DE19719441C2 - Oszillatorschaltung - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich allgemein auf Schwingkreise, d. h. Oszil­ latoren, und besonders auf regelbare Oszillatoren, die auf Multivibratoren ba­ sieren.

Strom- und spannungsgesteuerte Oszillatoren (ICO und VCO) sind wichtige Komponenten in Sender- und Empfängerstrukturen. Wenn auf An­ wendungen in tragbaren, drahtlosen Datenübertragungssystemen gezielt wird, sind Hauptforderungen an VCO/ICO wie folgt: Betriebsfrequenzbereich von 1 bis 20 GHz, sehr niedriges Phasengeräusch sowie Betriebsspannung und Lei­ stungsverbrauch so niedrig wie möglich. Je nach Struktur kann ein Daten­ übertragungsgerät mehrere VCO/ICOs enthalten, die zu verschiedenen Zwec­ ken, beispielsweise für Frequenzkonversion, Synthetisierung, Modulation usw. nötig sind. Deren Leistungsfähigkeit beeinflußt stark, die Leistungsfähig­ keit der ganzen Datenübertragungseinheit. Anderseits ist der Bedarf, diese Oszillatoren mit Siliziumtechnologien zu implementieren, mit vielen Problemen verbunden.

Während der letzten Jahre haben sich viele Forschungsarbeiten darauf konzentriert, optimale Lösungen zu finden. Als Kern der VCO/ICOs werden hauptsächlich zwei Oszillatortypen verwendet: Sinusoszillatoren und Relaxationsoszillatoren. Sinusoszillatoren erzeugen gewöhnlich die besten Parameter, was hohe Frequenz und niedriges Phasengeräusch betrifft, aber sie sind meistens nur mit GaAS-Technologien leicht implementierbar. Ein Übergang zu Bipolar-, CMOS- oder BiCMOS-Technologien verursacht viele Probleme hauptsächlich wegen eines sehr leitenden Substrats. Anderseits fordert die Geschwindigkeit solcher zur Verfügung stehenden Technologien zur Zeit die Forscher auf, weil sie heute Transientfrequenzen von 10 bis 40 GHz erreicht, die früher als ein Frequenzbereich angesehen wurden, der nur von GaAS-basierten Materialien gedeckt werden konnte. Die Geschwindigkeit der siliziumbasierten Technologien reicht schon für Mobilfunkverkehr im Fre­ quenzbereich von 1 bis 20 GHz aus, den die meisten Mobilgeräte und drahtlo­ se LANs anwenden. Dazu ist ein steuernder Faktor bei Planung tragbarer Ge­ räte seit immer eine starke Forderung, mit einer so niedrigen Betriebsspan­ nung wie möglich zu arbeiten und so wenig Leistung wie möglich zu verbrau­ chen.

Bei Oszillatoren vom LC-Typ werden aktive Schaltungskomponen­ ten außerhalb des nichtlinearen Betriebsbereichs gehalten, während bei Re­ laxationsoszillatoren ein sinusförmiges Signal eine Folge der Unfähigkeit der Impulsschaltung ist, bei sehr hohen Frequenzen schnell genug zu schalten.

Schwingkreise oder Oszillatoren können mit vielen verschiedenen Schaltungsstrukturen verwirklicht werden. Eine von diesen ist ein astabiler (freischwingender) Multivibrator. Fig. 1 zeigt eine traditionelle, emittergekop­ pelte Multivibratorschaltung, die zur Verwirklichung spannungsgesteuerter Os­ zillatoren (VCO) benutzt wird. Die Schaltung weist zwei Transistoren Q1 und Q2 auf, zwischen denen eine positive Rückkopplung bewirkt ist, und zwar da­ durch, daß jeder Kollektor eines Transistors über einen Puffertransistor Q3, Q4 geschaltet wird, die Basis des anderen Transistors zu steuern. Die Kollek­ toren der Transistoren Q1 und Q2 sind über Widerstände Rc1 bzw. Rc2 mit einem Potential einer Betriebsspannungsquelle 1 gekoppelt, und die Emitter sind über Stromquellen 3 bzw. 4 mit dem niedrigeren Potential der Betriebs­ spannungsquelle gekoppelt. Entsprechend sind die Emitter der Puffertransi­ storen Q3 und Q4 über Stromquellen 5 und 6 mit dem niedrigeren Potential gekoppelt. Dazu ist zwischen den Emittern von Q1 und Q2 eine Kapazität C geschaltet. Die positive Rückkopplung und die von den Widerständen RC1 und RC2 und der Kapazität C gebildeten Serienresonanzkreise Rc1-C und Rc2-C bewirken, daß der Ausgang des Multivibrators zwischen zwei Zustän­ den kontinuierlich schwingt, nachdem die Schwingung einmal getriggert wor­ den ist. Die Schwingfrequenz wird auf der Basis der Komponentenwerte der RC-Serienresonanzkreise bestimmt.

Im folgenden wird die Funktion des Multivibrators näher untersucht. Zuerst wird angenommen, daß Q1 und Q3 ausgeschaltet sind (nichtleitender Zustand). Wenn Q1 ausgeschaltet ist, liegen der Kollektor von Q1 und die Ba­ sis von Q2 im großen ganzen am Betriebsspannungspotential. Dabei ist Q2 eingeschaltet (leitender Zustand), und sein Emitterstrom ist I1 + I2. Der Puffer­ transistor Q4 ist gleichfalls eingeschaltet und führt Basistrom dem Q2 zu. Mit leitendem Q2 fließt der Strom I1 aus dem Emitter von Q2 über die Kapazität C zum Emitter von Q1. Dann ladet/entladet der Strom I1 die Ladung der Kapa­ zität C, wobei das Emitterpotential von Q1 mit einer bestimmten Geschwindig­ keit sinkt, bis Q1 leitend wird und die Basisemitterspannung von Q1 etwa 0,6 V überschreitet. Wenn Q1 leitend wird, fängt seine Kollektorspannung an, zu sinken, woraus folgt, daß der Puffertransistor Q3 sich zu schließen beginnt.

Infolge der über Q4 entstehenden, positiven Rückkopplung sinkt auch die Ba­ sisspannung von Q2, und Q2 schließt sich. Das Schließen von Q2 verursacht eine Erhöhung der Kollektorspannung von Q2, was das Öffnen von Q3 be­ schleunigt. Das Öffnen von Q3 erhöht, über die positive Rückkopplung, den Basisstrom von Q1. Ein höherer Basisstrom entladet schneller Blindkapazitä­ ten der Basisschaltung von Q1 und beschleunigt dadurch das Öffnen von Q1. Wenn Q2 ausgeschaltet und Q1 eingeschaltet ist, fließt der Strom I2 aus dem Emitter von Q1 über die Kapazität C zum Emitter von Q2, wo die Emitterspan­ nung zu sinken beginnt, bis sie wieder das Öffnen von Q2 und, über Q3, das Schließen von Q1 bewirkt.

Die Geschwindigkeit (maximale Resonanzfrequenz) einer solchen Multivibratorschaltung beruht vor allem auf die Eigenschaften der Transistoren Q1 und Q2. Die Puffertransistoren Q3 und Q4 erhöhen die Geschwindigkeit der Multivibratorschaltung, weil sie einen höheren Basisstrom ermöglichen, der seinersets Blindkapazitäten der Basisschaltung der Transistoren Q1 und Q2 schneller entladet und somit die Schaltung des Transistors von einem Zu­ stand zu einem anderen beschleunigt.

Die Mindestbetriebsspannung Vcc wird erreicht, wenn angenom­ men wird, daß die Stromquellen 3 und 4 ideal sind, d. h. keine Spannungsver­ luste darin entstehen. Wenn die idealen Stromquellen durch irgendeine prakti­ sche Schaltungsstruktur, wie Stromspiegel, ersetzt werden, wächst die Vcc. Beim Zurückkehren auf das Funktionsprinzip der Schaltung wird festgestellt, daß Stromwege entweder Q1-C-Stromspiegel4 oder Q2-C-Stromspiegel3 sind und daß die Stromspiegel einen stabilen Strom durch den Bezugskondensator C erzeugen, was die Hauptursache des typischen, niedrigen Phasengeräu­ sches ist. Wenn jetzt nach einer neuen Weise zur Erhöhung der Geschwindig­ keit gesucht wird, kann der Bezugskondensator nicht viel mehr vermindert werden, weil er der Größenordnung von Blindkapazitäten sein wird, woraus folgt, daß eine kontrollierte Planung der Schaltung nicht möglich ist.

Zur Zeit gibt es jedoch einen Bedarf an immer höheren Geschwin­ digkeiten, während die Betriebsspannung so niedrig wie möglich sein sollte, besonders in Batteriestromquellen benutzenden Elektronikgeräten.

Eine Voraussetzung für das Schaffen eines spannungs- oder stromgesteuerten Oszillators mit Hilfe einer Multivibratorschaltung ist, daß die Schaltung mit einer geeigneten Regelung ergänzt wird. Eine solche Regelung sollte so einfach wie möglich sein.

In der Schaltung der Fig. 1 wird die Pulsamplitude auf der Basis der Summe der Ströme I1 + I2 bestimmt, multipliziert mit dem Wert des Kollek­ torwiderstands Rc1 oder Rc2 des entsprechenden Zyklus. Die Pulsbreite wird auf der Basis des Stromwerts bestimmt, den I1 oder I2 über den Bezugskon­ densator C während dessen Umladungszyklen speist. Somit muß für Fre­ quenzregelung entweder die Kapazität des Bezugskondensators C oder der dadurch fließende Strom verändert werden.

Die Kapazität kann verändert werden, wenn als Bezugskondensator C ein Varaktor verwendet wird. Ein Problem ist jedoch, daß Varaktortechnolo­ gien zum Beispiel mit den BiCMOS-Technologien gewöhnlich nicht kompatibel sind. In der BiCMOS-Technologie kann dagegen ein PN-Übergang verwendet werden. Dabei arbeitet aber der Kondensator der Schaltung der Fig. 1 konti­ nuierlich und variiert die Polarität der Spannung. In diesem Fall kann eine Se­ rienschaltung von zwei Varaktoren, entgegengesetzt einander gegenüber, ir­ gendeine Lösung sein, aber die Funktion des Vorwärtsspannungsbereichs der einen Diode weist bestimmte Nichtlinearitäten auf und das Phasengeräusch des Multivibrators könnte so hoch sein, daß es nicht genehmigt werden kann.

Eine zweite Alternative ist, den Strom und demzufolge die Ge­ schwindigkeit der Umladung des Kondensators zu verändern. Dies ist eine sehr effektive Weise zur Regelung der Frequenz der Schwingungen, aber der hauptsächlichste Nachteil ist deren direkte Einwirkung auf die Amplitude der Pulse.

Der vorliegenden Erfindung liegt u. a. die Aufgabe zugrunde, eine neue spannungs- oder stromgesteuerte Oszillatorschaltung zu schaffen, die im Vergleich zu Schaltungen des bekannten Stands der Technik eine höhere Geschwindigkeit aufweist.

Der vorliegenden Erfindung liegt auch die Aufgabe zugrunde, eine neue spannungs- oder stromgesteuerte Oszillatorschaltung zu schaffen, die eine einfache und umfassende Frequenzregelung aufweist.

Die Erfindung bezieht sich auf eine Oszillatorschaltung mit
einer Betriebsspannungsquelle,
einer ersten, nichtlinearen Verstärkerkomponente, die eine erste und zweite Hauptelektrode und eine Steuerelektrode aufweist,
einer zweiten, nichtlinearen Verstärkerkomponente, die eine erste und zweite Hauptelektrode und eine Steuerelektrode aufweist,
einer dritten Verstärkerkomponente, deren Hauptelektroden mit der Steuerelektrode der ersten Verstärkerkomponente und mit einem ersten Po­ tential der Betriebsspannungsquelle gekoppelt sind und deren Steuerelektrode mit der ersten Hauptelektrode der zweiten Verstärkerkomponente funktionell gekoppelt ist, damit eine positive Rückkopplung bewirkt wird,
einer vierten Verstärkerkomponente, deren Hauptelektroden mit der Steuerelekrode der zweiten Verstärkerkomponente und mit dem ersten Poten­ tial der Betriebsspannungsquelle gekoppelt sind und deren Steuerelekrode mit der ersten Hauptelektrode der ersten Verstärkerkomponente funktionell ge­ koppelt ist, damit eine positive Rückkopplung bewirkt wird,
einer kapazitiven Komponente, die zwischen der zweiten Haupt­ elektrode der ersten Verstärkerkomponente und der zweiten Hauptelektrode der zweiten Verstärkerkomponente geschaltet ist,
einem ersten und zweiten Widerstand, über die die erste Hauptelektrode der ersten Verstärkerkomponente und entsprechend die erste Hauptelektrode der zweiten Verstärkerkomponente mit dem ersten Potential der Betriebsspannungsquelle gekoppelt sind. Der Oszillator ist dadurch ge­ kennzeichnet, daß er
eine fünfte Verstärkerkomponente aufweist, deren erste Hauptelek­ trode mit der zweiten Hauptelektrode der ersten Verstärkerkomponente ge­ koppelt ist, während die zweite Hauptelektrode der vierten Verstärkerkompo­ nente funktionell geschaltet ist, die fünfte Verstärkerkomponente zu steuern, damit eine positive Rückkopplung bewirkt wird,
eine sechste Verstärkerkomponente aufweist, deren erste Haupt­ elektrode mit der zweiten Hauptelektrode der zweiten Verstärkerkomponente gekoppelt ist, während die zweite Hauptelektrode der dritten Verstärkerkom­ ponente funktionell geschaltet ist, die sechste Verstärkerkomponente zu steu­ ern, damit eine positive Rückkopplungbewirkt wird,
eine erste regelbare Stromquelle aufweist, deren erste Klemme mit den zweiten Hauptelektroden der fünften und sechsten Verstärkerkompo­ nente gekoppelt ist und deren zweite Klemme mit einem zweiten Potential der Spannungsquelle gekoppelt ist, während die Frequenz des erwähnten Oszil­ lators durch Regelung des Stroms I1 der ersten Stromquelle zu regeln ist,
Mittel zum Leiten von Kompensationsstrom über den ersten Wider­ stand und entsprechend über den zweiten Widerstand aufweist, so daß der durch jeden Widerstand fließende Strom wesentlich konstant und vom Strom I1 unabhängig ist.

Der erfindungsgemäße Relaxationsoszillator basiert auf einer neu­ en Multivibratorstruktur. Der Multivibrator ist mit der fünften und sechsten Ver­ stärkerkomponente versehen, die als aktive pull-down-Komponenten dienen. Die pull-down-Verstärkerkomponenten sind über den dritten und vierten Puf­ fertransistor funktionell kreuzgekoppelt, so daß sie sich abwechselnd in leiten­ dem und nichtleitendem Zustand befinden, nach dem Zustand der ersten und zweiten Verstärkerkomponente zwangläufig gesteuert. Wenn die zweite Ver­ stärkerkomponente sich in nichtleitendem Zustand und die erste Verstärker­ komponente sich in leitendem Zustand befindet, ist zwischen der zweiten Hauptelektrode der ersten Verstärkerkomponente und dem zweiten Betriebs­ spannungspotential die fünfte pull-down-Verstärkerkomponente in nichtleiten­ dem Zustand geschaltet. Die zwischen der zweiten Hauptelektrode der zwei­ ten Verstärkerkomponente und dem zweiten Betriebsspannungspotential ge­ schaltete, sechste pull-down-Verstärkerkomponente befindet sich in leitendem Zustand und zieht (pull-down) die zweite Hauptelektrode zum zweiten Be­ triebsspannungspotential. Dann läuft in der Schaltung nur ein Stromweg über die erste Verstärkerkomponente, die kapazitive Komponente und die sechste Verstärkerkomponente. Entsprechend, wenn die erste Verstärkerkomponente sich in nichtleitendem Zustand und die zweite Verstärkerkomponente sich in leitendem Zustand befindet, ist die sechste pull-down-Verstärkerkomponente in nichtleitendem Zustand und die fünfte pull-down-Verstärkerkomponente in leitendem Zustand. Dann läuft in der Schaltung nur ein Stromweg über die zweite Verstärkerkomponente, die kapazitive Komponente und die fünfte pull- down-Verstärkerkomponente. In dieser 'doppelt kreuzgekoppelten' Multivibra­ torschaltung wird mit Hilfe der pull-down-Technik eine zweimal höhere Ampli­ tude eines Ausgangssignals mit derselben Betriebsspannung erreicht, im Ver­ gleich zu Multivibratorschaltungen des bekannten Stands der Technik.

Im erfindungsgemäßen Oszillator wird ein Regelstrom über die aktiv heruntergezogenen pull-down-Verstärkerkomponenten und die erste Strom­ quelle geleitet. Eine Veränderung des Regelstroms verändert die Ausgangs­ frequenz des Oszillators. Um die Amplitude des Ausgangssignals des Oszil­ lators vom Regelstrom unabhängig zu machen, wird der überschüssige Kom­ pensationsstrom über die Widerstände geleitet, die zwischen der ersten und zweiten Verstärkerkomponente und dem ersten Potential der Betriebsspan­ nungsquelle geschaltet sind. Der Kompensationsstrom wird vorzugsweise in derselben Weise wie der Regelstrom geregelt, aber in einer anderen Richtung, so daß der Strom über die Widerstände konstant ist. Dieser Kompensa­ tionsstrom wird mit einer siebenten und achten Verstärkerkomponente er­ zeugt, die von der zweiten Hauptelektrode der ersten und entsprechend der zweiten Verstärkerkomponente über eine zweite Stromquelle geerdet sind. Die siebente und achte Verstärkerkomponente sind geschaltet, den Zuständen der fünften und entsprechend der sechsten Verstärkerkomponente zwangläufig zu folgen.

Auch die dritte und vierte Pufferverstärkerkomponente weisen vor­ zugsweise entsprechende pull-down-Verstärkerkomponenten auf, die kreuz­ gekoppelt sind, den Zuständen des fünften und sechsten pull-down- Transistors zwangläufig zu folgen. Dies erhöht bedeutend die Geschwindigkeit und die Effektivität von Emitterfolgern, die von der dritten und vierten Verstär­ kerkomponente gebildet sind, und bewirkt eine höhere Amplitude und eine niedrigere Ausgangsresistanz aus derselben Niederspannungsstromquelle, im Vergleich zu den Lösungen des bekannten Stands der Technik.

Im folgenden wird die Erfindung unter Bezug auf die beigefügte Zeichnung erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Schaltdiagramm eines Multivibrators nach dem be­ kannten Stand der Technik,

Fig. 2 ein Schaltdiagramm eines erfindungsgemäßen Oszillators, und

Fig. 3 ein Schaltdiagramm einer regelbaren Stromquelle.

Die vorliegende Erfindung ist zum Senken von Betriebsspannung, zum Erhöhen von Geschwindigkeit und zum Bewirken von Frequenzregelung in Oszillatoren geeignet, die auf sog. emittergekoppelten Multivibratorschal­ tungen basieren. Obgleich der Oszillator der Fig. 2 Bipolartransistoren als Verstärkermittel benutzt, können bei den erfindungsgemäßen Schaltungslö­ sungen im Prinzip nichtlineare Verstärkerkomponenten von jedem beliebigen Typ verwendet werden, wie MOS-, CMOS-, SOI-, HEMT- und HBT- Transistoren, Mikrowellenröhren und Vakuumröhren. Bei diesen Komponenten können die Benennungen der Elektroden variieren. Die Hauptelektroden eines Bipolartransistors sind Kollektor und Emitter und die Steuerelektrode ist Basis. Bei FETs (Feldeffekttransistoren) sind die entsprechenden Elektroden Senke, Quelle und Gitter. Bei Vakuumröhren werden die entsprechenden Elektroden gewöhnlich Anode, Kathode und Gitter genannt. Der Term 'emittergekoppelter Multivibrator' muß in diesem Zusammenhang somit als allgemeinerer Begriff verstanden werden, der u. a. die Terme 'kathodengekoppelter oder quellenge­ koppelter Multivibrator' deckt.

Fig. 2 zeigt einen Oszillator nach einer bevorzugten Ausfüh­ rungsform der Erfindung, der auf einer emittergekoppelten Multivibratorschal­ tung basiert. Zuerst wird die Struktur einer eigentlichen Multivibratorschaltung betrachtet.

Die Multivibratorschaltung weist sechs NPN-Bipolartransistoren Q1, Q2, Q3, Q4, Q5 und Q6 auf. Die Kollektorelektrode des Transistors Q1 ist über einen Widerstand Rc1 mit einer Betriebsspannung Vcc gekoppelt, und der Emitter ist mit dem Kollektor des Transistors Q5 gekoppelt. Der Kollektor des Transistors Q2 ist über einen Widerstand Rc2 mit der Betriebsspannung Vcc und der Emitter mit dem Kollektor des Transistors Q6 gekoppelt. Die Emitter der Transistoren Q5 und Q6 sind zusammengeschaltet und über eine Stromquelle 22 mit einem Betriebsspannungspotential OV gekoppelt. Zwi­ schen den Emittern der Transistoren Q1 und Q2 ist ein Kondensator C ge­ schaltet.

Zwischen den Transistoren Q1 und Q2 ist eine positive Rückkopp­ lung so veranlaßt worden, daß der Kollektor von Q2 über den Puffertransistor Q3 mit der Basis von Q1 und der Kollektor von Q1 über den Puffertransistor Q4 mit der Basis von Q2 gekoppelt sind. Entsprechend ist zwischen den Tran­ sistoren Q5 und Q6 eine positive Rückkopplung so veranlaßt worden, daß die Signale aus den Basis der Transistoren Q1 und Q2 über die Puffertransistoren Q3 bzw. Q4 mit den Basis der pull-down-Transistoren Q6 bzw. Q5 gekoppelt sind.

Genauer gesagt ist die Basis von Q3 mit dem Kollektor von Q2 und der Kollektor von Q3 mit der Betriebsspannung Vcc gekoppelt. Der Emitter von Q3 ist mit der Basis und dem Kollektor eines diodengekoppelten Transi­ stors Q9 sowie mit der Basis des Transistors Q1 gekoppelt. Der Emitter des Transistors Q9 ist mit dem Kollektor und der Basis eines zweiten, diodenge­ koppelten Transistors Q10 gekoppelt. Der Emitter des Transistors Q10 ist mit der Basis des Transistors Q6 gekoppelt.

Entsprechend ist die Basis von Q4 mit dem Kollektor von Q1 und der Kollektor von Q4 mit der Betriebsspannung Vcc gekoppelt. Der Emitter von Q4 ist mit der Basis und dem Kollektor eines diodengekoppelten Transi­ stors Q11 und mit der Basis des Transistors Q1 gekoppelt. Der Emitter des Transistors Q11 ist mit dem Kollektor und der Basis eines zweiten diodengekoppelten Transistors Q12 gekoppelt. Der Emitter des Transistors Q12 ist mit der Basis des Transistors Q5 gekoppelt. Die Basis von Q1 ist mit dem Kollek­ tor von Q2 und die Basis von Q2 mit dem Kollektor von Q1 gekoppelt.

Dank der Puffertransistoren Q3 und Q4 werden höhere Basisströme für die Transistoren Q1, Q2, Q5 und Q6 erreicht, was die Entladung von Blind­ kapazitäten der Basiselektroden und dadurch die Schaltgeschwindigkeit der Transistoren beschleunigt.

Dazu ist zwischen dem Emitter von Q10 und der Betriebsspannung OV ein pull-down-Transistor M1, der ein MOS-Transistor ist, seriengeschaltet. Entsprechend ist zwischen dem Emitter von Q12 und der Betriebsspannung OV ein pull-down-Transistor M2, der ein MOS-Transistor ist, seriengeschaltet. M1 und M2 sind kreuzgekoppelt, den Zuständen der pull-down-Transistoren Q5 bzw. Q6 zwangläufig zu folgen. Genauer gesagt ist die Basis von M1 mit der Basis von Q5 und die Basis von M2 mit der Basis von Q6 gekoppelt.

Die positiven Rückkopplungen und die von den Widerständen Rc1, Rc2 und dem Kondensator C gebildeten Serienresonanzkreise Rc1-C und Rc2-C bewirken, daß der Ausgang des Multivibrators (z. B. die Emitter von Q10 und Q12) zwischen zwei Zuständen schwingt, wenn die Schwingung einmal getriggert worden ist. Die Resonanzfrequenz der Schaltung wird mit den Werten der Komponenten Rc1, Rc2 und C eingestellt.

In der erfindungsgemäßen Multivibratorschaltung ersetzen die pull- down-Transistoren Q5 und Q6 die Stromqellen in einer traditionellen Multivi­ bratorschaltung, die in Fig. 1 gezeigt wird. Infolge der Kreuzkopplung der Transistoren Q5 und Q6 sind diese abwechselnd ein- und ausgeschaltet, von den Zuständen der Transistoren Q1 und Q2 zwangläufig gesteuert. Ange­ nommen zum Beispiel, daß der Transistor Q1 eingeschaltet und der Transistor Q2 ausgeschaltet ist. Dann speist der Emitter des Transistors Q10 die Basis des Transistors Q4 mit einem Basisstrom, der den Transistor Q4 leitend macht. In leitendem Zustand zieht der Transistor Q4 die Emitterspannung von Q2 zum Potential 0 V nahezu ohne Spannungsverlust, wenn die Stromquelle 22 als ideal angenommen wird. Daraus folgt, daß der Transistor Q5, dessen Basis mit dem Emitter von Q12 gekoppelt ist, ausgeschaltet ist. Dann fließt kein Strom durch Q5. Die Multivibratorschaltung weist jetzt nur einen Strom­ weg auf, nämlich Rc1-Q1-C-Q6. Der nichtleitende Transistor Q5 trennt die eine Klemme des Kondensators C ganz vom Potential 0 V. Der eingeschaltete Transistor Q6 koppelt die andere Klemme des Kondensators C mit dem Potential 0 V nahezu ohne Spannungsverlust, wenn die Stromquelle 22 als ideal angenommen wird. In dem zweiten Schwingzustand ist Q1 entsprechend aus­ geschaltet, Q2 eingeschaltet, Q5 eingeschaltet und Q6 ausgeschaltet. Dann weist die Multivibratorschaltung nur einen Stromweg auf, nämlich Rc2-Q2-C- Q5. Der ausgeschaltete Q6 trennt die eine Klemme des Kondensators C ganz vom Potential 0 V. Der eingeschaltete Transistor Q5 zieht die andere Klemme des Kondensators C zum Potential 0 V nahezu ohne Spannungsverlust, wenn die Stromquelle 22 als ideal angenommen wird. In dieser Weise kann ein möglichst großer Teil der Betriebsspannung über den Kondensator gebracht werden.

Weil die von den Stromquellen veranlaßten Spannungsverluste der traditionellen Multivibratorschaltungen dank der kreuzgekoppelten pull-down- Transistoren Q5 und Q6 vermieden werden, erzeugt die erfindungsgemäße, doppelt kreuzgekoppelte, durch pull-down-Technik verwirklichte Multivibrator­ schaltung eine zweimal größere Amplitude des Ausgangssignals bei dersel­ ben Betriebsspannung, im Vergleich zu der traditionellen Schaltung der Fig. 1. Dazu ist die Geschwindigkeit der Schaltung dank der pull-down- Transistoren bedeutend hoch im Vergleich zu den Lösungen des bekannten Stands der Technik.

In der Praxis besteht die Stromquelle 22 jedoch z. B. aus einem Stromspiegel, der mit Spannung gesteuert wird. Dann entsteht über den Stromspiegel ein Spannungsverlust, wobei eine etwas höhere Betriebsspan­ nung erforderlich ist.

Durch Regelung des durch die Stromquelle 22 fließenden Stroms I1 (des durch den Kondensator C fließenden Stroms) kann die Frequenz des Oszillators geregelt werden. Wenn die Stromquelle 22 aus einem Stromspie­ gel besteht, der mit Spannung gesteuert wird, wird ein spannungsgesteuerter Oszillator VCO erhalten. Wenn die Stromquelle 22 durch eine Schaltungslö­ sung verwirklicht wird, die mit Strom gesteuert wird, wird ein stromgesteuerter Oszillator erhalten. Diese verschiedenen Verwirklichungen der Stromquelle 22 sind dem Fachmann offenbar.

Der Oszillator schwingt zwischen zwei Zuständen. In dem ersten Zustand fließt der Regelstrom I1 längs der Route Rc1-Q1-C-Q6 zur Strom­ quelle 22. In dem zweiten Zustand fließt der Regelstrom I1 längs der Route Rc2-Q2-C-Q5 zur Stromquelle 22. Der Regelstrom fließt somit auch über die Kollektorwiderstände Rc1 und Rc2 und beeinflußt die Amplitude des Ausgangssignals des Oszillators. Mit anderen Worten: die Signalamplitude verän­ dert sich, wenn der Regelstrom I1 und die Frequenz verändert werden.

Bei dem erfindungsgemäßen Oszillator ist die Amplitude des Aus­ gangssignals des Oszillators in der Weise von dem Regelstrom I1 unabhängig gemacht, daß ein überschüssiger Kompensationsstrom Icom über die Wider­ stände Rc1 und Rc2 geleitet wird. Der Kompensationsstrom Icom wird vor­ zugsweise in derselben Weise wie der Regelstrom I1 geregelt, aber in einer anderen Richtung, so daß der Strom über die Widerstände Rc1 und Rc2 kon­ stant ist. Dafür weist die Oszillatorschaltung Transistoren Q7 und Q8 auf, die von dem Emitter von Q1 bzw. Q2 über eine zweite Stromquelle 21 mit dem Betriebsspannungspotential 0 V gekoppelt sind. Q7 und Q8 sind geschaltet, den Zuständen von Q6 bzw. Q5 zwangläufig zu folgen. Genauer gesagt sind der Kollektor von Q7 mit dem Emitter von Q1, die Basis mit der Basis von Q6 und der Emitter mit der ersten Klemme der Stromquelle 21 gekoppelt. Ent­ sprechend sind der Kollektor von Q8 mit dem Emitter von Q2, die Basis mit der Basis von Q5 und der Emitter mit der ersten Klemme der Stromquelle 21 gekoppelt. Die zweite Klemme der Stromquelle ist mit dem Betriebspannungs­ potential 0 V gekoppelt.

Die Absicht der diodengekoppelten Transistoren Q9 bis Q12 ist, eine Sättigung der Transistoren Q7 und Q8 zu verhindern.

In dem ersten Schwingzustand des Oszillators fließt der Regelstrom I1 längs der Route Rc1-Q1-C-Q6 zur Stromquelle 22. Q7 ist gleichzeitig mit Q6 eingeschaltet, weshalb der Kompensationsstrom Icom längs der Route Rc1-Q1-Q7 zur Stromquelle 21 fließt. Somit fließt über den Widerstand Rc1 ein Konstantstrom I1 + Icom unabhängig von dem Wert von I1. Eine entspre­ chende Situation kommt auch hinsichtlich des über den Widerstand Rc2 flie­ ßenden Stroms in dem zweiten Schwingzustand vor.

Die Schaltung der Fig. 2 ist durch Verwendung der 0,8 µm Bi- CMOS-Technologie analysiert worden, wobei die Transientfrequenz der bipo­ laren NPN-Transistoren F_TMAX = 14 GHz. Der durch die Transistoren fließende Strom ist so gewählt worden, daß diese Transientfrequenz F_T erzeugt wird, wobei der Strom mit dieser Technologie etwa 800 µA ist. Bei MOS- Transistoren M1 und M2 W = 1,2 µm und W/L = 100. Die größte Schwingfre­ quenz von etwa 2 GHz wird mit dem Mindestwert 0,2 pF des Kondensators C erreicht. Die Amplitude ist etwa 0,4 V und der Leistungsverbrauch etwa 16 mW von der 4,5 V Betriebsspannung. Die Regelfähigkeit der Schaltung ist 1250 MHz/mA. Das Phasengeräusch ist niedrig. Der Oszillator ist fähig, auch bei niedrigen Frequenzen zu fungieren, bei denen es leichter ist, große exter­ ne Kondensatoren C zu verwenden. Die Schaltung braucht für ihre Funktion wenigstens 4,4 V (4,0 + 0,4 V), wobei die Spannung über die tatsächlichen Stromquellen als etwa 0,4 V für MOS-Transistoren angenommen wird, die zur Erzeugung von I1 und Icom verwendet werden.

Die in Fig. 3 gezeigte Weise, VCO aus der Schaltung der Fig. 2 zu verwirklichen, besteht darin, daß die Ströme I1 und Icom mit den Strom­ spiegeln M7 und M8 zugeführt werden, die mit einem Differentialverstärker M2-M3-M4-M5 gesteuert werden. Der Differentialverstärker wird mit der Regel­ spannung VCOcontrol gesteuert.

Die Erfindung kann auch ausschließlich durch Bipolartechnik ver­ wirklicht werden.

Die erfindungsgemäße Oszillatorschaltung ist besonders für mo­ derne, phasensynchronisierte Schleifen (PLL) in Datenübertragungs- und Mikroprozessoranwendungen geeignet.

Die Zeichnungen und die Beschreibung im Anschluß daran sind nur beabsichtigt, die Erfindung zu veranschaulichen. Was die Einzelheiten betrifft, kann die Erfindung im Umfang und Wesen der beigefügten Patentansprüche variieren.

Claims (4)

1. Oszillatorschaltung, mit
einer Betriebsspannungsquelle (1),
einer ersten, nichtlinearen Verstärkerkomponente (Q1), die eine erste und zweite Hauptelektrode und eine Steuerelektrode aufweist,
einer zweiten, nichtlinearen Verstärkerkomponente (Q2), die eine erste und zweite Hauptelektrode und eine Steuerelektrode aufweist,
einer dritten Verstärkerkomponente (Q3), deren Hauptelektroden mit der Steuerelektrode der ersten Verstärkerkomponente (Q1) und mit einem ersten Potential der Betriebsspannungsquelle (1) gekoppelt sind und deren Steuerelektrode mit der ersten Hauptelektrode der zweiten Verstärkerkompo­ nente (Q2) funktionell gekoppelt ist, damit eine positive Rückkopplung bewirkt wird,
einer vierten Verstärkerkomponente (Q4), deren Hauptelektroden mit der Steuerelekrode der zweiten Verstärkerkomponente (Q2) und mit dem ersten Potential der Betriebsspannungsquelle (1) gekoppelt sind und deren Steuerelekrode mit der ersten Hauptelektrode der ersten Verstärkerkompo­ nente (Q1) funktionell gekoppelt ist, damit eine positive Rückkopplung be­ wirkt wird,
einer kapazitiven Komponente (C), die zwischen der zweiten Haupt­ elektrode der ersten Verstärkerkomponente (Q1) und der zweiten Hauptelek­ trode der zweiten Verstärkerkomponente (Q2) geschaltet ist,
einem ersten und zweiten Widerstand (Rc1, Rc2), über die die erste Hauptelektrode der ersten Verstärkerkomponente (Q1) und entsprechend die erste Hauptelektrode der zweiten Verstärkerkomponente (Q2) mit dem ersten Potential der Betriebsspannungsquelle (1) gekoppelt sind, dadurch ge­ kennzeichnet, daß die Schaltung
eine fünfte Verstärkerkomponente (Q5) aufweist, deren erste Hauptelektrode mit der zweiten Hauptelektrode der ersten Verstärkerkompo­ nente (Q1) gekoppelt ist, während die zweite Hauptelektrode der vierten Ver­ stärkerkomponente (Q4) funktionell geschaltet ist, die fünfte Verstärkerkom­ ponente zu steuern, damit eine positive Rückkopplung bewirkt wird,
eine sechste Verstärkerkomponente (Q6) aufweist, deren erste Hauptelektrode mit der zweiten Hauptelektrode der zweiten Verstärkerkompo­ nente (Q2) gekoppelt ist, während die zweite Hauptelektrode der dritten Verstärkerkomponente (Q3) funktionell geschaltet ist, die sechste Verstärkerkom­ ponente zu steuern, damit eine positive Rückkopplung bewirkt wird,
eine erste regelbare Stromquelle (22) aufweist, deren erste Klemme mit den zweiten Hauptelektroden der fünften und sechsten Verstärkerkompo­ nente (Q5, Q6) gekoppelt ist und deren zweite Klemme mit einem zweiten Potential der Spannungsquelle (1) gekoppelt ist, während die Frequenz des erwähnten Oszillators durch Regelung des Stroms I1 der ersten Stromquelle zu regeln ist,
Mittel (Q7, Q8, 22) aufweist, und zwar zum Leiten von Kompensa­ tionsstrom über den ersten Widerstand (Rc1) und entsprechend über den zweiten Widerstand (Rc2), so daß der durch jeden Widerstand fließende Strom wesentlich konstant und von dem Strom I1 unabhängig ist,
eine diodengekoppelte, neunte Verstärkerkomponente (Q9) auf­ weist, deren erste Hauptelektrode und Steuerelektrode mit der Steuerelektro­ de der ersten Verstärkerkomponente (Q1) und mit der zweiten Hauptelektrode der dritten Verstärkerkomponente (Q3) gekoppelt sind,
eine diodengekoppelte, zehnte Verstärkerkomponente (Q10) auf­ weist, deren erste Hauptelektrode und Steuerelektrode mit der zweiten Haupt­ elektrode der neunten Verstärkerkomponente (Q9) gekoppelt sind und deren zweite Hauptelektrode mit den Steuerelektroden der sechsten (Q6) und der sie­ benten (Q7) Verstärkerkomponente gekoppelt ist,
eine diodengekoppelte, elfte Verstärkerkomponente (Q11) aufweist, deren erste Hauptelektrode und Steuerelektrode mit der Steuerelektrode der zweiten Verstärkerkomponente (Q2) und mit der Zweiten Hauptelektrode der vierten Verstärkerkomponente (Q4) gekoppelt sind,
eine diodengekoppelte, zwölfte Verstärkerkomponente (Q12) auf­ weist, deren erste Hauptelektrode und Steuerelektrode mit der zweiten Haupt­ elektrode der elften Verstärkerkomponente (Q11) gekoppelt sind und deren zweite Hauptelektrode mit den Steuerelektroden der fünften (Q5) und achten (Q8) Verstärkerkomponente gekoppelt ist,
eine dreizehnte Verstärkerkomponente (M1) aufweist, die zwischen der zweiten Hauptelektrode der zehnten Verstärkerkomponente (Q10) und dem zweiten Potential der Spannungsquelle (1) geschaltet ist und deren Steu­ erelektrode mit der Steuerelektrode der fünften Verstärkerkomponente (Q5) gekoppelt ist, und
eine vierzehnte Verstärkerkomponente (M2) aufweist, die zwischen der zweiten Hauptelektrode der zwölften Verstärkerkomponente (Q12) und dem zweiten Potential der Spannungsquelle (1) geschaltet ist und deren Steu­ erelektrode mit der Steuerelektrode der sechsten Verstärkerkomponente (Q6) gekoppelt ist.

2. Oszillator nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeich­ net, daß die erwähnten Mittel
eine siebente Verstärkerkomponente (Q7) aufweist, deren erste Hauptelektrode mit der zweiten Hauptelektrode der ersten Verstärkerkompo­ nente (Q1) gekoppelt ist und deren Steuerelektrode mit der zweiten Haupte­ lektrode der dritten Verstärkerkomponente (Q3) funktionell gekoppelt ist,
eine achte Verstärkerkomponente (Q8) aufweist, deren erste Hauptelektrode mit der zweiten Hauptelektrode der zweiten Verstärkerkompo­ nente (Q2) gekoppelt ist und deren Steuerelektrode mit der zweiten Haupte­ lektrode der vierten Verstärkerkomponente (Q4) funktionell gekoppelt ist,
eine zweite regelbare Stromquelle aufweist, deren erste Klemme mit den zweiten Hauptelektroden der siebenten und achten Verstärkerkompo­ nente (Q7, Q8) gekoppelt ist und deren zweite Klemme mit dem zweiten Po­ tential der Spannungsquelle (1) gekoppelt ist.

3. Oszillator nach Patentanspruch 2, dadurch gekennzeich­ net, daß die zweite Stromquelle eine solche Regelung hat, daß die Summe des Kompensationsstroms der zweiten Stromquelle und des Regelstroms der ersten Stromquelle wesentlich konstant ist.

4. Oszillator nach einem der Patentansprüche 1 bis 3, dadurch ge­ kennzeichnet, daß die erste, zweite, dritte, vierte, fünfte, sechste, sie­ bente, achte, neunte, zehnte, elfte und zwölfte Verstärkerkomponente Bipo­ lartransistoren sind und daß die dreizehnte und vierzehnte Verstärkerkompo­ nente MOS-Transistoren sind.