DE19516861A1

DE19516861A1 - Einstufiger Gleichspannungskonverter nach dem Gegentaktwandlerprinzip

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Publication number: DE19516861A1
Application number: DE19516861A
Authority: DE
Inventors: Johannes Sandmann
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1995-05-11
Filing date: 1995-05-11
Publication date: 1996-11-21
Anticipated expiration: 2015-05-12
Also published as: DE19516861C2

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen einstufigen Gleichspan nungskonverter nach dem Gegentaktwandlerprinzip, mit einem Übertrager, des sen Primärseite über wenigstens zwei vermit tels einer Steuerschaltung alternierend angesteuerte Halblei terschalter mit einer eine Eingangsspannung liefernden Gleichspannungsquelle derart verbunden ist, daß die Primär seite alternierend in gegensinniger Richtung von Strom durch flossen ist, und dessen Sekundärseite mit Ausgangsklemmen verbunden ist, an denen eine Last anliegt.

Derartige, auch als getaktete Schaltnetzteile bekannte DC/DC- Konverter in hochempfindlicher Umgebung einzusetzen, in der z. B. kleine Steuersignale oder eine hochauflösende A/D-Kon vertierung gehandhabt werden, kann zu bemerkenswerten Proble men wie elektromagnetische Störungen in Kleinsignalblöcken bzw. Verstärkern dergestalt führen, daß geschaltete Impuls ströme und Gleichtaktstörungen unkontrollierbare Signale her vorrufen. Dazu kommt, daß herkömmliche Resonanzwandler einen in der Regel lediglich geringen Eingangsspannungsbereich auf weisen, was insbesondere zur Folge hat, daß Schalten der Transistoren im Strom- und insbesondere im Spannungsnull durchgang - namentlich am oberen Ende des Eingangsspannungs bereiches - nicht mehr erreicht werden kann. Im folgenden sollen anhand der in Fig. 1 dargestellten Konverterschaltung einige Nachteile aufgezeigt werden, wie sie bei der DC/DC- Konvertierung von niedrigen Spannung im Zusammenhang mit der Erzielung einer guten elektromagnetischen Verträglichkeit so wie eines weiten Eingangsbereiches auftreten, und zwar anhand eines in diesem Falle häufig angetroffenen mittelangezapften Gegentaktflußwandlers, entweder mit oder ohne Stromsteuerung, als Beispiel mit 12 V Eingang sowie einer Leistung von 120 Watt. Dargestellt ist ein Leistungstransformator 1 mit einem Ferritkern, dessen Primärwicklung 2 über zwei Halbleiter schalter 6 und 7 mit einer eine Eingangsspannung U_in liefern den Gleichspannungsquelle 5 an der Mittenanzapfung 4 derart verbunden ist, daß die Primärwicklung alternierend in gegen sinniger Richtung von Strom durchflossen ist. Des weiteren ist die Sekundärwicklung 3 des Leistungstransformators 1 über Gleichrichterdioden 15 und 16, einer Ausgangsdrossel 17 und einem Glättungskondensator 18 mit einem Lastwiderstand 19 verbunden. Zur alternierenden Ansteuerung der beiden Transi storen 6 und 7 werden aus einer nicht näher dargestellten Steuerschaltung Steuerimpulse an die Gates 8 und 9 der beiden Transistoren angelegt, wobei zur Überlastsicherung zumeist ein Stromfühler 20 erforderlich ist, der aus dem im Sekundär kreis fließenden Strom ein in Abhängigkeit der Last wirkendes Steuersignal ableitet. Die Hauptquelle elektromagnetischer Störungen bildet bei dieser Konfiguration der trapezförmige Eingangsstrom sowie die ein- und ausgeschaltete Spitzenampli tude von insgesamt mindestens 10 A. Ohne dicke Elektrolytkon densatoren niederer Impedanz zum Puffern und Laden wird die Eingangsspannung sicherlich mit Störungen unakzeptabler Amplitude überlagert. Unter normalen Umständen ist mindestens ein einstufiges π-Filter vonnöten. Im Gegensatz zu hochspan nungsbetriebenen Schaltnetzteilstufen ist ferner zu beobach ten, daß eine wirksame Unterdrückung der Spannungsspitzen bei der Transistorsperrung schwierig zu erreichen ist, und die V_CES- bzw. BV_DSS-Sicherheitsabstände in Bezug auf die doppelte Maximaleingangsspannung beträchtlich höher dimensioniert wer den müssen. Unterhalb 10 V Eingangsspannung ist die Erzeugung eines Current-Sense-Signals mit nicht vernachlässigbaren Wir kungsgradverlusten verbunden. Falls ein großer Eingangsspan nungsbereich benötigt wird, muß die Sperrspannung der sekun dären Gleichrichterdiode angepaßt werden. Der Einsatz des Shepard-Taylor-Konverters erweist sich bei 6 Volt Eingangs spannung als nicht praktikabel, da sich während der Durch gangsphase die Spannungsfälle in Durchlaßrichtung der betei ligten Halbleiter seriell addieren. Nach vielen Untersuchun gen hat die Erfahrung gezeigt, daß das Konverterproblem mit sehr niedriger Spannung sowie hohem Strom auf der Eingangs seite und mehr als nur einige Watt Ausgangsleistung zusammen mit großem Spannungsbereich und annehmbarer elektromagneti scher Verträglichkeit spezielle Lösungen erforderlich macht.

Ausgehend von den im Stand der Technik bekannten einstufigen Gleichspannungskonvertern nach dem Gegentaktwandlerprinzip liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, einen hochwirksamen Gleichspannungskonverter zur Verfügung zu stellen, welcher allenfalls niedrigste elektromagnetische Störungen erzeugt.

Diese Aufgabe wird durch einen einstufigen Gleichspannungskon vertern nach dem Gegentaktwandlerprinzip gemäß Anspruch 1 ge löst.

Der erfindungsgemäße Konverter zeichnet sich dadurch aus, daß die Primärseite des Übertragers über ein passives Netzwerk mit LC-Gliedern zur Ausbildung eines selbstschwingenden Reso nanzkreises mit den zumindest zwei Halbleiterschaltern ver bunden ist.

Mit dieser, lediglich eine Stufe auf der Primärseite des Übertragers besitzenden Konverteranordnung wird es ermög licht, daß in der Primärseite des Konverters ein gegenphasi ges Hochfrequenzspeisesignal von idealerweise angenähert si nusförmiger Gestalt erzeugt wird. Der erfindungsgemäße Kon verter ist inherent, d. h. ohne jegliche Stromfühler- ("current sense")-Maßnahmen oder sonstige Schutz-("Protec tion")-Schaltungen oder dergleichen selbstbegrenzend; gleich zeitig bilden sich bei dem erfindungsgemäßen Konverter ledig lich sogenannte "soft waveforms" (weiche Verläufe der Signal formen) aus, so daß eine ausgezeichnete elektromagnetische Verträglichkeit gewährleistet ist. Der erfindungsgemäße Kon verter erzeugt lediglich geringste elektromagnetische Störun gen und kann daher vorwiegend in elektromagnetisch störanfäl liger Umgebung, welche mit kleinen Gleichspannungen gespeist ist, wie beispielsweise in batteriegespeisten Einrichtungen oder Fahrzeugausrüstungen, Diagnosecomputer und dergleichen eingesetzt werden. Mit Ausnahme der ersten Harmonischen der Schaltfrequenz ist die elektromagnetische Störemission sehr niedrig, nennenswerte Stromwelligkeiten treten weder ein gangs- noch ausgangsseitig auf. Ein Test mit einem FM-Radio, welches in unmittelbare Nähe an den ungeschirmten Konverter gemäß der Erfindung gebracht wurde, ergab keine oder fast keine hörbaren Störungen.

Mit dem erfindungsgemäßen Konverteraufbau gelingt es ferner in vorteilhafter Weise, einen Eingangsspannungsbereich des Konverters von mindestens 6 : 1, insbesondere von 8 : 1, 10 : 1 und darüber zur Verfügung zu stellen. Der erfindungsgemäße Kon verter schaltet ultraweich (die Schalttransistoren arbeiten theoretisch verlustlos) in allen Betriebszuständen, sowohl bei Kurzschluß- als auch bei Nullast.

Dem Prinzip der Erfindung folgend weist das passive Netzwerk zur Ausbildung eines selbstschwingenden Resonanzkreises den Halbleiterschaltern nachgeschaltete Schwingkreisinduktivitä ten auf, deren jeweiliges ein Ende zum einen mit einer der jeweiligen Anschlußelektrode des zugeordneten Halbleiter schalters und zum anderen über eine erste Schwingkreiskapazi tät verbunden ist, und deren jeweils anderes Ende über eine parallel zur Primärseite des Übertragers geschaltete zweite Schwingkreiskapazität verbunden ist. Hierbei ist insbesondere vorgesehen, daß die Steuerschaltung in einer Rückkopplungsan ordnung zwischen der jeweiligen Anschlußelektrode und der Steuerelektrode des zugeordneten Halbleiterschalters ausge bildet ist. Bei einer bevorzugten Ausführung der Erfindung sind die dem einen Halbleiterschalter zugeordnete Schwing kreisinduktivität, die Schwingkreiskapazität, und die dem an deren Halbleiterschalter zugeordnete Schwingkreisinduktivität in Reihe verbunden. Hierbei kann insbesondere die dem einen Halbleiterschalter zugeordnete Schwingkreisinduktivität und die dem anderen Halbleiterschalter zugeordnete Schwingkreis induktivität magnetisch, vorzugsweise über einen Ferritkern, bezüglich der Stromlaufrichtung gegensinnig gekoppelt sein.

Die Primärseite des Übertragers kann aus zwei Wicklungen be stehen, die durch eine Kapazität gleichspannungsmäßig ge trennt sind.

Die Eingangsspannung der Gleichspannungsquelle ist über je weils eine Eingangsdrossel mit der entsprechenden Anschluß elektrode der zumindest zwei Halbleiterschalter verbunden, und jede Anschlußelektrode eines Halbleiterschalters ist mit einer Kapazität als Bestandteil des Gesamtschwingkreises ver bunden.

Bei einer besonders bevorzugten Ausführung der Erfindung ist der Steuerschaltung zur alternierenden Ansteuerung der zumin dest zwei Halbleiterschalter eine Nulldurchgangserfassungs schaltung zur Erfassung eines Nulldurchganges des an einer Anschlußelektrode eines Halbleiterschalters anliegenden Span nungsverlaufes zugeordnet. Hierbei schaltet die Steuerschal tung nach Erfassung eines Nulldurchganges des an einer An schlußelektrode des jeweils einen Halbleiter anliegenden Spannungsverlaufes jeweils diesen Halbleiterschalter ein. Die Nulldurchgangserfassungsschaltung liefert bei der Erfassung eines Nulldurchgangswertes des an einer Anschlußelektrode ei nes Halbleiterschalters anliegenden Spannungsverlaufes ein Triggerimpulssignal, aus dem ein Treiberimpulssignal zur An steuerung einer Steuerelektrode des Halbleiterschalters abge leitet wird. Hierbei stellt das Treiberimpulssignal ein zeit moduliertes Signal dar, dessen Pulsweite die Einschaltzeit dauer des jeweils angesteuerten Halbleiterschalters bestimmt.

Des weiteren kann der Steuerschaltung eine Schwingungsstabi lisierungsschaltung zugeordnet sein, die im Falle eines Feh lens eines Nulldurchganges des an einer Anschlußelektrode ei nes Halbleiterschalters anliegenden Spannungsverlaufes nach einer vorbestimmten Zeitdauer einen Schwingungsstabilisie rungsimpuls erzeugt, der ein Einschalten des zugeordneten Halbleiterschalters erzwingt. Hierbei kann vorgesehen sein, daß der von der Schwingungsstabilisierungsschaltung ausgege bene Schwingungsstabilisierungsimpuls und der von der Null durchgangserfassungsschaltung ausgegebene Nulldurchgangsim puls ODER-verknüpft sind. Des weiteren ist vorgesehen, daß die dem von der Schwingungsstabilisierungsschaltung ausgege benen Schwingungsstabilisierungsimpuls zugeordnete vorbe stimmte Zeitdauer größer ist als die (halbe) Schwingungsperi ode des Gleichspannungskonverters.

Ferner kann in vorteilhafter Weise der Steuerschaltung eine Impulsinterkorrelationsschaltung zugeordnet sein, die eine Interkorrelation bzw. eine Synchronisierung der beiden Phasen der von den beiden Halbleiterschaltern aus gegebenen Signal verläufe erzwingt.

Vorzugsweise arbeitet der Konverter bei einer Frequenz der alternierenden Ansteuerung der zumindest zwei Halbleiter schalter von größer als etwa 20 kHz, vorzugsweise von größer als etwa 100 kHz.

Die Halbleiterschalter stellen übliche Leistungs-MOSFET- Transistoren dar, wobei die jeweils eine Anschlußelektrode die Drain des Transistors, und die Steuerelektrode das Gate des Transistors darstellt.

Anhand der Zeichnung werden bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung näher erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 ein Schaltbild eines bisher verwendeten Gegentakt wandlers;

Fig. 2 ein Schaltbild zur Erläuterung der prinzipiellen Wir kungsweise des Konverters gemäß einem ersten Ausführungsbei spiel der Erfindung;

Fig. 3A, 3B die tatsächlich gemessenen Signalverläufe ei nes Konverters gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der Er findung bei einer Eingangsspannung von 6 V und maximaler Last;

Fig. 4A, 4B die tatsächlich gemessenen Signalverläufe ei nes Konverters gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der Er findung bei einer Eingangsspannung von 36 V und Nullast;

Fig. 5A, 5B die tatsächlich gemessenen Signalverläufe ei nes Konverters gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der Er findung bei einer Eingangsspannung von 6 V und Kurzschluß;

Fig. 6A ein Prinzipschaltbild des erfindungsgemäßen Konver ters;

Fig. 6B ein vereinfachtes Prinzipschaltbild des erfindungs gemäßen Konverters;

Fig. 7A, 7B und 7C jeweils Kurvenverläufe der im Konverter vorhandenen Signalformen bei einem sicheren, kritischen und fehlerhaften Schwingungsverhalten des Konverters;

Fig. 8 und Fig. 9 Kurvenverläufe und ein Prinzipschaltbild des erfindungsgemäßen Konverters zur Erläuterung des Zustan des bei Nullast und maximaler Eingangsspannung;

Fig. 10 ein Prinzipschaltbild des erfindungsgemäßen Konver ters zur Erläuterung des Kleinsignalabschnittes des Konver ters;

Fig. 11 ein detailliertes Schaltbild des Kleinsignalab schnittes des Konverters gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung;

Fig. 12 Signalverläufe zur Erläuterung der Impulsinterkorre lation bei dem Konverter gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung;

Fig. 13 ein Prinzipschaltbild einer Impulsinterkorrelations schaltung bei dem Konverter gemäß dem ersten Ausführungsbei spiel der Erfindung; und

Fig. 14 ein detailliertes Schaltbild des Kleinsignalab schnittes des Konverters gemäß einem zweiten Ausführungsbei spiel der Erfindung.

Bei den in der Zeichnung dargestellten erfindungsgemäßen Aus führungsbeispielen eines einstufigen Gleichspannungskonverter nach dem Gegentaktwandlerprinzip zeigt Fig. 2 ein Schaltbild mit einem Übertrager T, dessen Primärseite 22 über wenigstens zwei vermittels einer Steuerschaltung 23 alternierend ange steuerte Halbleiterschalter Q1 und Q2 mit einer eine Ein gangsspannung U_in liefernden Gleichspannungsquelle 24 derart verbunden ist, daß die Primärseite 22 alternierend in gegen sinniger Richtung von Strom durchflossen ist. Eine Mittenan zapfung 29 der Sekundärseite 25 des Übertragers T ist über eine Ausgangsdrossel L1 und einen Glättungskondensator 26 mit einer Ausgangsklemme 28 verbunden, an der eine Ausgangsspan nung U_out zur elektrischen Versorgung einer durch einen Wider stand 27 schematisch bezeichneten Last anliegt. Die Primär seite 22 des Übertragers T ist in erfindungsgemäßer Weise über ein passives Netzwerk 30 bestehend lediglich aus LC- Gliedern L2, L2′, C2, C3 und C3′ zur Ausbildung eines selbst schwingenden Resonanzkreises mit den beiden Halbleiterschal tern Q1 und Q2 in der dargestellten Weise verbunden. Dem Prinzip der Erfindung folgend weist das passive Netzwerk 30 zur Ausbildung eines selbstschwingenden Resonanzkreises hier bei den Halbleiterschaltern Q1 und Q2 nachgeschaltete Schwingkreisinduktivitäten L2 und L2′ auf, deren jeweiliges ein Ende zum einen mit einer der jeweiligen Anschlußelektrode bzw. der Drain D des zugeordneten Halbleiterschalters und zum anderen über eine erste Schwingkreiskapazität C3, C3′ verbun den ist, und deren jeweils anderes Ende über eine parallel zur Primärseite 22 des Übertragers T geschaltete zweite Schwingkreiskapazität C2 verbunden ist. Hierbei ist insbeson dere vorgesehen, daß die Steuerschaltung 23 in einer Rück kopplungsanordnung zwischen der jeweiligen Anschlußelektrode D und der Steuerelektrode bzw. dem Gate G des zugeordneten Halbleiterschalters ausgebildet ist. Somit sind die dem einen Halbleiterschalter Q1 zugeordnete Schwingkreisinduktivität L2, die Schwingkreiskapazität C2, und die dem anderen Halb leiterschalter Q2 zugeordnete Schwingkreisinduktivität L2′ in einer Reihenschaltung verbunden, wobei die Schwingkreis induktivität L2 und die Schwingkreisinduktivität L2′ magne tisch, vorzugsweise über einen Ferritkern 31, bezüglich der Stromlaufrichtung gegensinnig gekoppelt sind. Die Primärseite 22 des Übertragers besteht aus zwei Wicklungen 32 und 33, die durch eine Kapazität C1 gleichstrommäßig voneinander getrennt sind. Die Eingangsspannung U_in der Gleichspannungsquelle 24 ist über jeweils eine Eingangsdrossel L3 und L3′ mit der ent sprechenden Anschlußelektrode D der beiden Halbleiterschalter Q1 und Q2 verbunden.

Der Steuerschaltung 23 zur alternierenden Ansteuerung der Ga tes G der beiden Halbleiterschalter Q1 und Q2 ist gemäß Fig. 10 eine Nulldurchgangserfassungsschaltung 34 zur Erfassung eines Nulldurchganges des an einer Anschlußelektrode D eines Halbleiterschalters anliegenden Spannungsverlaufes zugeord net. Hierbei schaltet die Steuerschaltung 23 nach Erfassung eines Nulldurchganges des an einer Anschlußelektrode D des jeweils einen Halbleiterschalters anliegenden Spannungsver laufes jeweils diesen Halbleiterschalter ein. Die Nulldurch gangserfassungsschaltung 34 liefert bei der Erfassung eines Nulldurchgangswertes des an einer Anschlußelektrode eines Halbleiterschalters anliegenden Spannungsverlaufes ein Trig gerimpulssignal, aus dem vermittels einer Impulsdauermodula tionsschaltung 40 ein Treiberimpulssignal zur Ansteuerung ei ner Steuerelektrode G des Halbleiterschalters abgeleitet wird. Hierbei stellt das Treiberimpulssignal ein zeitmodu liertes Signal dar, dessen Pulsweite die Einschaltzeitdauer des jeweils angesteuerten Halbleiterschalters bestimmt.

Des weiteren ist der Steuerschaltung 23 eine Schwingungssta bilisierungsschaltung 32 zugeordnet, die im Falle eines Feh lens eines Nulldurchganges des an einer Anschlußelektrode D eines Halbleiterschalters Q1 oder Q2 anliegenden Spannungs verlaufes nach einer vorbestimmten Zeitdauer einen Schwin gungsstabilisierungsimpuls 42 erzeugt, der ein Einschalten des zugeordneten Halbleiterschalters Q1 oder Q2 erzwingt. Hierbei ist vorgesehen, daß der von der Schwingungsstabili sierungsschaltung 36 ausgegebene Schwingungsstabilisierungs impuls und das von der Nulldurchgangserfassungsschaltung 42 aus gegebene Triggerimpulssignal vermittels ODER-Gatter 43 und 44 ODER-verknüpft sind. Ferner ist der Steuerschaltung eine Impulsinterkorrelationsschaltung 41 zugeordnet, die eine In terkorrelation bzw. eine Synchronisierung der beiden Phasen der von den beiden Halbleiterschaltern aus gegebenen Signal verläufe erzwingt.

Gestützt auf die Tatsache, daß bei den bislang bekannten Kleinspannungskonvertern elektromagnetische Störungen aus schließlich von Stromänderungen pro Zeiteinheit verursacht werden (Spannungsänderungen pro Zeiteinheit sind vergleichs weise harmlos und eine wirksame Abschirmung leicht zu ver wirklichen), können zunächst folgende grundsätzlichen Er kenntnisse angegeben werden:

1) Am Eingang des Konverters ist eine Induktivität L angeord net; der (die) sich anschließende(n) Schalttransistor(en) ar beitet(n) dergestalt, daß der Dauerstrom durch die Spule eine möglichst kleine Welligkeit aufweist. Im Ausgangsteil wird der Strom mittels nachfolgender Kapazitäten nachgesiebt.
2) Trotz der Forderung nach großem Eingangsspannungsbereich wurde auch aus Gründen der Wirtschaftlichkeit sowie wegen möglicher Synchronisations- und Beeinflussungsprobleme eine einstufige Anordnung als vorteilhafter erkannt.
3) Die Wellenform sollte weich sein.

Im folgenden werden der Leistungsteil und die mehreren Ein gangsspannungen sowie Belastungsfällen zugeordneten Signal verläufe bei dem erfindungsgemäßen Konverter einander gegen übergestellt. Dabei wird die Technik der synchronen Gleich richtung als bekannt vorausgesetzt. Im Falle höherer Aus gangsspannungen oder geringerer Wirkungsgradanforderungen können Dioden eingesetzt werden. Der Konverter begrenzt sich aus sich heraus, ein Stromfühler ist daher hinfällig.

Die Spannungsverläufe wurden aus einer kleinen 40 W (5 V, 8 A) Version mit einem Eingangsspannungsbereich von 6 bis 36 V gewonnen.

Bemerkung: Natürlich sind Primär- und Sekundärkreis vollstän dig voneinander isoliert. Der Einfachheit halber wurden ge meinsame Massesymbole verwendet. Das Fehlerspannungs- Ausgangssignal wird mit einem Optokoppler 45 übertragen.

In den Fig. 3A, 3B, 4A, 4B, 5A, 5B sind die tatsächlich gemessenen Signalverläufe eines Konverters gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung dargestellt. Die Fig. 3A und 3B zeigen den Fall bei einer Eingangsspannung von 6 V und maximaler Last. Mit den Bezugszeichen 35 ist der Verlauf der Drain-Source-Spannung-U_DS des Halbleiterschalters Q1 bezeich net, 36 ist die Gate-Source-Spannung U_GS des Halbleiterschal ters Q1, 37 ist die Drain-Source-Spannung-U_DS des Halbleiter schalters Q2, und 38 ist die Gate-Source-Spannung U_GS des Halbleiterschalters Q2. Hierzu entsprechend gemessene weitere Signalverläufe sind in Fig. 3B dargestellt, und zwar bezeich net die Bezugsziffer 39 die Spannung U_C2 zwischen den Klemmen der Schwingkreiskapazität C2, und die Bezugsziffer 40 gibt die Spannung U₂₉ am Mittenanzapfungspunkt der Sekundärseite des Übertragers, bezogen auf die sekundärseitige Masse wie der. In den Fig. 4A und 4B sind die entsprechenden Signalver läufe im Falle einer Eingangsspannung von U_IN = 36 V und Nullast dargestellt, und die Fig. 5A und Fig. 5B zeigen den Fall einer Eingangsspannung von U_IN = 6 V und Kurzschluß.

Die Fig. 3 bis 5 zeigen in durch Messung gewonnene Signalver läufe in eindrucksvoller Weise die außergewöhnlichen Eigen schaften des erfindungsgemäßen Konverters. An den Drains D der Halbleiterschalter Q1 und Q2 erscheinen somit Wellenzüge, welche sinusförmigen Halbwellen ähneln (vergleiche dazu auch die mathematische Beschreibung weiter unten), und welche stets auf Null Volt und darunter zurückkehren. Dieser Null durchgang macht einen entsprechenden Transistor Q1 oder Q2 für eine gewisse Zeit leitend (Nullspannungsschaltung), mit maximaler zeitlicher Begrenzung im Falle einer minimalen Ein gangsspannung, Maximal- oder Überlast. Mit höherer Eingangs spannung und/oder Lastverminderung wird diese Zeit verkürzt (On-Time-Modulation, d. h. Einschaltdauer eines Leistungstran sistors) bis zu einem sehr kleinen Wert im Falle der Maxi malspannung und Nullast. Diese Pulsdauer kann von 0 bis hin auf zu 80% variieren. Dasselbe passiert inzwischen mit dem zweiten Transistor, wobei diese Ein-Phasen in einem symme trisch wechselnden Zeitmuster ablaufen (siehe dazu den Ab schnitt "Pulsbeeinflussung").

Der ganze Vorgang wird mit den Nulldurchgängen automatisiert, welche die Einschaltphasen der Transistoren triggern. Der Konverter ist daher selbstschwingend.

An der Schwingkreiskapazität C2 fällt somit eine annähernd sinusförmige Spannung ab, deren Amplitude in einem weiten Be reich gesteuert werden kann.

Der beim Nulldurchgang augenblicklich ausgeführte Schaltvor gang, herbeigeführt durch eine positive Gatespannung, mini miert Verluste während negativer Stromintervalle des Transi stors durch Kurzschließen der internen Antiparallel-Diode (mit deren 0,7 Volt Spannungsfall in Durchlaßrichtung) mit dem nunmehr leitenden Kanal (ähnlich wie bei der Synchron- Gleichrichtung).

Im folgenden werden die Kurvenverläufe des erfindungsgemäßen Konverters vermittels einer näherungsweisen Berechnung näher untersucht. Aus Gründen der Vereinfachung werden hierbei die folgenden Näherungen eingeführt, wobei die entsprechenden Pa rameter bei einer ausreichenden Dimensionierung auf die ge samte Konverterfunktion keinen nennenswerten Einfluß haben. Die ursprünglichen Integral-/Differentialgleichungen müssen zusammen mit deren Integrationskonstanten (die wiederum von den Anfangsbedingungen abhängen) verstanden werden als die sich ergebenden Strom- und Spannungskurven direkt beim Ein schalten des Transistors (das heißt Schalter geschlossen bei t = 0) und beim Ausschalten (Schalter geöffnet bei t = 1) Dabei verbleibt der gesamte Schwingungsvorgang des Konverters in einem stabilen Zustand. Dies ist der einfachste und di rektmöglichste Ansatz. Folgende Näherungen werden angenommen:

1. Die Drossel L1 im Ausgangskreis wird willkürlich als sehr groß, quasi-unendlich, betrachtet, so daß der Brumm des Aus gangsstromes zu (quasi) null wird, was bedeutet, daß der Aus gangsstrom konstant gleich I_k-out ist.
2. Die Drosseln L3 im Eingangskreis sind ebenfalls willkür lich als sehr groß, quasi-unendlich, betrachtet, so daß der Brumm des Eingangsstromes zu (quasi) null wird, was bedeutet, daß der Eingangsstrom konstant gleich I_k-in ist.
3. Im folgenden wird nur die (interessantere) Situation einer Transistor-On-Time von mehr als 50% in Betracht gezogen. Hierbei gibt es kein Zeitintervall mehr, in dem beide Transi storen gleichzeitig gesperrt sind. Deswegen ist das in Fig. 6A und Fig. 6B dargestellte Ersatzschaltbild zulässig. Hier bei gelte folgende Vorzeichen-Funktion: Bei einem an C2 posi tiven Spannungsfall ist I_k-out negativ und umgekehrt. Ströme in Pfeilrichtung sind positiv. C1 dient lediglich zur Besei tigung von Gleichstrom-Gleichgewichtsstörungen der durch schnittlichen Kurvenformen an den Transitor-Drains D, welche beispielsweise durch nicht völlige Gleichheit der Ein-Zeiten etc. verursacht sind und hier weggelassen werden. Wenn der andere Schalter öffnet, ist I_k-in einfach negativ einzutragen. Da I_k-in nur in der Transistor-Sperrphase interessiert und das Netzwerk L2, C3, C3′ symmetrisch angelegt und mit dem trans formierten Ausgangsstrom belastet ist, kann die elektrische Gleichwertigkeit leicht erkannt werden.

Damit erhält man bei geschlossenem Schalter:

differenziert ergibt sich:

Abhängig von den Anfangsbedingungen bei t₀, U_C2(t₀), i(t₀), I_kout besitzt die Differentialgleichung (4) die Lösung

Der Spezialfall U_C2(t₀) = 0 wird weggelassen, da er im prakti schen Einsatz irrelevant ist.

Die Integrationskonstante K1 wird im wesentlichen von U_C2(t₀) bestimmt, daher ergibt sich:

Bei offenem Schalter wird die Lage umfangreicher. Man erhält

differenziert ergibt sich:

Abhängig von den Anfangsbedingungen, offener Schalter bei t₁, V_C2(t₁), V_C3(t₁) (=0), i(t₁), I_k-out, I_k-in, besitzt Gleichung (12) die Lösung

mit

Wieder wird der Spezialfall U_C2(t₁) = 0 der Kürze halber weg gelassen. Analog zu (6) sind die zwei sich ergebenden Span nungsverläufe der Kapazitäten bestimmt zu

Hauptsächlich bei niedriger Eingangsspannung U_in und hohem, maximalen oder Überlast-Eingangsstrom kann es passieren, daß U_C2 und deshalb I_k-out während des Intervalles bei offenem Schalter die Polarität wechselt. In diesem Falle ergibt sich wegen U_C2 = 0 bei t₂ (I_k-out braucht nur mit geändertem Vorzei chen in die Gleichungen (13) bis (16) eingesetzt zu werden)

mit

Damit kann das Kriterium für ein stabiles Schwingungsverhal ten wie folgt angegeben werden. Am Ende des Aus-Zeit-Inter valls muß U_C3 automatisch zu null werden. Hauptsächlich bei niedriger Eingangsspannung und Maximallast kann die Situation kritisch werden. Zur Sicherstellung des Nulldurchganges muß die Bedingung

selbst im Grenzfall einer maximalen Ein-Zeit des Schalters erfüllt sein. (Ψ2 ist dasselbe wie in (17), (18), (19) und (20), U_C2 ist bereits bei t₂ durch null gegangen).

Die drei möglichen, aus (19) und (20) resultierenden Kurven formen sind in den Fig. 7A, Fig. 7B und Fig. 7C dargestellt.

Da der Nulldurchgang von U_C3 die nächste Ein-Phase triggert, führt Fall drei gemäß Fig. 7C zum sofortigen Schwingungsab bruch.

Im folgenden werden die Verhältnisse bei einem stabilen Schwingungszustand gemäß Fig. 7A näher erläutert. Alle bishe rigen Ausdrücke zeigen die sich innerhalb einer Konverter- Halbperiode ergebenden Kurvenformen, ohne jeglicher Notwen digkeit, daß die darauffolgend "produzierte" Kurvenform der vorhergehenden identisch sei. Aufgrund des Modelles vom kon stanten Eingangs- wie Ausgangsstromes und gewisser sich wie derholender Bedingungen, z. B. U_C2 erreicht den Scheitelwert bei i = I_k-out, ist es möglich, zugehörige Gleichungen abzu leiten. In den meisten praktischen Anwendungen wird das Ver hältnis C2/C3 um 3 bis 6 liegen, so daß mit einem Verhältnis der Windungszahlen des Transformators T von np/ns ≈ 4,5 U_in/U_out zu rechnen sein wird.

Unter Benutzung von

und einem festen C2/C3-Verhältnis vereinfacht sich alles (bei gegebenem U_in, U_out, L2, C2, C2/C3 = 5, t_on-max pro Transistor, "quasi-unendlichen" L1, L3 zu

repräsentieren einen Fall mit diesen Annahmen. Das in Glei chung (24) erwähnte t_on sollte als Wert für ein maximales P_out interpretiert werden, da andernfalls Bedingung (21) im Falle weiterer On-Time-Zunahme verletzt würde.

Es sollte erwähnt werden, daß diese Ausdrücke nur ohne Seri en- oder Parallelwiderstandsverluste gelten, welche durch nicht-ideale Blindwiderstände, Schalttransistoren und Dioden verursacht werden. In der Praxis ergeben sich beträchtliche Abweichungen. Wenn die oben berechneten Parameter in die wei ter oben präsentierten Gleichungen für die Wellenform einge setzt werden, entsteht gemäß (21) der Eindruck einer großen Sicherheitsmarge. In Wirklichkeit muß von einem engeren Wert ausgegangen werden. L1 und L3 sind einfach in Anlehnung an die geforderte Stromwelligkeit konzipiert.

Werte für Spitzenspannung und -strom in den Schalttransisto ren werden durch Kombination von (16), (19) und (5), (13) und (17) mit (25) erhalten. Als Faustregel gilt, daß U_DSS etwa den Wert 2,9 · U_{in max} erreichen kann. Der positive Spitzenstrom ist gegeben mit

Die erfindungsgemäße Konverteranordnung dieses Entwurfes be nötigt keinerlei Stromfühler, was als großer Vorteil anzuse hen ist. Die selbstbegrenzende Charakteristik wird durch die Tatsache erklärt, daß die Wechselspannung bei C2 zusammen bricht. Bei totalem Kurzschluß geht die Wechselspannungskom ponente an diesem Punkt (theoretisch) gegen null und ∫ i dt während der zweiten Hälfte der Leitphase jedes Transistors kehrt zurück zur Eingangs-Versorgungsspannung während der er sten Hälfte (der Transistorstrom der Durchgangsphase wird ne gativ). In Betracht gezogen werden muß, daß diese Beschrän kung ausschließlich die Gesamtleistung berücksichtigt, so daß schwach dimensionierte Dioden etc. zusätzlicher Ausgangskrei se zerstört werden können. Überlast- und Kurzschlußstrom neh men ebenfalls bei zunehmender Eingangsspannung zu, selbst un ter Anwendung vorwärtsgespeister Einschaltbegrenzung (siehe Abschnitt "Kleinsignale"). Unter gewissen Umständen wird die Bedingung (21) verletzt, was den Schwingungszustand sofort beendet. Meistens erfolgt eine Rückspeisung des Kleinsi gnalteils durch den Leistungsteil sowie der Initialstart durch eine Verbindung über einen hochohmigen Widerstand an U_in, falls eine Unterspannungslockouteigenschaft mit kleinem Off-Strom vorgesehen ist. Dies vereinfacht die thermische Be herrschung dieser Situation.

Im folgenden werden die Verhältnisse bei NULL-Last, maximaler Eingangsspannung U_in näher erläutert. Der resultierende sehr breite Eingangsspannungsbereich dieser Topulogie ist relativ einfach zu verstehen. Bei NULL-Last führt die Sekundärseite eine Spitzengleichrichtung durch, und die Primärseite nähert sich in Ihrer Funktion einem Gegentakt-Colpitts-Oszillator. Dieser Sachverhalt ist in den Fig. 8 und Fig. 9 näher darge stellt.

Im Hinblick auf den Rest der effektiven resonanten Schal tungsbestandteile können L2, C2, C3 und C3′ (auf der anderen Hälfte, vgl. Fig. 9) als in Reihe verbunden betrachtet wer den. Somit ergibt sich

und umgeordnet:

Abgeleitet aus der Gleichung (24), wobei das darin erwähnte U_in als Minimalwert angesehen werden kann, bei dem der Konver ter gerade U_out bei Maximallast erzeugen kann, und wiederum C2/C3 = 5, ergibt sich offenbar

Dieses Verhältnis ist unter den jeweiligen Grenzbedingungen (Maximallast bei minimaler Eingangsspannung U_in und umge kehrt) theoretisch. Da es unmöglich ist, den Einschaltzyklus eines Transistors bis zu einer wirklich extremen kurzen Zeit dauer zu steuern, und aufgrund gewisser parasitärer Effekte, die hier nicht näher erläutert werden, ist der maximal er reichbare obere Eingangsspannungspegel erheblich geringer.

Im folgenden wird der Kleinsignalabschnitt der erfindungsge mäßen Konverteranordnung anhand der Fig. 11 bis Fig. 13 näher erläutert.

In der Schaltung gemäß Fig. 11 bezeichnet die Bezugsziffer 61 einen kombinierten Nulldurchgangserkennungskomparator mit Nulldurchgangsausfalldiskriminator. Dieser Teil der Schaltung arbeitet derart, daß nach einer vorbestimmten Zeitdauer, wäh rend der kein Null-Durchgang der an der Drain des Schalttran sistors Q1 liegenden Spannung 62 erscheint, automatisch ein Impulssignal 63 am Ausgang der Single-Shot-Monoflop-Stufe 64 ausgegeben wird, welche der Schaltung 61 nachgeschaltet ist. Das Impulssignal 63 liegt an den Eingängen eines normalen S- R-Latch-Registers 65 an, welches ausgangsseitig mit zwei Rücksetztransistorstufen 66 und 67 verbunden ist, die durch ein Flip-Flop 68 alternierend gesperrt werden. Die beiden schematisch als Schalter 69 und 70 dargestellten Schaltkreise stellen Analogmultiplexer (2 auf 1) vom Typ 4016 (H-aktiv) dar, an deren Ausgang 71 das alternierend zugeschaltete Downslope-Signal 72 ansteht. Die Bezugsziffer 73 bezeichnet eine Widerstandsmatrix, dessen ausgehendes Signal 74 um eine am Minuseingang 75 stehende Gleichkomponente invers verscho ben wird. Die mit der Bezugsziffer 76 gekennzeichnete Schal tung stellt ebenfalls eine Latch-Schaltung dar, welche fol gende Eigenschaft besitzt: Sofern der dem Schalttransistor Q1 zugeordnete Ausgang low wird, bleibt diese low, auch wenn der Komparator 77 auf high zurückgesetzt wird. Am Ausgang 78 steht das zur Ansteuerung des Gate des Schalttransistors Q1 ausgegebene Signal an. Die Schaltung gemäß Fig. 11 ist hin sichtlich des zweiten Schalttransistors Q2 symmetrisch aufge baut, so daß sich eine nähere Erläuterung dieses Schaltungs teiles erübrigt. Im übrigen ergeben sich weitere schaltungs technische Einzelheiten für den Fachmann ohne weiteres aus dem ausführlichen Schaltplan gemäß Fig. 11.

Der Steueralgorhythmus wurde bereits eingeführt, so daß die zur Realisierung benötigte Beschaltung anhand Fig. 10 bis 13 einfach zu verstehen ist. Die grundsätzliche Funktionsweise ist wie folgt. Die Nulldurchgänge der Wellenzüge von beiden Transistordrains werden erfaßt und dadurch und vermittels ei ner Monoflopstufe werden zwei Triggerimpulse erzeugt. Jeder Triggerimpuls stellt ein Startkommando einer linearen Säge zahnrampe dar, welche mit einem Komparator verbunden ist. An dem anderen Eingang des Komparators liegt ein um die Steuer schleife verschobener Gleichspannungspegel plus eine speziel le Wellenform (vgl. den Abschnitt über die Impulsinterkorre lation) an, wodurch sich ein zeitdauermodulierter Rechteckim puls ergibt, der, nach einer geeigneten Verstärkung, die An steuerimpulse der Gates des jeweiligen Transistorschalters darstellt. Die Pulsweite der beiden Impulse kann von null bis etwa 80% variieren. Die gesamte Impulsdauer ist auf einen festen Maximalwert begrenzt, der in den meisten Weitbe reichsanwendungen mit ansteigender Eingangsspannung U_in ge kürzt werden sollte.

Es folgt eine Erläuterung des Anlaufmodus und der Schwin gungsstabilisierungsschaltung. Das selbstoszillierende System gemäß der vorliegenden Erfindung kann nicht von alleine star ten. Demgemäß ist es zumindest für den ersten Zyklus notwen dig, daß die Transistoren von außen eingeschaltet werden. Aufgrund der Tatsache, daß der Strom in der Ausgangsdrossel L1 in einer erheblich größeren Zeitdauer im Vergleich zur Konverteroszillationsperiode ansteigt, liegt ein Zeitfenster vor, in welchem Nulldurchgänge sogar bei geringeren Impuls wiederholungsraten existieren. Dadurch kann das gesamte Sy stem in den regulären Schwingungsmodus gezwungen werden. Es kann aufgrund von beispielsweise elektromagnetischen Störun gen des Kleinsignalabschnitten vorkommen, daß die Nulldurch gangserfassung fehlschlägt, oder, durch gewisse Ereignisse, der Nulldurchgang selbst fehlt. Für einen unverzüglichen Neu start werden die zeitlichen Abstände zwischen den Nulldurch gangsimpulsen permanent überwacht. Falls nach einer bestimm ten Zeitdauer, die etwas größer als die längste Konverterpe riode ist, kein Nulldurchgang auftreten sollte, wird der ent sprechende Transistor zwangsweise erneut eingeschaltet. Dies wird durch einen Schaltkreis bewirkt, der im folgenden als Schwingungsstabilisierungsschaltung, oder Nulldurchgangsaus falldiskriminator bezeichnet ist, und deren Ausgang mit den Nulldurchgangsimpulsen ODER-verbunden ist. Dies ermöglicht einen automatischen Gesamtstart des erfindungsgemäßen Kon vertors.

Im weiteren wird die Impulsinterkorrelation der Phasen der Signalverläufe des Konvertors erläutert. Bei einem System wie dem vorbeschriebenen mit zwei Kanälen, von denen jeder Kanal selbst rückgekoppelt ist, würden die beiden Phasen ohne wei tere Maßnahmen gegeneinander weglaufen, so daß sich in kürze ster Zeit ein Abbruch der Schwingung ergeben würde. Die bei den Phasen müssen daher in ein festgelegtes symmetrisches Ge gentaktzeitablaufmuster gezwungen werden. Dies wird hier mit einigen digitalen Schaltungsmaßnahmen durchgeführt, die wie derum anhand der in Fig. 12 dargestellten Kurvenverläufe und der in Fig. 13 dargestellten Prinzipschaltung näher erläutert werden.

Bei der schematischen Darstellung gemäß Fig. 12 bezeichnen die Bezugsziffern 80 den zeitlichen Spannungsverlauf an der Drain des Schalttransistors Q1, 81 den entsprechenden Span nungsverlauf bei der Drain des Schalttransistors Q2, 82 ein Down-Slope-Signal, welches mit einem Up-Slope-Signal 83 ver glichen wird. 84 bezeichnet den resultierenden, d. h. verlän gerten oder auch gegebenenfalls verkürzten Gate-Steuerimpuls. Die Signalverläufe 82 und 83, und der resultierende Gate- Steuerimpuls 84 werden mit dem Schaltungsteil gemäß Fig. 13 erzeugt.

Die Sägezahnrampe 83 zur Beendigung des Gateantriebsimpulses des aktiven Transistors wird mit dem abwärts laufenden Signal 82 verglichen. Der Startpunkt dieser Vergleichswellenform wird durch den vorhergehenden Nulldurchgangsimpuls bei dem anderen Transistor getriggert. Nach der Beendigung des Gate antriebsimpulses wird diese Wellenform durch den nächstfol genden Nulldurchgang zurückgesetzt. Die gesamte Prozedur wird alternierend zwischen den beiden Leistungstransistorphasen durchgeführt. Da sich die zeitlichen Beziehungen in einem großen Bereich ändern können, und damit Schwierigkeiten auf grund von Überlappen der Wellenzüge vermieden werden, wird eine Einstellung mit zwei Signalen und einem Toggle-Flip-Flop bevorzugt. Falls eine Phase die Tendenz hat, wegzulaufen, beispielsweise aufgrund einer Störung, erscheint ein Null durchgang um einen gewissen Zeitwert später, so daß die EIN- Zeit des folgenden anderen Transistors verlängert wird, und somit die andere Phase mit diesem Wert angezogen wird. Das gesamte Ergebnis der Verschiebungen innerhalb des gesamten Leistungs- und Kleinsignalschaltkreises stellt lediglich eine stationäre Phasenverschiebung dar.

In Fig. 14 ist ein alternatives Ausführungsbeispiel für den Kleinsignalsteuerabschnitt dargestellt. Der Bestandteil 85 bezeichnet hierbei einen steuerbaren Sägezahngenerator mit Mehrfachbuffer, um Jittereffekte aufgrund von Schwankungen der Flankensteilheit am Komparatorausgang zu eliminieren. 86 bezeichnet eine konstante Referenzspannung. Am Ausgang des Sägezahngenerators 85 ist ein normales D-Flip-Flop 87 ange ordnet, dem ein digitaler Positivflankendetektor 88 nachge schaltet ist. An dessen Ausgang sind monostabile Multivibra toren 89 und 90 angeschlossen, wobei mit der Bezugsziffer 91 ein Symmetrierungsglied bezeichnet ist. Der Bestandteil 92 stellt einen Regelverstärker dar, der über den Optokoppler 45 mit einer Spannungsfolgestufe 94 für die Feedforward- Begrenzung verbunden ist. 95 bezeichnet eine Undervoltage Lockout-Stufe, und 96 bezeichnet einen Sägezahngenerator zum kontinuierlichen Hochregeln der Leistung beim Einschalten. Die Schaltungsbestandteile 92, 95 und 96 sind in vielen Schaltnetzteilen vorgesehen und dem Fachmann an sich geläu fig, so daß eine nähere Erläuterung nicht erforderlich ist.

Die Leistungsgrenze der erfindungsgemäßen Schaltung wird hauptsächlich durch die Stromeigenschaften der Leistungs schalttransistoren bestimmt. Es wurde bereits erwähnt, daß im Vergleich zu dem herkömmlichen Gegentaktkonverter der Spit zenstrom lediglich geringfügig größer ist. Bei einer Ein gangsspannung von 6 V ist eine vernünftige obere Leistungs grenze etwa 70, mit guten low-R_on-FETS 100 W, bei größeren Minimumseingangsspannungen beträchtlich höher, da zusätzlich wegen des großen C3 Parallelverbindungen von lediglich weni gen Transistoren problemlos möglich sind. Da der Konverter gemäß der Erfindung von vorneherein eine Stromquellenaus gangscharakteristik besitzt, sollte es des weiteren möglich sein, mehrere Einheiten parallel zu schalten, wobei deren Steuerschleifen in einer Master-Slave-Kopplung verbunden wer den. Unter der Voraussetzung eines im Hinblick auf den Ener gieverbrauch optimierten Kleinsignalabschnittes sind bei ei ner Ausgangsspannung von 5 V und einer Eingangsspannung von 6 V Wirkungsgrade von 80% und geringfügig darüber erreichbar. Als hauptsächliche Dissipationsquelle wurde die Induktivität L2 ausgemacht, und zwar aufgrund ihres hohen Wechselstromes und der hohen magnetischen Aussteuerung.

Claims

1. Einstufiger Gleichspannungskonverter nach dem Gegentakt wandlerprinzip, mit einem Übertrager (T), dessen Primärseite (22) über wenigstens zwei vermittels einer Steuerschaltung (23) alternierend angesteuerte Halbleiterschalter (Q1, Q2) mit einer eine Eingangsspannung U_in liefernden Gleichspan nungsquelle (24) derart verbunden ist, daß die Primärseite (22) alternierend in gegensinniger Richtung von Strom durch flossen ist, und dessen Sekundärseite (25) mit einer Aus gangsklemme (28) verbunden ist, an denen eine Ausgangsspan nung (U_out) zur Versorgung einer Last anliegt, dadurch gekennzeichnet, daß die Primärseite (22) des Übertragers als Bestandteil eines passiven Netzwerkes (30) mit LC-Gliedern (L2, L2′, C2, C3, C3′) zur Ausbildung eines selbstschwingenden Resonanzkreises mit den zumindest zwei Halbleiterschaltern (Q1, Q2) verbunden ist.

2. Gleichspannungskonverter nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet, daß das passive Netzwerk (30) zur Ausbildung eines selbstschwingenden Resonanzkreises den Halbleiterschaltern (Q1, Q2) nachgeschaltete Schwingkreisinduktivitäten (L2, L2′) aufweist, deren jeweiliges ein Ende zum einen mit einer der jeweiligen Anschlußelektrode (D) des zugeordneten Halbleiter schalters und zum anderen über eine erste Schwingkreiskapazi tät (C3, C3′) verbunden ist, und deren jeweils anderes Ende über eine parallel zur Primärseite (22) des Übertragers (T) geschaltete zweite Schwingkreiskapazität (C2) verbunden ist.

3. Gleichspannungskonverter nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (23) in einer Rück kopplungsanordnung zwischen der jeweiligen Anschlußelektrode (D) und der Steuerelektrode (G) des zugeordneten Halbleiter schalters (Q1, Q2) ausgebildet ist.

4. Gleichspannungskonverter nach Anspruch 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die dem einen Halbleiterschalter (Q1) zu geordnete Schwingkreisinduktivität (L2), die zweite Schwing kreiskapazität (C2), und die dem anderen Halbleiterschalter (Q2) zugeordnete Schwingkreisinduktivität (L2′) in Reihe ver bunden sind.

5. Gleichspannungskonverter nach Anspruch 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die dem einen Halbleiterschalter (Q1) zu geordnete Schwingkreisinduktivität (L2′) und die dem anderen Halbleiterschalter (Q2) zugeordnete Schwingkreisinduktivität (L2′) magnetisch, vorzugsweise über einen Ferritkern (31), bezüglich der Stromlaufrichtung gegensinnig gekoppelt sind.

6. Gleichspannungskonverter nach Anspruch 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Primärseite (22) des Übertragers aus zwei Wicklungen (32, 33) besteht, die durch eine Kapazität (21) gleichspannungsmäßig getrennt sind.

7. Gleichspannungskonverter nach Anspruch 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsspannung (U_in) der Gleich spannungsquelle (24) über jeweils eine Eingangsdrossel (L3, L3′) mit der entsprechenden Anschlußelektrode (D) der zumin dest zwei Halbleiterschalter (Q1, Q2) verbunden ist.

8. Gleichspannungskonverter nach Anspruch 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß das nutzbare Eingangsspannungsverhältnis mindestens 6 : 1, insbesondere mehr als 8 : 1, 10 : 1 und darüber beträgt.

9. Gleichspannungskonverter nach Anspruch 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerschaltung (23) zur alternieren den Ansteuerung der zumindest zwei Halbleiterschalter (Q1, Q2) eine Nulldurchgangserfassungsschaltung (34) zur Erfassung eines Nulldurchganges des an einer Anschlußelektrode (D) ei nes Halbleiterschalters anliegenden Spannungsverlaufes zuge ordnet ist.

10. Gleichspannungskonverter nach Anspruch 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (23) nach Erfassung eines Nulldurchganges des an einer Anschlußelektrode (D) des jeweils einen Halbleiter anliegenden Spannungsverlaufes je weils diesen Halbleiterschalter einschaltet.

11. Gleichspannungskonverter nach Anspruch 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Nulldurchgangserfassungsschaltung (34) bei der Erfassung eines Nulldurchgangswertes des an ei ner Anschlußelektrode (D) eines Halbleiterschalters anliegen den Spannungsverlaufes ein Triggerimpulssignal liefert, aus dem ein Treiberimpulssignal zur Ansteuerung einer Steuerelek trode (G) des Halbleiterschalters abgeleitet wird.

12. Gleichspannungskonverter nach Anspruch 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß das Treiberimpulssignal ein zeitmodulier tes Signal darstellt, dessen Pulsweite die Einschaltzeitdauer des jeweils angesteuerten Halbleiterschalters bestimmt.

13. Gleichspannungskonverter nach Anspruch 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerschaltung eine Schwingungssta bilisierungsschaltung (42) zugeordnet ist, die im Falle eines Fehlens eines Nulldurchganges des an einer Anschlußelektrode eines Halbleiterschalters anliegenden Spannungsverlaufes nach einer vorbestimmten Zeitdauer einen Schwingungsstabilisie rungsimpuls erzeugt, der ein Einschalten des zugeordneten Halbleiterschalters erzwingt.

14. Gleichspannungskonverter nach Anspruch 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß der von der Schwingungsstabilisierungs schaltung (42) ausgegebene Schwingungsstabilisierungsimpuls und der von der Nulldurchgangserfassungsschaltung (34) ausge gebene Nulldurchgangsimpuls ODER-verknüpft sind.

15. Gleichspannungskonverter nach Anspruch 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß die dem von der Schwingungsstabilisie rungsschaltung ausgegebenen Schwingungsstabilisierungsimpuls zugeordnete vorbestimmte Zeitdauer größer ist als die halbe Schwingungsperiode des Gleichspannungskonverters.

16. Gleichspannungskonverter nach Anspruch 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerschaltung (23) eine Impulsin terkorrelationsschaltung (41) zugeordnet ist, die eine Inter korrelation bzw. eine Synchronisierung der beiden Phasen der von den beiden Halbleiterschaltern aus gegebenen Signalverläu fe erzwingt.

17. Gleichspannungskonverter nach Anspruch 1 bis 16, dadurch gekennzeichnet, daß in Abhängigkeit der Last am Ausgang der Sekundärseite die EIN-Zeit der Halbleiterschalter verkürzt oder verlängert wird.

18. Gleichspannungskonverter nach Anspruch 1 bis 17, dadurch gekennzeichnet, daß in der Primärseite des Konverters ein ge genphasiges Hochfrequenzspeisesignal von idealerweise angenä hert sinusförmiger Gestalt erzeugt wird.

19. Gleichspannungskonverter nach Anspruch 1 bis 18, dadurch gekennzeichnet, daß der Konverter inherent selbstbegrenzend arbeitet.

20. Gleichspannungskonverter nach Anspruch 1 bis 19, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz der alternierenden Ansteue rung der zumindest zwei Halbleiterschalter größer als 20 kHz, vorzugsweise größer als 100 kHz beträgt.

21. Gleichspannungskonverter nach Anspruch 1 bis 20, dadurch gekennzeichnet, daß die Halbleiterschalter (Q1, Q2) Lei stungs-MOSFET-Transistoren darstellen, und die jeweils eine Anschlußelektrode die Drain des Transistors, und die Steuere lektrode das Gate des Transistors darstellt.

22. Gleichspannungskonverter nach Anspruch 1 bis 21, dadurch gekennzeichnet, daß mittels eines über einen Regelverstärker steuerbaren Sägezahngenerators, eines Verteilerflipflops, zwei Positivflankendetektoren und zwei monostabilen Multivi bratoren ein frequenzmoduliertes, symmetrisches oder angenä hert symmetrisches, gegenphasiges Overpulsewidthsignal zur Steuerung der Halbleiterschalter erzeugt wird (Fig. 14).