DE2760331C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Transistorschaltung (entsprechend dem Oberbegriff des Anspruches 1) zur Erzeugung linker und rechter Stereosignale.

Ein Stereosignalgemisch besteht aus einem Summensignal (L+R) und einem auf einen Hilfsträger modulierten Differenzsignal (L-R). Ein Stereodemodulator, der ein solches Stereosignalgemisch in ein linkes und rechtes Stereosignal (L bzw. R) demodulieren soll, enthält einen Verstärker zur Wiedergewinnung des Summensignales (L+R) und einen Schaltkreis zur Erzeugung der beiden gegenphasigen Formen des Differenzsignales, wobei das Summensignal zu beiden Phasen des Differenzsignales addiert wird. Wird das Summensignal direkt zum Differenzsignal addiert, so ist es möglich, daß die Belastung des Summensignalverstärkers den Pegel des wiedergewonnenen Summensignales beeinträchtigt, was eine Verschlechterung des Pegels der erzeugten linken und rechten Stereosignale mit sich bringt. Zur Vermeidung dieses Problems finden zweckmäßig Stromspiegelschaltungen Verwendung.

Durch die DE-OS 24 40 023 (Fig. 4) ist eine Stromspiegelschaltung bekannt, deren den zu spiegelnden und den gespiegelten Strom führenden Stufen in Darlington-Schaltung mit Transistoren gleicher Leitfähigkeit aufgebaut sind, wobei eine weitere, aus einem einzelnen Transistor bestehende Stufe mit ihrer Emitter-Basisstrecke Basis und Kollektor der dem zu spiegelnden Strom führenden Stufe verbindet.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Transistorschaltung entsprechend dem Oberbegriff des Anspruches 1 so auszubilden, daß sich eine besonders gute Trennung zwischen den linken und den rechten Stereosignalen ergibt und ein Einfluß von Brumm- und Rauschsignalen ausgeschlossen ist.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Merkmale des Anspruches 1 gelöst.

Zweckmäßige Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der Fig. 1 bis 15 beispielsweise erläutert. Es zeigt

Fig. 1 und 2 Schaltbilder bekannter Stromspiegelschaltungen,

Fig. 3 ein Schaltbild einer weiteren Stromspiegelschaltung zur Erläuterung der Grundlagen der Erfindung,

Fig. 4 ein Schaltbild einer Transistorstufe für die Ausführungsform in Fig. 3,

Fig. 5 ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform einer Transistorstufe, die bei der Erfindung verwendbar ist,

Fig. 6 eine graphische Darstellung einer Arbeitskennlinie,

Fig. 7 eine graphische Darstellung einer weiteren Arbeitskennlinie,

Fig. 8 ein Schaltbild einer Ausführungsform einer weiteren Transistorstufe, die für die Erfindung verwendbar ist,

Fig. 9 eine graphische Darstellung, aus der der verbesserte Rauschabstand ersichtlich ist, der erzielt werden kann,

Fig. 10 eine graphische Darstellung, aus der die verbesserten Arbeitskennlinie ersichtlich sind,

Fig. 11 und 12 Schaltbilder von zwei Ausführungsformen der bei dem erfindungsgemäßen Stereodemodulator verwendbaren Stromspiegelschaltung,

Fig. 13 einen Teil der Schaltung in Fig. 12 in IC-Technik,

Fig. 14 ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen Stereodemodulators,

Fig. 15 ein Ersatzschaltbild der Schaltung gemäß Fig. 14.

Die Fig. 1-10 dienen hierbei zur Erläuterung der Grundlagen der Erfindung, stellen jedoch noch nicht den Gegenstand der Erfindung selbst dar.

Die verbesserten Arbeitskennlinien, die erhalten werden, sind am besten durch Vergleich dieser Kennlinien mit denen bekannter Ausführungen abzuschätzen. Fig. 1 ist ein Schaltbild einer bekannten Stromspiegelschaltung, die aus PNP-Transistorstufen mit Transistoren Q 1 und Q 2 besteht, deren Emitter mit einer Betriebsspannungsquelle +B und deren Basen miteinander verbunden sind. Stromausgänge T 1 und T 2 sind mit den Kollektoren der jeweiligen Transistoren verbunden und der Kollektor des Transistors Q 1 ist mit seiner Basis verbunden, so daß dieser Transistor als Diode geschaltet ist. Da die Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren Q 1 und Q 2 gleich sind, ist der Basisstrom B 2 des Transistors Q 2 gleich dem Basisstrom B 1 des Transistors Q 1. Der Ausgangsstrom I 1, der dem Stromausgang T 1 zugeführt wird, ist gleich der Summe des Emitterstroms E 1 des Transistors Q 1 und des Basisstromes des Transistors Q 2, d. h.: I₁ = I _{E 1} + I _{B 2} (1)

Wenn der Emitterschaltungs-Stromverstärkungsfaktor mit h _FE bezeichnet wird und der Stromverstärkungsfaktor des Transistors Q 1 gleich dem des Transistors Q 2 ist, kann der Basisstrom I _{B 2} ausgedrückt werden durch:

Wenn der Strom I₂, der dem Stromausgang T 2 zugeführt wird, gleich dem Emitterstrom des Transistors Q 2 minus dessen Basisstrom ist, kann der Strom I₂ ausgedrückt werden durch:

Es wurde angenommen, daß die Arbeitskennlinien des Transistors Q 1 gleich den Arbeitskennlinien des Transistors Q 2 sind. Die jeweiligen Emitterströme sind somit gleich. Das Verhältnis des Ausgangsstroms I₂ zum Ausgangsstrom I₁ wird durch Teilung der Gleichung (3) durch die Gleichung (1) erhalten. Dadurch ergibt sich:

Bei einer idealen Stromspiegelschaltung sollte der Ausgangsstrom I₂ gleich dem Ausgangsstrom I₁ sein. Dies bedeutet, daß das Verhältnis I₂/I₁ im Idealfall 1 sein sollte. Wie aus Gleichung (4) ersichtlich ist, nähert sich das Verhältnis I₂/I₁ dann 1, wenn der Stromverstärkungsfaktor FE₁ zunimmt. Da jedoch eine obere Grenze für den Wert von h besteht, kann I₂/I₁ den Wert von 1 nicht ganz erreichen.

Im Hinblick auf diesen Nachteil ist es bekannt, als Basis-Kollektor-Verbindung des Transistors Q 1 den Basis-Emitter-Kreis eines zusätzlichen Transistors, wie des Transistors Q 3 in Fig. 2, vorzusehen. Der Kollektor des Transistors Q 3 hat ein Bezugspotential wie Masse. Wenn der Basisstrom des Transistors Q 3 mit IB 3 und der Emitterschaltungs-Stromverstärkungsfaktor des Transistors Q 3 mit FE 2 bezeichnet wird, kann der Ausgangsstrom I₁ ausgedrückt werden durch

Der Emitterstrom des Transistors Q 3 ist gleich der Summe der Basisströme der Transistoren Q 1 und Q 2. Da der Basisstrom IB 3 dem Emitterstrom entsprechend dem Faktor proportional erhält man: Der Ausgangsstrom I₂ kann wie in der obigen Gleichung (3) ausgedrückt werden, die umgeschrieben ergibt:

Die Transistoren Q 1 und Q 2 haben wiederum die gleichen Arbeitskennlinien, so daß ihre Emitterströme gleich sind. Daher kann das Verhältnis der Ausgangsströme I₂/I₁ ausgedrückt werden durch:

Es ist ersichtlich, daß sich das Ausgangsstromverhältnis in Gleichung (8) stärker 1 nähert als das Ausgangsstromverhältnis der Gleichung (4).

Die Stromspiegelschaltung in Fig. 2 kann als monolithischer integrierter Halbleiterkreis ausgebildet werden, bei dem sich die Transistoren Q 1 und Q 2 seitlich und der Transistor Q 3 vertikal erstrecken. Dieser Aufbau kann wegen der leichteren Herstellung gewählt werden. Der Stromverstärkungsfaktor FE 1 des Transistors mit seitlichem Aufbau beträgt typischerweise etwa 5 und der Stromverstärkungsfaktor hFE₂ des Transistors mit vertikalem Aufbau etwa 40. Wenn diese Werte in die Gleichung (8) eingesetzt werden, beträgt das Ausgangsstromverhältnis I₂/I₁ etwa 0,99. Dennoch ist in vielen Anwendungsfällen bei Verwendung von Stromspiegelschaltungen dieses Ausgangsstromverhältnis nicht akzeptabel, da es nicht ausreichend nahe 1 ist.

Eine bei dem erfindungsgemäßen Stereodemodulator verwendete Ausführungsform einer Stromspiegelschaltung bei der das Ausgangsstromverhältnis eine stärkere Annäherung an 1 aufweist, zeigt Fig. 3. Diese Stromspiegelschaltung besteht vorzugsweise aus einem monolithischen integrierten Halbleiterkreis, der Transistorstufen Q 1, Q 2 und Q 3 enthält, von denen jede einen Einzug und einen ersten und zweiten Ausgang hat. Die Stufen Q 1 und Q 2 haben im wesentlichen gleiche Arbeitskennlinien und jede Stufe besteht aus Transistoren, die in Darlington- Schaltung geschaltet sind. Die Stufe Q 1 ist aus zwei komplementären Transistoren Q 1a und Q 1b gebildet, die so geschaltet sind, daß die Stufe PNP-Eigenschaften hat. Der Transistor Q 1a ist ein PNP-Transistor und der Transistor Q 1b ein NPN-Transistor, wobei der Kollektor von Q 1b mit dem Emitter von Q 1a, der Kollektor von Q 1a mit der Basis von Q 1b und der Emitter von Q 1b mit dem Stromausgang T 1 verbunden ist. Die Basis von Q 1a wirkt als Eingang der Stufe Q 1. Die Stufe Q 2 besteht aus komplementären Transistoren Q 2a und Q 2b, die ähnlich wie die Transistoren der Stufe Q 1 geschaltet sind. Außerdem sind die Basen von Q 1a und Q 2a miteinander verbunden. Die Darlington-Schaltung aus den Stufen Q 1 und Q 2 ist auch als Emitter-Kollektor- Schaltung bekannt. Ausgänge der Stufen Q 1 und Q 2, d. h. die Emitter von Q 1a und Q 2a, sind über Stromrückkopplungswiderstände RE 1 und RE 2 mit einer Betriebsspannungsquelle +B verbunden. Diese Widerstände haben gleiche Widerstandswerte. Die Stufe Q 3 besteht ebenfalls aus zwei Transistoren in Darlington-Schaltung mit einem Eingang und einem ersten und einem zweiten Ausgang. Die Transistoren Q 3a und Q 3b sind PNP-Transistoren, wobei die Basis von Q 3a mit dem Emitter von Q 3b verbunden ist. Der Emitter von Q 3a ist als Ausgang der Stufe Q 3 mit den verbundenen Basen von Q 1a und Q 2a verbunden. Die Basis von Q 3b ist als Eingang der Stufe Q 3 mit dem Ausgang T 1 verbunden. Die Kollektoren von Q 3a und Q 3b sind als anderer Ausgang der Stufe Q 3 gemeinsam an ein Bezugspotential wie Masse gelegt. Jede Stufe Q 1 und Q 2 kann als ein PNP-Transistor betrachtet werden, wie schematisch Fig. 4 zeigt. In Abwandlung kann der Transistor Q 1a (und auch der Transistor Q 2a) mehrere Kollektoren haben, von denen einer mit dessen Basis verbunden ist. Diese Anordnung ist schematisch in Fig. 5 gezeigt. Die Gesamtarbeitskennlinie der Stufe Q 3 sind gleich der eines PNP-Transistors, so daß diese Stufe als PNP-Transistor angesehen werden kann, wie schematisch Fig. 8 zeigt. Aufgrund der Zwischenschaltung der Stufe Q 3 zwischen den Eingang der Stufe Q 1 und den Stromausgang T 1 ist die Basisvorspannung zwischen diesen Anschlüssen, d. h. zwischen der Basis von Q 1a und dem Emitter von Q 1b, größer als die Basis- Emitter-Spannung Vbe des NPN-Transistors Q 1b. Diese Vorspannung ist wenigstens gleich 2Vbe.

Vorzugsweise sind Basiswiderstände RB 1 und RB 2 zwischen die Basen und die Emitter von Q 1b und Q 2b geschaltet, d. h., jeder Basis-Widerstand ist zwischen die Basis seines jeweiligen NPN-Transistors und einen Stromausgang geschaltet.

Es sei angenommen, daß die PNP-Transistoren Q 1a und Q 2a einen seitlichen Aufbau haben. Der Stromverstärkungsfaktor hFE solch eines Transistors mit seitlichem Aufbau ändert sich mit dem Kollektorstrom in der in Fig. 6 gezeigten Weise. Es sei weiterhin angenommen, daß die Transistoren Q 1b und Q 2b vertikalen Aufbau und einen Stromversorgungsfaktor h _FE haben, der sich mit dem Kollektorstrom in der durch das Diagramm der Fig. 7 gezeigten Weise ändert. Bei einem praktischen Anwendungsfall der Stromspiegelschaltung in Fig. 3 beträgt der Kollektorstrom jedes NPN-Transistors etwa 1 mA. Somit beträgt der Stromverstärkungsfaktor h _FE etwa 175, wie Fig. 7 zeigt. Der Basisstrom beträgt daher etwa 1/175 = 0,0057 mA. Da der Basisstrom von Q 1b im wesentlichen gleich dem Kollektorstrom von Q 1a ist, beträgt der Kollektorstrom von Q 1a ebenfalls etwa 0,0057 mA. Der Stromverstärkungsfaktor von Q 1a beträgt etwa 20, wie Fig. 6 zeigt. Somit ist der Gesamtstromverstärkungsfaktor von Q 1 (ebenso wie der von Q 2) im wesentlichen gleich dem Produkt der Stromverstärkungsfaktoren der Transistoren Q 1a und Q 1b. Dies bedeutet, daß der Gesamtstromverstärkungsfaktor der Stufe Q 1 etwa 175×20=3500 beträgt. Der Stromverstärkungsfaktor der Stufe Q 1 gemäß Fig. 3 ist also viel größer als der Stromverstärkungsfaktor der bekannten Stromspiegelschaltungen gemäß den Fig. 1 und 2. Für die Stufe Q 3 beträgt ein typischer Stromverstärkungsfaktor für jeden der PNP-Transistoren, aus der diese Stufe besteht, etwa 40. Der Gesamtstromverstärkungsfaktor h _{FE 2} der Stufe Q 3 ist gleich dem Produkt der Stromverstärkungsfaktoren jedes Transistors Q 3a und Q 3b, somit gleich 40×40=1600.

Wenn die Stufen Q 1 bis Q 3 der Ausführungsform in Fig. 3 mit den Transistoren Q 1 bis Q 3 in Fig. 2 verglichen werden, kann das Ausgangsstromverhältnis I2/I1 für die Ausführungsform der Fig. 3 durch die Gleichung (8) wiedergegeben werden. Somit ist für die Stromspiegelschaltung in Fig. 3 dieses Ausgangsstromverhältnis: Das Ausgangsstromverhältnis der Stromspiegelschaltung in Fig. 3 ist eine wesentliche Verbesserung gegenüber der Stromspiegelschaltung in Fig. 2, da es sich stärker 1 nähert. Wenn somit der Ausgangsstrom I 1 durch die Stufe Q 1 eingestellt wird, nähert sich der Ausgangsstrom I 2 durch die Stufe Q 2 sehr weitgehend dem theoretischen Idealwert. Wegen der Darlington-Schaltung von Q 3a und Q 3b beträgt die Vorspannung zwischen der Basis von Q 1a und dem Emitter von Q 1b wenigstens 2Vbe und ist damit größer als die reine Basis- Emitter-Spannung von Q 1b. Wenn der Strom der Basis von Q 1a zum Emitter von Q 1a gleich bleibt, kann die Zunahme der Basisspannung zwischen diesen Elektroden als eine Zunahme der Impedanz der Stufe Q 1 angesehen werden, was bedeutet, daß der Stromverstärkungsfaktor h _FE dieses Transistors relativ hoch ist. Folglich kann der zuvor erwähnte Stromverstärkungsfaktor von 3500 erreicht werden, und die Stufen Q 1 und Q 2 haben eine verbesserte Linearität, einen niedrigen Klirrfaktor und einen großen dynamischen Bereich. Ein Problem bei Transistoren mit seitlichem Aufbau, wie den PNP-Transistoren Q 1a und Q 2a mit seitlicher Übergangszone, besteht darin, daß der niedrige Stromverstärkungsfaktor h _FE diese Transistoren oft für Rauschen anfällig macht. Der Störabstand wird durch Verbindung der Emitterwiderstände RE 1 und RE 2 mit den Emittern dieser Transistoren erhöht. Die Widerstände bewirken als Stromrückkopplungswiderstände eine negative Rückkopplung auf die Emitter Q 1a und Q 2a und ergeben damit einen hohen Rauschabstand. Eine graphische Darstellung der Beziehung zwischen diesen Stromrückkopplungswiderständen und dem Rauschabstand zeigt Fig. 9, aus der ersichtlich ist, daß, wenn der Widerstandswert dieser Stromrückkopplungswiderstände zunimmt, der entsprechende Rauschabstand in gleicher Weise zunimmt. Praktisch liegt der Widerstandswert für jeden Stromrückkopplungswiderstand RE 1 und RE 2 vorzugsweise im Bereich von 100 bis 500 Ohm. Wie Fig. 9 zeigt, beträgt der Rauchabstand etwa 80 dV, wenn der Stromrückkopplungswiderstandswert zu etwa 300 Ohm gewählt wird. Die Verwendung von Basisvorwiderständen RB 1 und RB 2 für die Transistoren Q 1b und Q 2b hat einige Vorteile. Zur Erläuterung dieser Vorteile sei angenommen, daß diese Vorwiderstände weggelassen sind. Es sei ferner angenommen, daß geeignete Lasten (nicht gezeigt) mit den Stromausgängen T 1 und T 2 verbunden sind. Wenn nun die Spannung am Stromausgang T 1 zunimmt, so daß die Emitterspannung von Q 1b zunimmt, wird dieser Transistor weniger leitend. Der Kollektorstrom von Q 1b nimmt ab, so daß der Kollektorstrom von Q 2b in gleicher Weise abnimmt. Ohne die Vorwiderstände RB 1 und RB 1 erfolgt bei einer Abnahme des Kollektorstromes von Q 1b und Q 2b auch eine Abnahme des Stromverstärkungsfaktors, so daß die Kollektorströme von Q 1a und Q 2a abnehmen. Eine Abnahme der Kollektorströme von Q 1a und Q 2a wird von einer Abnahme der jeweiligen Stromverstärkungsfaktoren begleitet. Da die Gesamtarbeitskennlinien der Stufe Q 1 (und auch der Stufe Q 2) gleich der eines PNP-Transistors sind, nimmt die Impedanz von der Basis von Q 1a zum Emitter von Q 1b zu. Eine gleiche Zunahme der Impedanz erhält man zwischen der Basis von Q 2a und dem Emitter von Q 2b. Dies führt zu einer Instabilität der Stufen Q 1 und Q 2. Wenn die Basis- und Emitter-Widerstände von Q 1b zu R′b und R′e angenommen werden, kann die Eingangsimpedanz von Q 1b als R′b+h _FE (R′e+RL) ausgedrückt werden, wobei h _FE der Stromverstärkungsfaktor dieses Transistors und RL die Lastimpedanz (nicht gezeigt) ist, die mit dem Stromausgang T 1 verbunden ist. Es wurden angenommen, das der Kollektorstrom von Q 1b wegen einer Zunahme der auf den Stromausgang gegebenen Spannung abnimmt. Diese Zunahme der Spannung kann auf eine wesentliche Zunahme der Lastimpedanz zurückgeführt werden. Damit nimmt die Eingangsimpedanz von Q 1b zu. Eine ähnliche Erläuterung ist für die Zunahme der Eingangsimpedanz von Q 2b möglich.

Die Stromspiegelschaltung in Fig. 3 wird vorzugsweise in IC-Technik ausgeführt. Die zwangsläufige kapazititve Kopplung der integrierten Schaltung wirkt mit der Zunahme der Eingangsimpedanz von Q 1b (und auch der Zunahme der Eingangsimpedanz der Stufe Q 1) zusammen, so daß eine Schwingung auftreten kann. Dieser sehr unstabile Zustand ist selbstverständlich unerwünscht. Wenn jedoch der Vorwiderstand RB 1 vorgesehen ist, hat der Kollektorstrom von Q 1a nun einen Strompfad durch diesen Vorwiderstand. Daher kann, obwohl eine Zunahme der Spannung am Stromausgang T 1 das Bestreben hat, den Kollektorstrom von Q 1b zu verringern, der Kollektorstrom von Q 1a durch den Vorwiderstand RB 1 fließen und muß daher nicht verringert werden. Statt dessen kann, wenn der Kollektorstrom von Q 1b abnimmt, der Kollektorstrom von Q 1a zunehmen, um einen im wesentlichen konstanten Strom durch die Stufe Q 1 aufrecht zu erhalten. Diese Zunahme des Kollektorstroms von Q 1a führt zu einer Zunahme der Basis-Emitter-Spannung von Q 1b wegen einer entsprechenden Zunahme des Spannungsabfalls über dem Widerstand RB 1. Diese Zunahme der Basis-Emitter-Spannung von Q 1b hat das Bestreben, den Kollektorstrom wieder auf den richtigen Wert zu bringen. Die Anordnung des Basisvorwiderstandes RB 1 verringert die Eingangsimpedanz von Q 1b und damit das Bestreben der Stufe, in der zuvor beschriebenen Art zu schwingen.

Wenn daher die Kollektorströme von Q 1a und Q 1b auf relativ hohem Pegel gehalten werden, wird der Stromverstärkungsfaktor h _FE der Stufe Q 1 auf einem hohen Wert gehalten. Daher bleibt das Ausgangsstromverhältnis I 2/I 1 sehr nahe an 1 und die gezeigte Stromspiegelschaltung arbeitet stabil. Die obige Erläuterung der Stufe Q 1 ist auch auf die Stufe Q 2 anwendbar. Durch Anordnung eines Vorwiderstandes RB 2 wird der Gesamtstromverstärkungsfaktor h _FE der Stufe Q 2 relativ hoch gehalten; es wird verhindert, daß die Eingangsimpedanz von Q 2b zu groß wird, um eine Schwingung zu verursachen; die Gesamtarbeitskennlinien der Stufe Q 2 bleiben stabil. Ein Vergleich zwischen der Annäherung des Ausgangsverhältnisses I 2/I 1 an 1, wenn Vorwiderstände RB 1 und RB 2 verwendet werden und wenn diese Vorwiderstände weggelassen werden, ist in Fig. 10 gezeigt, in der die durchgehende Kurven der Verwendung dieser Widerstände und die gestrichelte Kurve der Weglassung entspricht. Die Ordinate des Diagramms gibt das Ausgangsstromverhältnis und die Abszisse einen der Ausgangsströme, wie den Strom I₁ an, der in bestimmten Anwendungsfällen durch ein Zusatzgerät eingestellt wird, das mit dem Stromausgang T 1 verbunden ist. Der Widerstandswert jedes Vorwiderstandes RB 1 und RB 2, für die die durchgehende Kurve gilt, beträgt etwa 7,5 Kiloohm. Die Widerstände müssen jedoch nicht diesen Widerstandswert aufweisen, sondern können einen Widerstandswert im Bereich von 1 bis 10 Kiloohm, insbesondere zwischen 8 und 6 Kiloohm haben. Wie das Diagramm der Fig. 10 zeigt, nähert sich das Ausgangsstromverhältnis stärker 1, wenn der Ausgangsstrom I₁ zunimmt. Das Diagramm zeigt auch, daß die Stromspiegelschaltung stabiler ist, wenn die Vorwiderstände RB 1 und RB 2 (durchgehende Kurve) vorgesehen sind. Die Ausführungsform der Fig. 11 ist eine erfindungsgemäße Abwandlung der Stromspiegelschaltung in Fig. 3. Die Bezugsziffern in Fig. 3 sind auch in Fig. 11 zur Bezeichnung gleicher Elemente verwendet. In Fig. 11 ist wenigstens eine zusätzliche Transistorstufe Q′ 2 vorgesehen. Diese zusätzliche Stufe ist im wesentlichen gleich der zuvor beschrieben Stufe Q 2, und die die Stufe Q′ 2 bildenden Elemente sind mit den gleichen Bezugsziffern (und einem zusätzlichen Strich) versehen, die zur Bezeichnung der Elemente der Stufe Q 2 verwendet sind. Ein zusätzlicher Stromausgang T′ 2 ist mit dem einen Ausgang der zusätzlichen Stufe Q′ 2 verbunden, um einen Ausgangsstrom I′ zu liefern. Die Arbeitskennlinien der zusätzlichen Stufe Q′ 2 sind gleich denen der Stufen Q 1 und Q 2. Der Stromrückkopplungswiderstand R′E 2 hat den gleichen Widerstandswert wie RE 2, der etwa 200 Ohm betragen kann. Der Vorwiderstand R′B 2 hat den gleichen Widerstandswert wie RB 1 und RB 2 und kann etwa 8 Kiloohm betragen. Die Ausgangsströme I₁, I₂ und I′₂ sind einander im wesentlichen gleich und die Ausgangsstromverhältnisse I₂/I₁ und I′₂/I₁ sind sehr nahe 1.

Eine weitere Ausführungsform der Stromspiegelschaltung zeigt Fig. 12, in der gleiche Bezugsziffern zur Bezeichnung der gleichen Elemente verwendet sind, die zuvor anhand der Fig. 11 erläutert wurden. Die Ausführungsform der Fig. 12 unterscheidet sich von der der Fig. 11 darin, daß ein gemeinsamer Widerstand RE 0 verwendet ist, um die Stromrückkopplungswiderstände RE 2 und R′E 2 mit der Betriebsspannungsquelle +B zu verbinden. Obwohl die Kombination der Widerstände RE 2, R′E 2 und RE 0 der Kombination der Widerstände RE 2 und R′E 2 in Fig. 11 äquivalent ist, kann die Anordnung in Fig. 12 für den Aufbau in IC-Technik von Vorteil sein, da die Widerstandswerte der Stromrückkopplungswiderstände selbst bei Aufbau in IC-Technik nicht exakt gleich sind, sondern sich z. B. um ±5 bis ±6% unterscheiden können. Wegen der relativ großen Abweichung der Widerstandswerte können auch die Ausgangsströme I₁, I₂ und I′₂ entsprechend unterschiedlich sein. Durch Verwendung des gemeinsamen Widerstandes RE 0 kann der Änderungsbereich der Ausgangsströme I₂ und I′₂ verringert werden, da der gemeinsame Widerstand RE 0 beide Ausgangsströme führt. Wenn der Widerstandswert rE 0 des Widerstands RE 0 erhöht wird, während die Widerstandswerte rE 2 und r′E 2 der Widerstände RE 2 und R′E 2 verringert werden, wird der Änderungsbereich zwischen den Strömen I 2 und I′ 2 in gleicher Weise verringert. Wenn daher der Widerstandswert rE 0 viel größer als der Widerstandswert rE 2 oder r′E 2 ist, wird der Strom I₂ etwa gleich dem Strom I′₂. Wenn jedoch der Widerstandswert rE 0 zu groß ist, kann eine Übersprechstörung zwischen I₂ und I′₂ auftreten. Wird also ein großer gemeinsamer Widerstand verwendet so enthält der Strom I₂, der durch die mit dem Stromausgang T 2 verbundene Last fließt, eine Komponente proportional dem Strom I₂. In gleicher Weise enthält der Strom I′ 2, der durch die mit dem Stromausgang T′ 2 verbundene Last fließt, eine Komponente proportional dem Strom i₂. Um diese Übersprechstörung zu verringern, werden die Widerstandswerte rE 0, rE 2 und r′E 2 vorzugsweise so gewählt, daß 2rE 0=rE 2=r′E 2. In Übereinstimmung mit dieser Widerstandsbeziehung sollte für den Widerstandswert rE 1 des Widerstands PE 1 gelten: rE 1=2rE 0+rE 2=2rE 0+r′E 2. Wie der Widerstandswert rE 2 etwa 200 Ohm beträgt, wie zuvor anhand der Fig. 11 beschrieben wurde, beträgt der Widerstandswert rE 0 etwa 100 Ohm. Bei der Ausführungsform der Fig. 12 beträgt der Widerstandswert rE 1 etwa 400 Ohm. Mit diesen Werten wird der Störabstand ausreichend hoch. Das Diagramm für die Beziehung zwischen dem Störabstand und dem Widerstandswert rE 1 für die Ausführungsform der Fig. 12 ist im wesentlichen gleich dem Diagramm der Fig. 9, das die Störabstandskennlinie für die Ausführungsform der Fig. 3 zeigt. Obwohl der Widerstandswert rE 1 hier etwa 400 Ohm beträgt, kann er grundsätzlich im Bereich von 100 bis 500 Ohm liegen. Da für die Widerstandswerte 2rE 0=rE 2=r′E 2 gilt, können die Widerstände RE 0, RE 2 und R′E 2 in IC-Technik wie in Fig. 13 ausgebildet sein. Dies bedeutet, daß vier Halbleiterwiderstandskörper vorgesehen werden, die alle den gleichen Widerstandswert haben. Zwei dieser Körper sind elektrisch parallel geschaltet. Wenn benachbarte Körper nicht weit voneinander entfernt sind, ist der Änderungsbereich der jeweiligen Widerstandswerte sehr begrenzt. Dadurch werden die Differenzen zwischen den Strömen I 2 und I′ 2 weiter verringert. Bei der Ausführungsform der Fig. 12 sind die Transistoren Q 1b, Q 2b und Q′ 2b mit Emitterwiderständen Re 1, Re 2 und R′e 2 versehen. Der Widerstandswert jedes dieser Emitterwiderstände kann z. B. etwa 100 Ohm betragen. Die Gesamtspannungsverstärkung z. B. der Stufe Q 1 beträgt etwa RE 1/Re 1. Eine ähnliche Spannungsverstärkung ergibt sich für die Stufen Q 2 und Q′ 2. Selbst wenn daher die Stromverstärkungsfaktoren h _FE und die Basis-Emitter-Spannungen Vbe der Stufen voneinander abweichen können, ergibt sich durch die Verspannungsverstärkung eine Verringerung dieser Änderungen. Daher können Differenzen in den Stromverstärkungsfaktoren und der Basis-Emitter-Spannung kompensiert werden. Dadurch wird außerdem jede Stufe stabilisiert, insbesondere wenn eine kapazitive Last mit dem Stromausgang verbunden ist.

Schwingungen infolge einer kapazitiven Last werden im wesentlichen vermieden.

Fig. 14 zeigt einem erfindungsgemäßen Stereodemodulator mit der erläuterten Stromspiegelschaltung.

Die Stromspiegelschaltung ist in Fig. 14 mit 23 bezeichnet und entspricht im wesentlichen der Ausführungsform in Fig. 12. Der erfindungsgemäße Stereodemodulator kann jedoch auch mit einer der anderen an Hand der Fig. 11 und 12 erläuterten Ausführungsformen von Stromspiegelschaltungen versehen werden.

Der Stereodemodulator kann ein Stereosignalgemisch empfangen, das aus einem Summensignal (L+R) und einem Differenzsignal (L-R) besteht, das auf einen Hilfsträger moduliert ist. Typischerweise beträgt die Frequenz des Hilfsträgers 38 kHz. Die von dem Stereosignalgemisch dargestellte Information ist eine Toninformation für einen linken und einen rechten Tonkanal L bzw. R. Der Stereodemodulator dient dazu, aus dem Summen- und Differenzsignalen die Signale für den linken und rechten Tonkanal zu gewinnen. Hierzu hat der gezeigte Stereodemodulator Verstärker 6 und 7 und einen Vervielfacherkreis 10, der mit dem Verstärker 6 und mit der Stromspiegelschaltung 23 verbunden ist.

Der Verstärker 6 ist ein Differentialverstärker und beruht aus in Differentialschaltung geschalteten Transistorstufen Tr 1 und Tr 2. Jede Transistorstufe besteht aus Transistoren Tr 1a, Tr 1b und Tr 2a, Tr 2b, die in Darlington-Schaltung angeordnet sind. Die Emitter der Stufen sind mit einer Konstantstromquelle verbunden, die aus einem Transistor Tr 3 besteht, dessen Basis eine Vorspannung E 1 zugeführt wird. Die Kollektoren der Stufen Tr 1 und Tr 2 dienen als Ausgänge des Verstärkers 6. Der Eingang des Verstärkers 6 ist die Basis der Stufe Tr 2 und dieser Eingang ist mit dem Eingang 1 über einen Vorwiderstand 19 verbunden. Dem Eingang 1 wird das Stereosignalgemisch zugeführt. Ein Konstantspannungskreis E 2 erzeugt eine im wesentlichen konstante Vorspannung, die über einen Widerstand 16 auf den Eingang des Verstärkers gegeben wird. Diese Vorspannung wird auch der Basis der Stufe Tr 1 über einen Widerstand 15 zugeführt. Die Widerstände 15 und 16 haben vorzugsweise gleiche Widerstandswerte. Ein Vervielfacherkreis 10 besteht aus Differentialverstärkern 8 und 9, von denen der Verstärker 8 aus in Differentialschaltung geschalteten Transistoren Tr 7 und Tr 8 und der Verstärker 9 aus in Differentialschaltung geschalteten Transistoren Tr 9 und Tr 10 besteht. Die Transistoren des Verstärkers 8 haben verbundene Emitterelektroden, die mit dem einen Ausgang des Verstärkers 6 verbunden sind; die Transistoren des Verstärkers 9 haben verbundene Emitterelektroden, die mit dem anderen Ausgang des Differentialverstärkers 6 verbunden sind. Die Basen von Tr 7 und Tr 8 sind zusammen mit dem Basen von Tr 10 bzw. Tr 9 mit den Eingängen 2b und 2 a verbunden. Diese Eingänge erhalten ein Schaltsignal, dessen Frequenz (38 kHz) gleich der des Hilfsträgers für das Differenzsignal ist. Die Kollektoren von Tr 7 und Tr 9 sind gemeinsam über einen Lastwiderstand 20 mit einer Spannungsquelle E 3 verbunden. Diese verbundenen Kollektoren sind auch an den Stromausgang T 2 angeschlossen, der mit dem einen Ausgang der Stufe Q 2 in der Stromspiegelschaltung 23 verbunden ist. Dadurch wird eine Addierverbindung geschaffen, die mit dem Stereodemodulatorausgang 3L verbunden ist. In gleicher Weise sind die Kollektoren von Tr 8 und Tr 10 über einen Lastwiderstand 21 mit der Spannungsquelle E 3 und zusätzlich mit dem Stromausgang T′ 2 verbunden, der mit dem einen Ausgang der Stufe Q′ 2 der Stromspiegelschaltung 23 verbunden ist. Dadurch wird ebenfalls eine Addierverbindung geschaffen, die mit dem Stereodemodulatorausgang 3R verbunden ist.

Der Verstärker 7 ist ein Differentialverstärker, der den gleichen Aufbau wie der Differentialverstärker 6 hat. Der Verstärker 7 besteht somit aus in Differenterialschaltung geschalteten Transistorstufen Tr 4 und Tr 5, deren Emitter mit einem Konstantstromquellentransistor Tr 6 verbunden sind, dem eine Basisvorspannung von der Vorspannungsquelle E 1 zugeführt wird. Die Stufe Tr 4 besteht aus Transistoren Tr 4a und Tr 4b, die in Darlington-Schaltung angeordnet sind. In gleicher Weise ist die Transistorstufe Tr 5 aus Transistoren Tr 5a und Tr 5b gebildet, die in Darlington- Schaltung angeordnet sind. Die Basis der Stufe Tr 5 bildet den Eingang des verstärkers 7 und dieser Eingang ist über einen Einstellwiderstand 5 mit dem Eingang 1 verbunden. Der Einstellwiderstand 5 dient dazu, den Pegel des auf den Verstärker 7 gegebenen Stereosignalgemisches und damit die Tonkanaltrennung einzustellen. Die Basen der Stufen Tr 4 und Tr 5 erhalten im wesentlichen gleiche Vorspannungen, die über Widerstände 17 und 18 von einer Vorspannungsquelle E 2 zugeführt wird. Vorzugsweise sind die Widerstandswerte der Widerstände 17 und 18 einander und denen der Widerstände 15 und 16 gleich. Der Kollektor der Stufe Tr 4 dient als Ausgang des Verstärkers 7. Dieser Ausgang ist mit dem Stromausgang T 1 verbunden, der mit einem Ausgang der Stufe Q 1 der Stromspiegelschaltung 23 verbunden ist. Der Kollektor der Stufe Tr 5 ist direkt mit der Betriebsspannungsquelle +B verbunden, die mit dem Anschluß 4 verbunden ist.

Im Betrieb wird das Stereosignalgemisch auf den Eingang 1 und über Widerstände 5 und 19 auf die Verstärker 6 und 7 gegeben. Für die weitere Erläuterung kann der Verstärker 7 als der Verstärker für das Summensignal und der Verstärker 6 als der Verstärker für das Differenzsignal angesehen werden. Das auf den Ausgang des Verstärkers 7 gegebene Signal ist das verstärkte Stereosignalgemisch. Das verstärkte Differenzsignal, das auf den 38-kHz-Hilfsträger moduliert ist, kann für die weitere Betrachtung bezüglich des Ausgangs des Verstärkers 7 außer Betracht bleiben. Der durch den Verstärker 7 fließende Strom ist dem Summensignal (L+R) proportional. Folglich ist auch der durch die Stufe Q 1 zu dem Ausgang T 1 und dann durch den Verstärker 7 fließende Strom dem Summensignal (L+R) proportional. In Abhängigkeit von der Einstellung des Einstellwiderstandes 5 wird der Pegel des Stereosignalgemischs, das dem Verstärker 7 als Eingangssignal zugeführt wird, entsprechend geändert. Der Pegel des Stroms I₁, der dem Summensignal (L+R) proportional ist, kann somit durch den Widerstand 5 eingestellt werden.

Der Verstärker 6 verstärkt auch die in dem Stereosignalgemisch enthaltenen Summen- und Differenzsignale (L+R) und (L-R). Das den Anschlüssen 2 a und 2 b zugeführte 38-kHz-Schaltsignal wird als symmetrisches Eingangssignal auf die Differentialverstärker 8 und 9 gegeben. In bekannter Weise bildet die Kombination der Differentialverstärker 8 und 9, auf die ein symmetrisches Signal gegeben wird, und des Differentialverstärkers 6 einen Schaltkreis zur Erzeugung gegenphasiger Differenzsignale an den Ausgängen der Differentialverstärker 8 und 9. Das von dem Verstärker 6 verstärkte Summensignal (L+R) wird durch diesen Schaltkreis unterdrückt. Die durch den Zusammenschluß der Kollektoren der Transistoren Tr 7 und Tr 8 gebildete Verbindung erzeugt das Differenzsignal (L-R), während die durch den Zusammenschluß der Kollektoren der Transistoren Tr 8 und Tr 10 gebildete Verbindung das gegenphasige Differenzsignal (R-L) erzeugt.

Aus der vorherigen Beschreibung der verschiedenen Ausführungsformen der Stromspiegelschaltung ist ersichtlich, daß der Strom I₂, der durch die Stufe Q′ 2 zu dem Stromausgang T′ 2 fließt, jeweils im wesentlichen gleich dem Ausgangsstrom I₁ ist, der durch die Stufe Q 1 zu dem Stromausgang T 1 fließt. Da der Strom I₁ dem Summensignal (L+R) proportional ist, sind die Ströme I₂ und I′₂ in gleicher Weise diesem proportional. Der Strom I₂, der dem Summensignal (L+R) proportional ist, wird zu den durch die Transistoren Tr 7 und Tr 9 fließenden Strömen addiert, die dem Differenzsignal (L-R) proportional sind. Das Signal, das auf den Ausgang 3 L des Demodulators gegeben wird, kann wie folgt ausgedrückt werden:

(R+L) + (L-R) = 2 L

In gleicher Weise wird der Strom I′₂, der dem Summensignal (R+L) proportional ist, zu den Strömen addiert, die durch die Transistoren Tr 8 und Tr 10 fließen. Diese Ströme sind dem gegenphasigen Differenzsignal (R-L) proportional. Das dem Ausgang 3 R des Demodulators zugeführte Signal kann wie folgt ausgedrückt werden:

(R+L) + (R-L) = 2 R.

Obwohl in Fig. 14 nicht gezeigt, kann ein Tiefpaßfilter mit den Ausgängen 3 L und 3 R verbunden werden, um Frequenzkomponenten wie den 38-kHz-Hilfsträger oder das 38-kHz- Schaltsignal zu beseitigen. Selbst wenn der Strom I₁, der durch die Stufe Q 1 fließt, eine Komponente proportional dem Differenzsignal (L-R) enthält, das auf den 38-kHz-Träger moduliert ist, kann diese Komponente, wenn sie in den Strömen I₂ und I′₂ vorhanden ist, durch dieses Tiefpaßfilter beseitigt werden.

Bei einer Abwandlung der gezeigten Ausführungsform kann der Ausgang des Verstärkers 7 mit der Stufe Q 1 der Stromspiegelschaltung 23 über ein Tiefpaßfilter verbunden sein. Solch ein Filter würde die auf den Hilfsträger modulierte und von dem Verstärker 2 verstärkte Differenzsignalkomponente (L-R) im Strom I₁ (und auch in den Strömen I₂ und I′₂) beseitigen.

Ein Ersatzschaltbild des Verstärkers 6, des Vervielfachers 10 und der Stromspiegelschaltung 23 ist in Fig. 15 gezeigt. In diesem Ersatzschaltbild ist der Schaltkreis, der aus den Differentialverstärkern 6 und 8 besteht und der das Differenzsignal (L-R) aus einem Hilfsträger demoduliert, durch eine Stromquelle 28 dargestellt. In gleicher Weise ist der Schaltkreis, der aus den Differentialverstärkern 6 und 9 gebildet ist und der das gegenphasige Differenzsignal (R-L) erzeugt, durch eine Stromquelle 27 dargestellt. Die Stufen Q 2 und Q′ 2 der Stromspiegelschaltung 23 sind als Stromquellen 26 und 25 dargestellt. Diese Stromquellen sind einstellbar; der Pegel der Ströme I₂ und I′₂, die dem Summensignal (R+L) proportional sind, wird durch den Widerstand 5 (Fig. 14) eingestellt.

Die Stromquelle 27 (entsprechend dem Schaltkreis, der aus den Differentialverstärkern 6 und 9 besteht) ist mit der Spannungsquelle E 3 über einen Lastwiderstand 21 verbunden, der in Fig. 15 als Lastwiderstand RL bezeichnet ist. In gleicher Weise ist die Stromquelle 28 (entsprechend dem Schaltkreis, der aus den Differentialverstärkern 6 und 8 besteht) mit der Spannungsquelle E 3 über einen Lastwiderstand 20 verbunden, der in Fig. 15 als Lastwiderstand RL bezeichnet ist. Die Widerstandswerte der Widerstände 20 und 21 sind vorzugsweise gleich.

Wie Fig. 15 zeigt, werden die von den Stromquellen 26 und 28 erzeugten Ströme addiert, so daß sich das Tonsignal des linken Kanals (L) ergibt, das dem Ausgang 3 L des Demodulators zugeführt wird. In gleicher Weise werden die von den Stromquellen 25 und 27 erzeugten Ströme addiert, so daß sich das Tonsignal für den rechten Kanal (R) ergibt, das dem Ausgang 3 R des Demodulators zugeführt wird. Um eine gute Trennung zwischen den Tonsignalen des rechten und linken Kanals zu erhalten, sollte der der Komponente des rechten Kanals proportionale Strom, der von der Stromquelle 26 erzeugt wird, dem der Komponente des rechten Kanals proportionalen Strom, der von der Stromquelle 28 erzeugt wird, gleich sein. Ebenso sollte der der Komponente des linken Kanals proportionale Strom, der von der Stromquelle 25 erzeugt wird, dem der Komponente des linken Kanals proportionalen Strom, der von der Stromquelle 27 erzeugt wird, gleich sein. Dies wird durch Einstellung des Widerstandes 5 erreicht, der wiederum die Pegel der Ströme bestimmt, die von den Stromquellen 25 und 26 erzeugt werden. Folglich führt eine geeignete Einstellung des Einstellwiderstandes 5 zu einer guten Kanaltrennung. Eine Übersprechkomponente des linken Kanals im Tonsignal des rechten Kanals und eine Übersprechkomponente des rechten Kanals im Tonsignal des linken Kanals wird dadurch unterdrückt.

Wie zuvor erwähnt wurde, haben die Widerstände 16 und 18 (und auch die Widerstände 15 und 17) den gleichen Widerstandswert. Daher sind die Gleichspannungspegel der Basen der Stufen Tr 2 und Tr 5 gleich. Dies bedeutet, daß kein Gleichstrom zwischen diesen Basen über die Widerstände 5 und 9 fließt. Selbst wenn daher der Einstellwiderstand 5 zur Kanaltrennung verändert wird, bewirkt dies keine Änderung des Gleichspannungspegels der den Ausgängen 3 R und 3 L des Demodulators zugeführten demodulierten Tonsignale.

Bei dem gezeigten Stereodemodulator mit der Stromspiegelschaltung wird verhindert, daß sich Rauschen oder Brummen, die der Betriebsspannung +B überlagert sind, auf die demodulierten Tonausgangssignale auswirken. Der Stereodemodulator kann einen breiten dynamischen Bereich und eine hohe Verstärkung haben. Ein weiterer Vorteil der in Fig. 14 gezeigten Schaltungsanordnung liegt darin, daß die gesamte Schaltung mit Ausnahme des Einstellwiderstandes 5 in IC-Technik hergestellt werden kann. Für diesen integrierten Kreis wird ein Anschluß P vorgesehen, an den ein geeigneter Einstellwiderstand angeschlossen wird.

In Abwandlung der beschriebenen Ausführungsformen kann z. B. die Darlington-Schaltung nicht auf zwei Transistoren beschränkt sein, sondern es können zusätzliche Transistoren vorgesehen werden. Auch können die Gesamtarbeitskennlinien der jeweiligen Transistorstufen, die in der Stromspiegelschaltung verwendet sind, denen eines NPN-Transistors gleichen. Entsprechende Änderungen der Betriebsspannungswerte und der Widerstandsverbindungen können in Übereinstimmung mit den NPN-Transistorkennlinien durchgeführt werden.

Claims (8)

1. Transistorschaltung zur Erzeugung linker und rechter Stereosignale, enthaltend

• a) einen ersten und einen zweiten Differentialverstärker (6, 7) deren Eingängen ein Stereosignalgemisch zugeführt wird, das aus einem Summensignal (L+R) und einem auf einen Hilfsträger modulierten Differenzsignal (L-R) besteht,
• b) einen Vervielfacherkreis (10) mit einem dritten und einem vierten Differentialverstärker (8, 9), die an die Ausgänge des ersten Differentialverstärker (6) angeschlossen sind und deren Eingängen ein Schaltsignal mit der Frequenz des Hilfsträgers zugeführt wird,
• gekennzeichnet durch folgende Merkmale:
• c) eine Stromspiegelschaltung ist vorgesehen, deren Stufen an die Ausgänge des zweiten, dritten und vierten Differentialverstärkers (7, 8, 9) derart angeschlossen sind, daß der Ausgangsstrom des zweiten Differentialverstärkers (7) sowohl zu dem dritten als auch zu dem vierten Differentialverstärker (8 bzw. 9) gespiegelt wird,
• d) die Stromspiegelschaltung enthält eine erste, eine zweite und eine vierte Transistorstufe (Q₁, Q₂, Q₂′), die basisseitig verbunden und mit ihrer Emitter-Kollektor-Strecke zwischen einem Betriebsspannungsanschluß (+B) und den drei Ausgangsanschlüssen (T₁, T₂, T₂′) der Stromspiegelschaltung angeordnet sind, eine dritte Transistorstufe (Q₃), deren Emitter-Kollektor-Strecke zwischen der Basisverbindung der ersten, zweiten und vierten Transistorstufe (Q₁, Q₂, Q₂′) und einem Bezugspotential angeordnet ist und derer Basis mit dem Ausgangsanschluß (T₁) der ersten Transistorstufe (Q₁) verbunden ist, wobei die erste, die zweite und die vierte Transistorstufe (Q₁, Q₂, Q₂′) jeweils aus wenigstens zwei in Darlington- Schaltung angeordneten, komplementären Transistoren (Q₁a, Q₁b usw.) bestehen, und die dritte Transistorstufe (Q₃) aus zwei in Darlington-Schaltung angeordneten Transistoren (Q₃a, Q₃b) besteht, wobei die Emitter-Kollektor-Strecke des ersten Transistors (Q₃a) der dritten Transistorstufe (Q₃) zwischen der Basisverbindung der ersten, zweiten und vierten Transistorstufe (Q₁, Q₂, Q₂′) und dem Bezugspotential angeordnet ist, während die Emitter-Kollektor- Strecke des zweiten Transistors (Q₃b) der dritten Transistorstufe (Q₃) zwischen der Basis des ersten Transistors (Q₃a) und dem Bezugspotential angeordnet und die Basis dieses zweiten Transistors (Q₃b) mit dem Ausgangsanschluß (T₁) der ersten Transistorstufe (Q₁) verbunden ist,
• e) der Ausgangsanschluß (T₁) der ersten Transistorstufe (Q₁) ist mit einem der beiden Ausgänge des zweiten Differentialverstärkers (7) verbunden,
• f) der Ausgangsanschluß (T₂) der zweiten Transistorstufe (Q₂) ist mit einem der beiden Ausgänge des dritten Differentialverstärkers (8) verbunden,
• g) der Ausgangsanschluß (T₂′) der vierten Transistorstufe (Q₂′) ist mit einem der beiden Ausgänge des vierten Differentialverstärkers (9) verbunden,
• h) so daß links und rechts Stereosignale an diesen Ausgängen (3 L, 3 R) des dritten bzw. vierten Differentialverstärkers (8 bzw. 9) auftreten.

2. Transistorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die komplementären Transistoren npn- und pnp-Transistoren sind, von denen der eine ein Transistor mit in seitlicher Richtung verlaufender Struktur und der andere ein Transistor mit vertikal verlaufender Struktur ist.

3. Transistorschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der pnp-Transistor ein Transistor mit seitlich verlaufender Struktur ist.

4. Transistorschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste, zweite und vierte Transistorstufe (Q₁, Q₁, Q₂′) pnp-Arbeitskennlinien haben.

5. Transistorschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Transistoren (Q _3a , Q _3b ), die die dritte Transistorstufe bilden, Transistoren des gleichen Typs sind.

6. Transistorschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Transistoren (Q _3a , Q _3b ), die die dritte Transistorstufe (Q₃) bilden, pnp-Transistoren sind.

7. Transistorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der ersten, zweiten und vierten Tranistorstufe (Q₁, Q₁, Q₂′) und dem Betriebsspannungsanschluß (+B) je ein Stromrückkopplungswiderstand (RE₁, RE₂, RE₂′) angeordnet ist.

8. Transistorschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß in der ersten, zweiten und vierten Transistorstufe (Q₁, Q₂, Q₂′) jeweils der Kollektor des pnp-Transistors (Q _1a , Q _2a , Q _2a ′) mit der Basis des npn-Transistors (Q _1b , Q _2b , Q _2b ′) und der Emitter des pnp-Transistor mit dem Kollektor des npn-Transistors verbunden ist und daß die Basis des npn-Transistors mit dessen Emitter über Widerstände (R _{B 1}, R _{e 1}, R _{B 2}, R _{E 2}, R′ _{B 2}, R′ _{E 2}) verbunden ist.