DE1285577B - Verfahren zur Phasendifferenzmessung - Google Patents

Description

lage eines beweglichen Objektes, beispielsweise eines Satelliten, bestimmt"werden, indem die Phasendifferenz der in den Empfänger 24 und 25 empfangenen Signale des Satellitensenders, der Signale einer Fre-5 quenz F₀, beispielsweise von 1,5 GHz, ausstrahlt, deren Phase als Bezugsphase Null angenommen ist, gemessen wird. Dabei ist noch zu beachten, daß die Empfangssignale dem Dopplereffekt unterworfen sind. Dieser verursacht noch zusätzliche Phasenverschie-

durchgeführt werden, kann die Dopplerverschiebung während der Zeit einer einzigen Messung als konstant angesehen und vernachlässigt werden. Das vom Empfänger 24 aufgenommene Signal hat

eine Frequenz F₁ = F₀ +AF₁ (MHz), wobei ,-1F₁ = ^Spund U₁ die entsprechende Phasenverschiebung im Bogenmaß gemessen darstellt, bezogen auf die Fre-

zur Phasendifferenzmessung anzugeben, bei dem diese Phasendifferenz direkt ermittelt werden kann.
Es ist weiterhin Aufgabe der Erfindung, daß das

Aus dem Artikel von J. T. M e η g e 1 in Proc.
IRE, Juni 1956, S. 755 bis 760, mit dem Titel »Tracking the Earth Satellite, an Data Transmission, by
Radio« ist es bekannt, daß die Phasendifferenz eines
von einem Satelliten ausgesendeten Hochfrequenzsignals, das in zwei voneinander entfernten Verfolgungsstationen empfangen wird, proportional dem ro bungen der Empfangssignale; wenn jedoch die Phasen-Richtungskosinus in den Verfolgungsstationen zum differenzmessungen in genügend kurzen Zeitabständen Satelliten ist. Damit der Wert des Richtungskosinus
zu jeder Zeit des Fluges des Satelliten über die Verfolgungsstationen bekannt ist, müssen die Phasendifferenzmessungen mit hoher Wiederholungsfrequenz 15
durchgeführt werden. Wenn zur Phasendifferenzmessung ein Computer benutzt wird, werden die
beiden gemessenen, zu subtrahierenden Phasenwerte
zuerst digitalisiert, und dann wird erst die Subtraktion

ausgeführt. Dadurch wird bei jedem der digitalisierten 20 quenz F₀ mit dem Phasenwinkel Null; das vom Emp-Werte ein gewisser Fehler eingeführt, so daß das fänger 25 aufgenommene Signal hat eine Frequenz Resultat auch einen beträchtlichen Fehler aufweist. _P _ _F . _F ,_UH7l ,„_ηκ_Ρ1· if _ «2 „_nA „ ₍y._P

τ-»- τ- 1-1 ι · j 1 1 χ ·· 1 ,1· 1 ι 1 - i JT7 ⁼⁼ Fn -T -1 Γι I1V1JHZ), WOucl AFn — -^— Und (l-> die

Dieser Fehler kann jedoch betrachtlich verkleinert 20 ζ - 2π

werden, wenn zuerst die Phasendifferenz ermittelt und entsprechende Phasenverschiebung im Bogenmaß gedieser Wert dann digitalisiert wird. 25 messen darstellt, bezogen auf die Frequenz F₀ mit

Es ist daher Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren dem Phasenwinkel Null. In jedem Augenblick sind

die Werte H₁ und a₂ für die Phasenverschiebung und somit auf die Werte für die Frequenzverschiebung 1F₁ und AF₂ im allgemeinen voneinander verschieden,

Meßverfahren unter erschwerten Rauschbedingungen 30 weil im allgemeinen ja auch die Entfernungen vom zu arbeiten vermag. Satelliten zu den Empfängern 24 und 25 verschieden

Das Hauptmerkmal der Erfindung ist, daß das
Phasendifferenzmeßverfahren eine erste Regelschleife
nach Art einer sogenannten Frequenzgegenkopplung
enthält, deren Eingang das erste Eingangssignal zu- 35
geführt wird und deren Ausgangssignal gebildet wird
durch die Spannung eines ersten gesteuerten Oszillators, der in die Regelschleife eingeschlossen ist, daß
ferner eine zweite, ebensolche Regelschleife vorgesehen
ist, deren Eingang das zweite Eingangssignal ein- 40 Hertz hat. gegeben wird und deren Ausgangssignal gebildet wird Das Eingangssignal der Frequenz F₁ bzw. das der

durch die Spannung eines zweiten gesteuerten Oszilla- Frequenz F₀ mit dem Phasenwinkel U₁ wird von tors, der in der Regelschleife enthalten ist; dabei wird einer Antenne 1 (Empfänger 24, F i.g. I) aufgenomdie Spannung am Ausgang des ersten gesteuerten men und in einem Verstärker 3 mit dem Verstär-Oszillators in den Gegenkopplungsweg der zweiten 45 kungsfaktor G₁ bei geringem Eigenrauschen E₁ so Regelschleife eingeführt, die ein zweites Ausgangs- verstärkt, daß keine Phasenverschiebung eingeführt signal mit einer der Phasendifferenz entsprechenden wird. Das Ausgangssignal des Verstärkers 3 wird Phase, das ist das Ausgangssignal des zweiten ge- einer Regelschleife eingegeben, deren Zv/eck es ist, steuerten Oszillators, erzeugt. ein zwischenfrequentes Ausgangssignal zu erzeugen,

Die Erfindung wird an Hand von Figuren näher 50 dessen Phase und Frequenz mit der Phase und der erläutert, von denen Frequenz des Eingangssignals fest verknüpft sind.

F i g. 1 ein Ausführungsbeispiel des erfindungs- Die Regelschleife enthält auch eine Mischstufe 4, gemäßen Phasenmeßverfahrens im Blockschaltbild einen Zwischenfrequenzverstärker 5, einen Phasendarstellt; komparator 6, ein Tiefpaßfilter 7, einen gesteuerten

F i g. 2 zeigt die Servoschleife des einen Empfängers 55 Oszillator 8, der mit einer Mittenfrequenz von 13 MHz der F i g. 1; schwingt, und eine weitere Mischstufe 9. An Klemmen

Fig. 3 zeigt die Servoschleife des anderen Emp- 10 und 11 liegen die Spannungen eines Normalfängers; in . frequenzgenerators (nicht gezeichnet), dessen Aus-F ig. 4 ist ein Empfänger dargestellt, der einen gangsfrequenzen 30 MHz bzw. (F₀ + 17) MHz, beide Teil der Apparatur für das Phasenmeßverfahren 60 mit den Phasenwinkeln Null, betragen; diese Signale bildet. werden über ein 90°-Glied 12 dem Phasenkompara-

Die für das Phasenmeßverfahren benötigte Appa- tor 6 bzw. der Mischstufe 9 eingegeben. ratur der F i g. 1 enthält zwei Empfänger 24 und 25, Das Eingangssignal der Frequenz F₂ bzw. das der

die in zwei voneinander entfernten (Entfernung bei- Frequenz F₀ mit dem Phasenwinkel a₂ wird von spielsweise 10 km) Empfangsstationen eingebaut sind. 65 einer Antenne 2 (Empfänger 25) aufgenommen und Die beiden Empfänger sind mittels einer mit 26 be- in einem Verstärker 13, der einen hohen Verstärkungszeichneten Funkverbindung miteinander verbunden. faktor bei geringem Eigenrauschen hat, ohne Einfüh-Mittels einer derartigen Anordnung kann die Winkel- rung einer weiteren Phasenverschiebung verstärkt.

sind. Es ist zu beachten, daß infolge des Dopplereffektes die Frequenzverschiebungen /IF₁ und IF₂ sich linear mit der Zeit ändern.

Es sei angenommen, daß das Eingangssignal der Frequenz F₁ eine Leistung S,- Watt und eine mittlere Rauschleistung von X Watt pro Hertz hat und das Eingangssignal der Frequenz F₂ eine Leistung S,- Watt und eine mittlere Rauschleistung von X' Watt pro

Das Ausgangssignal des Verstärkers 13 wird dem Eingang einer Regelschleife eingegeben, deren Zweck es ist, ein zwischenfrequentes Ausgangssignal zu erzeugen, dessen Phase und Frequenz mit der Phase und der Frequenz des Eingangssignals fest verknüpft sind. Die Regelschleife enthält auch eine Mischstufe 14, einen Zwischenfrequenzverstärker 15, einen Phasenkomparator 16, ein Tiefpaßfilter 17, einen gesteuerten Oszillator 18, der eine Mittenfrequenz von 0,5 MHz hat, und weitere Mischstufen 19 und 20. Die Ausgangsspannung des gesteuerten Oszillators 8 (Empfanger 24) ist über die Funkverbindung 26 mit dem einen Eingang der Mischstufe 19 verbunden.

Der obenerwähnte Normalfrequenzgenerator (nicht gezeichnet) gibt auch an Klemmen 21 und 22 Signale aus, die Frequenzen von 30 MHz bzw. (F₀ + 16,5) MHz mit jeweils Phasenwinkel Null haben; diese werden dem Phasenkomparator 16 über ein 90°-Glied 23 bzw. der Mischstufe 20 zugeführt.

In der Regelschleife des Empfängers 24 wird das Eingangssignal der Frequenz F₀ mit dem Phasenwinkel U₁ in der Mischstufe 4 mit dem Gegenkoppiungssignai der Frequenz (F₀ + 30) MHz der Phase M₁ + /J₁, das am Ausgang der Mischstufe 9 ansteht und durch Mischung mit dem Ausgangssignal des gesteuerten Oszillators 8 der Frequenz 13 MHz und der Phase U₁ + Jl₁ mit dem Bezugssignal der Frequenz (F₀ + 17} MHz und des Phasenwinkels Null (Eingang 11 der Mischstufe 9) entstanden ist, gemischt. Das am Ausgang der Mischstufe 4 anstehende Signal hat eine Frequenz 30 MHz und eine Fehlerphase /J₁. Dieses Signal wird über den Zwischenfrequenzverstärker 5 dem Phasenkomparator 6 zugeführt, in dem es mit dem um 90° phasenverschoebenen (Phasengüed 12) Bezugssignal der Frequenz 30 MHz mit dem Phasenwinkel Null hinsichtlich des Phasenwinkels (I₁ verglichen wird. Die Gleichstromkomponente des am Ausgang des Phasenkomparators 6 anstehenden Signals ist proportional zu sin /J₁ bzw. zu /J₁, da die Fehlerphase /J₁ sehr klein ist. Das Ausgangssignal des Phasenkomparators 6 wird dem Tiefpaßfilter 7 zugeführt; sein Ausgangssignal wird dem Eingang des Oszillators 8 als Steuersignal eingegeben, der das bereits erwähnte Signal der Frequenz 13MHz mit dem Phasenwinkel ^₁ + /J₁ erzeugt; dieses Signal hat eine Leistung von S₀ Watt und eine Rauschieistimg von N₀ Watt. Das Tiefpaßfilter ist in Einzelheiten nicht gezeichnet; es besteht jedoch bekanntermaßen aus einem Widerstand R₁ im Längszweig und einem Widerstand R₂ und einem Kondensator in Serie im Querzweig (s. dazu den Artikel von C. J. Byrne, Bell System Technical Journal, März 1962, Nr. 2, S. 559 bis 602, insbesondere S. 564, mit dem Titel »Properties and Design of the Phase-controlled Oscillator with a Sawtooth-comparator«).

In der Regelschleife des Empfängers 25 wird das Signal der Frequenz F₀ mit dem Phasenwinkel a₂ in der Mischstufe 14 mit dem Gegenkopplungssignal der der Frequenz (F + 30 MHz und dem Phasenwinkel U₂ + ß₂, das am Ausgang der Mischstufe 20 ansteht, gemischt; das letztere Signal erhält man als Mischprodukt (Mischstufe 20) des Bezugssignals der Frequenz (F₀ + 16,5) MHz (Eingang 22) des Phasenwinkels Null und des Ausgangssignals der Mischstufe 19 der Frequenz 13,5 MHz mit dem Phasenwinkel a₂ + /J₂, &5 welch letzteres Signal wiederum durch Mischung in der Mischstufe 19 der Ausgangssignale des Oszillators 18 der Frequenz 0,5 MHz mit dem Phasenwinkel a₂ — (I₁ + ß₂ — /J₁ und des Oszillators 8 der Frequenz 13 MHz und Phasenwinke! U₁ + /J₁ entstanden ist. Das am Ausgang der Mischstufe 4 anstehende Signal hat eine Frequenz von 30 MHz mit einem Phasenwinkel/^; es wird über den Zwischenfrequenzverstärker 15 dem Phasenkomparator 16 eingegeben, in dem es hinsichtlich des Phasenwinkels ß₂ mit dem um 90° phasenverschobenen (Phasenglied 23) Bezugssignal (Eingang 21) der Frequenz 30 MHz des Phasenwinkels Null verglichen wird. Die Gleichstromkomponente des Ausgangssignals des Phasenkomparators 16 ist proportional sin ß₂ bzw. zu ß₂, da der Phasenwinkel ß₂ sehr klein ist. Das Ausgangssigna! des Phasenkomparators 16 wird dem Tiefpaßfilter 17 zugeführt; sein Ausgangssignal wird dem Eingang des Oszillators 18 als Steuersignal eingegeben, der das bereits erwähnte Signal der Frequenz 0,5 MHz mit dem schließlich gegenüber einem Signal der Frequenz 0.5 MHz, Phase Null, zu messenden Phasenwinkel a₂ — (I₁ +/J₂ -/J₁ erzeugt; dieses Signal hat eine Leistung von Sq Watt und eine Rauschleistung von ΛΌ' Watt. Das Tiefpaßfilter 17 ist dem Tiefpaßfilter 7 konfigurations- und funktionsgleich.

Abgesehen von den hier verwendeten Mischstufen 9, 19 und 20 sowie der Kopplung zwischen der ersten und zweiten Regelschleife ist jede der Regelschleifen für sich vom Typus der in dem Artikel von W. J a η e ff in »Electrical Communication«, Vol. 39, Nr. 1, 1964, S. 98 bis 112, mit dem Titel »Satellite-Tracking Receiver« beschriebenen. Die Funktion dieser Regelschleifen wird daher hier im einzelnen nicht erläutert.

Die im Rahmen der Erfindung benutzten Regelschleifen, z. B. die im Empfänger 24 verwendete, unterscheidet sich von den bekannten, soeben erwähnten dadurch, daß das Ausgangssignal des gesteuerten Oszillators 8 nicht direkt in die Mischstufe 4 gegengekoppeit wird, sondern über die Mischstufe 9. Diese ändert zwar die grundsätzliche Arbeitsweise der Regelschleife nicht, sie wird aber dazu benutzt, um die am Ausgang des Oszillators 8 anstehende Zwischenfrequenz von 13 MHz in einen solchen Wert zu transponieren, daß nach Mischung dieses Wertes mit dem Eingangssignal in der Mischstufe 4 ein Signal der Frequenz 30 MHz mit der Phase (Fehlerphase) /J₁ entsteht.

Die im Empfänger 25 verwendete Regelschleife unterscheidet sich von der bekannten, obenerwähnten dadurch, daß zur Bereitstellung eines Signals am Ausgang des gesteuerten Oszillators 18, dessen Phasenwinkel gleich ist (a₂ + /J₂) — (M₁ +A), die Ausgangssignale der Oszillatoren 8 und 18 in der Mischstufe 19 miteinander gemischt werden, so daß ein Signal der Frequenz 13,5 MHz mit dem Phasenwinkel a₂ + /J₂ entsteht. Die Mischstufe 20 beeinträchtigt nicht die grundsätzliche Arbeitsweise der Regelschleife, sie wird vielmehr nur dazu benutzt, um die am Ausgang der Mischstufe 19 anstehende Zwischenfrequenz von 13,5 MHz mit dem Phasenwinkel a₂ + /J₂ in einen solchen Wert zu transponieren, daß nach Mischung dieses Wertes mit dem Eingangssignal in der Mischstufe 14 ein Signal der Frequenz 30 MHz mit der Phase (Fehlerphase) /J₂ entsteht.

Die folgenden Ausführungen sind in Anlehnung an den obenerwähnten Artikel von C. J. B y r η e gemacht.

Wenn man mit A die Verstärkung des Empfängers 24 bei nicht wirksamer Regelschleife (Verstärkungsfaktor des μ-Zweiges) bezeichnet (die Regelschleife ist

5 6

in F i g. 2 schematisch dargestellt), dann kann die lers /^₁ (s) der darin enthaltenen Regelschleife kann als linearisierte Gegenkopplungsgleichung mit

A' (S) = D-y(s)]«i

«ω

geschrieben werden; dabei bedeutet H (s) die über- s

tragungsfunktion des Tiefpaßfilters 7, wobei /i(s) ge- s² + 2Rm_nS + u?_n

schrieben werden kann als io

geschrieben werden.

H (_s) _ _LiJi_L p) Die zweite Form der Gleichung erhält man aus

1 + s T₁ ~ der ersten durch Einsetzen der Gleichungen (1) und

_mj_t (2); unter der Berücksichtigung, daß ST₁ und AT₂

I₅ (A groß) groß gegen 1 sind und durch Einführen der

T₁ = (R₁ + R₂) C Parameter der Regelschleife, das ist <·>„ als Kreis-

_un(j frequenz und R als Dämpfung, erhält man die Gleichung (3). Dabei ist definiert: T₂ = R₂C.

20

(4)

Dabei ist s eine von der Frequenz abhängige (komplexe) Variable, und die Beziehung zwischen und

dieser Variablen und der Zeitveränderlichen ί ist _(l> j

gegeben durch die bekannte Formel R = ~^τ~ · (5)

25

r . __si Die Eingangsfrequenz ist ein Sägezahn infolge

= 1/(0e ^s'dr. (j_es Dopplereffektes, so daß man schreiben kann:

3° U₁ (S) = 3-. (6)

Wenn man in analoger Weise mit A' die Ver- s

Stärkung des Empfängers 25 bei nicht wirksamer

Regelschleife (Verstärkungsfaktor des μ-Zweiges) be- wobei D die Variation der Eingangsfrequenz im

zeichnet (die Regelschleife ist in F i g. 3 schemalisch Bogenmaß Sek². bedeutet.

dargestellt), so kann die linearisierte Gegenkopp- 35 Durch Einsetzen der Formel (6) in Formel (3)

lungsgleichung mit ■ erhält man

,, D

^{Γ {s] = 1}^Xm-^ά"1¹ λ tu ⁽"³ ₄₀ "' ^{S ~ ^{S{s2 + 2R} '■·"»⁺ -'"^] '

_ A' H' (s) Indem man den Grenzübergang lim /(r) = lim.vF(.s)

~~ s~+~Ä~'H'ls) mil ί -♦'/ unds--»() macht, erhält man den statischen

Fehler ,ij zu

geschrieben werden, wobei H'(s) die übertranuims- 45 .. _ -pD

funktion des Tiefpaßfilters 17. ^lb~ ~,._t\° ^l"

IJ-_(s) _ L^{+ S}3- . wobei D in Hz Sek.² ausgedrückt ist.

1 +s 7J' Der Maximalwert des statischen Fehlers ist dann

5°

und 7j und T₂ die Zeitkonstanten des Tiefpaßfilters 17 _ 2.tD„,„._t

bedeuten. ' -¹ ~~ _f.,² _n

Daraus folgt, daß durch die Verkopplung der

beiden Empfänger, insbesondere der beiden Regel- wobei D_max die größte Frequenzvariation des Einschleifen, die Phasendifferenz n₂ — (I₁ direkt gewonnen 55 gangssignals ist. die mit der Regelschleife noch auswerden kann, wobei am Ausgang des Empfängers 25 geregelt werden kann. ein Phasenfehler /i₂ — A auftritt. Das ist gegenüber Aus Formel (7) folgt, daß

einem Meßverfahren, bei dem die Phasenwinkel «,
und «2 getrennt gemessen werden, von besonderem 1 1

— · - 13

Vorteil. 60 --- = -pp- ^- (8)

Es soll nun noch erläutert werden, daß das Signal- '''" ' ~'^Ύ '""*

Rausch-Verhältnis des Ausgangssignals, das ist das ist. „

Ausgangssignal des Empfängers 25. besonders gut ist. ' Das Signal-Rausch-Verhältnis :." kann geschrieben

was bedeutet, daß mit dem Meßverfahren unter werden ' "

schwierigen Rauschbedingungen gearbeitet werden 65

kann. "" " -^¹L ₌ ^L. J_^_ . L . ₍₉₎

Dazu werden zuerst die Verhältnisse beim Emp- -Vt ^ -B r- E₂ — 1_

fänger 24 betrachtet. Der Absolutwert ,I₁'(.v) des Feh- "' G₁

wobei bedeutet

S,- = Leistung des Eingangssignals für

Empfänger 24,

X — mittlere Rauschleistung in Watt pro Hertz, B = die dem Tiefpaß entsprechende äquivalente

Rauschbandbreite der Regelschleife in Hertz, E₁ = Eigenrauschen des Verstärkers 3,
E₂ = Eigenrauschen der Regelschleife,
G] = Verstärkungsfaktor des Verstärkers 3,
S₀ = Leistung des Ausgangssignals der

Regelschleife in Watt,
N₀ = Rauschleistung des Ausgangssignals der

Regelschleife in Watt.

Durch Einsetzen von C₃ = E₁-I

£ J

—=.—, (das ist

das Eigenrauschen von Verstärker 3 und Regelschleife zusammen) in Formel (9) erhält man

S₁-TT

N₀

X B

(10)

wobei B im Bogenmaß/Sek. ausgedrückt ist.

Aus dem obenerwähnten Artikel von C. J. B y r η e folgt, daß — wenn (AT₂)² größer als AT₁ ist, was für das Tiefpaßfilter der Fall ist — die Rauschbandbreite B der Regelschleife ausgedrückt im Bogenmaß/ Sek. als

2B

AT₂

(Π)

geschrieben werden kann.

Durch Einsetzen der Werte aus den Formeln (4) und (5) erhält man

JL - *
2B ~ R,„., '

(12)

und durch Einsetzen der Werte aus Formel (8) ergibt sich

JL = 1
2 B [2WR

(13)

Wenn man schließlich die Formel (13) in Formel (10) einsetzt, ergibt sich

So_

N₀

XRC,

_4_
D_max

(14)

Verstärkungsfaktor haben muß. Alle diese Lösungen sind jedoch sehr aufwendig.

Der Empfänger 25 kann in ähnlicher Weise betrachtet werden wie der Empfänger 24, und das am Ausgang anstehende Signal kann hinsichtlich seines Signal-Rausch-Verhältnisses folgendermaßen geschrieben werden:

^so _ 1/1.

AD_m

wobei /J₄ der maximale statische Fehler ist. Die Laplace-Transformation für das Eingangssignal (s. F i g. 3) kann geschrieben werden als

I' Ia₂ (t) - O₁ (t) - /J₁ (i)3 * 8 [a₂ (t) - α, (t)]

D-D'

AD

s³

Daraus ist zu ersehen, daß das Signal-Rausch-Verhältnis -^- des Empfängers 24 von den Werten

S₁, C₃, X, R, ß₃ und D_max abhängig ist.

Der Wert ß₃ ist durch die gewünschte Genauigkeit bestimmt; der Wert für R wird entsprechend gewählt,

z. B. R = -γψ ; der Wert D ist durch die Geschwindigkeit des Satelliten bestimmt und bleibt für die Zeit einer Messung konstant; der Wert X₁ kann nicht verändert werden. Das Signal-Rausch-Verhältnis kann also nur verbessert werden, indem S,- erhöht wird; das bedeutet, daß entweder die Leistung des Satellitensenders erhöht oder eine große Antenne verwendet werden muß. Eine Verbesserung des Signal-Rausch-Verhältnisses kann aber auch erreicht werden, wenn der Wert C₃ erniedrigt wird, was bedeutet, daß der Verstärker 3 und die Regelschleife zusammen geringes Eigenrauschen und der Verstärker einen hohen wobei D analog zu D' ist, jedoch in bezug auf die zweite Regelschleife.

S'
Das Signal-Rausch-Verhältnis -£■ ist also von AD

abhängig; dieser Wert ist bedeutend kleiner als D und D', so daß dieses SignalrRausch-Verhältnis viel

größer ist als -J-, wenn die anderen Faktoren S₁-, C₃,

X\ R' und /J₄ den entsprechenden Werten von S₁-, C₃, X, R und /J₃ gleich sind. Das so erhaltene Signals'
Rausch-Verhältnis ~ ist oft so groß, daß es durch

■"0

Vergrößern von X' oder Verkleinern von S/ verkleinert werden kann; das bedeutet, daß eine weniger kostspielige Apparatur verwendet werden kann. Ein größeres C₃ erlaubt die Verwendung eines einfacheren Verstärkers 13, wohingegen die Verwendung einer weniger aufwendigen Antenne 2 S/ verkleinert und X' erhöht.

Eine physikalische Deutung des hohen Signal-Rausch-Verhältnisses des Ausgangssignals des Empfängers 25 kann so gegeben werden: Es ist wohl bekannt, daß eine Regelschleife das Signal-Rausch-Verhältnis eines Signals verbessert, und zwar wegen der für das Nachregeln eines frequenzveränderlichen, schwachen Signals erforderlichen Bandbreite, die direkt proportional der Frequenzvariation ist. Durch die Verkopplung der beiden Empfänger, insbesondere ihrer Regelschleifen, braucht die Regelschleife des Empfängers 25 nur eine viel kleinere Frequenzvariation nachzuregeln als die des Empfängers 24. So kann auch die Bandbreite der Regelschleife für den Empfänger 25 viel kleiner sein als die Bandbreite der Regelschleife für den Empfänger 24. Auf Grund der schmaleren Bandbreite wird daher mehr Rauschen eliminiert, so daß das Signal-Rausch-Verhältnis verbessert wird.

Bei den bisher gemachten Ausführungen ist vorausgesetzt worden, daß keiner der Verstärker 3 und 13 eine Phasenverschiebung ihrer Eingangssignale hervorruft. Wenn jedoch Phasenverschiebungen eingeführt werden, sind die Empfänger zu modifizieren, wie dies in F i g. 4 dargestellt ist.
Der Empfänger 42 (F i g. 4) enthält eine Antenne-26, einen Verstärker 27, der eine Phasenverschiebung O₁ einbringen möge, eine Regelschleife mit einer Mischstufe 28, einen Zwischenfrequenzverstärker 29, einen Vervielfacher30, einen Phasenkomparator31, ein Tief-

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paßfilter 32, einen gesteuerten Oszillator 33 mit einer Mittenfrequenz von 13 MHz₅ eine Mischstufe 34 und ein 90°-Phasenglied 35. Die Regelschleife unterscheidet sich von der in F i g. 1 verwendeten nur durch das Vorhandensein des Vervielfachers 30.. Der Empfänger 42 enthält weiterhin eine zweite Regelschleife mit einer Mischstufe 36, einen Phasenkomparator 37, ein Tiefpaßfilter 38, einen gesteuerten Oszillator 39 mit einer Mittenfrequenz von 13 MHz und ein 90°-Phasenglied40. Die Ausgangsspannung des Oszillators 39 wird über eine Mischstufe 41 in die Antenne 26 eingekoppelt. Der Normalfrequenzgenerator liefert Bezugssignale der Frequenz F₁ = 1 kHz an die Eingangsklemmen der 90°-Phasenglieder 35 bzw. 40, weiterhin ein Bezugssignal der Frequenz (F₀ +17) MHz an die Eingangsklemme 45 der Mischstufe 34 und ein Bezugssignal der Frequenz (F₀ —13) MHz an die Eingängsklemme 46 der Mischstufe 41.

Das Ausgangssignal der ersten Regelschleife hat eine Frequenz von 13 MHz und einen Phasenwinkel αϊ + ßi — yi/2, wobei y_x der Phasenwinkel ist, den die zweite Regelschleife einführt. Wenn dieses Signal der zweiten Regelschleife zugeführt wird, so geht hervor (s. auch F i g. 4), daß am Ausgang der Mischstufe 41 ein Signal der Frequenz F₀+ F₁ mit dem Phasenwinkel O₁ +/S₁+y/2 auftritt. Dieses Signal wird in die Antenne 26 eingekoppelt, die das Eingangssignal der Frequenz F₁ mit dem Phasenwinkel a_t aufgenommen hat. Es wird angenommen, daß der Verstärker 27 eine Phasenverschiebung O₁ einbringt, so daß an seinem Ausgang zwei Signale erscheinen, das eine der. Frequenz F₁ mit dem Phasenwinkel Ct₁ + O₁ und das andere der Frequenz F₀ + F₁ mit dem Phasenwinkel O₁ + Ä + yi/2 + O₁. In der Mischstufe 28 werden diese beiden Signale mit dem Gegenkopplungssignal der ersten Regelschleife, das eine Frequenz (F₀+ 30) MHz und einen Phasenwinkel U₁+ ßi, — γΙ/2 hat, gemischt. Die beiden Ausgangssignale der Mischstufe 28 haben dann Frequenzen von 30 MHz und (30 — F₁) MHz und Phasenwinkel /J₁-(S₁- yJ2 bzw. — Äi — η · Diese Signale werden im Zwischenfrequenzverstärker 29 verstärkt und dann im Frequenzvervielfacher 30 vervielfacht, so daß an seinem Ausgang ein Signal der Frequenz F₁ mit dem Phasenwinkel ft + yj/2 auftritt. Das so erhaltene Signal wird dem Tiefpaßfilter 32 zugeführt, dessen Ausgangssignal dem Oszillator 33 als Steuersignal eingegeben wird. Das Ausgangssignal des Oszillators 33 hat eine Frequenz von 13 MHz mit einem Phasenwinkel «ι + ßi — yi/2. Man ersieht, daß dieser Phasenwinkel unabhängig von der Phase t\ ist, die der Verstärker 27 eingeführt hat.

Claims (2)

Patentansprüche: 55

1. Verfahren zur Phasendifferenzmessung zwischen zwei in getrennten Empfangsstationen empfangenen Signalen in einer der Empfangsstationen, die als ein einziges Signal von einer beweglichen Sendestation (Satellit) ausgesendet werden, zur Bahnverfolgung des Satelliten unter Berücksichtigung der jeweiligen, durch den Dopplereffekt hervorgerufenen Phasenverschiebungen der Signale in den Empfangsstationen, in deren Empfängern Regelschleifen nach Art einer Frequenzgegenkopplung vorgesehen sind, über die das Ausgangssignal eines das Endglied des Geradeauszweiges (μ,-Zweiges) bildenden phasengesteuerten Oszillators zu seiner eigenen Regelung mittels eines aus einem Phasenvergleich gewonnenen Steuersignals in den μ-Zweig, vorzugsweise in die der Frequenztransponierung dienende Mischstufe, gegengekoppelt wird (Rückführungszweig), dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal des phasengesteuerten Oszillators (8, Fi g. 1; Frequenz 13 MHz, Phase O₁ + &) des ersten Empfängers (24) über eine Verbindung (26) in den Rückführungszweig des zweiten Empfängers (25) über eine Mischstufe (19), der auch das schließlich gegenüber der Nullphase in der Phase zu messende Ausgangssignal des phasengesteuerten Oszillators (18) des zweiten Empfängers (25; Frequenz 0,5 MHz, Phase a₂ —Ci₁+ß₂ —ßi) zugeführt wird, eingekoppelt wird, daß die Eingangssignale der Empfänger (24, 25; Frequenz F₀, Phase Ct₁ bzw. a₂) in Mischstufen (4 bzw. 14) mit Signalen, die selbst durch Mischung von Bezugsfrequenzen eines Normalfrequenzgenerators (Frequenz F₀ + 17 MHz, Phase 0° bzw. F₀ + 16,5 MHz, Phase 0°) und des Ausgangssignals des ersten phasengesteuerten Oszillators (8) bzw. des durch Mischung der beiden Ausgangssignale der phasengesteuerten Oszillatoren (8 und 18) entstandenen Signals (Mischstufe 19) hervorgegangen sind, in die gleiche Zwischenfrequenz (z. B. 30 MHz) transponiert werden und daß das durch Phasenvergleich in bekannter Weise zu gewinnende Steuersignal für die Regelung der Oszillatoren (8, 18) in der Zwischenfrequenzlage (Zwischenfrequenzverstärker 5 bzw. 15) mittels im Geradeauszweig liegender Phasenkomparatoren (6,16) durch Vergleich mit Signalen des Normalfrequenzgenerators (Frequenz 30 MHz, Phase 0°) aufbereitet wird.

2. Verfahren zur Phasendifferenzmessung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Eliminierung etwaiger durch die Vorverstärkung (3, 13) eingeführter Phasenfehler für das Eingangssignal im Geradeauszweig in diesem ein dem Phasenkomparator (31) vorgeschalteter Vervielfacher (30, F i g. 4) vorgesehen ist, daß weiterhin ein zweiter Rückführungszweig (Mischstufe 36, Phasenkomparator 37, Tiefpaßfilter 38, Oszillator 39, Mischstufe 41) vom phasengesteuerten Oszillator (33) in den Geradeauszweig vorgesehen ist, dessen Mischstufen (36, 41) einerseits vom Ausgangssignal des Oszillators (39) des zweiten Rückführüngszweiges und andererseits vom Ausgangssignal des phasengesteuerten Oszillators (33) bzw. von dem Ausgangssignal des Normalfrequenzgenerators (Frequenz F₀ - 13 MHz, Phase 0°) gesteuert werden, und daß das Ausgangssignal des zweiten Rückführungszweiges (Ausgangssignal Mischstufe 41) in die Empfangsantenne (26) eingekoppelt wird.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen