Impedanz 60 erscheinenden Spannung ^V₆₀) ist proportional zum Wert der Impedanz 60 (Zw) und den vorstehend angegebenen S'.. Omen, gemäß folgender Gleichung:

V_Ni = ZtafibH - /ti.).

Diese Spannung ist vom Leckstrom i\ unbeeinflußt. Die Spannung V₆₀ ist wegen der niedrigen Wechselstromsignal-Ausgangsimpedanz des Videoverstärkers 21 als eine auf Masse bezogene Spannung anzusehen und wird von dem der Kathode zugewandten Ende der Impedanz 60 über den zusätzlich eingefügten Kondensator abgeleitet. Die Spannung V_n, wird über den Spannungsteiler 65, 66 auf die Fühlschaltung 22 gekoppelt.

Die Fig. 10 zeigt schaltungstechnische Einzelheiten der Fühlschaltung 22 und der Vorspannungssteuerstufc 24. Die Fühlschaltung 22 ist eine mit Niederspannungstransistoren 70 bis 79 gebildete Anordnung, und die Vorspannungssteuerstufe 24 ist eine mit Niederspannungstransistoren 80 bis 82 gebildete Schaltung.

Das am Widerstand 66 (Fig.9) entwickelte Kathodensignal Si wird über die Klemme T₃ auf den Basiseingang des Transistors 70 in der Schaltung 22 gekoppelt. Ein im Emitterkreis des Transistors 70 befindlicher Stromquellentransistor 71 ist Bestandteil einer (weiter unten beschriebenen) Rückkopplungs-Klemmschaltung, um den Gleichstrompegel an einem Emitterwiderstand 90 zu verschieben. Ein Tastsignal Ve (F i£. 6) wird über eine Klemme Ti auf die Basis des Transistors 71 gekoppelt und dient zur Steuerung des Leitfähigkeitszustandes des Transistors 71.

Eine im Emitterkreis des Transistors 70 erscheinende Version des Eingangssignals Si wird zu allen Zeiten mit Ausnahme während der Zeitspannen ij — Γ3 und U— ts ausgetastet bzw. gesperrt. Ein resultierendes Signal S2. das in Fig. 14 dargestellt ist, wird einem mit Transistoren 76 und 77 gebildeten Verstärker angelegt. Eine verstärkte u d inveiüerte Version dieses Signals erscheint an einem Widerstand 91. Dieses verstärkte und invertierte Signal ist m't Sj bezeichnet und in Fig. 15 dargestellt.

Das Signal S2 enthält einen ersten Impuls P. zwischen den Zeitpunkten ?2 und ?j und einen zweiten Impuls P: zwischen den Zeitpunkten u und r-,. Die Amplitudcndifferenz AV' zwischen den Impulsen Pi und P^ ist dem Kathodenimpuls AV (Fig. 13) zuzuschreiben, der als Antwort auf den Gitterimpuls V_c, erzeugt wird. In diesem Fall bedeutet das Vorhandensein eines Impulses AV und einer Amplitudendifferenz AV, daß der Kathodenaustaststrom zu hoch ist. Die Amplitude JV des Kathodenimpulses (F i g. 13) und somit die Amplitudendifferenz zwischen den Impulsen Pl und P2-(Fi g. 15) wird kleiner, wenn sich der Kathodenaustaststrom dem richtigen Austastpegcl nähert.

Die negativ gerichteten Spitzenausschäge des Signals

S) erfahren eine weitere Verarbeitung in einer Rückkopplungs-Klemmschaltung, die einen mit zwei Transistoren 74 und 75 gebildeten Vergleichcr und eine spitzenwerterfassende und -hallende Schaltung aufweist, die durch Transistoren 72 und 73, einen Kondensator 92, Widerstände 93, 94 und einen Widerstand 70 gebildet ist. Diese Schaltung dient du/u, den negativ gerichteten AmDlitudenausschlag des Impulses PI im Signal St auf einen Pegel zu klemmen, der einem Bezugsspannungswert von + 5,b Volt entspricht, welcher mittels einer Zenerdiode 95 an der Basis des Vergleichertransistors 74 eingestellt ist. Ein resultierendes Signal vom Kollektorausgang des Transistors 75 wird zur Basis des gesteuerten Stromquellentransistors 71 übertragen, um den Gleichstrompegel des

J5 am Widerstand 90 entwickelten Eingangssignal zu verschieben. Das Maß der Pegelverschiebung ist proportional der Ladung am Kondensator 92 und dient zur Stabilisierung des Pegels des Signals Sj. Genauer gesagt hält die Rückkopplungs-Klemmschaltung durch Pegelverschiebung das Signal Ss beim Vorhandensein von Bedingungen, die ansonsten den Gleichstrompegel dieses Signals ändern würden (z. B. it..olge von Schwankungen der Versorgungsspannungen oder der Elektrodenspannungen an der Bildröhre), auf dem korrekten Arbeitspegel innerhalb der Fühlschaltung 22.

Das Signal Sj wird einem durch Transistoren 78 und

79 gebildeten Vergleicher zugeführt, der ein Signal S₁ (Fig. 16) am Kollektorausgang des Transistors 79 erzeugt. Die Schaltschwelle des Vergleichers 78,79 liegt beim hier beschriebenen Beispiel bei +6.2 Volt, bestimmt durch eine Vorspannung, die der Basis des Vergleichertransisiors 79 über einen Widerstand % von einem Vorspannungsnetzwerk 100 angelegt wird. Die + 6.2-Volt-Schaltschwelle des Vergleichers 78, 79 ist etwas höher als der 5.6 Volt betragende Klemmpegel des Signals S3.

Das Vorspannungsnetzwerk 100 ist im vorliegenden Fall allen Kathodensignal-Verarbeitungsnetzwerken (d. h. den Netzwerken 146,14£>und 14c,Jgemeinsam. Das Netzwerk 100 enthält einen Widerstand 102, eine Diode 105 und eine Zenerdiode 95, die in Reihe zueinander zwischen ein positives Gleichspannungspotential (+12 Volt) und das Bezugspotential (Masse) geschaltet sind. Der +6,2 Volt betragende Wert für die Schaltschwelle des Vergleichers 78, 79 ist gleich der Summe der an der Diode 105 abfallenden Spannung ( +0,6 Volt) und der an der Diode 95 abfallenden Spannung (+5.6 Volt). Ober die Klemmen 7e und Tio wird eine Bezugsspannung von

+ 5,6 Volt zur Verwendung in den entsprechenden Schaltungen der Kathodensignai-Verarbeitungsnetzwerke 14b und 14c (Fig. I) abgegeben. Die Sch=iltschwellenspannungen ( + 6,2 Volt) für die entsprechenden Schaltungen in den Netzwerken 14öund 14cwerden über die Klemmen 7Ή und Tu dem Vorspannungsnetzwerk 100 abgenommen.

Der Vergleicher 78, 79 wird während der Zeitspanne t₂-h, in welcher der Impuls P\ erscheint (Fig. 15), durch das Signal Vs ausgeschaltet. In dieser Zeitspanne liefert der Vergleicher einen kontinuierlichen positiven Gleichstrom-Ausgangspegel entsprechend dem Signal St., in Fig. 16. Im Falle zu hohen Austaststroms wird dieser Ausgangspegel auch während der Zeitspanne U- is erzeugt, in welcher der Impuls Pi erscheint.

Im Falle zu hohen Kathodenaustaststroms wird der kontinuierliche positive Ausgangspegel des Vergleichers 78,79 (Signal Steinern die Transistoren 80,81,82 und einen ladungsspeichernden Kondensator 85 enthaltenden Spitzendetektor angelegt, wodurch an der Klemme Ti nach Filterung am Kondensator 88 eine Vorspannungs-Korrekturspannung erscheint. Diese Korrekturspannung wird dem Treiberverstärker über die Klemme Tt in einem solchen Sinne angelegt, daß der Ausgangsruhepegel des Verstärkers 21 erhöht und damit die Kathodenvorspannung in einer positiven Richtung erhöht wird, um den Karthodenaustaststrom in Richtung auf den gewünschten Wert zu reduzieren.

Der Ausgangsruhepegel des Verstärkers 21 steigt weiter an. und der Wert des i'.athodenaustaststroms nimmt weiter ab, bis die Amplitude des Impulses Pi des Signals 5j (Fig. 15) das Niveau der Schaltschwelle des Vergleichers 78, 79 erreicht. Ab diesem Zeitpunkt arbeitet der Vergleicher und erzeugt einen negativ gerichteten Ausgangsimpuls entsprechend dem Signal S\b in Fig. 16. Der invertierende Spitzendetektor fühlt und speichert eine Spannung, die charakteristisch für den Spitzenwert des Signals Stb am Kondensator 88 ist. Wegen der invertierenden Wirkung der Spitzendetektor-Transistoren 81 und 82 ist diese Spannung positiv gegenüber dem vom Vergleicher 78, 79 kommenden Signal und wirkt erhöhend auf die Ladung am Kondensator 88. Dementsprechend hat die Vorspannungs-Korrekturspannung, die vom Signal Stb abgeleitet und Ober die Klemme Ti zum Verstärker 21 gegeben wird, eine solche Richtung, daß ein weiteres Ansteigen des Ausgangsruhepegels des Treiberverstärkers 21 verhindert wird, wenn der gewünschte Wert des Kathodenaustaststroms erreicht ist.

Bei der hier beschriebenen Ausführungsform wird davon ausgegangen, daß der korrekte Wert des Austaststroms ein sehr kleiner, von Null verschiedener Wert ist. Daher entspricht ein inkorrekter Kathodenaustaststrom einem Zustand, in welchem ein den sehr kleinen gewünschten Wert übersteigender übermäßiger Strom geleitet wird, oder einem Zustand, in welchem der Kathodenaustaststrom gleich Null ist Der erstgenannte Fehlerzustand ist bereits behandelt worden. Im Falle des letztgenannten Fehlerzustandes, also eines Austaststroms vom Wert Null, wird das Vorspannungs-Steuersignal von der Schaltung 24 dem Verstärker 21 in eif.em Sinne angelegt, bei welchem der Auisgangsruhewert des Verstärkers 2i und somit die Kathodenvorspannung in einer solchen Richtung geändert wird, daß der Kathodenaustaststrom auf den korrekten, sehr kleinen Wert hin erhöht wird. In diesem Fall hat der negative Impuls des Sig.ials .Stt einen, weniger positiven Pegel. Dies bedeutet für das Sigpai Sz (F i g. ^; 5), daß die Amplitude des Impulses Pi näher an der Amplitude dts Impulses P\ zu liegen kommt und daß die Amplitudendifferenz AV kleiner wird. In der Praxis wird die Ampiitr'.K" des Impuls P/ zwischen der Schaltschwelle von -»■ o,2 Volt und dem Klemmpegel von +5,6 Volt des Signals S3 liegen, so daß der Vergleicher'-ansistor 79 stärker leitet und die Kollektorausgangsspannung des Transistors 79 entsprechend weniger hoch ist. Somit wird der Pegel des am Kollektor des Transistors 79 erzeugten Impulses S*b weniger positiv.

Beim vorliegenden Beispiel nimmt die Korrektur der Vorspannung der Bildröhre eine über mehrere Teilbildperioden gehende Zeit in Anspruch, da mehrere Impulse (Signal S*b) notwendig sind, um den Kondensator 85 auf Jen Spitzenwert Sk, aufzuladen. Auch sind für eine entsprechende Entladung des Kondensators 85 mehrere Teilbildperioden erforderlich. Die Lade- und Entladezeitkonstanten für den Kondensator 85 sind so gewählt, daß die am Filterkondensator 88 entwickelte Vorspannungs-Korrekturspannung keine mit Teiibiidfrequenz auftretende Welligkeit hat. Eine solche Welligkeit würde dazu führen, daß sich die Bildhelligkeit von oben nach unten im wiedergegebenen Bild ändert.

Das in F i g. 9 gezeigte Impedanznetzwerk 60 diei,t dazu, eine übermäßige Dämpfung des erzeugten Kathodenausgangssignals (z.B. des Impulses AV in Fig. 13) durch Erhöhung der äußeren Kathodenimpedanz zu verhindern. Eine solche Dämpfung könnte ansonsten auftreten, da die innere Kathodenimpedanz der Bildröhre relativ hoch ist, insbesondere bei niedrigen Kathodenströmen, während die Ausgangsimpedanz des Treiberverstärkers 21 sehr niedrig ist. Die F i g. 17 zeigt alternative Schaltungsanordnun.gen für die Impedanz 60.

Die Impedanz 60 kann ein einzelner Widerstand (R) sein, wie es mit der Schaltung 60a gezeigt ist, oder eine Parallelschaltung eines Widerstandes (R) und einer Kapazität (C), wie es die Schaltung 606 zeigt. Die zuletzt erwähnte Schaltung erlaubt die Verwendung eines Widerstandes R höheren Werts, ohne daß damit ein Verlust der Bandbreite des Videosignals verbunden ist. Zu diesem Zweck sollte der Wert der Kapazität C niedrig genug sein, um bei Frequenzen, die zum Kathodenansteuersignal gehören, eine hohe Ir-iedanz darzustellen. Geeignete Werte für den Widerstand R und die Kapazität Csind in der Zeichnung eingetragen.

Das Netzwerk 60 kann auch aus zwei Dioden

bestehen, die in entgegengesetzter Polung parallel zueinander geschaltet sind, wie es das Schaltbild 60c zeigt. Diese Diodenschaltung hat eine niedrige Impedanz für starke Kathodensignale und eine hohe Impedanz für schwache Kathodensignale, wie sie während des beschriebenen Meßintervalls erscheinen. Eine hohe Diodenimpedanz ergibt sich, wenn bei Vorspannung der Dioden in der Umgebung ihres Sperrpunktes sehr wenig oder überhaupt kein Diodengleichstrom fließt Diese Bedingung wird erhalten bei Wechseistromkopplung zwischen der Kathode und der Fühlschaltung 20, wenn im wesentlichen gleiche Spannungen an den Eingangs- und Ausgangsklemmen der Diodenschaltung erscheinen, wie es während des Meßintervalls der Fall ist, wenn der Wert des Kathodenaustaststroms dem gewünschten Wert nahekommt Bei Gleichstromkopplung zwischen der Büdröhrenkathode und der Fühlschaltung 22 über Widerstände 55,65 (wie in den F i g. 9 und !0 gezeigt) fließt ein Strom i_o (wie er oben definiert wurde) durch eine der Oiedsn in <fcr Schaltung 60c; so daß ständig eine

niedrige Diodenimpedanz aufrechterhalten wird. Weitere Alternativen sind die geschalteten Impedanznetzwerke 6Od und 6Oe. Jedes dieser Netzwerke enthält einen elektronisch betätigten Schalter S und zwei Impedanzwege Z\ und Zj. In beiden Fällen wird der Schalter 5 während der Bildabtastzeit so eingestellt, daß die Netzwerke eine niedrige Impedanz zwischen Eingang und Ausgang bilden; während des Kathodenstrom-Meßintervalls wird der Schalter S so eingestellt, daß die Netzwerke eine hohe Impedanz zwischen Eingang und Ausgang darstellen.

Die Fig. 18 zeigt Abwandlungen des zwischen den Ausgang des Treiberverstärkertransistors 54 (Fig.9) und die Bildröhrenkathode geschalteten Netzwerks. Die

Schaltbilder a und b in F i g. 18 zeigen alternative Artei der Kopplung eines lichtbogenunterdrückenden (strom begrenzenden) Schutzwiderstsndes R_p zwischen Ver Stärkertransistor 54 und Bildröhrenkathode.

Die vorstehend beschriebenen Schaltungen sine lediglich als vorteilhafte Ausführungsformen der Erfin dung anzusehen. So wurde beispielsweise in Verbinduni mit F i g. 9 erwähnt, daß während des Meßintervalls eil Bezugs-Ruhepegel durch Zusammenwirken der Wider stände 52, 53, 57 und der Diode 58 eingestellt wire Dieser Bezugspegel kann jedoch auch dadurch bereitge stellt werden, daß von den Videosignalen ein geeignete Bezugspegel abgeleitet wird, der dann den Bildröhren treibern während des Meßintervalls zugeführt wird.

Hierzu 6 Blatt Zeichnungen

Claims (7)

Patentansprüche: ίο 15 20 25

1. Anordnung zur automatischen Regelung der Austast-Vorspannung einer über Gitter und Kathode intensitätssteuerbaren Bildröhre, deren Elektronenstrahlsystem über eine Koppelschaltung ein periodische Bild- und Austastintervalle enthaltendes Videosignal zugeführt wird, mit einer Bezugsspannungsschaltung zum Anlegen einer Bezugsspannung an die Kathode der Bildröhre während eines mit einem Teil des Austastintervalls zusammenfallenden Meßintervalls und mit einer Hilfsimpulsschaltung, die innerhalb des Meßintervalls einen Hilfsimpuls für die Erzeugung eines Korektursignals an das Gitter der Bildröhre anlegt, und mit einer Meßschaltung zur Bestimmung der Differenz aus den während des Hilfsimpulsintervalls bzw. des übrigen Teils des Meßintervalls fließenden Strömen, die einen zu korrigiereaöen Fehler enthalten, und mit einer D_Sr,_e|_s;tTr>_ai_scha!tung zur Erzeugung eines Regelsignals auf Grund desltorrektursignals zur Nachregelung der Bildröhrenvorspannung auf den konstant zu haltenden Austastwert, dadurch gekennzeichnet, daß das Videosignal der Kathode (beispielsweise 16a; der Bildröhre (15) zugeführt ist und der ihrem Gitter zugeführte Hilfsimpuls (V_c in Fig.7) in Durchlaßrichtung liegt, und daß die Meßschaltung (22) eine den auf Grund des Hilfsimpulses entstehenden Kathodenstromimpuls fJVin Fig. * ^) als Differenz zu der im restlichen Teil des Meßintervalls vorhandenen Kathodenspannung messende Spannungsineßsch_urtung ist, und daß die Regelsignalschaltung (24) eine das Regelsignal zur Regelung dieser Differenz juf ein Minimum erzeugende Schaltung ist.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Meßschaltung (22) eine Spannungsteilerschaltung (65, 66) enthält, die zwischen die Kathode (z.B. 16a; der Bildröhre (15) und einen Betriebspotentialpisnkt gekoppelt ist, und daß der Hilfsimpuls ein Spannungsimpuls ist.

3. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsteilerschaltung (65, 66) ein ohmsches Netzwerk ist.

4. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Hilfsimpuls unabhängig von dem der Bildröhrenkathode zugeführten verstärkten Videosignal erzeugt wird.

5. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Meßintervall innerhalb eines Bildaustastintervalls des Videosignals liegt.

6. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Bildröhre (15) mehrere Kathoden (16a, 16£>, 16c; und eine diesen Kathoden gemeinsame Gitterelektrode (18) aufweist.

7. Anordnung nach Anspruch 1. dadurch gekennzeichnet, daß zwischen die Koppelschaltung (21) und die Kathode (z. B. 16a;eine Impedanz (60) gekoppelt ist, die für Kathodensignale während des Meßintervalls einen ersten Impedanzwert darstellt und während der übrigen Zeiten einen zweiten niedrigeren Impedanzwert darstellt.

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