DE20122673U1

DE20122673U1 - Modulationssysteme und insbesondere IQ-Modulationssysteme

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Publication number: DE20122673U1
Application number: DE20122673U
Authority: DE
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 2000-10-31
Filing date: 2001-10-24
Publication date: 2007-03-22
Anticipated expiration: 2011-10-25

Abstract

Modulationssystem, umfassend:
einen Quadraturmodulator (420), welcher Inphasen- und Quadraturphasensignale moduliert, um ein moduliertes Signal (422) zu erzeugen,
ein Phasenverfolgungsuntersystem (430; 430'), welches auf den Quadraturmodulator anspricht, um ein Phasensignal zu erzeugen, das auf Phasenänderungen in dem modulierten Signal anspricht, und das unabhängig ist von Amplitudenänderungen in dem modulierten Signal, wobei das Phasenverfolgungsuntersystem einen Phasendetektor (537) und ein Tiefpassfilter (538a) zur Filterung der Ausgabe des Phasendetektors umfasst;
ein Amplitudenverfolgungsuntersystem (440; 440'), welches auf den Quadraturmodulator anspricht, um ein Amplitudensignal zu erzeugen, das auf Amplitudenänderungen in dem modulierten Signal anspricht, und das unabhängig ist von Phasenänderungen in dem modulierten Signal, wobei das Amplitudenverfolgungsuntersystem einen Amplitudendetektor (442a) und ein Tiefpassfilter (444) zur Filterung der Ausgabe des Amplitudendetektors umfasst; und
einen Verstärker (450) mit einem Signaleingang, einem Amplitudensteuerungseingang und einem Ausgang, wobei der Signaleingang auf das Phasensignal anspricht, und der Amplitudensteuerungseingang auf das Amplitudensignal anspricht.

Description

Diese Erfindung bezieht sich auf Modulationssysteme und insbesondere auf IQ-Modulationssysteme.
Modulationssysteme und -verfahren finden bei Sendern breite Anwendung, um Informationen, einschließlich Sprache und/oder Daten, auf einen Träger zu modulieren. Der Träger kann ein Endträger oder ein Zwischenträger sein. Die Trägerfrequenz kann sich im UHF, VHF, HF, Mikrowellenbereich oder jedem anderen Frequenzband befinden. Modulatoren werden auch als "Mischer" oder "Multiplizierer" bezeichnet. In einem drahtlosen Kommunikationsendgerät, wie einem Mobilfunktelefon, kann ein Modulator zum Beispiel für den Funktelefonsender verwendet werden.
1 veranschaulicht einen herkömmlichen IQ-Modulator. Wie in 1 gezeigt, enthält ein IQ-Modulator 110, der auch als "Quadraphasen-Modulator" oder als "Quadratur-Modulator" bezeichnet wird, einen Quadratur-Splitter 120, der auch als 90°-Phasenschieber bekannt ist, und ein Paar von Multiplizierern 116a, 116b, die mit dem Quadratur-Splitter verbunden sind. Ein gesteuerter Oszillator 115, wie zum Beispiel ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) ist mit dem Quadratur-Splitter 120 verbunden, um Oszillatorsignale zu erzeugen, die um 90° in der Phase verschoben sind. In-Phasendaten (I) 111a und Quadraturphasendaten (Q) 111b werden einem jeweiligen Multiplizierer oder Mischer 116a, 116b eingegeben. Digitale Eingangsdaten werden durch einen I-Digital/Analog-Wandler (DAC) 114a bzw. Q-DAC 114b jeweils in Analogdaten umgewandelt. Die Ausgänge der jeweiligen DACs 114a und 114b werden an die jeweiligen Tiefpassfilter 112a und 11b angelegt, um die jeweiligen I- und Q-Dateneingänge 111a und 111b bereitzustellen. Der Modulator 110 moduliert die Eingangsdaten auf einen Träger durch Summieren der Ausgänge der Multiplizierer 116a, 116b an einem Summierknoten 118. Der modulierte Träger 113 wird durch einen Leistungsverstärker 122 verstärkt und über eine Antenne 124 übertragen.
Bei der modernen Drahtloskommunikation werden drahtlose Kommunikationsendgeräte, wie Mobilfunktelefone, hinsichtlich ihrer Größe, Kosten oder des Energieverbrauchs immer kleiner. Um diese Ziele zu erreichen ist es im Allgemeinen wünschenswert IQ-Modulationssysteme und -verfahren bereitzustellen, welche eine Modulation mit hoher Leistung bereitstellen können, während die verbrauchte Batteriekapazität verringert wird. Unglücklicherweise verbraucht der Leistungsverstärker 122 eines IQ-Modulators auf Grund von Effizienzbeschränkungen möglicherweise übermäßig viel Energie. Genauer gesagt ist es bekannt, lineare Leistungsverstärker 122 der Klasse A oder AB bereitzustellen, die eine Effizienz von 30% oder weniger haben. Somit werden große Teile der Batteriekapazität möglicherweise als Wärme verschwendet. Darüber hinaus ist das Rauschmaß eines herkömmlichen IQ-Modulators möglicherweise übermäßig hoch, so dass möglicherweise teuere SAW-Filter (Oberflächenakustikwellen-Filter) verwendet werden müssen.
2 veranschaulicht andere herkömmliche Modulationssysteme. Wie in 2 gezeigt, werden I-Daten und Q-Daten auf ein Zwischenfrequenzsignal (IF), das durch einen gesteuerten Oszillator, wie einen spannungsgesteuerten Oszillator 202 geliefert wird, aufmoduliert, indem die I-Daten und Q-Daten und der Ausgang des spannungsgesteuerten IF-Oszillators 202 an einen IQ-Modulator 204 angelegt werden. Der Ausgang des Modulators wird dann durch ein IF-Bandpassfilter 206 bandpassgefiltert. Ein Lokaloszillator 212 und ein Aufwärtswandlungsmischer 214 werden verwendet, um den Ausgang des Bandpassfilters 206 auf eine gewünschte Hoch- bzw. Funkfrequenz aufwärts zu wandeln. Der Ausgang des Hochwandlungsmischers 214 wird durch ein Hochfrequenz-Bandpassfilter 216 bandpassgefiltert, um Rauschen und Nebenpegel zu verringern. Das gefilterte Signal wird dann unter Verwendung eines Verstärkers 222 mit variabler Verstärkung verstärkt, um einem Leistungsverstärker 226 den geeigneten Signalpegel bereit zu stellen, wobei der Leistungsverstärker 226 das Signal über ein Duplexfilter 234 an eine Antenne 232 liefert. Eine zusätzliche HF-Bandpassfilterung 224 kann zwischen dem Verstärker 222 mit variabler Verstärkung und dem Leistungsverstärker 226 eingesetzt werden.
3 ist ein Blockdiagramm von anderen herkömmlichen Modulationssystemen, wobei die gleichen Elemente wie in 2 mit gleichen Ziffern bezeichnet werden. Der in 3 gezeigte Ansatz ist jenem der Figur ähnlich, außer dass das IF-Signal erst in das HF-Band aufwärts gewandelt und dann im IQ-Modulator 204 moduliert wird.
Unglücklicherweise können bei jedem der herkömmlichen Ansätze der 2 oder 3 der IQ-Modulator 204, der Aufwärtswandlungsmischer 214 und/oder der Verstärker 222 mit variabler Verstärkung bedeutende Mengen an zusätzlichem Rauschen und Nebenpegeln erzeugen, welche herausgefiltert werden müssen, bevor das Signal den Leistungsverstärker 226 erreicht. Systeme der 2 und 3 leiden auch möglicherweise an einem hohen Stromverbrauch und müssen möglicherweise eine übermäßige Zahl von Filtern verwenden, um gewünschte Ausgangsnebenpegel und Rauschpegel einzuhalten.
Es ist ebenfalls bekannt die Amplitude und Phase eines Eingangssignals getrennt zu modulieren, unter Verwendung einer "rTheta"-Technik. Bei der rTheta-Technik wird die Phase beim Oszillator moduliert, und die Amplitude wird bei der Leistungsverstärkerstufe moduliert. Unglücklicherweise erfordert die rTheta-Technik möglicherweise, dass die Oszillator-PLL (Phasenregelschleife) die Phasenmodulationsbandbreite unterstützt. Bei Funktelefonsignalen hoher Bandbreite, wie TDMA- und CDMA-Signalen, kann es zunehmend schwieriger werden die erforderliche Bandbreite in der Oszillator-PLL bereitzustellen.
Ausführungen der vorliegenden Erfindung schaffen Modulationssysteme und -verfahren mit getrennten Phasen- und Amplitudensignalpfaden. Insbesondere erzeugt gemäß Ausführungen der vorliegenden Erfindung ein Digitalsignalprozessor Inphasen-, Quadraturphasen- und Amplitudensignale aus einem Basisbandsignal. Ein Modulator moduliert die Inphasen- und Quadraturphasensignale, um ein moduliertes Signal zu erzeugen. Eine PLL (Phasenregelschleife) spricht auf das modulierte Signal an. Die PLL enthält einen gesteuerten Oszillator mit einem entsprechenden Oszillatoreingang. Ein Verstärker enthält einen Signaleingang, einen Amplituden- oder Verstärkungssteuerungseingang und einen Ausgang. Der Signaleingang spricht auf den Ausgang des gesteuerten Oszillators an, und der Amplitudensteuerungseingang spricht auf das Amplitudensignal an.
In anderen Ausführungen gemäß der vorliegenden Erfindung sind die Inphasen- und Quadraturphasensignale normierte Inphasen- und Quadraturphasensignale. In diesen Ausführungen erzeugt der Digitalsignalprozessor das normierte Inphasensignal als Sinus bzw. Kosinus eines Winkels theta und erzeugt das normierte Quadraturphasensignal als Kosinus bzw. Sinus des Winkels theta, wobei theta ein Winkel ist, dessen Tangente das um das Inphasensignal geteilte Quadraturphasensignal ist. Das Amplitudensignal ist auch normiert und wird als Quadratwurzel der Summe des quadrierten Inphasensignals und quadrierten Quadraturphasensignals erzeugt.
In anderen Ausführungen ist der Modulator ein erster Modulator und das modulierte Signal ist ein erstes moduliertes Signal. Diese Ausführungen umfassen ferner einen zweiten Modulator, der auf den Ausgang des gesteuerten Oszillators anspricht, um ein zweites moduliertes Signal zu erzeugen, wobei die PLL auch auf das zweite modulierte Signal anspricht. In anderen Ausführungen wird ferner auch ein Leistungssteuersignal bereitgestellt, und der Amplitudensteuerungseingang spricht auf das Amplitudensignal und das Leistungssteuerungssignal an.
In weiteren Ausführungen enthält die PLL, welche auf das modulierte Signal anspricht, einen gesteuerten Oszillator mit einem Ausgang des gesteuerten Oszillators und einer Rückkoppelungsschleife zwischen dem Eingang des gesteuerten Oszillators und dem Ausgang des gesteuerten Oszillators. Die Rückkopplungsschleife enthält einen Mischer, der auf einen Lokaloszillator anspricht. In diesen Ausführungen kann der Modulator in der gleichen PLL platziert sein. In manchen Ausführungen kann der Modulator in der Rückkoppelungsschleife zwischen dem Ausgang des gesteuerten Oszillators und dem Mischer platziert sein, zwischen dem Lokaloszillator und dem Mischer, oder zwischen dem Mischer und dem Eingang des gesteuerten Oszillators. Somit kann die Modulation innerhalb der PLL stattfinden, anstelle von oder zusätzlich zu einem Stattfinden vor der PLL.
Andere Modulationssysteme und -verfahren gemäß Ausführungen der Erfindung enthalten einen Quadraturmodulator, welcher Inphasen- und Quadraturphasensignale moduliert, um ein moduliertes Signal zu erzeugen. Ein Phasenverfolgungs-Untersystem spricht auf den Quadraturmodulator an, um ein Phasensignal zu erzeugen, das auf Phasenänderungen im modulierten Signal anspricht, und welches unabhängig ist von Amplitudenänderungen im modulierten Signal. Ein Amplitudenverfolgungs-Untersystem spricht auf den Modulator an, um ein Amplitudensignal zu erzeugen, das auf Amplitudenänderungen im modulierten Signal anspricht, und das unabhängig ist von Phasenänderungen im modulierten Signal. Ein Verstärker hat einen Signaleingang, einen Amplitudensteuereingang und einen Ausgang. Der Signaleingang spricht auf das Phasensignal an, und der Amplitudensteuereingang spricht auf das Amplitudensignal an.
In anderen Ausführungen umfasst das Phasenverfolgungs-Untersystem eine PLL, welche auf das modulierte Signal anspricht. Die PLL enthält einen gesteuerten Oszillator mit einem entsprechenden Oszillatorausgang, der das Phasensignal erzeugt.
In anderen Ausführungen enthält das Amplitudenverfolgungssystem ein Untersystem für die automatische Verstärkungssteuerung, welches auf das modulierte Signal anspricht, um das Amplitudensignal zu erzeugen. In einigen Ausführungen umfasst das Untersystem für die automatische Verstärkungssteuerung einen ersten Einhüllenden-Detektor, welcher auf das modulierte Signal anspricht, einen zweiten Einhüllenden-Detektor, welcher auf die PLL anspricht, und einen Komparator, der auf die ersten und zweiten Einhüllenden-Detektoren anspricht, um das Amplitudensignal zu erzeugen. In weiteren Ausführungen umfasst das Untersystem für die automatische Verstärkungssteuerung einen ersten Einhüllenden-Detektor, der auf das modulierte Signal anspricht, einen zweiten Einhüllenden-Detektor, welcher auf den Verstärker anspricht, und einen Komparator, der auf die ersten und zweiten Einhüllenden-Detektoren anspricht, um das Amplitudensignal zu erzeugen. In weiteren Ausführungen umfasst das Amplitudenverfolgungssystem einen Einhüllenden-Detektor, welcher auf das modulierte Signal anspricht, um das Amplitudensignal zu erzeugen.
In weiteren Ausführungen umfasst das Phasenverfolgungssystem eine PLL, welche auf das modulierte Signal anspricht. Die PLL enthält einen gesteuerten Oszillator, der einen entsprechenden Oszillatoreingang und einen entsprechenden Oszillatorausgang hat, der das Phasensignal erzeugt. Die PLL enthält auch eine Rückkoppelungsschleife zwischen dem Eingang des gesteuerten Oszillators und dem Ausgang des gesteuerten Oszillators. Die Rückkoppelungsschleife enthält einen Mischer, der auf einen Lokaloszillator anspricht. Der Modulator ist in der PLL platziert. In manchen Ausführungen ist der Modulator in der Rückkoppelungsschleife zwischen dem Ausgang des gesteuerten Oszillators und dem Mischer platziert, zwischen dem Lokaloszillator und dem Mischer, oder zwischen dem Mischer und dem Eingang des gesteuerten Oszillators. Dementsprechend kann die Modulation innerhalb der Rückkoppelungsschleife stattfinden, zusätzlich zum Stattfinden vor der PLL.
In allen oben beschriebenen Ausführungen kann ein optionaler Leistungsverstärker enthalten sein, welcher auf den Ausgang des Verstärkers anspricht, mit einem Signaleingang, einem Amplitudensteuerungseingang und einem Ausgang. Alternativ kann ein Leistungsverstärker selbst den Signaleingang, Amplitudensteuerungseingang und Ausgang haben. Eine Sendeantenne spricht auf den Verstärker oder Leistungsverstärker an.
Darüber hinaus kann der Verstärker in allen oben beschriebenen Ausführungen einen Verstärker mit variabler Verstärkung und/oder einen Leistungsverstärker enthalten, wobei zumindest einer von diesen einen Amplitudensteuerungseingang enthält, der auf das Amplitudensignal anspricht. Wenn sowohl ein Verstärker mit variabler Verstärkung als auch ein Leistungsverstärker verwendet werden, kann der Verstärker mit variabler Verstärkung dem Leistungsverstärker vorangehen, oder der Leistungsverstärker kann dem Verstärker mit variabler Verstärkung vorangehen, egal welcher von beiden den Amplitudensteuerungseingang enthält. Zusätzliche Verstärker mit variabler Verstärkung und/oder Leistungsverstärker können ebenfalls in dem Verstärker enthalten sein.
Schließlich kann eine Benutzerschnittstelle vorgesehen sein, welche das Basisbandsignal oder die Inphasen- und Quadraturphasensignale ansprechend auf eine Benutzereingabe erzeugt, um ein Endgerät für Drahtloskommunikation, wie ein Funktelefon, bereitzustellen.
Die 1–3 sind Blockdiagramme von herkömmlichen IQ-Modulatoren; und
die 4–22 sind Blockdiagramme von IQ-Modulationssystemen und -verfahren gemäß Ausführungen der vorliegenden Erfindung.
Die vorliegende Erfindung wird nun im Folgenden ausführlicher beschrieben, unter Bezugnahme auf die begleitenden Zeichnungen, in welchen bevorzugte Ausführungen der Erfindung gezeigt sind. Die Erfindung kann jedoch in vielen unterschiedlichen Formen ausgeführt werden, und sollte nicht als auf die hier vorgestellten Ausführungen beschränkt angesehen werden. Vielmehr werden diese Ausführungen bereitgestellt, damit diese Offenbarung gründlich und vollständig ist, und Fachleuten vollständig den Umfang der Erfindung vermittelt. Gleiche Ziffern bezeichnen durchgehend gleiche Elemente. Wenn beschrieben wird, dass sich ein Element "zwischen" anderen Elementen befindet, dann ist gemeint, dass es sich direkt zwischen den anderen Elementen befinden kann, oder dass auch zwischengeschaltete Elemente vorhanden sein können. Umgekehrt, wenn beschrieben wird, dass sich ein Element "direkt zwischen" anderen Elementen befindet, dann gibt es keine zwischengeschaltete Elemente.
Ausführungen der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der Feststellung, dass potenzielle Nachteile der Systeme der 2 und 3 sich aus den zwei Mischvorgängen (Heterodyn-Vorgängen) ergibt, die durchgeführt werden. Insbesondere geschieht eine Frequenzmischung in dem Aufwärtswandlungs-Mischer 214 und in dem IQ-Modulator 204, welche möglicherweise zwei doppelt ausgeglichene Mischer enthalten. Die Frequenzmischung erzeugt möglicherweise inhärent hohe Nebenpegel und/oder Rauschen. Darüber hinaus, während manche Nebenpegel, die sich weit weg von dem Sendeträger befinden, durch die Filter 206, 216 und 224 gedämpft werden können, befinden sich möglicherweise andere Pegel innerhalb des erlaubten Übertragungsbandes des Senders und können nicht gefiltert werden. Ferner kann das Maß an Filterung zur Reduzierung des Ausgangsrauschens und der Nebenpegel das Maß überschreiten, das mit einem einzigen HF-Filter erzielt werden kann. Somit müssen möglicherweise Mehrfachfilter im Modulator vorgesehen werden. Auch dies vergrößert die Kosten und/oder den Raumbedarf des Systems. Schließlich, um die Verzerrung des modulierten Signals (Information plus Träger) zu verringern und die Anforderungen an die Übertragungssprachqualität zu erfüllen, laufen der Aufwärtsumwandlungsmischer 214, der IQ-Modulator 204 und der Verstärker 222 mit variabler Verstärkung möglicherweise auf hohen Strompegeln, was die Betriebsdauer verringern und für tragbare Drahtloskommunikationsendgeräte übermäßige Wärme erzeugen kann.
Ausführungen der vorliegenden Erfindung können das Ausgangsrauschen und/oder die Nebenpegel verringern, so dass das Bedürfnis nach zusätzlichen Filtern verringert und vorzugsweise beseitigt werden kann. Darüber hinaus kann der Stromverbrauch eines IQ-Modulators verringert werden, während dennoch eine gewünschte Linearität erreicht wird.
In 4 werden Modulationssysteme und -verfahren gemäß Ausführungen der vorliegenden Erfindung gezeigt. Wie in 4 gezeigt, enthalten diese Ausführungen von Modulationssystemen und -verfahren 400 einen Quadraturmodulator (IQ) 420, der Inphasen- und Quadraturphasensignale moduliert, welche als I-Daten und Q-Daten bezeichnet werden, welche von einer Benutzerschnittstelle 410 ansprechend auf Benutzerbefehle erzeugt werden können, um ein moduliertes Signal 422 zu erzeugen. Ein Phasenverfolgungsuntersystem 430 spricht auf den Quadraturmodulator 420 an, um ein Phasensignal 432 zu erzeugen, das auf Phasenänderungen in dem modulierten Signal 422 anspricht und das unabhängig ist von Amplitudenänderungen im modulierten Signal 422. Ein Amplitudenverfolgungsuntersystem 440 ist auch enthalten, welches auf den Modulator 420 anspricht, um ein Amplitudensignal 442 zu erzeugen, das auf Amplitudenänderungen im modulierten Signal anspricht, und welches von Phasenänderungen im modulierten Signal 422 unabhängig ist. Ein Verstärker 450 enthält einen Signaleingang, einen Amplituden- oder Verstärkungsteuereingang und einen Ausgang. Der Signaleingang spricht auf das Phasensignal 432 and. Der Amplitudensteuereingang spricht auf das Amplitudensignal 442 an, und der Ausgang wird an eine Sendeantenne 470 angelegt, als Option über einen Leistungsverstärker 460. Alternativ kann der Verstärker 450 ein Leistungsverstärker sein.
In 5 sind andere Modulationssysteme und -verfahren gemäß Ausführungen der vorliegenden Erfindung gezeigt. Wie in 5 gezeigt enthalten diese Modulationssysteme und -verfahren 500 einen IQ-Modulator 420, ein Phasenverfolgungsuntersystem 430', ein Amplitudenverfolgungsuntersystem 440', einen Verstärker 450, einen Leistungsverstärker 460 und eine Antenne 470. Wie gezeigt, wird die Senderträgerfrequenz unter Verwendung eines hinsichtlich der fundamentalen Hochfrequenz gesteuerten Oszillators, wie eines spannungsgesteuerten Oszillators 532 erzeugt, welcher ein sehr hohes Signal/Rauschverhältnis haben kann, in der Größenordnung von minus 165 dBc/Hz bei 45 MHz Abstand. Der Ausgangssignalpegel wird unter Verwendung eines Verstärkers 450, wie eines gesättigten Verstärkers mit variabler Verstärkung, gesteuert. Das Informationssignal (I-Daten und Q-Daten) wird zunächst unter Verwendung des IQ-Modulators 420 auf ein IF-Signal moduliert. Das IF-Signal wird durch einen separaten fundamentalen gesteuerten Oszillator erzeugt, wie einen spannungsgesteuerten Oszillator 510. Das modulierte Signal wird dann separaten Amplituden- und Phasenverfolgungsuntersystemen in der Form von Amplituden- und Phasenverfolgungsschleifen 440' bzw. 430' bereitgestellt. Das modulierte IF-Signal 422 dient als eine Referenz für Amplituden- und Phasenkomparatoren in den zwei entsprechenden Verfolgungsschleifen 440' und 430'. Das HF-Ausgangssignal aus dem Verstärker 450 wird unter Verwendung eines Systemlokaloszillators 534 auf die IF-Frequenz heruntergemischt. Der VCO 532 wird unter Verwendung der PLL, welche Teiler 535a, 535b, einen Phasenfrequenzdetektor oder einen Phasendetektor 537, ein Paar von Tiefpassfiltern 538a und 538b, und einen Begrenzer 539 enthält, phasenverriegelt. Diese PLL dient als Kanal-Synthesizer für den Sender. Der Ausgang des Mischers 533 wird über ein Tiefpassfilter 538b tiefpassgefiltert in den Begrenzer 539 gespeist, zusammen mit dem modulierten Referenz-IF-Signal 534.
In der PLL 430' sind optionale HF-Teiler 535a und 535b in den Referenz- und Vergleichszweigen des Phasenfrequenzdetektors 537 platziert, um durch M bzw. durch N zu teilen. Da die praktische Implementierung von Phasenfrequenzdetektoren bei hohen Frequenzen schwierig sein kann, kann dies die Herabsetzung der Vergleichsfrequenz gestatten, und kann eine vernachlässigbare Auswirkung auf den Phasenvergleich haben. Es sei darauf hingewiesen, dass die Teiler 535a und 535b so eingerichtet sein können, dass M = N, oder M = N = 1, oder weggelassen werden können.
In der Amplitudenverfolgungsschleife 440' wird ein Paar von ausgeglichenen Umhüllenden-Detektoren 442a und 442b verwendet, um die Amplitudenhöhe des herunter gewandelten IF- Signals oder anderen Signals aus der PLL mit jener des modulierten Signals 422 zu vergleichen. Ein guter Ausgleich zwischen den zwei Umhüllenden-Detektoren 442a und 442b kann vorgesehen sein, um die AM-Verschiebungen in der Schleife zu verringern. Ebenso kann ein Element 445 für eine einstellbare Konstantverzögerung in die PLL 440' eingefügt werden, um die Gesamtgruppenverzögerung für die Amplituden- und Phasensignale auszugleichen. Wenn die Gesamtverzögerung nicht ausgeglichen wird, hat das Ausgangssignal möglicherweise nicht die gewünschten Modulationseigenschaften.
Da der Pegel der Ausgangsleistung des Senders durch den Verstärker 450 (VGA1) über einen breiten Bereich gesteuert wird, kann sich die Gesamtschleifenverstärkung für die Amplituden- und Phasenverfolgungsschleifen ändern. In der Phasenverfolgungsschleife können der Begrenzer 439 und/oder die Begrenzungswirkung des Phasendetektors 537 eine konstante Schleifenverstärkung aufrecht erhalten, während in der Amplitudenverfolgungsschleife 440' ein separater Verstärker 446 (VGA2) mit variabler Verstärkung, der die umgekehrte Steigung hinsichtlich Verstärkung gegenüber Steuerungsspannung wie der der Verstärker 450 hat, verwendet wird. Da die Verstärkung von VGA1 450 verringert ist, um den Ausgangssignalpegel zu verringern, kann die Verstärkung von VGA2 446 um den gleichen Betrag erhöht werden, um den Signalpegel in die ausgeglichenen Umhüllenden-Detektoren 442a, 442b beinahe konstant zu halten. Ansonsten müssen die Umhüllenden-Detektoren 442a, 442b möglicherweise eine gute Ausgeglichenheit über einen sehr großen Bereich (>50 dB) von Signalpegeln am Eingang haben. Solche Umhüllenden-Detektoren mit breitem Dynamikbereich sind möglicherweise schwer zu implementieren. Ein zusätzlicher potentieller Vorteil der Ausführungen der 5 ist, dass die AM/PM-Verzerrung in VGA1 450 in der Phasenverfolgungsschleife 430' kompensiert wird. Dies kann dazu beitragen die Phasen- und Amplitudenfehler über einen breiten Bereich von Ausgangsleistungspegeln gering zu halten.
Die Ausgangssignale der Phasen- und Amplitudendetektoren werden unter Verwendung von Tiefpassfiltern 538a, 444 gefiltert, welche Bandbreiten haben können, die groß genug sind, um das Modulationssignal (Basisband) durchzulassen, aber schmal genug sind, um Rauschen und Nebenpegel außerhalb der Modulationsbandbreite zu unterdrücken. Effektiv können die Tiefpassfilter 538a, 538b und 444 in den Phasen- und Amplitudenverfolgungsschleifen 440' und 430' als Bandpassfilter auf das HF-Sendeträgersignal mit sehr schmaler Bandbreite (d.h. sehr hohem Q) wirken. Zum Beispiel kann die Tiefpassfilter-Bandbreite für eine 30 kHz Modulationsbandbreite (bei digitalen drahtlosen Telefonen verbreitet) weniger als 1 MHz betragen. Es kann daher der Tiefpassfilter in der Schleife einem Bandpassfilter äquivalent sein, der um die Sendefrequenz (z.B. 825 MHz) zentriert ist, mit einer Bandbreite von weniger als 1 MHz (Q > 825). Das Rauschen und die Nebenpegel außerhalb der Bandbreite von 1 MHz um den Träger werden gemäß den Dämpfungseigenschaften der Tiefpassfilter in den Verfolgungsschleifen gedämpft. Solche Tiefpassfilter können mit Widerständen und Kondensatoren implementiert werden, und beseitigen somit die Notwendigkeit von mehreren teuren SAW-Filtern.
Eine direkte Amplitudenmodulation von Leistungsverstärkern (insbesondere gesättigte Leistungsverstärker der Klasse D) ist möglicherweise bekannt. Einige Ausführungen der Erfindung können eine elektrische Isolierung zwischen der Modulationsschleife und der Antenne vorsehen. Zum Beispiel können Ausführungen der 5 den Leistungsverstärker 460 als einen Isolator verwenden, der eine elektrische Isolierung zwischen der Antenne 470 und dem Sendemodulator bereitstellt. In diesem Fall ist die Effizienz des Verstärkers (VGA1) 450 möglicherweise nicht so wichtig für den Gesamtenergieverbrauch. Daher kann es leichter sein gleichzeitige AM-Modulation und einen großen Leistungssteuerungsbereich in VGA1 zu implementieren. Der Verstärker 450 kann entworfen sein, um in einem festen hocheffizienten, linearen Modus zu arbeiten, ohne die Notwendigkeit einer dynamischen Voreinstellung. Alternativ können andere Ausführungen den Leistungsverstärker selbst amplitudenmodulieren. Dies kann einen verbesserten Linearitätsrand und/oder verbesserte Effizient schaffen durch Verwendung eines gesättigten Leistungsverstärkers und durch Wiederherstellung der Umhüllenden-Amplitude durch Modulation dessen Versorgung.
6 zeigt Ausführungen der vorliegenden Erfindung in einem Halbduplexsystem, wie einem nur-TDMA IS-136 Endgerät oder einem EDGE Endgerät. In diesem Fall kann das Signal/Rauschverhältnis des Senders hoch genug sein, so dass der Duplexerfilter 480 der 5 durch einen Sende/Empfangsschalter (T/R) 580 im Übertragungspfad ersetzt werden kann. In 6 ist auch der Leistungsverstärker 460 selbst amplitudenmoduliert.
Fachleute werden auch beachten, dass in den 5 und 6 der Eingang des Mischers 533 zwischen dem VCO 532 und dem Verstärker 450 genommen werden kann, statt zwischen dem Ausgang des Verstärkers 450 und dem Leistungsverstärker 460, wie dies abgebildet ist.
7 ist ein Blockdiagramm von weiteren Modulationssystemen und -verfahren gemäß Ausführungen der Erfindung. In diesen Ausführungen ist das Amplitudenverfolgungsuntersystem 440'' als eine Direktmodulationsschleife oder eine offene Schleife implementiert. Dies kann zum Beispiel bewerkstelligt werden, wenn ein Verstärker 450 mit einer linearen Spannungssteuerungscharakteristik verwendet wird. Eine solche Schaltung ist mit IC-Entwurfstechniken machbar. Für Ausführungen der 7 ist das Teilungsverhältnis der PLL so, dass M und N gleich 1 gesetzt sind, oder keine Teiler 535a, 535b verwendet werden. Der IF-Verstärker 746 nach dem Abwärtswandlungsmischer 533 kann entweder ein Verstärker mit variabler Verstärkung oder ein AGC-Verstärker sein. Dieser Verstärker 746 kann verwendet werden, um den Eingangsbetriebsbereich des Begrenzers 539 zu verringern. Die AM/PM-Verzerrung des Begrenzers 539 kann dadurch verringert werden. In 7 enthält das Amplitudenverfolgungsuntersystem 440'' einen Umhüllenden-Detektor 742, wie eine Diode und ein einstellbares Verzögerungsglied 445.
Die 8 zeigt Ausführungen, welche in einem Halbduplexsystem verwendet werden können, wie einem nur-TDMA IS-136 Endgerät oder einem EDGE-Endgerät. In 8 kann das Signal/Rauschverhältnis des Senders hoch genug sein, so dass der Duplexerfilter 480 durch einen Sende/Empfangsschalter (T/R) 580 im Sendepfad, der mit einem Empfängerverstärker 490 verbunden ist, ersetzt werden kann.
Man beachte, dass wenn der Phasenfrequenzdetektor 537 als Standard-IC-Lösung mit niedrigem Strom schwer zu implementieren ist, ein gewöhnlicher aktiver Analogphasendetektor, wie ein Gilbert-Zellenmischer, verwendet werden kann. Unterstützte Abstimmungstechniken können dann verwendet werden, um schnelle Verriegelungszeiten für die PLL bereit zu stellen.
9 ist ein Blockdiagramm von Modulationssystemen und -verfahren gemäß weiterer Ausführungen der vorliegenden Erfindung. 9 veranschaulicht Dualmodusmodulationssysteme und -verfahren 900, welche zellulare und PCS-Signale erzeugen können. Wie in 9 gezeigt, enthält eine PLL einen Phasenfrequenzdetektor oder Phasendetektor 1140 und einen Tiefpassfilter 1144a, 1144b und einen gesteuerten Oszillator, wie einen VCO 1142a, 1142b für jeden Modus. Ein Hauptlokaloszillator 534 und ein Paar von Mischern 533, 533b sind ebenfalls vorgesehen. Ein Amplitudenverfolgungsuntersystem 440''' kann auch auf ein Leistungssteuersignal 1110 ansprechen. Ein Paar von Verstärkern mit variabler Verstärkung und/oder Leistungsverstärker 1150a, 1150b kann ebenfalls vorgesehen sein. Auch ein Begrenzer 1120 ist zwischen dem Modulator und dem Phasenfrequenzdetektor 1140 vorgesehen.
Zusammenfassend können die Ausführungen der 4 bis 9 einem Leistungsverstärker komplexe Modulationssignale mit geringer Verzerrung liefern, welche sowohl Amplituden- als auch Phaseninformation enthalten, mit einem sehr hohen Signal/Rauschverhältnis (zum Beispiel in der Größenordnung von –165 dBc/Hz bei 45 mHz Offset). Diese Ausführungen können die Notwendigkeit von SAW-Filtern, welche in herkömmlichen Digitalfunksendearchitekturen traditionell verwendet werden, verringern oder beseitigen. Sie können auch im Vergleich zu herkömmlichen heraufmischenden Sendern den Energieverbrauch und die Nebenprodukte verringern.
10 zeigt ein Blockdiagramm von anderen Ausführungen von Modulationssystemen und -verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung. Wie in 10 gezeigt, enthalten diese Modulationssysteme und -verfahren 1000 einen Digitalsignalprozessor (DSP) 920, welcher Inphasen-(I), Quadraturphasen-(Q) und Amplituden-(A) Signale 922, 924 bzw. 926 aus einem Basisbandsignal 912 erzeugt, da das von einer Benutzerschnittstelle 910 erzeugt werden kann. Ein Modulator, wie ein IQ-Modulator 930, moduliert die Inphasen- und Quadraturphasensignale 922 bzw. 924, um ein moduliertes Signal 932 zu erzeugen. Eine PLL 940 spricht auf das modulierte Signal an. Die PLL 940 enthält einen gesteuerten Oszillator 942, der einen entsprechenden Oszillatorausgang 944 hat. Ein Verstärker 950 enthält einen Signaleingang, einen Amplituden- oder Verstärkungssteuerungseingang und einen Ausgang. Der Signaleingang spricht auf den Oszillatorausgang 944 an, und der Amplitudensteuerungseingang spricht auf das Amplitudensignal 926 an. Ein optionaler Leistungsverstärker 960 spricht auf den Ausgang des Verstärkers 950 an. Eine Sendeantenne spricht auf den Leistungsverstärker 960 und/oder Verstärker 950 an.
11 veranschaulicht weitere Modulationssysteme und -verfahren 1100 gemäß Ausführungen der vorliegenden Erfindung. Wie in 11 gezeigt, erzeugt der Digitalsignalprozessor 920' Inphasensignale I und Quadraturphasensignale Q 923 bzw. 925, aus einem Basisbandsignal 912, das an seinem Eingang 921 anliegt. Ein Generator 928 innerhalb des Digitalsignalprozessors 920' erzeugt dann normierte Inphasensignale (I') und Quadraturphasensignale (Q') 922' bzw. 924', und ein normiertes Amplitudensignal 926'. Man beachte, dass der Generator 928 als ein Hardware- and/oder Softwaremodul im Digitalsignalprozessor 920' ausgeführt sein kann, und dass die Signale 922', 924' und 926' direkt aus dem Basisbandsignal 912 erzeugt werden können, ohne die Notwendigkeit der Erzeugung der Zwischensignale 923, 925. Die normierten Inphasen- und Quadratursignale 922' und 924' werden an einen Modulator, wie einen IQ-Modulator 930 angelegt, so dass das modulierte Signal 936 von konstanter Amplitude ist, gefolgt von einer PLL 940, einem Verstärker 950, einem optionalen Leistungsverstärker 960 und einer Antenne 970, wie bereits in Zusammenhang mit 9 beschrieben. Das normierte Amplitudensignal A' wird an den Verstärkungssteuerungseingang des Verstärkers 950 angelegt.
Immer noch in Bezugnahme auf 11 erzeugt der Digitalsignalprozessor 920' in Ausführungen der Erfindung das normierte Inphasensignal I' 922' als einen Kosinus eines Winkels θ, und erzeugt das normierte Quadraturphasensignal Q' 924' als einen Sinus des Winkels θ, wobei der Winkel θ ein Winkel ist, dessen Tangente das um das Inphasensignal 923 geteilte Quadraturphasensignal 925 ist. Ferner wird das normierte Amplitudensignal 926' als Quadratwurzel der Summe des quadrierten Inphasensignals I 923 und des quadrierten Quadraturphasensignals Q 925 erzeugt. Man beachte, dass in der obigen Beschreibung die Sinus- und Kosinusfunktion auch vertauscht werden können.
Ausführungen der 10 und 11 können mathematisch I-, Q- und A-Signale manipulieren, um eine verringerte Verzerrung in Modulatoren zu gestatten. Herkömmlicherweise kommen I- und Q-Signale aus dem Basisbandabschnitt eines Drahtlosendgeräts und tragen die Modulationsinformation, welche ein Sprach- und/oder Datensignal darstellt, das gesendet werden soll. I- und Q-Signale können auch als Amplituden- und Phasensignale dargestellt werden. Wie bereits beschrieben, moduliert ein herkömmlicher Sender einen VCO mit dieser I- und Q-Information, und verstärkt dann das zusammengesetzte Signal und wandelt die Frequenz aufwärts in die Sendefrequenz. In scharfem Gegensatz dazu führen Ausführungen der 10 und 11 eine numerische Erzeugung von I-, Q- und A-Signalen aus dem Basisband durch. Ferner erzeugen Ausführungen von 11 normierte I-, Q- und A-Signale I', Q' bzw. A' aus dem Basisband. Dies kann die Notwendigkeit eines Begrenzers zur Einleitung der Signale in die PLL einer rTheta-Architektur beseitigen. Das Amplitudensignal A' kann numerisch aus dem Basisband erzeugt werden, so dass für die analoge Rekonstruktion jenes Signals möglicherweise kein Umhüllenden-Detektor wird. Die Amplitude direkt aus dem Basisband kann auch eine flexible Phasenumtastung zwischen Amplituden- und Phasensignalformen für rTheta-Architekturen ermöglichen.
Insbesondere erzeugen herkömmliche Modulationssysteme, wie sie zum Beispiel in den 1, 2, und 3 veranschaulicht sind, Amplitudeninformation aus dem IQ-Signal, so dass der Rest der Senderkette möglicherweise linear genug sein muss, um gewünschte Modulationsspezifikationen zu erfüllen. Im Gegensatz dazu, wenn die Verstärker gesättigt statt linear sein können, kann der Stromverbrauch verringert werden. Ferner können herkömmliche Modulationssysteme bei einem gegebenen Stromverbrauch ein niedriges Maß an Linearität haben. Dies kann insbesondere der Fall sein für Modulationskonzepte, deren Spitzen-zu-Mittelwertverhältnis keine fundamentale Grenze ist, und ein noch weitergehender Back-off erforderlich sein kann, um die Störungspegel von nahe liegenden Kanälen einzuhalten.
Ferner können Ausführungen der 9 ein Amplitudensteuerungssignal 442 erzeugen, das aufgrund von durch den IQ-Modulator 420 erzeugter Verzerrung möglicherweise nicht ideal ist. Die Amplitudenverfolgungsschaltung 440''' kann auch eine Verzerrung erzeugen. Es kann allgemein wünschenswert sein, einen Begrenzer 1120 zwischen den IQ-Modulator 420 und die PLL zu platzieren, um unerwünschte Amplitudeninformation zu entfernen. Der Begrenzer 1120 kann eine AM/PM-Verzerrung im Phasensignal 432a, 432b verursachen, und kann auch eine unerwünschte Verzögerung zwischen den Amplituden- und Phasensignalen verursachen, wenn sie bei den Treiberstufen 1150a und 1150b kombiniert werden.
Im Gegensatz dazu können Ausführungen der 10 und 11 einen gewünschten Ausgang für ein Amplitudenverfolgungsuntersystem 440 (4) berechnen, und diesen Ausgang dann direkt anwenden. Ferner ist ein Begrenzer möglicherweise nicht notwendig, da eine Begrenzung bereits in die Erzeugung der I'- und Q'-Signale einbezogen sein kann.
12 ist ein Blockdiagramm von Modulationssystemen und -verfahren gemäß weiterer Ausführungen der vorliegenden Erfindung. Wie in 12 gezeigt erzeugt ein DSP 920' ein I'-Signal 922', ein Q'-Signal 924' und ein A'-Signal 926' aus einem Basisbandsignal 912. Ein gesteuerter Oszillator 910 und die I'- und Q'-Signale 922' bzw. 924' werden an einen IQ-Modulator 930 angelegt, um ein moduliertes Signal 932 zu erzeugen, das an einen Phasenfrequenzdetektor oder Phasendetektor 940 angelegt wird, mit einem Paar von Tiefpassfiltern 944a, 944b und einem Paar von gesteuerten Oszillatoren 942a, 942b. Ebenso wird an den Phasenfrequenzdetektor 940 ein Hauptlokaloszillator 990 angelegt, der durch zweite Modulatoren 992a, 992b moduliert wird. Der Ausgang der gesteuerten Oszillatoren 942a, 942b wird an Verstärker 950a bzw. 950b angelegt, welche Verstärker mit variabler Verstärkung und/oder andere herkömmliche Verstärker sein können, wie Leistungsverstärker oder Treiberverstärker. Wie auch in 12 gezeigt ist, kann die Amplitudensteuerung auch mit einem Leistungssteuersignal 982 in einem kombinierten Leistungssteuerungs- und Amplitudensteuerungsmodul 980 kombiniert sein. Dementsprechend kann eine verbesserte rTheta-Architektur bereitgestellt werden. 13 ist ein Blockdiagramm einer Einzelbandversion von 12.
Die folgenden Gleichungen zeigen wie die I'-, Q'- und A'-Signale für die Ausführungen der 11, 12 und 13 berechnet werden können.
Der Winkel sollte eine Vierquadrantendarstellung der I- und Q-Datens sein. I' = cosθ Q' = sinθ
Die I'- und Q'-Signale können auch vertauscht sein. Daher können die I'- und Q'-Signale verwendet werden, um die IF zu modulieren, und können eine IF erzeugen, die identisch sein kann mit einem IQ-modulierten IF-Signal, das durch einen idealen Begrenzer gelaufen ist. Da die I'- und Q'-Signale frei von Amplitudeninformation sein können, ist ein Begrenzer am Eingang des Phasenfrequenzdetektors der PLL möglicherweise nicht erforderlich. Die Phasenverzerrung oder AM/PM- Verzerrung, welche in einem realen Begrenzer auftreten kann, kann ebenfalls verringert oder beseitigt werden.
Das A'-Signal wird wie folgt berechnet:
Da das A'-Signal mathematisch berechnet und direkt an den Verstärker angelegt wird, muss es nichts von der Verzerrung enthalten, die bei der IQ-Modulation der IF erzeugt wird, und es muss keine Verzerrung aus der Amplitudendetektorschaltung enthalten.
Dementsprechend können Begrenzer/Einhüllenden-Detektoren weggelassen werden, und eine entsprechende AM/PM-Verzerrung kann verringert oder beseitigt werden. Ein VCO-Ziehen (VCO Pulling), das aus Amplitudenvariationen auf einem Nur-Phasensignal entstehen kann, kann auch entfernt werden. Das Senden der Amplitude direkt aus dem Basisband kann sowohl zu einer exakten und wiederholbaren Leistungssteuerung führen, als auch zur Flexibilität bei der Phasenumtastung der Amplitude relativ zu Nur-Phasensignalen in rTheta-Sendern.
Ausführungen der Erfindung, welche in den 4–13 beschrieben wurden, platzierten den Quadraturmodulator vor die PLL. Somit moduliert zum Beispiel der IQ-Modulator 420 in den 4 bis 8 Inphasen- und Quadraturphasensignale, und stellt einer PLL in einem Phasenverfolgungssystem 430 oder 430' ein moduliertes Signal 422 bereit. Ähnlich moduliert der IQ-Modulator 930 in den 10 bis 11 I- und Q-Signale und stellt das modulierte Signal 932 einer PLL 940 bereit. Somit kann in diesen Ausführungen die IQ-Modulation bei der IF-Frequenz stattfinden, durch direktes Modulieren des IF-Referenzsignals.
Gemäß weiterer Ausführungen, welche unten in Zusammenhang mit den 14 bis 22 beschrieben werden, wird die Modulation innerhalb der PLL selbst angewendet. Insbesondere enthält die PLL einen gesteuerten Oszillator mit einem entsprechenden Oszillatoreingang und einem entsprechenden Oszillatorausgang, und eine Rückkoppelungsschleife zwischen dem Eingang des gesteuerten Oszillators und dem Ausgang des gesteuerten Oszillators. Die Rückkopplungsschleife enthält einen Mischer, der auf einen Lokaloszillator anspricht. In manchen Ausführungen ist der Modulator in der Rückkopplungsschleife zwischen dem Ausgang des gesteuerten Oszillators und dem Mischer platziert, zwischen dem Lokaloszillator und dem Mischer, oder zwischen dem Mischer und dem Eingang des gesteuerten Oszillators. Dementsprechend kann die Modulation angewendet werden durch Modulieren eines Lokaloszillatorsignals, und die IF verbleibt als ein unmoduliertes Signal. Alternativ kann die Modulation angewendet werden auf den HF-Ausgang, und wird dann mit einem unmodulierten Lokaloszillator und der IF-Frequenz gemischt. In einer weiteren Alternative kann die Modulation nach dem Mischer in dem Rückkopplungspfad der PLL durchgeführt werden, wenn es gewünscht wird, den IQ-Modulator bei der IF-Frequenz laufen zu lassen.
Zum Beispiel ist 14 der 4 ähnlich, außer dass der IQ-Modulator 420 in dem Phasenverfolgungsuntersystem 430'' enthalten ist, vorzugsweise innerhalb der Rückkopplungsschleife der PLL des Phasenverfolgungsuntersystems 430''. 15 ist der 10 ähnlich, außer dass der IQ-Modulator 930 innerhalb der PLL 940' enthalten ist, vorzugsweise innerhalb ihrer Rückkopplungsschleife.
16 ist ein Blockdiagramm von Ausführungen der Erfindung, welches verschiedene alternative Anordnungen des IQ-Modulators innerhalb der PLL veranschaulicht. Man beachte, dass die 16 dem Phasenverfolgungssystem 430 der 4, 430' der 5 bis 8 und/oder 430'' der 14, und/oder der PLL 940 der 10 bis 13, und/oder 940' der 15 entsprechen kann.
Wie in 16 gezeigt, enthält die PLL 1600 einen Phasendetektor oder Phasenfrequenzdetektor 1620, der dem Phasenfrequenzdetektor oder Phasendetektor 537 der 5 bis 8 in 1140 der 9 und/oder 940 der 12 bis 13 entsprechen kann, und ein Tiefpassfilter 1630, welches dem Tiefpassfilter 538a der 5 bis 8, 1144a von 9 und/oder 944a von 12 entsprechen kann. Ein gesteuerter Oszillator, wie ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) 1640, kann dem VCO 532 von 5 bis 8, 1142a, 1142b von 9, 942a, 942b von 12 und/oder 942 der 10, 11, 13 und 15 entsprechen. Wie ebenfalls in 16 gezeigt, hat der gesteuerte Oszillator einen entsprechenden Oszillatoreingang 1604 und einen entsprechenden Oszillatorausgang 1606. Eine Rückkopplungsschleife 1602 ist zwischen dem Ausgang 1606 des gesteuerten Oszillators und dem Eingang 1604 des gesteuerten Oszillators vorgesehen, über den Phasenfrequenzdetektor oder Phasendetektor 1620 und Tiefpassfilter 1630. Die Rückkopplungsschleife enthält einen Mischer 1660, welcher dem Mischer 533 der 5 bis 8, 533a, 533b von 9, 922a, 922b von 12 und/oder 922 von 13 entsprechen kann, und einen Lokaloszillator 1680, der dem Lokaloszillator 534 der 5 bis 9 und/oder 990 der 12 bis 13 entsprechen kann.
In 16 sind vier mögliche Orte des IQ-Modulators, der dem IQ-Modulator 420 der 4–9 und/oder 930 der 10–13 entspricht, durch IQ-Modulatoren 1610, 1650, 1670 und 1690 gezeigt. Fachleute werden beachten, dass nur ein IQ-Modulator an lediglich eine der in 16 gezeigten Positionen vorgesehen werden muss. Es können jedoch auch mehrere IQ-Modulatoren vorgesehen sein.
Der IQ-Modulator 1610 ist vor der PLL 1600 platziert, auf eine den 4 bis 13 entsprechende Weise, wie oben ausführlich beschrieben. Der IQ-Modulator 1650 ist in der Rückkopplungsschleife 1602 zwischen dem Ausgang 1606 des gesteuerten Oszillators und dem Mischer 1660 platziert. Der IQ-Modulator 1670 ist in der Rückkopplungsschleife 1602 zwischen dem Lokaloszillator 1680 und dem Mischer 1660 platziert. Schließlich ist der IQ-Modulator 1690 in der Rückkopplungsschleife 1602 zwischen dem Mischer 1660 und dem Eingang 1604 des gesteuerten Oszillators platziert.
Wenn der IQ-Modulator 1650 zwischen dem Ausgang des gesteuerten Oszillators 1606 und dem Mischer 1660 platziert ist, wird das HF-Ausgangssignal des gesteuerten Oszillators 1640 mit den I- und Q-Signalen moduliert. Somit ist dies ein Beispiel einer HF-Modulation. Wenn der IQ-Modulator 1690 zwischen dem Mischer 1660 und dem Eingang 1604 des gesteuerten Oszillators platziert ist, kann dies einer IQ-Modulation bei der IF-Frequenz entsprechen, aber die Modulation findet in der Rückkopplungsschleife 1602 der PLL 1600 statt, statt am IF-Eingang, wie dies mit dem Modulator 1610 der Fall wäre. Wenn der Modulator 1670 zwischen dem Lokaloszillator 1680 und dem Mischer 1660 platziert ist, wird die Lokaloszillatorfrequenz moduliert, bevor sie mit der HF gemischt wird, um das IF-Rückkopplungssignal zu erzeugen. Die Phase kann durch den Mischer bewahrt werden, so dass eine Situation bereitgestellt werden kann, die der Modulation mit dem Modulator 1610 analog ist.
Fachleute werden beachten, dass jede der vier Positionen der Modulatoren 1610, 1650, 1670 und 1690, die in 16 gezeigt sind, das gleiche Resultat am Ausgang bereitstellen kann. Verschiedene Erwägungen können bei der Entscheidung darüber, wo der Modulator zu platzieren ist, herangezogen werden. Zum Beispiel kann es effizienter sein, bei der IF-Frequenz zu IQ-modulieren, so dass die Modulatoren 1610 und 1690 möglicherweise zu bevorzugen sind. Das Modulieren bei der HF (Modulator 1650) oder am Lokaloszillator (Modulator 1670) verbraucht möglicherweise mehr Strom als die Modulation bei IF. Der Stromverbrauch hängt jedoch möglicherweise vom Frequenzplan des Systems ab. Man beachte, dass ein Amplitudensignal auf eine Weise erzeugt und/oder angewendet werden kann, wie es in jeder der vorangehenden Figuren beschrieben wurde.
17 ist ein Blockdiagramm, das 5 ähnlich ist, außer dass der IQ-Modulator 1650 in der Rückkopplungsschleife zwischen dem Ausgang des gesteuerten Oszillators 532 und dem Mischer 533 platziert ist, anders als der IQ-Modulator 420 der 5. Ein IQ-Modulator 1670 oder 1690 der 16 kann auch in den Ausführungen der 17 verwendet werden.
18 veranschaulicht die Verwendung eines IQ-Modulators 1670 zwischen dem Lokaloszillator 534 und dem Mischer 533, anstelle des IQ-Modulators 420 am Eingang der PLL in 6. Man beachte, dass ein IQ-Modulator 1650 oder 1690 der 16 auch verwendet werden kann.
19 veranschaulicht die Verwendung eines IQ-Modulators 1690 zwischen dem Mischer 533 am Eingang des gesteuerten Oszillators 532, statt des IQ-Modulators 420 der 7. Man beachte auch, dass auch IQ-Modulatoren 1650 oder 1670 verwendet werden können. IQ-Modulatoren können auch in den in 16 gezeigten Positionen in anderen Ausführungen der Erfindung gemäß der 8 und 9 verwendet werden.
20 veranschaulicht die Verwendung eines Modulators 1650 zwischen dem Ausgang des gesteuerten Oszillators 942 und dem Mischer 992, statt des IQ-Modulators 930 der 13. Die 21 veranschaulicht einen IQ-Modulator 1670 zwischen dem Lokaloszillator 990 und dem Mischer 992, statt des IQ-Modulators 930 der 13. 22 veranschaulicht einen IQ-Modulator 1690 zwischen dem Mischer 992 und dem Eingang des gesteuerten Oszillators 942, statt des IQ-Modulators 930 der 13. Ähnliche Platzierungen des Modulators können für die Ausführungen von 12 vorgesehen sein.
In den Zeichnungen und der Beschreibung wurden typische bevorzugte Ausführungen der Erfindung offenbart, und obwohl spezifische Begriffe verwendet werden, werden sie nur in einem generischen und beschreibenden Sinne und nicht zum Zwecke der Beschränkung verwendet, wobei der Umfang der Erfindung in den folgenden Ansprüchen dargelegt wird.

Claims

Modulationssystem, umfassend: einen Quadraturmodulator (420), welcher Inphasen- und Quadraturphasensignale moduliert, um ein moduliertes Signal (422) zu erzeugen, ein Phasenverfolgungsuntersystem (430; 430'), welches auf den Quadraturmodulator anspricht, um ein Phasensignal zu erzeugen, das auf Phasenänderungen in dem modulierten Signal anspricht, und das unabhängig ist von Amplitudenänderungen in dem modulierten Signal, wobei das Phasenverfolgungsuntersystem einen Phasendetektor (537) und ein Tiefpassfilter (538a) zur Filterung der Ausgabe des Phasendetektors umfasst; ein Amplitudenverfolgungsuntersystem (440; 440'), welches auf den Quadraturmodulator anspricht, um ein Amplitudensignal zu erzeugen, das auf Amplitudenänderungen in dem modulierten Signal anspricht, und das unabhängig ist von Phasenänderungen in dem modulierten Signal, wobei das Amplitudenverfolgungsuntersystem einen Amplitudendetektor (442a) und ein Tiefpassfilter (444) zur Filterung der Ausgabe des Amplitudendetektors umfasst; und einen Verstärker (450) mit einem Signaleingang, einem Amplitudensteuerungseingang und einem Ausgang, wobei der Signaleingang auf das Phasensignal anspricht, und der Amplitudensteuerungseingang auf das Amplitudensignal anspricht.
Modulationssystem nach Anspruch 1, wobei das Phasenverfolgungsuntersystem eine Phasenregelschleife umfasst, welche auf das modulierte Signal anspricht, wobei die Phasenregelschleife einen gesteuerten Oszillator enthält, der einen entsprechenden Oszillatorausgang hat, der das Phasensignal erzeugt.
Modulationssystem nach Anspruch 2, wobei das Amplitudenverfolgungsuntersystem ein Untersystem zur automatischen Verstärkungssteuerung umfasst, das auf das modulierte Signal anspricht, um das Amplitudensignal zu erzeugen.
Modulationssystem nach Anspruch 3, wobei das Untersystem zur automatischen Verstärkungssteuerung ferner umfasst: einen ersten Umhüllenden-Detektor, der auf das modulierte Signal anspricht; einen zweiten Umhüllenden-Detektor, der auf die Phasenregelschleife anspricht; und einen Komparator, der auf den ersten und zweiten Umhüllenden-Detektor anspricht, um das Amplitudensignal zu erzeugen.
Modulationssystem nach Anspruch 3, wobei das Untersystem zur automatischen Verstärkungssteuerung ferner umfasst: einen ersten Umhüllenden-Detektor, welcher auf das modulierte Signal anspricht; einen zweiten Umhüllenden-Detektor, welcher auf den Verstärker anspricht; und einen Komparator, der auf den ersten und zweiten Umhüllenden-Detektor anspricht, um das Amplitudensignal zu erzeugen.
Modulationssystem nach Anspruch 2, wobei das Amplitudenverfolgungsuntersystem ferner umfasst: einen Umhüllenden-Detektor, der auf das modulierte Signal anspricht, um das Amplitudensignal zu erzeugen.
Modulationssystem nach Anspruch 2, wobei das Phasenverfolgungssystem ferner einen Begrenzer zwischen dem Quadraturmodulator und der Phasenregelschleife umfasst.
Modulationssystem nach Anspruch 1, ferner umfassend: einen Leistungsverstärker, der auf den Ausgang des Verstärkers anspricht, der einen Signaleingang, einen Amplitudensteuerungseingang und einen Ausgang hat; und eine Sendeantenne, welche auf den Leistungsverstärker anspricht.
Modulationssystem nach Anspruch 1, ferner umfassend eine Sendeantenne, welche auf den Ausgang des Verstärkers anspricht, und eine Benutzerschnittstelle, die die Inphasen- und Quadratursignale ansprechend auf eine Benutzereingabe erzeugt, um ein Endgerät für Drahtloskommunikation bereit zu stellen.
Modulationssystem nach Anspruch 1, wobei der Verstärker ein Leistungsverstärker ist.
Modulationssystem nach Anspruch 2, wobei sich der Quadraturmodulator innerhalb der Phasenregelschleife befindet.
Modulationssystem nach Anspruch 12, wobei die Phasenregelschleife einen Eingang eines gesteuerten Oszillators und eine Rückkopplungsschleife zwischen dem Eingang des gesteuerten Oszillators enthält, wobei die Rückkopplungsschleife einen Mischer enthält, der auf einen Lokaloszillator anspricht, wobei sich der Modulator in der Rückkopplungsschleife zwischen dem Ausgang des gesteuerten Oszillators und dem Mischer, zwischen dem Lokaloszillator und dem Mischer, oder zwischen dem Mischer und dem Eingang des gesteuerten Oszillators befindet.