DE2840778A1

DE2840778A1 - Ueberlast-schutzschaltung fuer verstaerker

Info

Publication number: DE2840778A1
Application number: DE19782840778
Authority: DE
Inventors: Tadao Yoshida
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1977-09-20
Filing date: 1978-09-19
Publication date: 1979-03-29
Also published as: GB2005506B; FR2403683A1; US4173739A; AU520901B2; DE2840778C2; NL7809578A; JPS5446451A; NL188317C; GB2005506A; NL188317B; AU3990978A; FR2403683B1; JPS6047771B2

Description

TER MEER · MÜLLER ■ STEINMEISTER

BESCHREIBUNG

Die Erfindung betrifft eine Überlast-Schutzschaltung bzw. eine Überlast-Feststellschaltung für einen Verstärker und insbesondere eine Überlast-Schutz- bzw. -Feststellschaltung, die vorzugsweise für einen Impulsbreiten-Modulations-Verstärker (PWM-Verstärker) zu verwenden ist, um durch Impulsbreitenmodulation in Abhängigkeit eines Eingangssignals ein verstärktes Ausgangssignal zu erzeugen.

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Es ist bereits ein Transistorausgangsverstärker in Form eines D-Verstärkers oder eines Modulations-Verstärkers bekannt, bei dem ein Eingangssignal in ein impulsbreitenmoduliertes Signal (PWM-Signal) umgesetzt wird. Ein Schaltelement wird in Abhängigkeit vom impulsmodulierten Signal in den leitenden bzw. nichtleitenden Zustand versetzt, und das Schaltausgangssignal wird in einem Filter demoduliert, so daß ein verstärktes Ausgangssignal bereitgestellt wird.

Wenn beispielsweise ein Lautsprecher mit einer kleineren Eingangsimpedanz als der entsprechende Wert des Verstärkers als Last am Verstärker angeschlossen wird,oder wenn die Ausgangsanschlüsse des Verstärkers kurzgeschlossen werden, wird der Verstärker überlastet. Der durch die Schaltelemente fließende Strom steigt über den Nennwert des Verstärkers an, so daß die Gefahr besteht, daß die Schalterstufe zerstört wird.

Der Verstärker benötigt daher eine Überlast-Schutz- bzw. -Feststellschaltung, die die Schaltelemente vor überlast schützt. Eine herkömmliche Überlast-Schutzschaltung arbeit et derart, daß der durch das Schaltelement fließende Strom festgestellt und das Eingangssignal abgesenkt oder das impulsbreitenmodulierte Signal am Schaltelement unterdrückt wird, wenn der festgestellte Strom einen bestimmten oder Nenn-Wert überschreitet. Die Nachweisschaltung stellt den

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durch das Schaltelement fließenden Strom fest. Der festgestellte Strom ist größer als der größte zulässige Nennstrom des Sehaltelementes. Wenn also beispielsweise die Ausgangsanschlüsse des Verstärkers kurzgeschlossen werden, fließt ein Strom durch das Schaltelement, der größer als der größte zulässige Nennstrom ist. Bei Betrieb mit überlastung bewirkt der Strom große Verluste, beispielsweise durch Wärmeerzeugung.

Darüber hinaus besteht das Filter, an das das Ausgangssignal des Schaltelementes zur Demodulation des impulsbreitenmodulierten Signals gelangt, aus einer Induktivität und einer Kapazität. Der Schaltstrom induziert eine gegenelektromotorische Kraft, die einen Umkehrstrom hervorruft. Der Umkehrstrom fließt durch eine Entladediode. Bei dem Verstärker, bei dem eine solche Überlast-Schutzschaltung verwendet wird, wird der Umkehrstrom, der durch die Diode fließt, entsprechend dem großen Ausgangsstrom des Verstärkers bei Überlast größer, so daß dadurch in der Diode ein großer Leistungsverlust entsteht.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Überlastschutz- bzw. -Feststellschaltung für einen Impulsbreiten-Modulations-Verstärker zu schaffen, bei der die zuvor beschriebenen Nachteile herkömmlicher Schutz schaltungen nicht auftreten, und der durch die Schaltstufe fließende Strom bei Feststellung einer überlastung abgesenkt wird, um eine Wärmeerzeugung im Schaltelement zu verringern.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im Anspruch 1 angegebene Überlast-Schutzschaltung gelöst=

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Die Erfindung schafft also eine Überlast-Schutz- bzw. -Feststellschaltung für einen Impulsbreiten-Modulations-Verstärker mit einer den Ausgangsstrom feststellenden und einer die

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Ausgangsspannung feststellenden Schaltungsstufe. Das Ausgangssignal der die Ausgangsspannung feststellenden Schaltungsstufe gelangt an eine Gleichrichterstufe mit einer Entladungszeitkonstanten, die durch die Abschneidfrequenz eines Tiefpaßfilters, der als Demodulator für den Impuslbreiten-Modulations-Verstärker dient, festgelegt ist. Eine Vergleicherstufe erzeugt ein die überlast anzeigendes Signal in Abhängigkeit von der Differenz zwischen den Ausgangssignalen der Gleichrichterstufe und der den Ausgangsstrom feststellenden Stufe.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der Zeichnungen beispielsweise näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 eine Schaltungsanordnung gemäß einer bevorzugten Ausfügrungsform der Erfindung und

Fig. 2 eine graphische Darstellung, anhand deren die Arbeitsweise der vorliegenden Erfindung erläutert wird.

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Eine überlast-Feststellschaltung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung umfaßt einen in Fig. 1 dargestellten Verstärker 1 für ein impulsbreitenmoduliertes Signal, mit einem Impulsbreitenmodulator 2, einer Impulstreiberstufe 3, einem PNP-Transistor 4 und einem NPN-Transistor 5 für Schaltvorgänge, einem Tiefbaßfilter 6 und eine Überlast-Feststellschaltung 7 sowie einen Feldeffekttransistor (FET) 8 zur Dämpfung eines Eingangssignals.

Eine Gleichspannung +Vcc gelangt über einen Widerstand 1o und einem Spannungsversorgungsanschluß 9 an den Emitter des Transistors 4, und eine Gleichspannung -Vcc gelangt über einen Widerstand 12 von einem weiteren Spannungsversorgungsanschluß 11 an den Emitter des Transistors 5. Das Filter besteht aus Induktivitäten und Kondensatoren. Eine Rückwärtsspannung der Induktivitäten, die durch den Schaltvor-

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gang der Transistoren 4 und 5 induziert wird, wird von Dioden 13 und 14 abgeleitet. Das Eingangssignal wird am Eingang 15 bereitgestellt, und ein Ausgangssignal tritt am Ausgang 16 auf, der mit einem Lautsprecher 17 als Last des Verstärkers verbunden ist.

Die Überlast-Feststellstufe 7 ist folgendermaßen aufgebaut.

Der Emitter eines PNP-Transistors 18 ist mit dem Spannungs-Versorgungsanschluß 9 und der Kollektor desselben ist mit der Gateelektrode des FET 8 verbunden. Die Basis des Transistors 18 steht über einen Widerstand 19 mit einem Anschluß des Widerstands 10 in Verbindung. Das andere Ende des Widerstands 20 ist mit dem anderen Ende des Widerstands 10 verbunden. Die Basis des Transistors 18 liegt über eine Reihenschaltung aus den Widerständen 21 und 22 an dem anderen Spannungsversorgungsanschluß 11.

Der Emitter eines NPN-Transistors 23 ist mit dem Anschluß und der Kollektor dieses Transistors 23 ist über einen Widerstand 24 mit der Basis des Transistors 18 verbunden. Die Basis des Transistors 23 steht einerseits über einen Widerstand 25 mit dem einen Anschluß eines Widerstands 12 und andererseits mit dem einen Anschluß eines Widerstands 26 in Verbindung, dessen anderer Anschluß mit dem anderen Anschluß des Transistors 12 verbunden ist. Die Basis des Transistors 23 ist über eine Reihenschaltung aus den Widerständen 27 und 28 mit dem Spannungsversorgungsanschluß 9 verbunden.

Wenn R₁ der Widerstandswert der Widerstände 10 und 12, R₂ der Widerstandswert der Widerstände 20 und 26, R₃ der Widerstandswert der Widerstände 19 und 25 und R₄ der Widerstandswert der Widerstände 21, 22 und 27, 28 ist, so stehen diese Widerstandswerte in einem Verhältnis von R₁ 4<c r und

R- <Sc R.. Diese Widerstandswerte können folgendermaßen gewählt werden;

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R₁ = 0,1 rs-ΙΛ, R₂ = 1 k£l, R₃ = 510 Λ und R₄ = 68

Ein Teil des Ausgangssignals vom Filter 6 wird mit einem Widerstand R und Dioden 29 und 30 gleichgerichtet. Das Signal mit positiver Polarität gelangt an den Verbindungspunkt a der in Reihe liegenden Widerstände 21 und 22. Das Signal mit negativer Polarität gelangt an den Verbindungspunkt b der in Reihe liegenden Widerstände 27 und 28. Ein Kondensator 31, der zwischen dem Schaltungspunkt a und Masse liegt, und ein Kondensator 32, der zwischen dem Schaltungspunkt b und Masse liegt, dienen dazu, hochfrequente Komponenten des gleichgerichteten Signals abzuleiten, um zu verhindern, daß die Nachweisstufe 7 in einem hohen Frequenzbereich des Ausgangssignals betrieben wird. Der Grund hierfür wird nachfolgend noch beschrieben.

Die Arbeitsweise der Überlast-Nachweisschaltung wird nachfolgend erläutert.

Bei normaler Arbeitsweise des Verstärkers 1 wird das von einem Vorverstärker am Eingang 15 bereitgestellte Eingangssignal vom Impulsbreitenmodulator 2 in ein impulsbreitenmoduliertes Signal umgesetzt. Das impulsbreitenmodulierte Signal gelangt über die Impulstreiberstufe 3 an die Transistoren 4 und 5. Diese Transistoren 4 und 5 werden abwechselnd in den leitenden und nichtleitenden Zustand versetzt. Infolgedessen tritt am Verbindungspunkt der Kollektoren der Transistoren 4 und 5 ein verstärktes impulsbreitenmoduliertes Signal mit beispielsweise 500 kHz auf, dessen Spitzenwerte nahezu gleich den Versorgungsspannungen +Vcc ist. Das impulsbreitenmodulierte Signal gelangt zum Tiefpaßfilter 6, um in ein Tonsignal demoduliert zu werden. Ein verstärktes Ausgangssignal mit Spitzenwerten in der Nähe der Versorgungsspannungen +Vcc tritt am Ausgang des Filters 6 auf und gelangt an den Lautsprecher 17.

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Ein Teil des Ausgangssignals gelangt über die jeweilige Diode 29 und 30 an die Schaltungspunkte a und b. über das Netzwerk, das aus den Widerständen 10, 19 und 20 besteht, und über den Widerstand 21 gelangt die Versorgungsspannung +Vcc ebenfalls an den Schaltungspunkt a. Die Versorgungsspannung -Vcc liegt über den Widerstand 26 ebenfalls an Schaltungspunkt a an. Die Widerstände 21 und 22 weisen den gleichen Widerstandswert R. auf, und die Widerstandswerte R-, R₂ und R₃ der Widerstände 10, 19 und 20 sind jeweils wesentlich kleiner als der Widerstandswert R₄ (R., R₃ und R₃"^ R.). Wenn kein Ausgangssignal auftritt, ist die Spannung am Schaltungspunkt a praktisch Null. Wenn das Ausgangssignal mit positiver Polarität über die Diode 2 9 an den Schaltungspunkt a gelangt, ändert sich die Spannung am Schaltungspunkt a proportional zur positiven Ausgangsspannung in einem Spannungsverhäl.tnis von etwa 0 zu +Vcc.

In entsprechender Weise liegt am Schaltungspunkt b die Versorgungsspannung +Vcc über den Widerstand 28 an. Die andere Versorgungsspannung -Vcc gelangt über das Schaltungsnetzwerk, das aus den Widerständen 12, 25 und 26 besteht, und über den Widerstand 27 ebenfalls an den Schaltungspunkt b. Die Widerstände 27 und 28 weisen denselben Widerstandswert R₄ auf, und die Widerstandswerte R , R» und R₃ der Widerstände 12, 25 und 26 sind jeweils wesentlich kleiner als der Widerstandswert R₄ (R.., R₂ und R <£ R₄) . Wenn die Ausgangsspannung mit negativer Polarität daher über die Diode 30 an den Schaltungspunkt b gelangt, ändert sich die Spannung am Schaltungspunkt b in Abhängigkeit von der negativen Ausgangsspannung in einem Bereich von nahezu 0 bis -Vcc.

In Abhängigkeit von einer Änderung der Spannungen an den Punkten a und b fließen Ströme I- und I₂ durch den jeweiliegen Widerstand 21 und 27. Die Ströme I- und I₂ sind nahezu Null, wenn die Spannung des Ausgangssignals +Vcc beträgt,

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Vcc und sie erreichen praktisch ihren höchsten Wert ·=—, wenn die Spannung des Ausgangssignals Null ist, und zwar aufgrund der Tatsache, daß R-, IU und R₃ R₄ ist. Die Ströme I. und I₉ ändern sich also in Abhängigkeit der Ausgangsspannung

Vcc
vom größten Wert —— auf Null. Die Transistoren 4 und 5, die

^K4

zwischen den Spannungsversorgungsanschlüssen 9 und 11 liegen, werden jedoch abwechselnd leitend, so daß ein Schaltstrom I erzeugt wird, der abwechselnd durch die Widerstände 10 und 12 fließt. Der Strom I geht im Gegensatz zur Änderung der Ströme I₁ und I₂ _r die praktisch vom größten Wert zum Wert Null übergehen, in Abhängigkeit des Ausgangsssignals

Vcc praktisch vom Wert Null in einen größten Ausgangsstrom ·=— über.

Wenn ein Lautsprecher 17 mit einer kleineren Eingangsimpedanz als ein Wert des Verstärkers angeschlossen ist oder wenn der Lautsprecher 17 kurzgeschlossen ist, steigt der Strom I_n an, und der Verstärker 1 wird überlastet. In diesem Falle fällt die Spannung am Ausgang 16 auf nahezu Null ab. Daher fallen auch die Spannungen an den Schaltungspunkten a und b auf nahezu Null ab, so daß die Ströme I. und I₂ ihren größten Wert erreichen.

Die Spannung über den Widerstand 19, d. h. die Basisspannung V₀, ist die Summe aus einer vom Strom I^ hervorgerufenen

B' R3 O^ R R₃

Spannung(I R₁ χ ■=;—τ-^-) und einer Spannung (I ^x ■=— ) ;

Ul K- + K3 I K2 τ K₃

nämlich deshalb, weil das aus den Widerständen 10, 19 und 20 bestehende Widerstandsnetzwerk als Parallelverbindung zu den Widerständen R₃ und R₃ betrachtet werden kann. Die Spannung V_n läßt sich daher mit der nachfolgend angegebenen Gleichung ausdrücken:

^R2^R3 ^

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^VB - ^(I1 ^Χ^Τζ ^] ^{+ (I}0^R1

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Bei Überlast des Verstärkers steigen die Ströme I₁ und I_ in der Gleichung (1) an, so daß V -5Z V wird. V ist die über der Basis und dem Emitter des Transistors 18 auftretenden Spannung, die beispielsweise etwa 0,6 V beträgt. Infolgedessen wird der Transistor 18 in den leitenden Zustand versetzt.

In derselben Weise bewirkt der Strom I_fi des Widerstandes 5 und der Strom I₀ eine Spannung V über dem Widerstand 26 ge-

Z B

maß einer der Gleichung (1) entsprechenden Gleichung. Die Spannung V„ versetzt den Transistor 23 bei Überlast in den leitenden Zustand, so daß ein Strom durch den Widerstand 24 fließt. Infolgedessen steigt der Strom I₁ an und versetzt den Transistor 18 in den leitenden Zustand. Die Einschaltfolge des Transistors 18 aufgrund des Stroms I₁ und aufgrund des Leitendwerdens des Transistors 23 wird durch die Zeitsteuerung beim Schaltvorgang der Transistoren 4 und 5 festgelegt.

Bei überlast wird der Transistor 18 leitend und erzeugt ein Signal, das an die Gateelektrode des FET 8 gelangt. Der FET 8 wird leitend und senkt den Pegel des Eingangssignals, so daß dadurch der Schaltvorgang der Transistoren 4 und 5 ausgesetzt wird. Der Verstärker 1 gelangt in einen Zustand, der dem Zustand entspricht, bei dem das Eingangssignal nicht auftritt.

Die Transistoren 4 und 5 werden daher also nicht überbelastet«

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Wie in Fig. 2 dargestellt ist, wird der Ausgangsstrom gemäß der vorliegenden Erfindung also auf + I_Q (s) begrenzt, wenn eine überlastung, beispielsweise ein Kurzschluß, am Ausgang des Verstärkers auftritt. Bei normaler Betriebsweise des Verstärkers ergibt sich eine Schutzkurve auf der Grundlage des Stromes +I₀ (s) und den größten Nennströmen +!-.(max) bei der größten Ausgangsspannung +I_n= Der Verstärker ar-

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beitet innerhalb der Schutzkurven und wird dann, wenn er außerhalb der Schutzkurven arbeitet, gegen Überlast geschützt. Der maximale Nennstrom I (max) fließt also bei dem Verstärker mit herkömmlicher Überlast-Feststellschaltung bei überlast. Gemäß der vorliegenden Erfindung kann der Strom auf I_n(s) heruntergerdrückt werden. Die Wärmeentwicklung der Schaltelemente kann verringert werden.

Bei Betrieb mit normaler Belastung kann der Verstärker normal arbeiten, wenn die Phase des impulsbreitenmodulierten Signals an den Kollektoren der Transistoren 4 und 5 mit der Phase des Ausgangssignals, d. h. mit der Phase der Spannungen an den Schaltungspunkten a und b übereinstimmt. Da das Filter 6 jedoch aus Induktivitäten und Kapazitäten bzw. Kondensatoren besteht, wird eine gewisse Phasendifferenz zwischen dem impulsbreitenmodulierten Ausgangsstrom und der Ausgangsspannung hervorgerufen. Wenn die Phasendifferenz im niedrigeren Frequenzbereich des Ausgangssignals klein ist, arbeitet der Verstärker im niedrigeren Frequenzbereich normal. Die Phasendifferenz steigt im höheren Frequenzbereich an. Wenn die Spannung am Schaltungspunkt a nahezu auf Null abfällt und der Strom I₁ dadurch seinen größten Wert erreicht und der Transistor 4 in den leitenden Zustand versetzt wird, fließt infolgedessen nur ein kleiner Strom I₁ durch den Transistor 4.

Das impulsbreitenmodulierte Signal am Kollektor wird geklemmt bzw. abgeschnitten (clipped), so daß der Pegel des Ausgangssignals auch abgeschnitten wird.

Bei dieser Ausführungsform sind Kondensatoren 31 und 32 mit kleiner Kapazität mit der jeweiligen Diode 29 und 30 verbunden, um zu verhindern, daß das Ausgangssignal im höheren Frequenzbereich abgeschnitten wird. Die Kondensatoren 31 und 32 werden im höheren Frequenzbereich aufgeladen, so daß die Spannungen an den Schaltungspunkten a und b auf die Aufladespannungen der Kondensatoren 31 und 32 ansteigen. Dadurch wird das Ansteigen der Ströme I₁ und I- unterdrückt,

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und es fließt ein ausreichender Strom I . Die Empfindlichkeit der Überlast-Feststellstufe 7 wird also im höheren Frequenzbereich verringert, und das Abschneiden des Ausgangspegels, das durch das Filter 6 verursacht wird, welches eine Phasendifferenz zwischen dem impulsbreitenmodulierten Signal und dem Ausgangssignal bewirkt, wird verhindert.

Die Kapazität der Kondensatoren 31 und 32 und die Widerstandswerte der Widerstände 22 und 28 sind so festgelegt, daß die Spannungen an den Schaltungspunkten a und b auf einen vorgegebenen Wert ansteigen, wenn die Frequenz des Ausgangssignals eine vorgegebene Frequenz erreicht, die kleiner ist als die Abschneidfrequenz des Filters 6» Die Zeitkonstante Td kann nach folgender Gleichung gewählt werden:

^{Td =} V^c3i ^> k

Hierbei ist f OL die Abschneidfrequenz des Filters 6, R der Widerstandswert des Transistors 22 und C^₁ die Kapazität des Kondensators 31.

Zuvor wurde eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung beschrieben. Dem Fachmanne sind zahlreiche Abwandlungen und Ausgestaltungen möglich, ohne daß dadurch der Erfindungsgedanke verlassen wird.

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Claims

PATENTANWÄLTE

TER MEER - MÜLLER - STEINMEISTER

D-8000 München 22 D-4800 Bielefeld

Triftstraße 4 Siekerwall 7 2 9 4 0 7 7 §

Case S78P134 19.September 1978

Mü/Dr.G/tr

SONY CORPORATION 7-35, Kitashinagawa 6-chome Shinagawa-ku, Tokyo, Japan

Überlast-Schutzschaltung für Verstärker

Priorität: 20. September 1977, Japan, Nr. 112912/1977

PATENTEN SP RÜCHE

/ 1. Juberlast-Schutzschaltung für einen Impulsbreiten-Modula- \—-^.tions-Verstärker mit
5 a) einer Gleichspannungsquelle mit zwei Anschlüssen,

b) einer ersten und einer zweiten Schalteinrichtung, die zwischen den Anschlüssen der Gleichspannungsquelle in Reihe liegen,

c) einer Signaleingangsstufe zur EIN/AUS-Steuerung der 10 ersten und zweiten Schalteinrichtung abwechselnd in Abhängigkeit eines Impulseingangssignals,

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ORIGINAL INSPECTED

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d) einem Tiefpaßfilter, das zwischen dem Verbindungspunkt der ersten und zweiten Schalteinrichtung einerseits und einem Ausgang liegt, an den eine Last angeschlossen werden kann,

e) einer ersten Feststellstufe, die einen durch die erste Schalteinrichtung fließenden Ausgangsstrom feststellt, und

f) einer zweiten Feststellstufe, die eine am Ausgangsanschluß bereitgestellte Ausgangsspannung feststellt, gekennzeichnet durch

g) eine erste Gleichrichterstufe (29, 31), die mit der zweiten Feststellstufe (R) verbunden ist, und eine Entladungszeit-Konstantenschaltung aufweist, die durch die Abschneidfrequenz des Tiefpaßfilters (6) festgelegt ist, und

h) eine erste Vergleicherstufe (18), die die Ausgangssignale der Feststellstufe (10, 19, 20) und der ersten Gleichrichterstufe (29, 31) vergleicht und ein die überlast anzeigendes Signal in Abhägnigkeit von dem durchgeführten Vergleich erzeugt.
2. überlast-Schutzschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die Entladungszeitkonstante größer als die Zeitkonstante ist, die durch den Reziprokwert der Abschneidfrequenz des Tiefpaßfilters (6) gegeben ist.
3. überlast-Schutzschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Feststellstufe (10, 19, 20) einen ersten, einen zweiten und einen dritten Widerstand aufweist, der erste Widerstand (10) zwischen dem einen Anschluß (9) der Gleichspannungsquelle (+Vcc) und der ersten Schalteinrichtung (4) liegt, und die in Reihe geschalteten zweiten und dritten Widerstände (19, 20) zum ersten Widerstand (10) parallel liegen.

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4. Überlast-Schutzschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Gleichrichterstufe (29, 31) eine erste Diode (29), einen dazu in Reihe geschalteten ersten Kondensator (31), die zwischen dem Ausgangsanschluß (16) und einem Bezugspunkt liegen, sowie einen vierten und einen dazu in Reihe geschalteten fünften Widerstand (21, 22) aufweist, die zwischen dem Verbindungspunkt des zweiten und dritten Widerstands (19, 20) und dem zweiten Anschluß (11) der Gleich-Spannungsquelle (-Vcc) liegen, und daß der Verbindungspunkt (a) zwischen dem vierten und fünften Widerstand (21, 22) mit dem Verbindungspunkt der ersten Diode (29) und des ersten Kondensators (31) in Verbindung steht, und daß der erste Kondensator (31) und der fünfte Widerstand (22) die Entladezeit-Konstantenschaltung der Gleichrichterstufe (29, 31) bilden.
5. Überlast-Schutzschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Vergleicherstufe (18) einen ersten Schalttransistor (18) aufweist, dessen Basis-Emitter-Weg parallel zum dritten Transistor (19) liegt, und an dessen Kollektor das überlast-Anzeigesignal bereitgestellt wird, wenn der erste Schalttransistor (18) leitend wird.
6. Überlast-Schutzschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, gekennzeichnet durch eine Eingangsdämpfungsstufe (8), die mit der Signaleingangsstufe (2) verbunden ist und vom ersten Schalttransistor (18) so gesteuert wird, daß das Eingangssignal abfällt, wenn der erste Schalttransistor (18) leitend wird.
7. Überlast-Schutzschaltung nach einem der'Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsdämpfungsstufe (8) ein Feldeffekttransistor ist.

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Überlast-Schutzschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, gekennzeichnet durch eine dritte Feststellstufe (12, 25, 26), die den durch die zweite Schalteinrichtung (5) fließenden Strom feststellt, eine vierte Feststellstufe (R), die die am Ausgangsanschluß (16) bereitgestellte Ausgangsspannung feststellt, d.ne zweite Gleichrichterstufe (30, 32), die mit der vierten Feststellstufe (R) verbunden ist und eine Entladungszeit-Konstantenschaltung aufweist, die durch die Abschneidfrequenz des Tiefpaßfilters (6) festgelegt ist, sowie eine zweite Verlgeicherstufe (23), die die Ausgangssignale der dritten Feststellstufe (12, 25, 26) und der zweiten Gleichrichterstufe (30, 32) vergleicht und den ersten Schalttransistor (18) in Abhängigkeit von dem dabei auftretenden Vergleichsergebnis steuert.