DE19781627C2 - Interferenz-Auslöschungssystem für globale, satellitengestützte Ortungsempfänger - Google Patents

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG 1. Gebiet der Erfindung

Die Erfindung bezieht sich auf ein Nullabgleich- und Annullierungssystem für Empfänger zur globalen Positionserfassung (GPS = Global Positioning System), die Inband-Interferenzsignale unterdrücken und/oder Störsignale in den L1 und L2 GPS Frequenzbändern sperren. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf den Empfang von orthogonal polarisierten elektrischen Feld-Vektoren und auf Verfahren zum Empfang dieser Komponenten mit hoher kreuzpolarisierter Trennung, und auf Verfahren zum Dämpfen von Interferenz- und/oder Störsignalen, wobei adaptive Polarisations-Fehlanpassung des vom Ziel-GPS- Empfänger empfangenen Antennenspeisesignals benutzt wird. Die Erfindung unterdrückt Interferenz und/oder Störung durch wesentliche Reduzierung des Störsignal-zu-Nutzsignal-Verhältnisses (J/S = jammer-to-signal) vom Standpunkt des GPS-Empfängers aus.

2. Erläuterung des Standes der Technik

Das globale Positionserfassungssystem (GPS) ist ein satellitengestütztes Navigationssystem, das digital kodierte Daten überträgt, die zwei- und drei­ dimensionale Standortbestimmungen an der Empfangsantenne benutzt. Sein Zweck ist die kostengünstige Versorgung der Benutzer mit hochgenauen Positions-, Geschwindigkeits- und Universal-Zeit-Erfassung weltweit. Daher ist ein zuverlässiges Arbeiten des GPS in mit Störungen behafteter Umgebung sowohl für militärische wie auch für zivile Zwecke wertvoll.

Der Schüssel für eine exakte Navigation liegt in der Verarbeitung eines sehr schwachen GPS Streuspektrumsignals, das digital kodierte und verschlüsselte Grobaquisitions-(C/A) und Präzisions-(P(Y))Daten mit sich führt, typischerweise -120 dBm bis -136 dBm (isotrop). Das GPS Signalspektrum benutzt zwei L- Bandfrequenzen, und zwar L1 bei 1575,42 MHz und L2 bei 1227,60 MHz, mit Bandbreiten von entweder 2,05 MHz für den C/A-Code oder 20,46 MHz für den P(Y)-Code, und benutzt eine rechtszirkulare Polarisation (RHCP = Right Hand Circular Polarization) sowohl für L1 und L2, um die Benutzerabhängigkeit von der Empfangsantennenorientierung zu vereinfachen. Die C/A- und P(Y)-Codes befinden sich auf L1, der P(Y)-Code befindet sich auf L2. Der theoretische Prozeßgewinn für die C/A- und P(Y)-Codes sind 43 dB bzw. 53 dB. Die kritischen GPS-Empfänger-Empfangszustände sind: C/A-Code-Aquisition; P-Code Direktaquisition; P-Code Spur; und P-Code trägerunterstützte Spur.

Die digitalen GPS-Daten können erfaßt und verarbeitet werden, selbst wenn der Hochfrequenzträgerempfang durch Interferenz verhindert ist; jedoch wird eine höhere Genauigkeit erhalten, wenn der Signalträger zur Verfügung steht. Dies ist allgemein möglich, da das GPS-Verfahren eine inhärente Antistörfähigkeit (AJ) besitzt; jedoch macht der niedrige Empfangssignalpegel das GPS für niederenergetische Interferenz und/oder Störung verwundbar. Für eine lokale Inband-Quelle ist es relativ leicht, das GPS-Signal vollständig zu überdecken, was ein erfolgreiches Verarbeiten der digitalen Daten verhindert. Folglich hat das GPS- System mehrere identifizierte Anfälligkeiten und Verwundbarkeiten gegenüber Interferenz. Aus militärischer und ziviler Sicht ist es wichtig, für die GPS-Systeme eine adäquate Antistörfähigkeit zu etablieren und sicher zu stellen, daß diese Eigenschaft in allen Umgebungen zur Verfügung steht. Dies wurde vom Mitlitär anerkannt und führte zur Entwicklung mehrerer räumlicher, ausnullender und/oder strahlformender Antennen und digitaler Filter-Konzeptionen.

GPS-Empfänger zeigten unterschiedliche Grade an Verwundbarkeit gegenüber Interferenz- und Störsenderwellentypen, zu denen zu zählen sind: breitbandiges Gauß'sches Rauschen, ungedämpfte Welle (CW), Kippfrequenz-CW, gepulste CW, amplitudenmodulierte (AM) CW, phasensprungmoduliertes (PSK) Pseudorauschen, schmalbandige und breitbandige frequenzmodulierte Signale, etc. Die Verwunbarkeit ist in hohem Grade abhängig von der Umgebung und dem Empfänger-Modus. Breitbandiges Gauß-Rauschen ist der kritischste Interferenztyp in der vorstehenden Gruppe wegen der Schwierigkeit, Breitbandrauschen zu filtern ohne gleichzeitiges Leiserwerden des GPS und wegen der außerordentlich hohen Kosten und dem Einfluß auf das Arbeitsverhalten, der von Raumfilter-, d. h. Nullabgleich-Lösungen auf einer beweglichen Plattform begleitet ist.

Die Verwendung von Phasen-Nullabgleich ist im Stande der Technik weithin bekannt, obgleich die Verwendung einer in die Phase umgesetzten Polarisation zum GPS-Interferenz-Nullabgleich nicht bekannt ist.

Es besteht Bedarf an einem Interferenz-Auslöschsystem für GPS-Systeme, das sich mit komplexen Interferenzumgebungen befassen kann, die aus verschiedenen Interferenz- und/oder Störkurvenformtypen, L1 und/oder L2 Interferenz, mehrfache Interferenzquellen und unterschiedliche Interferenzpolarisationen zusammengesetzt sind. Es besteht weiter Bedarf an einem Interferenz-Auslöschsystem mit hohen Auslöschpegeln für die eine oder andere oder beide der GPS-Arbeitsfrequenzen und der Fähigkeit, sich an Veränderungen der Orientierung der Empfängerantennen und/oder der Interferenzquelle anzupassen.

In der US-Patentschrift 5,298,908 wird ein Interferenz-Auslöschsystem beschrieben, bei welchem die zu empfangenden Daten aus einer zirkular polarisierend Übertragerantenne mit der gleichen Polarisation wie der Datenempfangsport der Empfangsantenne übertragen werden. Die Empfangsantenne hat ebenfalls einen Empfangsport, dessen Zirkularpolarisation orthogonal zu dem Daten aufnehmenden Antennenport ist, so dass dieser letzere Kanal nur Interferenzsignale enthält. Die Interferenzsignale in diesem Kanal werden mit den Inferenzkomponenten im Datenkanal korreliert. Eine Regelschleife dient zur adaptiven Anpassung der Phase und Amplitude des Interferenzsignals und das adaptiv angepasste Interferenzsignal wird vom Datensignal subtrahiert, welches einige der Interferenzsignale enthält.

In der US-Patentschrift 4,283,795 wird eine adaptive Kreuzpolarisations- Auslöschanordnung beschrieben, in welcher ein erstes gewünschtes polarisiertes Signal und ein zweites orthogonal polarisiertes Interferenzsignal einschließlich kreuzpolarisierter Komponenten gleichzeitig von einer Antenne empfangen werden. Die orthogonal polarisierten Komponenten des Empfangssignals werden abgetrennt und längs separater Wege übertragen und kombiniert, nachdem die Phase und Amplitude des separierten polarisierten Interferenzsignals in geeigneter Weise auf maximale Auslöschkreuzpolarisationskomponenten im anderen Pfad eingestellt worden sind. Ein Rückkopplungspfad weist eine Schaltung zur Gewinnung eines verbleibenden Interferenzsignals in dem rekombinierten Ausgangssignal auf und erzeugt ein Signal, das für die Envelope repräsentativ ist und erzeugt dann geeignete Steuersignale in Abhängigkeit von derartigen repräsentativen Envelopensignalen, um eine verbesserte Anpassung der Amplitude und Phase des separierten polarisierten Interferenzsignals zu erhalten.

Dem gegenüber liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, ein verbessertes Interferenz-Auslöschsystem für GPS zu schaffen.

Dazu sieht die Erfindung ein System zur Unterdrückung von Interferenz- und Störsignalen für einen Empfänger eines satellitengestützten globalen Positionserfassungssystems (GPS) vor, dessen Merkmale im Patentanspruch 1 angegeben sind.

Mit der Erfindung wird erreicht, dass die Unterschiede in der Scheinpolarisierung der rechts zirkular polarisierte GPS-Signale und der der Interferenzquellen ausgeschöpft und die Inbandinterferenz- und Störsignale in den GPS-L1 und L2-Frequenzbändern unterdrückt werden. Ferner ermöglicht es die Erfindung, dass die Orthogonalelemente der Interferenzsignale und der GPS-Signale mit einem hohen Grad an Kreuzpolarisationstrennung verarbeitet und in das Antennensystem adaptiv kreuzpolarisiert und die Interferenz ausgenullt werden. Schließlich bringt die Erfindung den Vorteil, den Empfang der Interferenzsignale unter Verwendung eines Ports einer adaptiven Antennenspeiseschaltung mit einer Hochfrequenzpolarimeterstruktur und Abtastung des Interferenzsignals zu ermöglichen, so dass die kombinierten Interferenzssignale und die GPS-Signale moduliert und das Interferenzsignal im Port zum GPS-Empfänger ausgenullt werden können. Weiterhin ist vorteilhaft, dass eine orthogonal polarisierte Empfangsantennenstruktur in kompakter Form und mit kleinem Profil geschaffen ist, die im Stande ist, die L1 und die L2-GPS-Signale unabhängig zu verarbeiten. Ferner bringt die Erfindung ein Nullabgleichsystem, das mehrfache Interferenzquellen mit kohärenter Beziehung auslöschen kann, welches eine Vektorsummierung ermöglicht und mehrfache Interferenzquellen mit ähnlichen Polarisationen auslöscht. Vorteilhaft an der Erfindung ist weiter, dass die Interferenzsignale und die Steuerung des adaptiven Kreuzpolarisations- Nullabgleichsystems ohne Notwendigkeit einer Verarbeitung des GPS-Signals erfasst werden. Ferner bringt die Erfindung den Vorteil, die Antenne und die adaptive Kreuzpolarisations-Nullabgleichsschaltungen derart zu unterteilen, dass das Antennenuntersystem entfernt lokalisiert und mit Leistung versorgt werden kann und dass die elektrische Schnittstelle zwischen diesen funktionalen Elementen aus einer minimalen Anzahl von Hochfrequenz-koaxial- oder Faseroptik-Kabeln und -leitungen zusammengesetzt sein kann. Vorteilhafterweise werden die mehrfachen Implementierungskonfigurationen und die System-Modularität ausgenutzt, die sich mit individuellen Anforderungen zur Interferenzverarbeitung nur in L1, nur in L2, in L1 und L2, in L1 mit bygepaßtem L2 beschäftigt. Die Erfindung ermöglicht schließlich eine Verbesserung des Betriebsbereichs des GPS- Empfängers durch eine installierte Verlust/Gewinn-Einfügung in den GPS- Empfänger.

Vorteilhafte Ausführungsformen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben. Insbesondere schafft die Erfindung ein hoch qualifiziertes Orthogonalpolarisations-Empfangsantennensystem, welches die empfangene L- Bandumgebung in die schein-orthogonal polarisierten Signale, die das GPS-Signal und die Inband-Störquellen repräsentieren, zerlegt. Die Orthogonalkomponenten der empfangenen Umgebung werden gefiltert, verstärkt und vom Antennensystem zu dem Nullabgleichsystem in jedem GPS-Band unter Verwendung separater Kabel übertragen. Im Falle der L2-Bypaß-Konfiguration kann das rechtszirkularpolarisierte Signal an der Antenne entwickelt und übertragen werden. Eine Abtastung des Interferenzsignals in jedem Band des GPS-Kanals wird erfaßt und verarbeitet, um Interferenzbedingungen zu identifizieren und Steuersignale zu erzeugen, die den adaptiven Antennenspeiseschaltungen in jedem interessierenden Band zugeführt werden, welche den effektiven Neigungswinkel und die Elliptizität (oder Achsenverhältnis) des kombinierten Antennensystems steuern. Die effektive Polarisationseigenschaft des Antennensystems wird so gesteuert, daß die Antenne für die Interferenzquelle kreuzpolarisiert oder fehlangepaßt ist und damit das Interferenzsignal in dem die GPS-Signale enthaltenden Kanal ausgenullt oder unterdrückt ist. In Konfigurationen, in denen L1- und L2-Bänder separat verarbeitet werden, werden sie nach dem unabhängigen Ausnullen rekombiniert und dem Ziel-GPS-Empfänger zur Verfügung gestellt. Die Erfassung- und Steuerschleifen werden optimiert, um die Interferenzsignale zu identifizieren und zu aquirieren und die Neigungs- und Elliptizitätseigenschaften des adaptiven Systems schnell auf Null zu modulieren. Adaption umfaßt Variation von Polarisationseigenschaften, Polarisationorientierung, Schwund, Manövrierveränderungen etc. Wenn keine Interferenz vorliegt, kann jede adaptive L1/L2-Schleife so konfiguriert werden, daß sich die effektive Polarisationseigenschaft des Antennensystems zur bevorzugten rechtszirkularen Polarisation für Optimalempfang des GPS-Signals unter Verwendung des GPS- Empfängers ergibt.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 zeigt ein Top-Level-Blockdiagramm mit dem adaptiven Kreuzpolarisations-Interferenzauslöschsystem für GPS-Signale;

Fig. 2A-2F zeigen verschiedene alternative Implementierungskonzepte der Erfindung basierend auf repäsentativen Anwendungen für GPS-Empfänger und GPS-Genauigkeitsanforderungen. Die Figuren erläutern drei Kategorien der Implementierung: eine einzige Orthogonalantennenkonfiguration; duale Orthogonalantennenkonfigurationen; und Dualantennen-Orthogonal-Bifrequenz- Antennensystemkonfigurationen;

Fig. 3 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform einer Einkanal-Dual-Orthogonal- Antennenkonfiguration zum Nullabgleich lediglich von L1 (oder L2)-Interferenz;

Fig. 4 zeigt eine zweite bevorzugte Ausführungsform unter Verwendung einer dualen Orthogonal-Antennen-Bifrequenzkonfiguration zum Nullabgleich von L1- Interferenz und L2-Bypass;

Fig. 5 zeigt die Struktur der Orthogonal-Bifrequenz-Korrekturantenne mit zwei rechtwinkligen Microstreifen-Korrektoren (nicht maßstäblich gezeichnet) in einer orthogonalen Anordnung mit unabhängigen L1 und L2 Orthogonaleinspeisungen;

Fig. 6 zeigt die Struktur einer Ortho-Bifrequenz-Korrekturantenne mit zwei rechtwinkligen Microstreifen-Korrektoren (nicht maßstäblich gezeichnet) in einer orthogonalen Anordnung mit frequenz-gemultiplexten L1 und L2 Orthogonaleinspeisungen;

Fig. 7 erläutert die Methode zur Lokalisierung der optimalen 50 Ω-Impedanz- Einspeiseports für die Ortho-Bifrequenz-Rechtwinkel-Korrekturantennen für L1 und L2 Orthogonaleinspeisungen;

Fig. 8A zeigt das Hochfrequenz-Blockdiagramm und das Empfängerverarbeitungsschema für einen Kanal oder eine Schleife der Interferenzauslöschung;

Fig. 8B erläutert eine alternative Interferenz-Empfangs-Erfassungsschaltung, die in der Ausführungsform gemäß Fig. 8A benutzt werden kann;

Fig. 9 erläutert das Modulatorschema für den Polarimeter- oder gamma/phi- Modulatorteil des erfindungsgemäßen Mikrowellenabschnittes;

Fig. 10 erläutert das Abwärtsumsetzerschema für eine Interferenz- Überlagerungsempfänger/Erfassungs-Schaltung;

Fig. 11 erläutert den Zwischenfrequenzverstärker und das Video-Erfassungsschema für eine Interferenz-Überlagerungsempfänger/Erfassungs-Schaltung;

Fig. 12 erläutert ein Schema eines logarithmischen Verstärkers für die Interferenzempfänger/Erfassungs-Schaltung der Fig. 8B;

Fig. 13 zeigt die varactor-gesteuerten Phasenschieber für den Polarimeter-Modulator aus Fig. 9; und

Fig. 14, 15 und 16 erläutern den GPS-Interferenz-Auslösch-Steueralgorithmus zur Erfassung und zum Auslöschen von Interferenz.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Fig. 1 zeigt ein Top-Level-Blockdiagramm des adaptiven Kreuzpolarisations- Interferenzauslöschsystems für GPS-Signale. Das Diagramm zeigt einen Kanal oder ein Band der Erfindung mit dem Auslöschkonzept und erläutert das Empfangssignal, das aus den kombinierten GPS-Signalen 1 und dem Interferenz- oder Störsignal 3 zusammengesezt ist. Das Empfangssignal 1, 3 bestehend aus dem GPS-Signalen und den Interferenzsignalen, wird von dem Antennensystem 5 aufgenommen, welches die empfangenen Signale effektiv in Orthogonalkomponenten VP und HP (vertikal polarisiert und horizontal polarisiert) für das adaptive Antenneneinspeissystem 7 aufteilt. Ein Leistungskoppler 9 tastet den Differenzport 11 des Netzwerks ab, der das Differenzsignal dem nicht dargestellten GPS-Empfänger über Leitung 13 zuführt. Eine Interferenzempfang- Erfassungsschaltung 15 empfängt und verarbeitet das Differenzsignal und liefert das Signal an adaptive Steuerschaltungen 17, die die Phase der Modulatoren innerhalb des adaptiven Antenneneinspeissystems 7 auf Neigung und Elliptizität steuert. Die Schleife schließt sich bei Interferenz zum Kreuzpolarisieren der Einspeisung und zum Ausnullen der Interferenz für den GPS-Empfänger. Der GPS- Empfänger kann auf Wunsch ein Aktivierungssignal 19 für die Störanzeige über eine GPS-Schnittstelle 21 liefern, um die Empfängerschaltung 15 zu aktivieren oder zu entaktivieren. Bei Aktivierung kann ein Störungserfassungssignal 23 zurück an den GPS-Empfänger gegeben werden.

Zur Erläuterung des Betriebsverhaltens der Erfindung zum Nullabgleich eines Signals wird angenommen, daß alle Empfangssignale, GPS-Signale 1 und Störungs­ signal 3 aus vertikal und horizontal polarisierten Wellen zusammengesetzt sind. Die Theorie, die das bei der Erfindung benutzte Ortho-Polarisations- Nullabgleichkonzept stützt, basiert auf der Eigenschaft, daß irgendeine Welle beliebiger Polarisation synthetisiert oder zerlegt werden kann, aus bzw. in zwei Wellen, die zueinander orthogonal polarisiert sind. Beispielsweise kann eine zirkular polarisierte Welle durch die Koexistenz einer vertikal und einer horizontal polarisierten Welle erzeugt werden, von denen jede die gleiche Amplitude und eine 90°-Phasendifferenz besitzt. Eine linear polarisierte Welle kann durch die Koexistenz einer vertikal und einer horizontal polarisierten Welle mit 0°- Phasendifferenz erzeugt werden. Somit können Orthogonal-Polarisationsantennen verwendet werden, um ein ausgesandtes Signal anzupassen oder fehlanzupassen, wobei die relativen Phasen- und Amplitudenmodulationen zur Kombination der Orthogonalkomponenten verwendet werden. Für den Fall eines Interferenzsignals können Orthogonal-Polarisationsantennen in dem Antennensystem 5 verwendet werden, um das Empfangssystem fehlanzupassen und das Signal wirksam auszunullen. Diese Fehlanpassung 0 würde einen Einfluß auf andere Signale in der Umgebung haben, einschließlich der gewünschten GPS-Signale, indem in der Antennne Bedingungen geschaffen werden, die von einer perfekten Anpassung bis zu einer vollständigen Fehlanpassung reichen könnten.

Der durch Polarisations-Fehlanpassung erreichbare Verlust, die Null oder die Fehlanpassung kann ein Wert zwischen Unendlich und Null sein. Der theoretische Polarisations-Fehlanpassungsverlust χ kann für zwei weit getrennte, elliptisch polarisierte Antennen im Freiraum mit der folgenden Relation berechnet werden.

wobei:
γ = das Elliptizitätsverhältnis, das mit Vorzeichen versehene Spannungsverhältnis der Hauptachse der Polarisationsellipse zu ihrer Nebenachse (1 ≦ |γ| ≦ ∞),
β = den Polarisationsfehlanpassungswinkel (0° ≦ β ≦ 90°), und
T = Senden sowie R = Empfang bedeuten.

Die erfindungsgemäß benutzte Polarimeter-Implementierung moduliert effektiv die orthogonalen Empfangskomponenten sowohl der Interferenzsignale wie auch der GPS-Signale und erzeugt über eine Erfassung und Regelung eine Polarisations- Fehlanpassung gegen das Interferenzsignal im Signalpfad zum GPS-Empfänger.

Fig. 2A-2F zeigen verschiedene alternative Implementierungsansätze gemäß der Erfindung, die auf repräsentativen Anwendungen für GPS-Empfänger und GPS-Genauigkeitsanforderungen basieren. Die Fig. 2A-2F erläutern drei Kategorien von Antennen und Schnittstellen-Implementierungen:

• a) einfache Ortho-Antennenkonfiguration (Fig. 2A), die für das L1- oder L2-Band angewendet werden kann, wo ein einziger Nullabgleichkanal in einem der L1- oder L2-Bänder implementiert ist;
• b) die dualen Ortho-Antennenkonfigurationen (Fig. 2B und 2C), bei denen separate L1 und L2 Bandantennen die orthogonalen Empfangssignale in jedem Band für L1 zum Nullabgleich/Auslöschen und zum L2-Bypaß (Fig. 2B) verarbeiten, und eine Implementierung, bei der separate L1- und L2- Bandantennen die orthogonalen Empfangssignale in jedem Band zum individuellen Nullabgleich von L1 und L2 (Fig. 2C); und
• c) die Dual-Antennen-Ortho-Bifrequenz-Antennensystemkonfigurationen (Fig. 2D-2F) mit Implementierungen, bei denen ein Paar von Bifrequenz-Antennen die orthogonalen elektrischen Komponenten für das L1- und das L2-Band liefern, die eine höhere Kreuzpolarisationstrennung aufweisen, und wobei die orthogonalen Empfangssignale in jedem Band zum Nullabgleich/Auslöschen von L1 und zum Bypassen von L2 benutzt werden (Fig. 2D), einer zweiten Implementierung, bei der die orthogonalen L1- und L2-Bandsignale in jedem Band für den individuellen L1 und L2 Nullabgleich verarbeitet werden (Fig. 2E), und einer dritten Implementierung (Minimum-Schnittstelle), bei der ein Paar von Bifrequenz-Antennen die kombinierte Summe der Orthogoalkomponenten der L1- und L2-Bänder liefern, wodurch die Signale in jeder Korrekturantenne durch die Antenneneinspeisposition frequenz­ gemultiplext werden (Fig. 2F).

Fig. 3 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform einer Einkanal- Dualorthoantennenkonfiguration zum Nullabgleich lediglich der L1-Band- (oder L2-Band-)Interferenz. Das Antennensystem 5 liefert vertikal und horizontal polarisierte Signale VP, HP an das adaptive Antenneneinspeissystem 7. Das Antennensystem 5 umfaßt eine Antenne oder Antennen 25, die entweder ein Paar von L1-Dipolen, die zur Orthogonaloperation orientiert sind, oder eine L1- Microstreifen-Korrekturantenne mit vertikaler und horizontaler Orthoeinspeisung sein können. Koprrekturantennenkonfigurationen sind allgemein im Stand der Technik bekannt. Alternativ kann die Antenne 25 die neue Bifrequenz-Antenne gemäß Fig. 5 und 6 sein, die für jeden Kanal die L1-vertikalen und horizontalen Komponenten liefert. Die Antennen 25 empfangen oder erfassen die L1- (oder L2-)GPS Signale zusammen mit beliebigen Inband-Interferenzsignalen. Die erfaßten vertikalen und horizontalen Komponenten laufen durch die Bandfilter 27, 29 und Vorverstärker 31, 33, um die VP und HP Signale zu liefern.

Fig. 3 zeigt die Polarimeter-Architektur (gelegentlich bezeichnet als einen gamma/phi Modulator) 35 des Einspeissystems 7, wodurch die ungleiche Phase (oder Verzögerung) der empfangenen Orthosignale VP, HP zunächst auf Neigung (phi) zur relativen Quadratur durch variable Phasensteuerschaltungen 37, 39, welche durch den adaptiven Phasenkontroller 41 der adaptiven Steuerschaltung 17 in Aktion gesetzt werden, zuerst eingestellt und dann in dem ersten Hybridknoten 43 kombiniert werden. Die ungleiche Phase (oder Verzögerung), oder Phasenverschiebung der empfangenen Orthosignale VP, HP resultiert aus der Beziehung zwischen den beiden Empfangssignalkomponenten und durch ungleiche Verzögerungen in den Übertragungsleitungen und Schaltkreisen zwischen den Antennen 25 und dem Polarimeter 35. Die Ausgangssignale der ersten Hybridschaltung 43 sind theoretisch von gleicher Amplitude. Die Ausgänge 43a, 43b der ersten Hybridschaltung 43 werden in relativer Phase durch variable Phasensteuerschaltungen 45, 47 eingestellt, auf welche ein adaptiver Phasenkontroller 49 der adaptiven Steuerschaltung 17 einwirkt, und dann in der zweiten Hybridschaltung 51 kombiniert, um ein Minimum Null am Differenzausgangsport 53 zu erzeugen, welches effektiv oder erwünschtermaßen die Null des Interferenzsignals ist. Der zweite Ausgang 55 der Hybridschaltung 51 ist ein Summierport 55 und erzeugt gleichzeitig einen maximalen Ausgang. Abgeglichene Varaktor-Phasenschieberanordnungen, die nachfolgend beschrieben werden, dienen in jedem Zweig des gamma (45, 47) und phi (37, 39) Modulationsprozesses dazu, eine angepaßte Operation über Frequenz und Leistung zu erhalten. Die Differenz- (oder delta) und Summier- (oder sigma) Ausgänge 53, 55 der zweiten Hybridverbindung 51 werden erfaßt, durch die Interferenzerfassungs-Empfängerschaltung oder Empfängerverarbeitungsschaltung 15 verarbeitet und dazu benutzt, Schleifen-Steuersignale für die Neigungs- und die Elliptizitäts- (oder gamma/phi)-Modulationen durch die adaptive Steuerschaltung 17 adaptiv zu erzeugen. Die Steuerschleife kompensiert für das System Einrichtungsschwankungen, Schein-Interferenzsignalveränderungen und Komponenten-Ungleichgewichte. Der Null- oder Differenzausgang 53 der zweiten Hybrideinrichtung 51 wird weiterhin über einen Leistungskoppler 9 dem GPS- Empfänger als ein Eingang 13 mit unterdrücktem Interferenzsignal geliefert.

Fig. 5 zeigt die Struktur einer dualen Ortho-Bifrequenz-Korrekturantenne mit zwei rechtwinkligen Mikrostreifen-Korrektoren 61, 63 in orthogonaler Anordnung. Die Dimensionen D1 und D2 der beiden Mikrostreifen-Korrektoren 61 und 63 sind die gleichen für jeden Korrektor und sind so gewählt, daß sie die L1- und L2-Bänder mit jeweils orthogonaler Linearpolarisation optimal empfangen, d. h. D1 ist etwa gleich λ_1d/2 und D2 ist etwa gleich λ_2d/2, wobei λ_1d und λ_2d die Signal- Wellenlängen für L1 und L2 im Antennen-Dielektrikum sind, und wobei D1 eine Dimension für jeden Korrektor und D2 die zweite orthogonale Dimension für jeden Korrektor ist, wie weiter unten erläutert wird. Die Korrekturantennen 61, 63 können auf einer einzigen Platine für gedruckte Schaltung lokalisiert sein. Korrekturantennenkonfigurationen sind im Stand der Technik bekannt und umfassen gewöhnlich einen leitenden Abschnitt 65, 67, welcher über einem elektrisch dünnen dielektrischen Trägerteil 69, 71 liegt, der seinerseits über einer leitfähigen Masse-Ebene 80 mit Zuleitungen oder Sonden liegt, die mit den leitfähigen Abschnitten verbunden sind. Erfindungsgemäß sind die Einspeis- oder Sondenstellen für die Korrektoren so gewählt, daß eine optimale lineare Signalkopplung und Kreuzpolarisationstrennung erhalten wird. In dieser Ausführungsform werden vier (4) Einspeisstellen 73, 75, 77, 79 dazu verwendet, unabhängig voneinander die elektrischen L2/V-, L1/H-, L1/V- und L2/H- Polarisations (P)-Signale zu liefern.

Fig. 6 zeigt eine alternative Struktur für eine Dual-Ortho-Bifrequenz- Korrekturantenne mit den beiden rechtwinkligen Mikrostreifen-Korrektoren 81, 83 in einer orthogonalen Anordnung. Die Dimensionen und Orientierung der beiden Mikrostreifen-Korrektoren 81, 83 sind die gleichen, wie sie oben erörtert worden sind, wobei eine neue Einspeiseanordnung für einen Frequenzmultiplex-Betrieb benutzt wird. Die Einspeise- oder Sondenstellen 85, 87 sind längs den Diagonalen 89, 91 oder diagonalen Bereichen jedes Korrektors lokalisiert und so gewählt, daß sich eine optimale kombinierte Signalkopplung und Kreuzpolarisationstrennung für L1- und L2-Signale ergibt. Die beiden Einspeisestellen 85, 87 dienen zur gleichzeitigen Versorgung frequenzgemultiplexter elektrischer L2/V und L1/H, und L1/V und L2/H polarisierter Signale. Diese Anordnung zeigt eine einfachere Kabelschnittstelle.

Die Antennenauslegung für die bevorzugte Ausführungsform des GPS- Interferenzunterdrückungssystems benutzt das Halbwellenlängen-Mikrostreifen- Rechtwinkelelement (gegenwärtige Mikrostreifen-Antennenelementtechnik umfaßt Halbwellenlängen-, Viertelwellen- und Vollwellenlängen-Elemente). Die Längen D1 und D2 der Antennenkorrektoren 61, 63 (wie auch der Korrektoren 81, 83) sind kritische Dimensionen und geringfügig kleiner als eine Halbwellenlänge in dem dielektrischen Substratmaterial 69, 71:

D ≈ 0.49λ_d = 0.49λ₀/(ε_r)^1/2

wobei D (D1 und D2) = die Länge des Mikrostreifenelements, ε_r = die relative Dielektrizitätskonstante des Substrats und λ₀ = die Freiraumwellenlänge für jede interessierende Frequenz bedeuten. Variationen in der Dieleketrizitätskonstanten und der Einspeiseinduktivität machen es schwierig, die exakten Abmessungen vorauszusagen, so daß die exakte Mikrostreifenlänge empirisch bestimmt wird.

Die Strahlungsquelle für eine rechtwinklige Mikrostreifenantenne ist das elektrische Feld, das zwischen den Kanten des Mikrostreifenelements und der Masse-Ebene erregt wird (Erregung eines nahezu infinitesimalen Schlitzes mit gleichförmigen E-Feld). Die Felder werden um 180° phasenversetzt zwischen gegenüberliegenden Kanten erregt. Die Eingangs-Impedanz der Antenne kann dadurch abgestimmt werden, daß entweder eine Koaxialeinspeisung oder eine Kanteneinspeisung mit einem Viertelwellen-Umformer benutzt wird. Die ungefähre Eingangskantenimpedanz eines Mikrostreifenelements ist R_in ≈ 60λ₀/W, wobei W die Schlitzbreite ist. Die Eingangs-Impedanz in der Ausführung wird auf 50 Ω-Impedanz abgeglichen, indem eine Koaxialeinspeisung benutzt wird. Die 50 Ω-Stelle für die Einspeisung wird durch Variieren des Abstandes zwischen der Einspeisestelle und der Kante des Elements erhalten. Die Impedanz des Elementes bei der Frequenz und Polarisation, auf die es ausgelegt ist, geht im wesentlichen gegen Null bei etwa der mittleren Symmetrie-Linie des Elements. Indem somit strategisch die Einspeisstellen so bestimmt werden, daß sie in einer Dimension in der Nähe der Null-Impedanzstelle des Elements liegen, während in der zweiten Dimension sie an der 50 Ω-Stelle liegen, ergibt sich als Ergebnis ein Paar von orthogonalen Einspeisungen. Jede in Betracht kommende Einspeiseposition für 50 Ω-Impedanz wird nach Stoffeigenschaften berechnet und für das Element grob lokalisiert. Diese Werte dienen als Ausgangspunkte, jedoch werden exakte Abmessungen empirisch eingestellt. Die Herstellungsgenauigkeit, Stoffkonsistenz und gegenseitige Kopplung resultieren in kleinen Veränderungen innerhalb einer Gruppe von Einheiten.

Gemäß Fig. 7 hat das Dualpolarisations-Mikrostreifen-Rechteckelement so gewählte Abmessungen, daß D₁ auf die Halbwellenlänge der Resonanzfrequenz L1 abgestimmt ist, und D₂ auf die Halbwellenlänge im Dielektrikum der zweiten Resonanzfrequenz L2 abgestimmt ist. Jedes Rechteckelement in der Ausführung kann gespeist werden, indem entweder eine (1) Einspeisung (Fig. 6) oder zwei (2) unabhängige 50 Ω-Impedanz-Koaxialeinspeisungen (Fig. 5) in der Nähe der Mitte jedes Elements verwendet werden. Im Falle zweier (2) Einspeisungen pro Element, wird die Einspeisung 77 vertikal abgestrahlte Polarisation für L1, und die Einspeisung 79 die horizontal abgestrahlte Polarisation für L2 und umgekehrt bei dem anderen Element empfangen. Im Fall einer einzigen Einspeisung pro Element wird die Einspeisung 87 ein Muliplex-Signal empfangen, das sich aus der Summe der vertikal-polarisierten L1 und horizontal polarisierten L2 und umgekehrt in dem anderen Element zusammengesetzt.

Die beiden Antennen-Einspeiseanordnungen, die erfindungsgemäß bevorzugt sind, sind:

• a) eine mit einem dual-koaxialen Ansatz für lineare Polarisation der beiden orthogonalen Moden der rechtwinkligen Korrektoren, die bei zwei unterschiedlichen Frequenzen resonant sind (Fig. 5), und
• b) eine zweite Anordnung mit einem einzigen koaxial frequenz-gemultiplexten Ansatz für die beiden orthogonal linearpolarisierten Moden der rechtwinkligen Korrektoren (Fig. 6).

Der erste Ansatz gemäß Fig. 5 ist eine Vierport-Lösung, die unabhängig die Eingangs-Impedanz für jede Frequenz und jede Polarisation optimiert. Der zweite Ansatz gemäß Fig. 6 ist eine Zweiport frequenzgemultiplexte Lösung, die die Eingangsimpedanzen für die beiden Frequenzen optimiert. Ein dualer frequenz­ gemultiplexter Betrieb kann dadurch erreicht werden, daß die Einspeisung für jeden Korrektor längs des Bereiches auf der Diagonalen des Rechteckelements lokalisiert wird.

Die exakten Dimensionen jedes Elementes und die Einspeisstellen werden empirisch definiert, wobei ein iteratives Verfahren eingesetzt wird. Das Verfahren besteht aus dem Aufbau der Elemente unter Verwendung definierter Materialien bis auf die Dimensionen der Design-Gleichungen für ein rechtwinkliges Mikrostreifenelement. Die Resonanzfrequenz und Impedanz werden gemessen, wobei gewöhnlich geringfügige Unterschiede von den theoretischen Vorhersagen benutzt werden, und zwar wegen kombinierter Effekte von: Dielektrizitätskonstantenvariation; Impedanzvariation für nicht-resonante- Koppelelemente; Einspeise-Sondeninduktivität und gegenseitige Kopplung. Einstellungen auf die Mikrostreifenelementengrößen und Einspeisstellen werden ausgeführt, um die Resonanzfrequenz bzw. die Einspeisimpedanz zu korrigieren. Mehrfache Iterationen können erforderlich sein. Wenn sie optimiert sind, werden die Mikrostreifendimensionen und Einspeise-Sondenstellen von Einheit zu Einheit konsistent sein, basierend auf Materialgleichförmigkeit und Herstellungsvarianz.

Die Einspeisstellen werden so lokalisiert, daß die eindimensionale Stromverteilung des Elementes bei Resonanzfrequenz verwendet wird. Die Einspeise­ eingangsimpedanz der Antenne variiert proportional mit dem Korrektorstrom und der Korrektorstelle. Resonanzfrequenz und Muster des Mikrostreifenelements sind wesentlich unabhängig von der Einspeisstelle. Die Abmessungen des rechteckigen Korrektors werden mechanisch so abgestimmt, daß sie bei den L1- und L2- Frequenzen resonant sind. Die Korrektorstromverteilung ist nahezu sinusförmig in Richtung des Stromes und fast gleichförmig mit Ausnahme nahe den Kanten in einer Richtung, die orthogonal zum Strom liegt. In der praktischen Durchführung wird zur Anregung des Korrektors eine Einvolt-Quelle unter Verwendung einer Sonde benutzt, die über den Korrektor orthogonal zu der Dimension entsprechend den Wellenlängen abstrahlenden Kanten bewegt wird, bis ein Punktgefunden ist, der mit dem komplexen Scheinleitwert des Stromes für 50 Ω konform ist. Zwei symmetrische 50 Ω-Lösungen für jede Wellenlänge existieren zwischen der Mitte und den Kanten. Die Kopplung zwischen den Einspeisungen ist minimal aufgrund der Orthogonalität der Moden.

Die Polarisation der gemultiplexten oder diagonal lokalisierten Einspeisungen ist trickreicher zu positionieren. Die exakte Polarisation bei Resonanz verändert sich geringfügig mit der Stelle und die 50 Ω-Impedanz-Stelle muß symmetrisch abgeglichen werden.

Die Messungen können das eine oder andere der beiden Testläufe verwenden: eine standardisierte Meßleitung oder ein automatischer Netzwerk-Analysator. Der Eindring-Reflektionskoeffizient wird über der Frequenz gemessen. Das stehende Wellenverhältnis wird hinsichtlich Größe und Minimalposition relativ zum Korrektor aufgezeichnet und in ein Smith-Diagramm eingetragen. Von dieser Reflektionskoeoffizientenstelle wird die Resonanzfrequenz und der Leistungsfaktor des Korrektors mit graphischen Methoden bestimmt. Der Leistungsfaktor (das Reziproke von Q) ist geeignet für Resonanzschaltungsdarstellungen und -analyse. Das Smith-Diagramm zeigt den Ort des komplexen Scheinleitwertes der Einspeisung gegen die Frequenz für die Resonanzschaltung. Um Meßfehler zu minimieren, die durch Impedanztransformation aufgrund des Übergangs vom Koaxialen zu Mikrostreifen und die Übertragungsleitung hervorgerufen werden, wird die Eingangs-Impedanz generell für einzelne diskrete Frequenzen in einem Band um die interessierende Wellenlänge herum gemessen nach Kalibrierung des Smith-Diagramms, indem eine kleine Schaltung an der Ebene vorgesehen wird, an der die Leitung mit der Korrektor verbunden ist.

Somit wird bezüglich Fig. 7 die Sonde oder Anlötstellen 77 (L1-Polarisation 1) und 79 (L2-Poalrisation 2) für die Antenne 63 aus Fig. 5 wie folgt bestimmt: Die Sondenstelle 77 liegt längs der 0 Ω-Stelle in der Nähe der Mittellinie für die D2- Länge und die Sondenstelle wird orthogonal zur D2-Richtung bewegt, bis die 50 Ω-Impedanz wie dargestellt lokalisiert ist. In ähnlicher Weise liegt die Sondenstelle 79 längs der 0 Ω-Stelle in der Nähe der Mittellinie für die D1-Länge und die Sondenstelle wird orthogonal zur D1-Richtung bewegt, bis die 50 Ω-Impedanz wie dargestellt lokalisiert ist. Die Sonde oder Anlötstellen 73, 75 der Antenne 61 wird in gleicher Weise bestimmt.

Für die einzige koaxiale frequenz-gemultiplexte Antenne der Fig. 6 befindet sich für den Korrektor 83 die Sonde oder Anlötstelle 87 an dem Ort von Stellen, wo die 50 Ω-Impedanz für jede der L1- und L2-Frequenzen berechnet worden ist und im wesentlichen an der Diagonalen oder in dem diagonalen Bereich.

Bezug genommen wird jetzt auf Fig. 8A, die das Hochfrequenz-Blockdiagramm und den Verarbeitungsempfänger für eine Einkanal-Implementierung der GPS- Interferenzauslöschung bei Frequenz L1 schematisch zeigt. Der dargestellte Eingang ist ein Paar von orthogonalen HF-Signalen aus den Antennen 25 oder von den Antennen nach Fig. 5 und 6. Wie in Fig. 1 dargestellt ist, ist das Auslöschen funktional zusammengesetzt aus dem Folgenden: Das Antennensystem 5; das adaptive Antenneneinspeissystem 7; ein Leistungskoppler 9; die Interferenzempfangs- und Erfassungsschaltung 15; und die adaptive Steuerschaltung 17. Fig. 8 erläutert weiterhin den Hardware-Teil und die Herstellart der Erfindung in den folgenden körperlichen Einheiten: Ein Mikrowellenabschnitt 101; ein Abwärtsumsetzer-Abschnitt 103; ein Empfänger/Erfassungs-Abschnitt 105; und ein System-Steuerabschnitt 107. Wie dargestellt, überwacht der Abwärtsumsetzer 103 und der Empfängererfassungskanal 105 einen gekoppelten Delta- oder Differenzport 109 des Mikrowellenabschnittes 101. Der dargestellte Mikrowellenabschnitt 101 besteht aus Bandfiltern 27, 29 und Vorverstärkern 31, 33, die Schnittstellen bilden mit den Ortho-Antennen, einem Festkörper-Polarimeter oder gamma/phi Modulator 35, einem Deltaport-Leistungsteiler/Koppler 9 und einem Delta- Überwachungsport-HF-Verstärker 10. Die Kanalbandbreite und das Rauschbild werden durch die Anordnung von Bandfiltern 27, 29 und rauscharmen HF- Vorverstärkern 31, 33 eingestellt. Die Filter und Vorverstärker sind allgemein bei der Antenne (25, Fig. 5, Fig. 6 beispielsweise) lokalisiert, um Schnittstellen- Trennungsverluste zu kompensieren und die Anordnung einer entfernten Antenne zu ermöglichen. Der Polarimeter-Modulator oder gamma/phi-Modulator 35 benutzt eine 90°-Hybrid-Architektur, wie noch beschrieben wird. Die beiden Gruppen von gamma- und phi-Modulatorsteuerungen 111, 113 dienen zur Steuerung der Neigung und Elliptizität des Polarimeters 35, und das Polarimeter versorgt einen Delta- 53 und einen Sigma 55-Ausgangsport. Der Sigma-Ausgang 55 des Polarimeters ist abgeschlossen und wird in dem System nicht benutzt. Der Deltaport-Ausgang 53 des Polarimeters 35 wird in einem HF-Leistungsteiler/­ koppler 9 abgetastet. Der Ausgangsport 13 des Leistungsteilers dient als der Eingang zum GPS-Empfänger und umfaßt die interessierenden störungsunterdrückten GPS-Empfangssignale. Der zweite Ausgangsport 110 ist der Null-Überwachungsport und wird in einem L1-Band HF-Verstärker 10 verstärkt, ist für die Signalverarbeitung und -erfassung vorgesehen und wird dazu benutzt, adaptiv die Nullschleifen-Steuersignale für die Neigungs- und Elliptizitätsmodulation zu erzeugen. Die Interferenzempfangserfassungsschaltung 15 besteht wie dargestellt aus einem Abwärts-Umsetzer 103 und einem Empfänger/Detektor 105. Der Signal-Erfassungs- und Verarbeitungsabschnitt der Erfindung sieht eine dynamische Bereichssteuerung via automatischer Verstärkungsregelung und video-erfaßte Null-Signale für die Verarbeitung durch den Systemsteuerabschnitt vor. Der adaptive Systemsteuerabschnitt 107 ist eine Digital-Signal-Verarbeitung bestehend aus den Signal A/D-Umsetzern (ADC) 115 oder Kodierern, über Multiplexer 117, einer Mikrosteuereinheit 119 mit Signalverarbeitung und mit Schleifen-Steuer-Algorithmus, sowie Steuersignal- D/A-Umsetzern (DAC) 121 für das analoge Ansteuern des Modulators 35.

Der Ausgang der Mikrosteuereinheit und des Steuerprogramm/Algorithmus' besteht aus iterativen Einstellungen für den AGC-Verstärker und (vier) gamma/phi- Phasenschiebersteuersignalen. Diese Signale werden D/A umgesetzt bei 121 und den jeweiligen Vorrichtungen als analoge Steuersignale zur Vervollständigung der Schleife zugeführt. Die Steuerschleife und der Signalverarbeitungsalgorithmus kompensieren das System für Schein-Interferenzsignalpolarisations-Orthogonalität, Interferenzsignaleigenschaften, Polarisationsveränderungen und Komponenten- Ungleichgewicht, wie beschrieben wird. Der Null-Ausgang 53 der zweiten Hybrid- Schaltung ist dem GPS-Empfänger bei 13 als ein Eingang mit unterdrücktem Interferenzsignal zugeführt.

Fig. 8B zeigt eine alternative Interferenzempfangs-Erfassungsschaltung, die viel einfacher und daher bevorzugt ist. Sie ist im wesentlichen ein logarithmischer Verstärker mit einem log-Video-Ausgang, der direkt dem A/D Umsetzer 115 zugeführt wird. Die alternative Schaltung reduziert die Notwendigkeit für AGC.

Fig. 9 zeigt die Einzelheiten des Polarimeter-Modulators 35, der in dem adaptiven Antennen-Einspeisesystem 7 verwendet wird. Der dargestellte Modulator benutzt eine 90°-Hybrid-Architektur. Das Polarimeter ist zusammengesetzt aus zwei 90°- Hybridkopplern 43, 51 sowie einem Paar von gamma- Phasenschiebermodulatoren 45, 47 und einem Paar von phi- Phasenschiebermodulatoren 37, 39. Jeder Phasenschieber ist über einen Minimalbereich von 0°-180° einstellbar. Das erste Paar von abgeglichenen HF- Phasenschiebern 37, 39 ist in den Ortho-Leitungen aus der Antenne vor der ersten 90°-Hybridschaltung 43 lokalisiert und setzt den Neigungswinkel, oder phi, des Polarimeters 35. Für eine Spannung Null oder Signal-Minima werden diese Phasenschieber auf die relative Quadratur gesetzt und kompensieren Phasen- und Verzögerungs-Ungleichgewichte in jedem Arm der Orthogonalpfade der Antenne wie auch Ungleichgewichte und Unvollständigkeiten in nachgeordneten Hybridschaltungen und Modulatoren. Die Phasenschieberausgangssignale aus 37, 39 werden in der ersten Hybridkopplung 43 kombiniert. Die Ausgangssignale der ersten Hybridkopplung 43 sind jeweils theoretisch gleich in Amplitude (d. h. die Amplitudendifferenz liegt bei einem Minimum). Die Ausgänge 43a, 43b der ersten Hybridschaltung 43 werden durch das zweite Paar von abgeglichenen Phasenschiebermodulatoren 45, 47 auf relative Phase eingestellt und kombiniert in der zweiten 90°-Hybridkopplung 51, um eine Spannung Null oder Signal Minima an einem Ausgangsport 53, Deltaport genannt, zu produzieren, die effektiv die Spannung Null des Interferenzsignals ist. Das zweite Paar von HF-Phasenschiebern 45, 47 setzt die Elliptizität, oder gamma des Polarimeters 37. Der andere Ausgang der zweiten Hybridschaltung, Sigmaport genannt, erzeugt gleichzeitig eine Spannungsspitze oder maximalen Ausgang. Zu beschreibende abgeglichene Varaktor-Phasenschieberanordnungen werden in jedem Arm des gamma- und phi- Modulationsprozesses benutzt, um eine abgeglichene Modulator-Operation über Frequenz und Signalpegel zu schaffen. Der Deltaportausgang 53 der zweiten Hybridverbindung 51 ist leistungsmäßig unterteilt in einen HF- Leistungsteiler/Koppler 9.

Für die weitere Beschreibung des Polarimeters oder gamma/phi-Modulators wird angenommen, daß die orthogonalen VP- und HP-Komponenten durch E₁ cos ωt und E₂ cos ωt +α dargestellt sind. Die Phasenverschiebung α zwischen E₁ und E₂ repräsentiert die Netto-Phasendifferenz, die in ein orthogonal polarisiertes System durch die Relation der beiden empfangenen Signalelemente und durch ungleiche Verzögerungen in den Übertragungsleitungen und Netzwerken zwischen den Antennen und der Polarisationseinheit eingeführt wird. Die phi-Phasenschieber 37, 39 stellen die Komponenten so ein, daß α ausgelöscht wird. Die Ausgänge der ersten Hybridschaltung 43 auf 43a und 43b sind im wesentlichen amplitudengleich mit den entgegengesetzten Phasenwinkeln bezüglich (E₁ - 90°) und E₁. Die gamma-Phasenschieber 45, 47 stellen die Signale bei 43a und 43b so ein, daß sie 90° Abstand haben, und die zweite Hybridverbindung 51 verschiebt ferner und kombiniert die Eingänge dazu, so daß sie 180° außer Phase sind, wodurch Null produziert wird. In einem tatsächlichen System werden die Phasenverschiebungen phi und gamma so eingestellt, daß sie Ungleichgewichte in dem System kompensieren, um ein Null-Signal am Deltaport zu erzeugen. Die Einstellung des phi von seinem Nominalwert kompensiert wirksam die Fehlanpassungsbedingung, um ein Minimum am Deltaport 53 zu erzeugen. Die Einstellung des Winkels gamma kompensiert wirksam Amplitudenungleichgewichte, um ein Minimumnull am Deltaport 53 zu erzeugen.

Fig. 10 zeigt schematisch den Abwärts-Umsetzer 103. Das Diagramm zeigt den lokalen Oszillator 131, eine Konfiguration bestehend aus einem Einseitenbandmixer 133 und ZF-Verstärker 135, einem ZF-Bandfilter 137, einem zweiten ZF-Verstärker 139 und einem Tiefpaßfilter 141. Der Abwärts- Umsetzer benutzt einen lokalen Oszillator (LO) 131 von 1.586 MHz und setzt L1 in eine Zwischenfrequenz von 10 MHz mit einer Bandbreite von 2 MHz um, wobei eine Einseitenband-Mixerkonfiguration benutzt wird. Der ZF-Ausgang läuft über einen Bandfilter 137 und wird in einer zweiten ZF-Verstärkerstufe 139 verstärkt und bei 141 tiefpaß-gefiltert, um den Dynamik-Bereich des Empfängers einzustellen.

Gemäß Fig. 11 besitzt der Empfänger/Detektor 105, der schematisch dargestellt ist, ein 2 MHz-Bandfilter 143 mit 10 MHz, dessen Eingang das Abwärts- Umsetzersignal ist, einen linearen ZF-Verstärker 145 mit automatischer Verstärkungsregelung (AGC), einen Verstärkungs-/Treiberverstärker 147, eine Video-Erfassungsstufe 149 mit separaten Breitband- und Schmalband-Videofiltern 151, 153. AGC wird in dem linearen Schema verwendet, um genügend Dynamik- Bereich zu erhalten, um das Ausmaß der erwarteten Interferenzsignale verarbeiten zu können. Sowohl die erfaßten Breitband-Videosignale 151a wie auch die erfaßten Schmalband-Videosignale 153a werden A/D umgesetzt und durch den Aquisitions- und Nachführalgorithmus in einer Mikrosteuereinheit 119 verarbeitet.

Der in Fig. 12 dargestellte alternative logarithmische oder exponentielle ZF- Verstärker-Ansatz (vgl. Fig. 8B) ist vorteilhaft, weil er den erforderlichen dynamischen Bereich ohne AGC oder einen schmalen AGC-Bereich ermöglicht. Diese Anordnung umfaßt drei Kaskadenstufen von Verstärkern 110, 112, 114 mit drei Detektoren 116, 118, 120, die durch den Summierer 122 summiert und direkt dem A/D Umsetzer 115 zugeführt werden. Dieser logarithmische Verstärker verbessert das Betriebsverhalten des Interferenzempfangs und der -erfassung durch Ausweiten des dynamischen Betriebsbereichs zur Erfassung von Interferenz und zur Null-Feststellung.

Abänderungen der Erfindung können eine asymmetrische gamma/phi- Phasenschieberorganisation für eine vereinfachte Modulatoranordnung und eine 180°/90°-Hybridpolarimeter-Architektur umfassen.

Fig. 13 zeigt den schematischen Teil eines analogen, variablen, varactorgesteuerten Phasenschiebers des HF-Polarimeters 35. Die variable Phasenschieberstruktur wird für jeden der vier von 0-180° abgeglichenen gamma/phi-Modulatoren 37, 39, 45, 47 im Polarimeter 35 verwendet. Das schematische Diagramm erläutert eine reflektive Hybrid-Implementierung, die zwei varaktorabgestimmte Phasenschieberdioden 120, 122 benutzt, die eine variable Übertragungsleitungsphasenverschiebung mit konstanter Zeitverzögerung erzeugen. Die Phasenverschiebung beträgt das Doppelte der elektrischen Länge durch den Varaktor zu Masse. Die Steuerspannungseingänge sind die gamma- und phi-Spannungen aus dem Digital/Analog-Umsetzer 121.

Die Fig. 14 bis 16 zeigen Fluß-Diagramme, die die in der Mikroprozessor- Steuereinheit 119 benutzten Schritte zum Erfassen und Auslöschen von Interferenz- und/oder Störsignalen erläutern. Wie gezeigt wird, umfassen die Basis- System-Schritte eine anfängliche eingebaute Testschleife, eine Phasenabtastung, um das Vorliegen eines Interferenzsignals festzustellen, eine Grob- und Feinschleife zum Löschen und Schließen bei Interferenz, und eine Aufrechterhaltungsprozedur, um die Interferenznullen bei Veränderungen zu erfassen und einzustellen. Die Interferenzerfassung basiert auf dem Überschreiten einer Störungs- oder Interferenzschwelle. Der Algorithmus stellt das Polarimeter grob auf das Nullen des Interferenzignals, woran sich eine Feineinstellung des Polarimeters zur Maximierung der Null für den GPS-Empfänger anschließt. Die grobe Abtastung benutzt eine Phasenauflösungs-Entsprechung mit Form und Größe der erreichbaren Null-Phänomene und der spektralen/zeitlichen Eigenschaften des Interferenzsignals.

Der Mikroprozessor 119 überwacht den Differenz- oder Deltaport 53 über den Leistungsteiler 9 und den HF-Verstärker 10. Dieses Delta-Nullen-Portsignal über Leitung 109 wird durch die Empfänger-Erfassungsschaltung 15 verarbeitet und in digitale Form durch den Analog/Digital-Umsetzer 115 umgesetzt. Wie Fig. 14 zeigt, wird der erste Schritt wie üblich aus einer Initialisierung und einem BIT (eingbauten Test)-Schritt bestehen, um zu verifizieren, daß die Gleichspannungen an die verschiedenen Schaltungskarten angelegt sind, und zu bestimmen, daß die Analog/Digital- und Digital/Analog-Umsetzer betriebsbereit sind und alle anderen gegebenenfalls erforderlichen Initiationen ausgelöst sind, wie das funktionell im Block 301 angegeben ist. Das System bestimmt dann, ob ein Interferenz- oder Störsignal vorliegt (Block 303). Das Vorhandensein eines Interferenz- oder Störsignals wird bestimmt durch Betrachten der Größe der Spannung des Deltaport-Nullen-Signals (über Leitung 109, wie verarbeitet), um zu bestimmen, ob die Spannung über einem vorbestimmten Spannungs-Schwellwert für normale GPS-Signale liegt. Wenn die Spannung oberhalb des vorgegebenen Schwellwertes liegt, wird das Vorliegen eines Interferenz- oder Störsignals angenommen. Wenn Interferenz und/oder Störung festgestellt worden ist, werden die phi 1- und phi 2-Phasenverschiebungen für die Phasenschieber 39, 37 auf Null Grad gesetzt (Block 305). Dies geschieht durch Einstellen der Steuerspannung für die Phasenschieber 39, 37 (vgl. Fig. 13) auf eine vorbestimmte Spannung, die Null Grad entspricht. Typischerweise besteht eine lineare Beziehung zwischen der Steuerspannung und dem Betrag der Phasenverschiebung, die empirisch bestimmt wird.

Nachdem phi 1 und phi 2 für die Phasenschieber 39 und 37 auf Null Grad gesetzt worden sind, wird das gamma 1-Signal für Phasenschieber 47 sequentiell auf 0°, 45°, 90°, 135° und 180° gesetzt und für jede Setzung wird der gamma 2-Eingang für den Phasenschieber 45 von 0 bis 180° in 2,5° Schritten abgetastet. Bei jedem Abtast-Punkt wird das Deltaport-Nullsignal überwacht und die Ausgangsspannung wird bei jedem Abtastpunkt gespeichert (Block 309). Nach Abschluß dieses Abtastens werden die gamma 1- und 2-Steuerspannungen den Phasenschiebern 47, 45 zugeführt, um die Steuerspannungen auf Pegel zu setzten, die den Minimumausgang am Deltaport produzierten (Block 311).

Dann wird das phi 2-Spannungssignal für den Phasenschieber 37 repetitiv auf 0°, 45°, 90°, 135° und 180° gesetzt und bei jeder Setzung wird die phi 1-Steuerspannung für den Phasenschieber 39 von 0° bis 180° in 2,5°-Schritten abgetastet (Block 313). Wieder wird das Deltaport-Nullsignal bei jeder Setzung überwacht und die Ausgangsspannung wird gespeichert (Block 315). Dann werden die phi 1- und phi 2-Steuerspannungen den Phasenschiebern 39, 37 zugeführt, auf Spannungspegeln, die den Minimumausgang am Delta-Null-Port produzierten (Block 317).

Gemäß Fig. 15 schreitet das System fort, indem ein alpha- und rho-Wert von 22,5 bzw. 0,35 gesetzt wird (Block 319). Eine Feinabstimmroutine wird aufgerufen (Block 321), wie Fig. 16 zeigt. Die Feinabstimmroutine tastet gamma 1 ab, d. h. liefert Steuerspannungen an den Phasenschieber 47 über einen Bereich von alpha Graden, der von unterhalb bis oberhalb der laufenden Einstellung von gamma 1 in rho-Grad-Schritten (Block 401) liegt. Während dieser Abtastung wird der Delta- Null-Port überwacht und die Ausgangsspannungen werden bei jedem Abtastpunkt gespeichert (Block 403). Das System bestimmt dann die Steuerspannungseinstellungen für gamma 1, die den Minimumausgang am Deltaport erzeugen (Block 405). Gamma 1 wird dann auf diese Steuerspannung gesetzt (Block 407). Das System tastet dann oder setzt phi 1 von alpha-Graden unterhalb bis alpha-Grade überhalb der laufenden Einstellung von phi 1 ab und tastet ab oder setzt schrittweise die Steuerspannung in rho-Grad-Inkrementen (Block 409). Während dieser Abtastung wird der Delta-Null-Port überwacht und die Ausgangsspannung wird für jeden Abtastpunkt gespeichert (Block 411). Das System bestimmt dann die Steuerspannungseinstellung für phi 1, die den Minimumausgang am Delta-Null-Port produzierte (Block 413). Phi 1 wird dann auf diese Steuerspannung gesetzt (Block 415). Die Feinabstimmroutine ist dann abgeschlossen und es wird zu BLock 321 aus Fig. 15 zurückgekehrt.

An dieser Stelle werden die Werte für alpha und rho auf 11 bzw. 0,044 zurückgesetzt (Block 323). Dann wird die Feinabstimmroutine gemäß Fig. 16 erneut aufgerufen und die Feinabstimmroutine wird für die neuen Werte von alpha und rho (Block 325) in der gleichen Weise wie oben beschrieben wiederholt.

An dieser Stelle ist verständlich, daß die Phasenschieber so gesetzt worden sind, daß sie ein Minimum Ausgangssignal am Deltaport erzeugen, welches für das GPS-Signal repräsentativ ist, wobei die Interferenz beseitigt oder unterdrückt ist. Das System fährt fort, den Null-Port-Ausgang zu überwachen, um den Signalpegel zu bestimmen (Block 327). Das System bestimmt, ob das Interferenz- oder Störungssignal ausgelöscht worden ist, indem bestimmt wird, ob die Delta-Null- Port-Ausgangsspannung um einen vorgegebenen Betrag sich höher bewegt als das eingestellte Minimum (Entscheidungsblock 329). Wenn eine Spannungsveränderung aufgetreten ist, bestimmt das System dann, ob ein neues Stör- oder Interferenzsignal vorhanden ist oder sich verändert hat (Entscheidungsblock 331). Wenn es sich verändert hat, wird zu Block 305 der Fig. 14 zurückgekehrt, um eine neue Suche für einen Minimumausgang am Deltaport zu beginnen.

Wenn das Stör- oder Interferenzsignal nicht ausgelöscht worden ist (Entscheidungsblock 329), sondern eine Spannungsveränderung stattgefunden hat, setzt sich die Feinabstimmung dadurch fort, daß zum Entscheidungsblock 323 zurückgekehrt wird. Beispielsweise nehmen wir mal an, daß die Delta-Null-Port- Ausgangsspannung sich bei einem Minimalwert von 100 mV befindet, was typisch für GPS-Signale ist. Man nehme weiterhin an, daß das System und der GPS- Empfänger sich auf einem bewegenden Fahrzeug wie etwa einem Lastwagen befinden. Wenn der Lastwagen sich bewegt, kann die Phasenverschiebung durch die Lastwagenbewegung auftreten, was dazu führen wird, daß das Delta-Null-Port- Signal sich aufgrund der Phasenverschiebungen verändert. Jedoch ist die Veränderung normalerweise nicht größer als ein vorgegebener Wert. Beispielsweise kann die Ausgangsspannung bei Bewegung des Empfängers sich von 100 mV auf 1 V verändern. Wenn nur diese "kleine" Veränderung auftritt (Entscheidungsblock 329), wird die Feinabstimmroutine erneut aufgerufen, jedoch bei den "feineren" alpha- und rho-Werten (Block 323), um die Phasenverschiebungssignale kontinuierlich zu verändern und eine Minimum- oder Nullspannung an dem Deltaport aufrechtzuerhalten. Wenn andererseits der Pegel des Deltaport-Signals signifikant oder "groß" wird (wie in den Entscheidungsblöcken 329, 331 bestimmt wird), wie etwa ein Anstieg eines 100 mV-Signals auf beispielsweise 5 V, wird bestimmt, daß ein neues Stör- oder Interferenzsignal vorhanden ist und das Gesamtsystem startet einen neuen Beginn am Entscheidungsblock 305.

Die spezifischen numerischen Werte für die Inkremente der Phasenverschiebungen und von alpha und von rho können gegenüber den oben beschriebenen verändert werden. Die angegebenen Werte sind nur von exemplarischer Natur.

Die in Fig. 4 dargestellte zweite bevorzugte Ausführungsform der Erfindung verwendet eine duale Ortho-Bifrequenz-Antennenkonfiguration zum Ausnullen der L1-Interferenz und zum L2-Bypaß. In Fig. 4 ist die gleiche Polarimeter- und Steuerarchitektur wie in Fig. 3 dargestellt. Die zur Implementierung benutzte Antenne 225 besteht aus zwei rechtwinkligen Mikrostreifen-Korrektoren in einer orthogonalen Anordnung, so daß sie die L1- und L2-Bänder mit jeweils orthogonalen Linearpolarisationen empfangen, wie sie in Fig. 5 oder in Fig. 6 dargestellt und beschrieben sind. In dieser Konfiguration wird der Null-Ausgang der zweiten Hybridschaltung aus dem Leistungskoppler 9 mit einem RHCP Bypaß- Signal kombiniert, das für das L2-Band (oder den Ausgang einer parallelen Nullschaltung für das L2-Band) erzeugt wurde. Die L2-vertikalen und horizontalen Komponenten aus den Antennen 61, 63 werden einer 90°- Hybridkopplung 227 zugeführt, wodurch die orthogonalen Signalkomponenten kombiniert, dann durch einen Bandfilter 229 bei L2-Frequenz und durch einen Vorverstärker 231 geführt werden, um das L2-Bypaß-Signal über Leitung 233 zu erzeugen. Der kombinierte Signalausgang, L1 und L2, wird dem GPS-Empfänger zugeführt, und zwar über einen Diplexer 235, als ein Eingang, in welchem das Interferenzsignal unterdrückt ist.

Selbstverständlich können andere Konfigurationen unter nicht beschränkendem Einschluß der Konfigurationen gemäß Fig. 2A-2F erfindungsgemäß implementiert werden. Beispielsweise könnte eine Konfiguration ähnlich der Fig. 4 für die L2-Band-Störunterdrückung mit L1-Bypaß vorgesehen sein.

Weiterhin können die Korrektur-Antennenanordnungen der Fig. 5 und 6 mit irgendwelchen Konfigurationen der Fig. 2A-2F benutzt werden. Die Korrektur- Antennenkonfiguration aus Fig. 5 beispielsweise liefert für L1 orthogonale Vertikal- und Horizontalkomponenten und für L2 orthogonale Vertikal- und Horizontalkomponenten. Jede dieser Komponenten oder nur eine Gruppe von L1- oder L2-Komponenten kann lediglich benötigt werden, je nach der gewählten Konfiguration.

Claims (14)

1. System zur Unterdrückung von Interferenz- und Störsignalen für einen Empfänger eines satellitengestützten globalen Positionserfassungssystems (GPS), welcher GPS Übertragungen in wenigstens einer der beiden L-Band Frequenzen L1 und L2 empfangen kann, umfassend

• - ein Antennensystem zum Empfang wenigstens eines der GPS-L1- und -L2- Signale sowie von Inband-Interferenz- oder Störsignalen, welches die empfangenen Signale in zwei orthogonal polarisierte Antennenausgangssignal- Komponenten für jede der L1 und L2 Frequenzen aufteilt;
• - eine mit dem Antennensystem verbundene Polarimeterschaltung, in welcher eine erste variable Phasenschieberstufe die beiden orthogonal polarisierten Antennenausgangssignalkomponenten aufnimmt und die Phase der orthogonal polarisierten Antennenausgangssignalkomponenten entsprechend ersten Phasenschiebersteuersignalen aus einem adaptiven Phasensteuermittel verschiebt, in welcher ferner ein erster Hybridkoppler die phasenverschobenen Komponenten aus der ersten variablen Phasenschieberstufe aufnimmt und die phasenverschobenen Komponenten zur Gewinnung eines Paares von ersten Hybridkopplerausgangssignalen verknüpft, und in welcher eine zweite variable Phasenschieberstufe das Paar von ersten Hybridkopplerausgangssignalen aufnimmt und die Phase des Paares von ersten Hybridkopplerausgangssignalen entsprechend zweiten Phasenschiebersteuersignalen aus dem adaptiven Phasensteuermittel verschiebt, und in welcher ein zweiter Hybridkoppler die phasenverschobenen Komponenten aus der zweiten variablen Phasensteuerstufe aufnimmt und die phasenverschobenen Komponenten zur Bildung eines Polarimeterausgangssignals verknüpft, wobei das adaptive Phasensteuermittel, mit der ersten und der zweiten variablen Phasenschieberstufe zur Gewinnung der ersten und der zweiten Phasenschiebersteuersignale verbunden ist, um die Phasenverschiebung wiederholt entsprechend dem jeweiligen Polarimeter­ ausgangssignal bis zur Bildung eines minimalen Polarimeterausgangssignals einzustellen.

2. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste variable Phasenschieberstufe ein erstes Paar von variablen Phasenschiebern aufweist, wobei einer der beiden Phasenschieber des ersten Paares eine der beiden orthogonal polarisierten Antennenausgangssignalkomponenten und der andere Phasenschieber des ersten Paares die andere Antennenausgangssignalkompo­ nente aufnimmt, und daß die zweite variable Phasenschieberstufe ein zweites Paar von variablen Phasenschiebern aufweist, von denen einer eines der beiden der ersten Hybridkopplerausgangssignale und der andere das andere der ersten Hybridkopplerausgangssignale aufnimmt.

3. System nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die sich aus der zweiten Phasenschieberstufe ergebenden phasenverschobenen Komponenten eine Phasenverschiebung von 90° aufweisen.

4. System nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die phasenverschobenen Komponenten der zweiten Phasenschieberstufe in dem zweiten Hybridkoppler derart verknüpft werden, daß sie eine 180° Phasendifferenz aufweisen, wobei die kombinierte Resultierende das Polarimeter-Ausgangssignal ist.

5. System nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten Phasenschiebersteuersignale die erste Phasenschieberstufe derart steuern, daß eine etwaige Phasendifferenz zwischen den orthogonal polarisierten Komponenten beseitigt wird.

6. System nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Hybridkoppler die phasenverschobenen Komponenten der ersten Phasenschieberstufe derart kombiniert, daß die Amplitudendifferenz des Paares von ersten Hybridkopplerausgangssignalen auf einem Minimum ist.

7. System nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das adaptive Phasensteuermittel eine Mikroprozessor-Steuereinrichtung aufweist, welche (a) jeder der ersten und zweiten Phasenschieberstufe einen Bereich von Phasenschiebersteuersignalen zuleitet, welche inkrementelle Phasenverschiebungen der Phasenschieberstufen einstellen, (b) das Polarime­ terausgangssignal für jede der inkrementellen Phasenverschiebungseinstel­ lungen erfaßt und speichert, (c) die Phasenverschiebungseinstellungen erfaßt, die zu einem minimalen Wert der Poalrimeterausgangssignals führe und (d) die Phasenschieberstufen auf diejenigen Einstellungen setzt, bei denen der Minimalwert festgestellt wurde.

8. System nach einem der Ansprüche 2 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß ein erster 90° Hybridkoppler an das erste Paar von Phasenschiebern angeschlossen ist und daß ein zweiter 90° Hybridkoppler an das zweite Paar von Phasenschiebern angeschlossen ist, wobei das Polarimeterausgangssignal an einem Differenzport (A) des zweiten Hybridkopplers ansteht.

9. System nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Polarimeterausgangssignal dem adaptiven Phasensteuermittel über eine Koppeleinrichtung zugeführt wird, und daß die Phase der orthogonal polarisierten Antennenausgangssignalkomponenten solange verschoben wird, bis das Polarimeterausgangssignal einen minimalen Wert annimmt.

10. System nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Antennensystem ein Paar von Korrektur-Antennen aufweist, wobei jede Korrektur-Antenne einen leitfähigen Teil von rechtwinkliger Form mit einer Länge größer als die andere Länge (D2) aufweist und zur jeweils anderen Korrektur-Antenne benachbart, nicht überlagernd und orthogonal derart orientiert ist, daß die eine Länge (D1) einer Korrekturelektrode sich im wesentlichen senkrecht zur einen Länge (D1) der anderen Korrekturelektrode erstreckt, und wobei jede Korrektur-Antenne ein Paar von Ausgangsleitungen aufweist, wobei jede der orthogonal polarisierten Antennenausgangssignal- Komponenten einer der L1 und L2 Frequenzen an einer ersten Ausgangsleitung aus einer der Korrektur-Antennen und einer ersten Ausgangsleitung der anderen Korrektur-Antenne bereitgestellt wird.

11. System nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß jede der orthogonal polarisierten Antennenausgangssignalkoponenten der anderen der beiden L1 und L2 Frequenzen an einer zweiten Ausgangsleitung einer der Korrekturantennen und an einer zweiten Ausgangsleitung der anderen der beiden Korrekturantennen bereitgestellt wird.

12. System nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der leitfähige Teil jeder Korrekturantenne auf einem dielektrischen Substrat über einer leitfähigen Masseebene angeordnet ist, wobei die eine Länge (D1) ungefähr der halben Signalwellenlänge für die L1 Frequenz in dem Material des dielektrischen Substrats entspricht und die andere Länge (D2) ungefähr einer halben Signalwellenlänge für die L2 Frequenz in dem Material des dielektrischen Substrats entspricht.

13. System nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß jede Korrektur-Antenne eine erste Ausgangsleitung und eine zweite Ausgangsleitung aufweist, wobei die erste Ausgangsleitung einer der Korrektur-Antennen die L1 Frequenz mit einer Polarisation P2 und die zweite Ausgangsleitung dieser Korrektur-Antenne die L2 Frequenz mit einer Orthogonalpolarisation P1 aufnimmt.

14. System nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Stelle der ersten Ausgangsleitung einer der Korrektur-Antennen im Schnittpunkt der Null Ohm Impedanz-Stelle bei der Frequenz L2 mit der 50 Ohm Impedanz-Stelle der Frequenz L1 liegt und die Stelle der zweiten Ausgangsleitung der einen Korrektur-Antenne im Schnittpunkt der Null Ohm Impedanz-Stelle bei Frequenz L1 und der 50 Ohm Impedanz-Stelle bei L2 liegt.