DE102017129330B3

DE102017129330B3 - Erzeugung eines HF-Testsignals zum Testen einer HF-Empfangsschaltung

Info

Publication number: DE102017129330B3
Application number: DE102017129330.2A
Authority: DE
Inventors: Niels Christoffers; Vincenzo Fiore; Helmut Kollmann; Christian Rap; Jochen Oliver Schrattenecker; Peter Unterkircher; Christoph Wagner
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2017-12-08
Filing date: 2017-12-08
Publication date: 2019-01-10
Anticipated expiration: 2037-12-09
Also published as: CN109905184B; US20190181964A1; US10673544B2; CN109905184B9; CN109905184A; DE102018130088A1

Abstract

Es wird eine Schaltung beschrieben, die gemäß einem Ausführungsbeispiel folgendes aufweist: einen Eingangsschaltungsknoten zum Empfangen eines HF-Oszillatorsignals; eine Testsignalgeneratorschaltung, die mindestens einen Modulator aufweist und die dazu ausgebildet ist, ein HF-Testsignal durch Modulieren des HF-Oszillatorsignals mit mehreren Tönen zu erzeugen, die sich paarweise in ihrer Phase oder in ihrer Frequenz unterscheiden. Die Schaltung weist weiter mindestens einen Empfangskanals mit einer Empfängerschaltung und einem Koppler auf, der dazu ausgebildet ist, das HF-Testsignal in die Empfängerschaltung einzuspeisen.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Beschreibung betrifft das Gebiet der Hochfrequenz- (HF-) Schaltungen. Manche Ausführungsbeispiele betreffen eine monolithisch integrierte Mikrowellenschaltung (monolitical microwave integrated circuit, MMIC) mit einer Schaltung zum Erzeugen von Testsignalen, was das Testen einer in der MMIC enthaltenen HF-Empfangsschaltung ermöglicht.
HINTERGRUND
Hochfrequenz-(HF)-Sender und -Empfänger findet man in einer Vielzahl von Anwendungen, insbesondere im Gebiet der drahtlosen Kommunikation und der Radarsensoren. Im Automobilbereich besteht ein größer werdender Bedarf an Radarsensoren, die unter anderem in Fahrassistenzsystemen (Advanced driver assistance systems, ADAS) wie z.B. in Abstandsregeltempomat- (ACC, Adaptive Cruise Control, oder Radar Cruise Control) Systemen verwendet werden können. Solche Systeme können automatisch die Geschwindigkeit eines Automobils anpassen, um so einen sicheren Abstand zu anderen, vorausfahrenden Automobilen (sowie von anderen Objekten und von Fußgängern) einzuhalten. Weitere Anwendungen im Automobilbereich sind z.B. Totwinkeldetektion (blind spot detection), Spurwechselassistent (lane change assist) und dergleichen.
Moderne Radarsysteme verwenden hochintegrierte HF-Schaltungen, welche alle Kernfunktionen eines HF-Frontends eines Radar-Transceivers in einem einzigen Gehäuse (Single-Chip-Radar-Transceiver) vereinen können. Solche hochintegrierte HF-Schaltungen werden üblicherweise als monolithisch integrierte Mikrowellenschaltung (MMIC, Monolithic Microwave Integrated Circuit) bezeichnet. Ein HF-Frontend beinhaltet üblicherweise (jedoch nicht notwendigerweise) unter anderem einen in einem Phasenregelkreis geschalteten spannungsgesteuerten Oszillator (VCO, Voltage Controlled Oscillator), Leistungsverstärker (PA, Power Amplifiers), Richtkoppler, Mischer sowie zugehörige Steuerschaltungsanordnungen zum Steuern und Überwachen des HF-Frontends. Ein MMIC kann auch Schaltungen für die analoge Signalverarbeitung im Basisband (oder einem Zwischenfrequenzband) sowie Analog-Digitalwandler (ADC, Analog-to-Digital-Converters) aufweisen, um eine digitale Signalverarbeitung zu ermöglichen. Statt VCOs können je nach Anwendung auch digital gesteuerte Oszillatoren (DCOs, digitally controlled oscillators) verwendet werden. Aus der Publikation US 2017/0082756 A1 ist ein System zur Kompensation von Frequenzdrift bekannt, welches in Radioempfängern eingesetzt wird. Dieses System weist einen Pilotsignalgenerator auf, der zwei Pilotsignale erzeugt. Mittels Mischer und einem Lokalozillator werden diese Pilotsignale frequenzverschoben und zu dem Zwischenfrequenzsignal des Radioempfängers addiert. Basierend auf dem Summensignal wird die Frequenzdrift detektiert, um diese zu kompensieren.
In Sensoranwendungen ist es häufig erwünscht oder notwendig, ein oder mehrere HF-Schaltungskomponenten zu testen, um einen einwandfreien Betrieb der Sensoren und das Einhalten der gewünschten Messgenauigkeit zu ermöglichen. Aus diesem Grund können in Radar-Sensoren eingesetzte HF-Schaltungen Komponenten aufweisen, die einen oder mehrere Tests/Selbsttests ermöglichen, um bestimmte HF-Schaltungskomponenten zu testen und/oder zu charakterisieren. Die Publikation DE 10 2015 115 017 A1 beschreibt einen Radarsensor mit Selbsttestfunktionalität. Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe kann darin gesehen werden, den Selbsttest zu verbessern, selektiver und zuverlässiger zu machen.
ZUSAMMENFASSUNG
Die genannte Aufgabe wird durch die HF-Empfangsvorrichtung gemäß Anspruch 1 gelöst. Verschiedene Ausführungsbeispiele und Weiterentwicklungen sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
Des Weiteren wird eine HF-Empfangsvorrichtung beschrieben. Gemäß einem Ausführungsbeispiel weist die HF-Empfangsvorrichtung folgendes auf: einen Antenneneingang zum Anschluss einer Antenne; eine HF-Signalquelle, die dazu ausgebildet ist, ein HF-Oszillatorsignal zur Verfügung zu stellen; eine Schaltung zur Erzeugung eines HF-Testsignals; einen Empfangsmischer, der einen HF-Eingang und einen Ausgang aufweist; und einen Koppler, der mit dem Antenneneingang, einem Ausgang der Schaltung zur Erzeugung des HF-Testsignals sowie dem HF-Eingang des Empfangsmischer verbunden und dazu ausgebildet ist, das HF-Testsignal an den HF-Eingang des Empfangsmischers weiterzuleiten. Die Schaltung zur Erzeugung des HF-Testsignals umfasst dabei einen Eingangsschaltungsknoten, der mit der HF-Signalquelle gekoppelt ist, um das HF-Oszillatorsignal zu empfangen, einen ersten Modulator, der dazu ausgebildet ist, ein erstes HF-Signal zu erzeugen, indem das HF-Oszillatorsignal mit einem ersten Signal moduliert wird, und einen zweiten Modulator, der dazu ausgebildet ist, ein zweites HF-Signal zu erzeugen, indem das HF-Oszillatorsignal mit einem zweiten Signal moduliert wird. Das erste Signal und das zweite Signal sind dabei Einzeltonsignale, die sich in ihrer Frequenz und/oder in ihrer Phase unterscheiden. Eine HF-Kombiniererschaltung ist dazu ausgebildet ist, ein HF-Testsignal durch Kombinieren des ersten HF-Signals und des zweiten HF-Signals zu erzeugen.
Des Weiteren wird ein Verfahren beschrieben, das gemäß einem Ausführungsbeispiel folgendes umfasst: das Erzeugen eines HF-Testsignal durch Aufmodulieren mehrerer Töne, die sich paarweise in ihrer Phase oder in ihrer Frequenz unterscheiden, auf ein Hochfrequenzsignal, sowie das Einspeisen des HF-Testsignals in mindestens eine HF-Schaltung.
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel umfasst das Verfahren das Erzeugen eines ersten HF-Signals durch Modulieren eines HF-Oszillatorsignals mit einem ersten Signal sowie das Erzeugen eines zweiten HF-Signals durch Modulieren des HF-Oszillatorsignals mit einem zweiten Signal. Das erste Signal und das zweite Signal sind dabei Einzeltonsignale, die sich in ihrer Frequenz und/oder in ihrer Phase unterscheiden. Das Verfahren umfasst weiter das Erzeugen eines HF-Testsignals durch Kombinieren des ersten HF-Signals und des zweiten HF-Signals. Dieses HF-Testsignals wird in eine mit einem Antenneneingang gekoppelte HF-Empfangsschaltung eingekoppelt, die einen Empfangsmischers aufweist. Das Einkoppeln erfolgt dabei derart, dass das HF-Testsignal einem Eingang des Empfangsmischers zugeführt wird
Figurenliste
Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele anhand von Abbildungen näher erläutert. Die Darstellungen sind nicht zwangsläufig maßstabsgetreu und die Ausführungsbeispiele sind nicht nur auf die dargestellten Aspekte beschränkt. Vielmehr wird Wert darauf gelegt, die den Ausführungsbeispielen zugrunde liegenden Prinzipien darzustellen. In den Abbildungen zeigt:

1 ist eine Skizze zur Illustration des Funktionsprinzips eines FMCW-Radarsystems zur Abstands- und/oder Geschwindigkeitsmessung.
2 umfasst zwei Zeitdiagramme zur Illustration der Frequenzmodulation des vom FMCW-System erzeugen HF-Signals.
3 ist ein Blockdiagramm zur Illustration der grundlegenden Struktur eines FMCW-Radarsystems.
4 ist ein Blockdiagramm zur Illustration einer exemplarischen Implementierung eines Sendekanals und eines Empfangskanals eines Radarsystems.
5 ist ein Blockdiagramm zur Illustration eines Beispiels eines Empfangskanals eines Radarsystems mit einer zusätzlichen HF-Testsignalgeneratorschaltung, die das Testen der in dem HF-Frontend enthaltenen Empfängerschaltung ermöglicht.
6 illustriert exemplarisch Spektren von Einzeltonsignalen und Zweitonsignalen, die als Testsignale in dem Beispiel aus 5 auftreten.
7 ist ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels einer verbesserten Testsignalgeneratorschaltung, die in dem Beispiel aus 5 eingesetzt werden kann.
8 illustriert eine exemplarische Implementierung des Ausführungsbeispiels aus 7.
9 illustriert exemplarisch Spektren von Einzeltonsignalen und Zweitonsignalen, die als Testsignale in den Beispielen aus 7 oder 8 auftreten können.
10 illustriert exemplarisch Spektren von Einzeltonsignalen mit unterschiedlicher Phase, die als Testsignale in den Beispielen aus 7 oder 8 auftreten können.
11 ist ein Flussdiagram zur Illustration eines Ausführungsbeispiels eines Verfahrens zum Erzeugen eines HF-Testsignals zum Testen einer HF-Empfangsschaltung.
12 ist ein Flussdiagram zur Illustration eines Ausführungsbeispiels eines Verfahrens zum quantitativen Testen einer HF-Empfangsschaltung mit einem HF-Testsignal.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
Die hier beschriebenen Ausführungsbeispiele werden im Kontext eines Radar-Empfängers oder Transceivers beschrieben. Die verschiedenen hier beschriebenen Ausführungsbeispiele sind jedoch nicht auf Radar-Anwendungen beschränkt und können auch in anderen Bereichen eingesetzt werden, beispielsweise in HF-Transceivern von HF-Kommunikationsvorrichtungen.
1 illustriert die Anwendung eines FMCW-Radarsystems als Sensor für die Messung von Abständen und Geschwindigkeiten von Objekten, die üblicherweise als Radar-Targets (Radar-Ziele) bezeichnet werden. Im vorliegenden Beispiel weist die Radarvorrichtung 10 separate Sende- (TX-) und Empfangs- (RX-) Antennen 5 bzw. 6 auf (bistatische oder pseudo-monostatische Radarkonfiguration). Es sei jedoch angemerkt, dass auch eine einzige Antenne verwendet werden kann, die gleichzeitig als Sendeantenne und als Empfangsantenne dient (monostatische Radarkonfiguration). Die Sendeantenne 5 strahlt ein kontinuierliches HF-Signal s_RF(t) ab, welches beispielsweise mit einem linearen Chirp-Signal (periodische, lineare Frequenzrampe) frequenzmoduliert ist. Das abgestrahlte Signal s_RF(t) wird am Radar-Target T zurückgestreut und das zurückgestreute (reflektierte) Signal y_RF(t) wird von der Empfangsantenne 6 empfangen.
2 illustriert exemplarisch die erwähnte Frequenzmodulation des Signals s_RF(t). Wie in 2 dargestellt, ist das Signal s_RF(t) aus einer Menge von „Chirps“ zusammengesetzt, d.h. Signal s_RF(t) umfasst eine Sequenz von sinusförmigen Signalverläufen (waveforms) mit steigender (Up-Chirp) oder fallender (Down-Chirp) Frequenz (siehe oberes Diagramm in 2). Im vorliegenden Beispiel steigt die Momentanfrequenz f(t) eines Chirps bei einer Startfrequenz f_START beginnend innerhalb einer Zeitspanne T_RAMP linear auf eine Stopfrequenz f_STOP an (siehe unteres Diagramm in 2). Derartige Chirps werden auch als lineare Frequenzrampe bezeichnet. In 2 sind drei identische lineare Frequenzrampen dargestellt. Es sei jedoch angemerkt, dass die Parameter f_START, f_STOP, T_RAMP sowie die Pause zwischen den einzelnen Frequenzrampen variieren können. Die Frequenzvariation muss auch nicht zwangsläufig linear sein. Abhängig von der Implementierung können beipsielsweise auch Sendesignale mit exponentieller (exponentielle Chirps) oder hyperbolische (hyperbolische Chirps) Frequenzvariation verwendet werden.
3 ist ein Blockdiagramm, welches exemplarisch eine mögliche Struktur einer Radarvorrichtung 1 (Radarsensor) darstellt. Ähnliche Strukturen kann man z.B. auch in HF-Transceivern finden, die in anderen Applikationen verwendet werden, wie z.B. drahtlose Kommunikationssysteme. Demnach sind zumindest eine Sendeantenne 5 (TX-Antenne) und zumindest eine Empfangsantenne 6 (RX-Antenne) mit einem HF-Frontend 10 verbunden, welches all jene Schaltungskomponenten beinhalten kann, die für die HF-Signalverarbeitung benötigt werden. Diese Schaltungskomponenten umfassen beispielsweise einen Lokaloszillator (LO), HF-Leistungsverstärker, rauscharme Verstärker (LNA, low-noise amplifier), Richtkoppler (z.B. Rat-Race-Koppler, Zirkulatoren, etc) sowie Mischer für das Heruntermischen der HF-Signale in das Basisband oder ein Zwischenfrequenzband (ZF-Band). Das HF-Frontend 10 kann - ggf. zusammen mit weiteren Schaltungskomponenten - in eine monolithisch integrierte Mikrowellenschalung (MMIC, monolithic microwave integrated circuit) integriert sein. Das dargestellte Beispiel zeigt ein bistatisches (oder pseudo-monostatisches) Radarsystem mit separaten RX- und TX-Antennen. Im Falle eines monostatischen Radarsystems würde eine einzige Antenne sowohl zum Abstrahlen als auch zum Empfangen der elektromagnetischen (Radar-) Signale verwendet. In diesem Fall kann ein Richtkoppler (z.B. ein Zirkulator) dazu verwendet werden, die in den Radar-Kanal abzustrahlenden HF-Signale von den vom Radar-Kanal empfangenen HF-Signalen (Radarechos) zu separieren. Radarsysteme weisen in der Praxis meist mehrere Sende- und Empfangskanäle mit mehreren Sende- bzw. Empfangsantennen auf, was unter anderem eine Messung der Richtung (DoA, direction of arrival), aus der die Radarechos empfangen werden, ermöglicht.
Im Falle eines frequenzmodulierten Dauerstrichradarsystems (FMCW-Radarsystems) können die über die TX-Antenne 5 abgestrahlten HF-Signale z.B. im Bereich von ca. 20 GHz bis 100 GHz liegen (z.B. rund 77 GHz in manchen Anwendungen). Wie erwähnt, umfasst das von der RX-Antenne 6 empfangene HF-Signal die Radar-Echos, d.h. jene Signalkomponenten, die an einem oder an mehreren Radar-Targets zurückgestreut werden. Das empfangene HF-Signal y_RF(t) wird z.B. ins Basisband heruntergemischt und im Basisband mittels analoger Signalverarbeitung weiter verarbeitet (siehe 3, analoge Basisband-Signalverarbeitungskette 20). Die genannte analoge Signalverarbeitung umfasst im Wesentlichen eine Filterung und ggf. eine Verstärkung des Basisbandsignals. Das Basisbandsignal wird schließlich digitalisiert (siehe 3, Analog-Digital-Wandler 30) und im Digitalbereich weiterverarbeitet. Die digitale Signalverarbeitungskette kann zumindest teilweise als Software realisiert sein, welche auf einem Prozessor, beispielsweise einem Mikrocontroller oder einem digitalen Signalprozessor (siehe 3, DSP 40) ausgeführt werden kann. Das Gesamtsystem wird in der Regel mittels eines System-Controllers 50 gesteuert, welche ebenfalls zumindest teilweise als Software implementiert sein kann, die auf einem Prozessor wie z.B. einem Mikrocontroller ausgeführt werden kann. Das HF-Frontend 10 und die analoge Basisband-Signalverarbeitungskette 20 (optional auch der Analog-Digital-Wandler 30) können gemeinsam in einem einzigen MMIC (d.h. einem HF-Halbleiterchip) integriert sein. Alternativ können die einzelnen Komponenten auch auf mehrere integrierte Schaltungen verteilt sein.
4 illustriert eine exemplarische Implementierung des HF-Frontends 10 mit nachgeschalteter Basisbandsignalverarbeitungskette 20, welche Teil des Radarsensors aus 3 sein können. Es sei angemerkt, dass 4 einen vereinfachten Schaltplan darstellt, um die grundlegende Struktur des HF-Frontends mit einem Sendekanal (TX-Kanal TX01) und einem Empfangskanal (RX-Kanal RX01) zu zeigen. Tatsächliche Implementierungen, die stark von der konkreten Applikation abhängen können, können natürlich komplexer sein und weisen in der Regel mehrere TX- und/oder RX-Kanäle auf. Das HF-Frontend 10 umfasst einen Lokaloszillator 101 (LO), der ein HF-Oszillatorsignal s_LO (t) erzeugt. Das HF-Oszillatorsignal s_LO (t) kann, wie oben unter Bezugnahme auf 2 beschrieben, frequenzmoduliert sein und wird auch als LO-Signal bezeichnet. In Radaranwendungen liegt das LO-Signal üblicherweise im SHF- (Super High Frequency, Zentimeterwellen-) oder im EHF- (Extremely High Frequency, Millimeterwellen-) Band, z.B. im Intervall von 76 GHz bis 81 GHz bei manchen automobilen Anwendungen.
Das LO-Signal s_LO (t) wird sowohl im Sendesignalpfad (im TX-Kanal) als auch im Empfangssignalpfad (im RX-Kanal) verarbeitet. Das Sendesignal s_RF (t) (vgl. 2), das von der TX-Antenne 5 abgestrahlt wird, wird durch Verstärken des LO-Signals s_LO (t), beispielsweise mittels des HF-Leistungsverstärkers 102, erzeugt und ist damit lediglich eine verstärkte Version des LO-Signals s_LO (t). Der Ausgang des Verstärkers 102 kann mit der TX-Antenne 5 gekoppelt sein (im Falle einer bistatischen bzw. pseudo-monostatischen Radarkonfiguration). Das Empfangssignal y_RF (t), welches von der RX-Antenne 6 empfangen wird, wird der Empfängerschaltung im RX-Kanal und damit direkt oder indirekt HF-Port des Mischers 104 zugeführt. Der Empfangssignalpfad (der RX-Kanal) weist im Wesentlichen einen Heterodyn-Empfänger auf. Im vorliegenden Beispiel wird das HF-Empfangssignal y_RF (t) (Antennensignal) mittels des Verstärkers 103 (Verstärkung g) vorverstärkt. Dem Mischer 104 wird also das verstärkte HF-Empfangssignal g·y_RF(t) zugeführt. Der Verstärker 103 kann z.B. ein LNA sein. Dem Referenz-Port des Mischers 104 ist das LO-Signal s_LO (t) zugeführt, sodass der Mischer 104 das (vorverstärkte) HF-Empfangssignal y_RF (t) in das Basisband heruntermischt. Das heruntergemischte Basisbandsignal (Mischerausgangssignal) wird mit y_BB (t) bezeichnet. Dieses Basisbandsignal y_BB (t) wird zunächst analog weiterverarbeitet, wobei die analoge Basisbandsignalverarbeitungskette 20 im Wesentlichen eine Verstärkung (Verstärker 22) und eine Filterung (z.B. Bandpass 21) aufweisen kann, um unerwünschte Seitenbänder und Spiegelfrequenzen zu unterdrücken. Das resultierende analoge Ausgangssignal, welches einem Analog-Digital-Wandler (siehe 3, ADC 30) zugeführt werden kann, wird mit y(t) bezeichnet. Verfahren für die digitale Weiterverarbeitung des Ausgangssignals (digitales Radarsignal) sind an sich bekannt (beispielsweise die Range-Doppler-Analyse) und werden daher hier nicht weiter diskutiert.
Im vorliegenden Beispiel mischt der Mischer 104 das vorverstärkte HF-Empfangssignal g·y_RF(t) (d.h. das verstärkte Antennensignal) hinunter ins Basisband. Das Mischen kann in einer Stufe erfolgen (also vom HF-Band direkt ins Basisband) oder über eine oder mehrere Zwischenstufen (also vom HF-Band in ein Zwischenfrequenzband und weiter ins Basisband). In diesem Fall umfasst der Empfangsmischer 104 effektiv mehrere in Serie geschaltete einzelne Mischerstufen. Angesichts des in 4 gezeigten Beispiels wird deutlich, dass die Qualität einer Radarmessung stark von der Qualität des LO-Signals s_LO (t) sowie von der Linearität der im Empfangssignalpfand angeordneten Schaltungskomponenten abhängt. Beispielsweise ist die Linearität des Empfangsmischers 104 ein relevanter Parameter.
Eine Nichtlinearität des Empfangsmischers 104 führt zu einer Intermodulationsverzerrung (intermodulation distortion) der Radarsignale. Die Linearität (bzw. Nichtlinearität) einer Schaltungskomponente wie z.B. des Empfangsmischers 104 kann durch Messung von Eigenschaften (Amplitude, Leistung etc.) von Intermodulationsprodukten (intermodulation products IMPs) quantitativ charakterisiert werden. Ist beispielsweise die Leistung von IMPs unter einem spezifizierbaren Schwellenwert, so kann die getestete Schaltungskomponente (bzw. der getestete Signalpfad) als hinreichend linear angesehen werden (für die jeweilige Anwendung). In Radaranwendungen können Verzerrungen durch Intermodulation, die IMPs verursachen, das Messergebnis negativ beeinflussen, und so die Genauigkeit und Zuverlässigkeit der Radarmessungen verschlechtern. Zur Charakterisierung der Linearität der Empfangskanäle kann ein MMIC Schaltungskomponenten beinhalten, die es ermöglichen, in einem Test und/oder einem Selbsttest Informationen über die Linearität zu ermitteln. Ein derartiger Test kann z.B. ein sogenannter End-of-Line-Test (EOL-Test, automatischer Test gegen Ende der Produktion) oder eines Selbst-Test sein, der während des Betriebs des MMICs durchgeführt wird.
5 ist ein Blockdiagramm, welches eine Empfängerschaltung eines Empfangskanals RX01 eines HF-Transceivers zeigt, der dem Beispiel aus 4 ähnlich ist, jedoch mit zusätzlichen Schaltkreisen, welche die oben erwähnten Tests ermöglichen. Die HF-Empfängerschaltung ist ein HF-Eingangssignal y_RF (t) zugeführt, das z.B. mittels einer Antenne (nicht dargestellt) empfangen wurde. Während eines Tests kann dieses Signal Null sein (y_RF(t)=0V), was zu einem störungsfreien Betrieb führt. Das HF-Eingangssignal y_RF (t) wird über den Richtkoppler 110 an den Mischer 104 geleitet. Wie in dem Beispiel aus 1 kann das HF-Eingangssignal y_RF (t) vorverstärkt werden, wobei der Verstärker 103 dem Richtkoppler 15 vor- oder nachgeschaltet sein kann. Im vorliegenden Beispiel ist der Verstärker 103 zwischen den Richtkoppler 110 und den Mischer 104 geschaltet. Die dem Mischer 104 folgende Signalverarbeitungskette ist die gleiche in dem Beispiel gemäß 4. Demnach ist der Ausgang des Mischers 104 mit dem Eingang der analogen Basisbandsignalverarbeitungskette 20 gekoppelt, die insbesondere unerwünschte Seitenbänder und Spiegelfrequenzen in dem Ausgangssignal des Mischers 104 unterdrückt. Der Ausgang der analogen Basisbandsignalverarbeitungskette 20 ist mit einem Analogeingang des Analog-Digital-Wandlers 30 gekoppelt, der dazu ausgebildet ist, das vorverarbeitete Basisbandsignal y(t) zu digitalisieren. Die digitale Darstellung des vorverarbeitete Basisbandsignals y(t) ist mit y[n] bezeichnet und kann mittels des Signalprozessors 40 weiterverarbeitet werden. Die Signalverarbeitungskette vom Richtkoppler 110 zum Analog-Digital-Wandler 30 wird auch als Empfängerschaltung oder Empfangskanal bezeichnet. Wie erwähnt haben reale Radarsysteme in der Regel mehrere Empfangskanäle.
Der Richtkoppler 110 ermöglicht das Einkoppeln eines HF-Testsignals s_RFTEST (t) in den Empfangssignalpfad des RX-Kanals RX01, wodurch das HF-Testsignal s_RFTEST (t) dem HF-Port (HF-Tor) des Mischers 104 zugeführt wird (z.B. alternativ zu dem Eingangssignal y_RF (t)). Das HF-Testsignal s_RFTEST (t) kann wie das HF-Eingangssignal y_RF (t) mittels des Verstärkers 103 vorverstärkt werden. Der Richtkoppler 110 kann z.B. ein mittels Streifenleitungen (strip lines) implementierter Ringkoppler sein. Wie für derartige Koppler üblich, ist ein Port mittels einer Abschlussimpedanz 16 abgeschlossen (terminiert). Alternativ kann der Koppler 110 ein passiver oder ein aktiver Zirkulator sein. Auch andere Arten von Kopplern können verwendet werden. Wie erwähnt kann der Empfangsmischers 104 auch aus einer Serienschaltungen mehrerer Mischerstufen aufgebaut sein.
Im Wesentlichen wird das HF-Testsignal s_RFTEST (t) in den Empfangssignalpfad des RX-Kanals RX01 „injiziert“, und der Mischer 104 „sieht“ folglich das HF-Testsignal s_RFTEST (t) wie ein reguläres HF-Eingangssignal. Das HF-Testsignal s_RFTEST (t) kann deshalb auch als „virtuelles Radarecho“ bezeichnet werden. Im dargestellten Beispiel wird das HF-Testsignal s_RFTEST (t) von einer Testsignalgeneratorschaltung TSG erzeugt. Diese enthält einen Modulator 111, der das LO-Signal s_LO (t) (z.B. von einem Lokaloszillator im Chip erzeugt oder über einen externen Pin zugeführt), welches eine Trägerfrequenz f_LO aufweist, mit einem Testsignal s_TEST (t) (Modulationssignal) moduliert. Das Testsignal s_TEST (t) kann z.B. ein Einzeltonsignal (single-tone signal) sein, das nur eine einzige Frequenz f_TEST aufweist. In der Praxis ist ein Einzeltonsignal ein sehr schmalbandiges Signal, welches im Wesentlichen nur eine Spektrallinie (frequency bin) aufweist. Unter einem „Ton“ versteht man im Allgemeinen ein Sinusoid, der eine bestimmte Frequenz und eine Phase hat. Mehrere Töne können überlagert werden und bilden ein N-Tonsignal, wobei N die Anzahl der Töne bezeichnet.
Bei idealen Verhältnissen müsste das Basisbandsignal y(t) und damit auch das digitale Radarsignal y[n] wieder ein Einzeltonsignal sein; der Mischer 104 bewirkt eine Demodulation, welche die vom Modulator 111 bewirkte Modulation wieder rückgängig macht. Eine (geringe) Nichtlinearität im Empfangssignalpfad (z.B. im Mischer 104) führt jedoch zu einer harmonischen Verzerrung, und das digitale Radarsignal y[n] wird neben der Frequenz f_TEST auch hoher Harmonische aufweisen, d.h. ganzzahlige Vielfache der Frequenz f_TEST . Für manche Tests werden Zweitonsignale (two-tone signals) oder allgemein N-Tonsignale (N-tone signals) benötigt, die zwei oder mehr Frequenzen bzw, Spektrallinien aufweisen. Dies ist insbesondere dann der Fall, wenn nicht nur die Funktion des Empfangssignalpfads (Empfängerschalung eines RX-Kanals) getestet sondern dessen Linearität/Nichtlinearität quantitativ bestimmt werden soll. Wenn das Testsignal zwei oder mehr Töne (Sinusoide) aufweist, kommt es neben der harmonischen Verzerrung auch zu den erwähnten Verzerrungen durch Intermodulation, auf die weiter unten noch näher eingegangen wird (vgl. 6). Das Testsignal S_TEST (Modulationssignal) kann z.B. mittels eines direkten Digitalsysthesizers (direct digital synthesizer, DDS) erzeugt werden, was ein Typ von Frequenzsynthesizer ist, der für die Generierung beliebiger Signalverläufe verwendet werden kann. Auch andere Arten von Signalquellen können verwendet werden. Anstatt der Verwendung eines DDS ist es, z.B. bei einem EOL-Test auch möglich, das Testsignal s_TEST (t) durch eine externe Vorrichtung (z.B. eine automatische Testeinrichtung, ATE) zu erzeugen und über einen externen Pin oder ein Test-Pad in den MMIC einzuspeisen. In diesem Fall wird von der Testsignalgeneratorschaltung TSG nur der Modulator 111 benötigt.
Die in 5 dargestellte Testsignalgeneratorschaltung TSG ist geeignet, die Funktion der in einem RX-Kanal angeordneten Schaltungskomponenten zu testen. Der Test kann für mehrere oder alle RX-Kanäle eines Radarsystems wiederholt werden. Wie im Folgenden anhand von 6 erklärt wird, ist die in 5 dargestellte Testsignalgeneratorschaltung TSG nicht ohne weiteres geeignet, die Linearität der Empfängerschaltung eines RX-Kanals quantitativ zu erfassen, das heißt die durch Nichtlinearitäten verursachten Verzerrungen zu messen. Ein möglicher Messwert für die Linearität wäre z.B. das Verhältnis der Leistung aller Intermodulationsprodukte (IMPs) und der Leistung des Testsignals s_TEST (t). Für eine quantitativen Charakterisierung der Linearität sollte das HF-Testsignal s_RFTEST (t) ein qualitativ hochwertiges Zweitonsignal oder N-Tonsignal (frequenzverschoben um die Trägerfrequenz f_LO ) sein. Jedoch auch in dem (theoretischen) Fall, dass das Signal s_TEST (t) ein perfektes Zweitonsignal ist, kann das HF-Testsignal s_RFTEST (t) bereits IMPs und Harmonische enthalten, und man kann bei der Messung nicht mehr unterscheiden, ob die in dem analogen und digitalen Radarsignal y(t) bzw. y[n] IMPs von dem Modulator 111 oder dem Empfangsmischer 104 erzeugt werden. Der Modulator 111 sollte also eine vergleichsweise hohe Linearität aufweisen. Da die Linearität des Modulators 111 bei einer realistischen Implementierung in einem MMIC üblicherweise nicht signifikant besser ist als die Linearität des Empfangsmischers 104, ist die einfache Testsignalgeneratorschaltung TSG aus 5 nicht ohne weiteres für eine quantitative Charakterisierung der Linearität einer in einem MMIC integrierten HF-Empfängerschaltung geeignet.
6 illustriert anhand von exemplarischen Spektren die Detektion von IMPs im Ausgangssignal einer Empfängerschaltung (analoges oder digitales Radarsignal y(t) bzw. y[n]) und die Bestimmung der Leistung der IMPs. Das Diagramm (a) der 6 illustriert exemplarisch das Spektrum eines Zweitonsignals als Beispiel eines Testsignals s_TEST (t); das Spektrum umfasst im Wesentlichen zwei Spektrallinien, eine bei der Frequenz f₁ und eine bei der Frequenz f₂. Dieses Testsignal s_TEST (t) wird wie oben erläutert durch den Modulator 111 (vgl. 5) in den HF-Bereich transformiert und das resultierende HF-Testsignals s_RFTEST (t) in einen Empfangskanal (vgl. 5, RX-Kanal RX01) eingespeist und dort über den Empfangsmischer 104 wieder in das Basisband gemischt. Das Spektrum des resultierenden Ausgangssignals y[n] des Empfangskanals ist exemplarisch in Diagramm (a) der 6 dargestellt. Demnach umfasst das Spektrum des resultierenden Basisbandsignals ebenfalls die zwei Spektrallinien bei den Frequenzen f₁ und f₂ , zusätzlich jedoch auch weitere Spektrallinien der höheren Harmonischen und der Intermodulationsprodukte (IMPs).
Die zusätzlichen Spektrallinien aufgrund harmonische Verzerrungen liegen bei ganzzahligen Vielfachen der Frequenzen f₁ und f₂ , also bei m·f₁ und n·f₂ (m,n = 2, 3, 4, ...). Die zusätzlichen Spektrallinien der IMPs liegen bei den Summen ganzzahliger Vielfacher der Frequenzen f₁ und f₂ , also bei k·f₁ + l·f₂ (k = ±1, ±2, ±3, ..., und l = ±1, ±2, ±3, ...). Da die Faktoren k und l auch negativ sein können umfassen die erwähnten Summen auch die Differenzen ganzzahliger Vielfacher der Frequenzen f₁ und f₂. Die Leistung der Spektrallinien bei den Frequenzen k·f₁ + l·f₂ bezogen auf die Leistung des Zweitonsignals (Diagramm (a) der 6) kann als Maß für die Linearität des Empfängerschaltung des jeweiligen Empfangskanals verwendet werden, wobei die Linearität umso größer ist, desto kleiner die Leistung der Intermodulationsprodukte und der höheren Harmonischen sind.
Die Leistung der Intermodulationsprodukte kann also als Maß für die Linearität verwendet werden. Bei dem in 5 dargestellten Beispiel besteht allerdings das Problem, dass das Zweiton-Testsignals s_TEST (t) in den HF-Bereich transformiert wird, indem das LO-Signal s_LO (t) mit dem Testsignal s_TEST (t) moduliert wird (siehe 5, Modulator 111). Der Modulator 111 verursacht jedoch selbst IMPs, und daher kann man anhand des gemessenen Spektrums (siehe 6, Diagramm (b)) nicht mehr eindeutig feststellen, ob die IMPs tatsächlich von der Empfängerschaltung (z.B. dem Mischer 104) verursacht werden oder bereits von dem Modulator 111 verursacht wurden. Aus diesem Grund kann die Schaltung aus 5 zwar verwendet werden, um die Funktion der Empfängerschaltung im RX-Kanal RX01 an sich zu testen, jedoch ist sie nicht für eine quantitative Bestimmung der Linearität der Empfängerschaltung (des Mischers 104) geeignet. Für eine quantitative Bestimmung wäre ein qualitativ hochwertiges HF-Testsignal s_RFTEST (t) nötig, das keine IMPs aufweist, sodass die im Spektrum detektierte IMPs eindeutig der Empfängerschaltung zugeschrieben werden können.
7 zeigt ein Beispiel einer verbesserten Testsignalgeneratorschaltung TSG, die in einem MMIC statt der in 5 gezeigten Schaltung zur Erzeugung eines HF-Testsignals verwendet werden kann. Wie in 7 dargestellt umfasst kann die Testsignalgeneratorschaltung TSG zwei Signalquellen SQ1 und SQ2 aufweisen, deren Ausgangssignale und mit s₁ (t) bzw. s₂ (t) bezeichnet sind. Wenn statt eines Zweitonsignals ein N-Tonsignal erzeugt werden soll, können auch mehr als zwei Signalquellen vorgesehen sein. Im dargestellten Beispiel sind die Signalquellen SQ1 und SQ2 im selben MMIC angeordnet wie der RX-Kanal RX01. Für einen EOL-Test können die Signale s₁ (t) bzw. s₂ (t) jedoch auch in einer externen Testeinrichtung erzeugt und über Pins oder Test-Pads in den MMIC eingespeist werden.
In dem in 7 dargestellten Beispiel umfassen die Signalquellen SQ1 und SQ2 jeweils einen digitalen Signalgenerator (DSG) 112a und 112b und einem Analog-Digital-Wandler 113a, 113b. Das Ausgangssignal des ersten Signalgenerators 112a ist mit s₁[n] und das Ausgangssignal des zweiten Signalgenerators 112a mit s₁ [n] bezeichnet. Die Digitalen Signale s₁ [n] und s₂ [n] werden von den Analog-Digitalwandlern 113a bzw. 113b in die analogen Signale s₁ (t) bzw. s₂ (t) umgewandelt, die an den Ausgängen der Signalquellen SQ1 bzw. SQ2 zur Verfügung stehen. Alternativ ist auch eine analoge Signalgenerierung möglich. Unabhängig von der Implementierung der Signal quellen SQ1 bzw. SQ2 sind die Ausgangssignale der zwei (oder mehr) Signalquellen SQ1 und SQ2 jeweils Einzeltonsignale, die sich in ihrer Frequenz oder in ihrer Phase (oder in Frequenz und Phase) unterscheiden.
Die Testsignalgeneratorschaltung TSG weist für jede Signalquelle SQ1 bzw. SQ2 einen Modulator auf. Im Falle von zwei Einzeltonsignalen s₁(t) und s₂(t) ist der ersten Signalquelle SQ1 ein erster Modulator 111a und der zweiten Signalquelle SQ2 ein zweiter Modulator 111b nachgeschaltet. In Beispielen mit mehr als zwei Signalquellen sind entsprechend mehr als zwei Modulatoren vorgesehen. Die Modulatoren 111a und 111b sind dazu ausgebildet, ein HF-Oszillatorsignal wie z.B. das LO-Signal s_LO (t) mit den Ausgangssignalen s₁ (t) und s₂ (t) der Signalquellen SQ1 und SQ2 zu modulieren. Die resultierenden modulierten HF-Signale sind mit s_RF1 (t) und s_RF2 (t) bezeichnet. Die beiden HF-Signale s_RF1 (t) und s_RF2 (t) werden einer HF-Kombiniererschaltung 114 zugeführt, die beispielsweise als Wilkinson-Leistungskombinierer (Wilkinson power combiner) implementiert sein kann. Andere aktive oder passive Implementierungen der HF-Kombiniererschaltung 114 sind möglich. Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist die HF-Kombiniererschaltung 114 dazu ausgebildet, an ihrem Ausgang als HF-Testsignal s_RFTEST (t) eine Linearkombination der beiden HF-Signale s_RF1 (t) und s_RF2 (t) zur Verfügung zu stellen. In diesem Fall wäre das HF-Testsignal s_RFTEST (t) gleich g₁·s_RF1(t)+g₂·s_RF2(t), wobei die Faktoren g₁ und g₂ Verstärkungen (gain) bezeichnen, die in der Regel gleich sind (g₁=g₂) und auch kleiner eins sein können.
Anders als in dem Beispiel aus 5 werden für die Erzeugung eines mit einem Zweitonsignal modulierten HF-Testsignals zwei Modulatoren verwendet, die das HF-Oszillatorsignal s_LO(t) jeweils mit einem Einzeltonsignal (Signale s₁ (t) und s₂ (t)) modulieren. Im Falle eines N-Tonsignals N Modulatoren verwendet werden, um N mit jeweils einem Einzeltonsignal modulierte HF-Signale zu erzeugen. Die Verwendung mehrerer Modulatoren, denen jeweils ein Einzeltonsignal als Modulationssignal zugeführt ist, hat den Effekt, dass in den Modulatoren zwar harmonische Verzerrungen, jedoch keine Intermodulationsverzerrungen auftreten. Jedoch selbst wenn man, beispielsweise, statt vier Einzeltonsignale und vier Modulatoren nur zwei Zweitonsignale und zwei Modulatoren verwenden würde, um das HF-Oszillatorsignal mit vier Tönen zu modulieren, kann eine Verbesserung (eine Reduktion der IMPs) erreicht werden im Vergleich zu dem Fall, in dem nur ein Modulator verwendet wird. Falls in dem zu bestimmenden Spektrum des Ausgangsignals (siehe z.B. 5, Signal y[n]) dennoch IMPs auftreten, können diese eindeutig der Empfängerschaltung des jeweiligen Empfangskanals, insbesondere dem jeweiligen Empfangsmischer zugeordnet werden.
8 zeigt ein weiteres Beispiel einer verbesserten Testsignalgeneratorschaltung TSG. In dem dargestellten Beispiel sind die von den Signalquellen SQ1 und SQ2 erzeugten Signale s₁(t) und s₂(t) komplexwertige Signale. Das heißt, s₁(t) = s_I1(t)+j·s_Q1(t) und s₂(t) = s_I2(t)+j·s_Q2(t), wobei die Signalkomponenten s_I1 (t) und s_I2 (t) als In-Phasen-Komponenten (In-Phasen-Signale) und die Signalkomponenten s_Q1 (t) und s_Q2 (t) als Quadraturkomponenten (Quadratursignale) bezeichnet werden (j bezeichnet die Imaginäre Einheit). Auch in diesem Fall sind die Signale s₁ (t) und s₂ (t) Einzeltonsignale und haben im Allgemeinen die Form s₁(t) = A₁·exp(j·2πf₁·t) bzw. s₂(t) = A₂·exp(j·2πf₂·t), wobei A₁ bzw. A₂ die Signalamplituden und exp(·) die natürliche Exponentialfunktion bezeichnen. Im Falle einer digitalen Implementierung der Signalquellen SQ1 und SQ2 können diese jeweils zwei Analog-Digital-Wandler 113a, 113a' sowie 113b, 113b' (oder jeweils einen Analog-Digital-Wandler mit zwei Kanälen) aufweisen, um sowohl die digitalen In-Phasen-Signalkomponenten s_I1 [n] und s_I2 [n] als auch die digitalen Quadratursignalkomponenten in s_Q1[n] und s_Q2[n] in analoge Signale umzuwandeln. Analoge und digitale Signalgeneratoren, welche dazu ausgebildet sind, komplexwertige Einzeltonsignale zu erzeugen sind an sich bekannt und werden daher hier nicht näher erläutert.
In einer Implementierung mit komplexwertigen Einzeltonsignalen s₁(t) und s₂(t) können die zugehörigen Modulatoren 111a und 111b als IQ-Modulatoren ausgebildet sein. IQ-Modulatoren (IQM) sind an sich bekannt und werden daher hier nicht weiter erläutert. IQ-Modulatoren sind auch unter anderen Bezeichnungen wie z.B. Quadraturmodulatoren, Quadrature Upconverters, Cartesian Upconverters, etc. bekannt. Im Wesentlichen bewirken die IQ-Modulatoren eine Einseitenbandmodulation (single-sideband modulation) des LO-Signal s_LO (t). Wie im vorherigen Beispiel aus 7 werden die Ausgangssignale s_RF1 (t) und s_RF2 (t) der Modulatoren 111a und 111b mittels einer HF-Kombiniererschaltung 114 kombiniert, die wiederum als Wilkinson-Leistungskombinierer ausgebildet sein kann. In diesem Fall ist das Ausgangssignal s_RFTEST (t) der HF-Kombiniererschaltung 114 eine Linearkombination der HF-Signale s_RF1 (t) und s_RF2 (t). Da die den IQ-Modulatoren 111a und 111b als Modulationssignale (komplexwertige) Einzeltonsignale zugeführt sind, entstehen lediglich höher Harmonische, jedoch keine IMPs. Auch das kombinierte Signal s_RFTEST (t) enthält keine IMPs.
Wie erwähnt hat die separate Modulation des HF-Oszillatorsignals s_LO (t) mit zwei oder mehr Einzeltonsignalen und die anschließende (Linear-) Kombination der modulierten HF-Signale den Effekt, dass im HF-Testsignal s_RFTEST (t) keine IMPs vorhanden sind. Deshalb können IMPs, die im Spektrum des Ausgangssignals y[n] eines Empfangskanals (vgl. 5, RX-Kanal RX01) festgestellt werden, eindeutig der jeweiligen Empfängerschaltung des Empfangskanals zugeschrieben werden. Dieser Sachverhalt ist in den in 9 dargestellten Spektren exemplarisch dargestellt. Das dritte (untere) Diagramm zeigt das Spektrum des Ausgangssignals y[n] eines RX-Kanals im (theoretischen) Falle einer perfekten Linearität der Empfängerschaltung, sodass keine IMPs auftreten. Die höher Harmonischen entstehen bereits durch harmonische Verzerrungen in den Modulatoren 111a und 111b der Testsignalgeneratorschaltung TSG. Anders als in dem in 6 dargestellten Fall werden in der Testsignalgeneratorschaltung TSG keine IMPs erzeugt, weil für jedes Einzeltonsignal ein separater Modulator vorgesehen ist. Das erste (obere) Diagramm der 9 zeigt jenen Teil des Spektrums, der auf das erste Einzeltonsignal s₁ (t) mit der Frequenz f₁ zurückzuführen ist; das zweite (mittlere) Diagramm der 9 zeigt jenen Teil des Spektrums, der auf das erste Einzeltonsignal s₂ (t) mit der Frequenz f₂ zurückzuführen ist.
Würden nun im Spektrum des Ausgangssignals y[n] eines RX-Kanals (siehe unteres Diagramm der 9) IMPs auftreten, könnten diese eindeutig einer Nichtlinearität in der Empfängerschaltung des jeweiligen RX-Kanals zugeschrieben werden, wodurch eine quantitative Messung der Linearität der Empfängerschaltung ermöglicht wird. Da das HF-Testsignal keine (aufgrund der Modulation um die Frequenz f_LO verschobenen) Spektrallinien bei den Frequenzen k·f₁+l·f₂ für k≠0 und l≠0 (k und l sind ganze Zahlen) - das heißt keine IMPs - enthält, müssen eventuell auftretende IMPs von einer Nichtlinearität in der Empfängerschaltung erzeugt werden, beispielsweise dem Empfangsmischer 104. Allgemein gesagt, Spektrallinien (z.B. aufgrund IMPs) im Spektrum des Ausgangssignals y[n] eines RX-Kanals, die keine Entsprechung (d.h. keine korrespondierende Spektrallinie) in dem HF-Testsignal s_RFTEST (t) haben, stammen von Nichtlinearitäten in der Empfängerschaltung des betreffenden Kanal.
10 illustriert anhand der entstehenden Spektren eine weitere Alternative zur Erzeugung eines HF-Testsignals, die bei den Beispielen aus 7 und 8 verwendet werden kann. Wie im vorherigen Beispiel aus 9 zeigt das erste (obere) Diagramm der 10 jenen Teil des Spektrums, der auf das erste Einzeltonsignal s₁(t) mit der Frequenz f₁ zurückzuführen ist, und das zweite (mittlere) Diagramm der 10 zeigt jenen Teil des Spektrums, der auf das erste Einzeltonsignal s₂ (t) mit der Frequenz f₂ zurückzuführen ist. Das dritte (untere) Diagramm zeigt das Spektrum des Ausgangssignals y[n] eines RX-Kanals im (theoretischen) Falle einer perfekten Linearität der Empfängerschaltung, sodass keine IMPs auftreten.
Anders als im vorherigen Fall sind in dem dargestellten Beispiel die beiden Frequenzen f₁ und f₂ gleich (f₁=f₂). Die beiden Einzeltonsignale s₁(t) und s₂(t) unterscheiden sich allerdings in der Phase, wobei der Phasenunterschied φ_2,1 -φ_1,1 der Grundschwingung 90° (d.h. π/2) oder ein ungeradzahliges Vielfaches davon beträgt. Im dargestellten Beispiel ist die Phase φ_1,1 des ersten Signals s₁ (t) 0° und die Phase φ_2,1 des zweiten Signals s₂(t) 90°. Die Phasen φ_2,2 , φ_2,3 , etc. der höher Harmonischen 2·f₂, 3·f₂, etc., die in den Modulatoren 111a, 111b erzeugt werden, werden entsprechend multipliziert. Die Phase der ersten Harmonischen 2·f₂(=2·f₁) ist demnach 180°, weshalb es bei einer Überlagerung in der HF-Kombiniererschaltung 114 (vgl. 7 oder 8) zu einer destruktiven Interferenz kommt. Das resultierende HF-Testsignal s_RFTEST (t) ist im vorliegenden Beispiel kein Zweitonsignal, sondern ein Einzeltonsignal mit der Frequenz f₁=f₂, jedoch wird durch die Verwendung von zwei getrennten Modulatoren sichergestellt, dass im HF-Testsignal s_RFTEST(t) die zweite Harmonische bei der Frequenz 2·f₂ ausgelöscht wird.
Sofern nun im Spektrum des Ausgangssignals y[n] eines RX-Kanals (siehe unteres Diagramm der 10) dennoch eine Spektrallinie bei der Frequenz 2·f₁ aufträte, könnte diese eindeutig einer Nichtlinearität in der Empfängerschaltung des jeweiligen RX-Kanals zugeschrieben werden. Auch in diesem Fall ist eine quantitative Messung der Linearität der Empfängerschaltung möglich, da die Signalleistung der ersten Harmonischen als Maß für die Linearität bzw. Nichtlinearität der Empfängerschalung des betreffenden Kanals herangezogen werden kann, da die Spektrallinie bei der Frequenz 2·f₁ keine Entsprechung (d.h. keine korrespondierende Spektrallinie) in dem HF-Testsignal s_RFTEST (t) hat.
11 und 12 sind Flussdiagramme zur Illustration eines Beispiels eines Verfahrens zum Erzeugen eines HF-Testsignals hoher Qualität (d.h. im Wesentlichen ohne nennenswerte IMPs) in einer MMIC zum Testen einer oder mehrerer Empfängerschaltungen eines bzw. mehrerer RX-Kanäle der MMIC. 11 illustriert die Erzeugung des Testsignals und 12 den Test der einer in der MMIC integrierten Empfängerschaltung. In dem dargestellten Beispiel umfasst das Verfahren (Schritt S1) das Erzeugen eines ersten HF-Signals (siehe z.B. 7, HF-Signal s_RF1 (t)) durch Modulieren eines HF-Oszillatorsignals (siehe z.B. 5 und 7, LO-Signal s_LO (t)) mit einem ersten Einzeltonsignal (siehe z.B. 7, Signals s₁ (t) mit Frequenz f₁ und Phase φ₁) sowie (Schritt S2) das Erzeugen eines zweiten HF-Signals (siehe z.B. 7, HF-Signal s_RF2 (t)) durch Modulieren des HF-Oszillatorsignals mit einem zweiten Einzeltonsignal (siehe z.B. 7, Signals s₂(t) mit Frequenz f₂ und Phase φ₂ ). Dabei unterscheiden sich die Einzeltonsingale in ihrer Frequenz oder in ihrer Phase oder in beidem (f₁≠f₂ und/oder φ₁≠φ₂). Ein HF-Testsignals (siehe z.B. 7, HF-Testsignal s_RFTEST (t)) wird (Schritt S3) durch Kombinieren des ersten HF-Signals und des zweiten HF-Signals generiert, wodurch die Entstehung von IMPs weitgehend verhindert wird.
Wie erwähnt können die beiden Einzeltonsignale durch in der MMIC integrierte Signalquellen erzeugt werden (siehe 7 und 8, Signalquellen SQ1 und SQ2) oder in einer externen Testeinrichtung erzeugt und in die MMIC eingespeist werden. Das HF-Testsignal wird dann z.B. über einen Koppler in die Empfängerschaltung so eingespeist, dass es dem HF-Eingang des Empfangsmischers zugeführt wird (siehe z.B. 5, Koppler 110, Empfangsmischer 104). Der Empfangsmischers bewirkt ein Heruntermischen des HF-Testsignals in das Basisband (siehe 12, Schritt S4). Das (z.B. analog weiterverarbeitete) Basisbandsignal kann als Ausgangssignal der Empfängerschaltung betrachtet werden (vgl. 5, Signal y(t)); dieses Ausgangssignal wird digitalisiert (vgl. 5, digitales Ausgangssignal y[n]), was eine digitale Weiterverarbeitung ermöglicht (siehe 12, Schritt S5). Die digitale Weiterverarbeitung besteht in einer Spektralanalyse des digitalisierten Signals, wobei zumindest ein Teil des Spektrums berechnet wird (z.B. ein Leistungsdichtespektrum). In dem Spektrum können schließlich jene Spektrallinien detektiert werden, die in dem HF-Testsignal keine Entsprechung (d.h. keine korrespondierende Spektrallinie) haben. Diese detektierten Spektrallinien können einer Nichtlinearität in der Empfängerschaltung zugeordnet werden. Die Leistung dieser Spektrallinien können auch als Maß für die Linearität der Empfängerschaltung, insbesondere des Empfangsmischers, verwendet werden, wobei die Linearität umso höher ist, je kleiner die Leistung bzw. Amplitude der detektierten Spektrallinien, die in dem HF-Testsignal keine Entsprechung haben.

Claims

Eine HF-Empfangsvorrichtung, die folgendes aufweist: einen Antenneneingang zum Anschluss einer Antenne (6); eine HF-Signalquelle (101), die dazu ausgebildet ist, ein HF-Oszillatorsignal (s_LO(t)) zur Verfügung zu stellen; eine Schaltung zur Erzeugung eines HF-Testsignals (s_RFTEST(t)); einen Empfangsmischer (104), der einen HF-Eingang und einen Ausgang aufweist, einen Koppler (110), der mit dem Antenneneingang, einem Ausgang der Schaltung zur Erzeugung des HF-Testsignals (s_RFTEST(t)) und dem HF-Eingang des Empfangsmischer (104) verbunden und dazu ausgebildet ist, das HF-Testsignal (s_RFTEST(t)) an den HF-Eingang des Empfangsmischers (104) weiterzuleiten; wobei die Schaltung zur Erzeugung des HF-Testsignals (s_RFTEST(t)) aufweist: einen Eingangsschaltungsknoten, der mit der HF-Signalquelle (101) gekoppelt ist, um das HF-Oszillatorsignal (s_LO(t)) zu empfangen; einen ersten Modulator (111a), der dazu ausgebildet ist, ein erstes HF-Signal (s_RF1(t)) zu erzeugen, indem das HF-Oszillatorsignal (s_LO(t)) mit einem ersten Signal (s₁(t)) moduliert wird; einen zweiten Modulator (111b), der dazu ausgebildet ist, ein zweites HF-Signal (s_RF2(t)) zu erzeugen, indem das HF-Oszillatorsignal (s_LO(t)) mit einem zweiten Signal (s₂(t)) moduliert wird, wobei das erste Signal (s₁(t)) und das zweite Signal (s₂(t)) Einzeltonsignale sind, die sich in ihrer Frequenz und/oder in ihrer Phase unterscheiden; und eine HF-Kombiniererschaltung (114), die dazu ausgebildet ist, ein HF-Testsignal (s_RFTEST(t)) durch Kombinieren des ersten HF-Signals (s_RF1(t)) und des zweiten HF-Signals (s_RF2(t)) zu erzeugen.
Die HF-Empfangsvorrichtung gemäß Anspruch 1, wobei die Schaltung zur Erzeugung des HF-Testsignals weiter aufweist: eine Signalquelle, die dazu ausgebildet ist, das erste Signal (s₁(t)) und das zweite Signal (s₂(t)) zu erzeugen, wobei das erste Signal (s₁(t)) und das zweite Signal (s₂(t)) jeweils im Wesentlichen eine einzige Frequenz (f₁, f₂) und eine Phase (φ₁, φ₂) aufweist.
Die HF-Empfangsvorrichtung gemäß Anspruch 2, wobei die erste Signalquelle aufweist: einen ersten digitalen Signalgenerator (112a) und einen nachgeschalteten ersten Digital/Analog-Wandler (113a) aufweist, der dazu ausgebildet ist, das erste Signal (s₁(t)) als Ausgangssignal bereit zu stellen; und einen zweiten digitalen Signalgenerator (112b) und einen nachgeschalteten zweiten Digital/Analog-Wandler (113b) aufweist, der dazu ausgebildet ist, das zweite Signal (s₁(t)) als Ausgangssignal bereit zu stellen.
Die HF-Empfangsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis ,3 wobei das erste Signal (s₁(t)) und das zweite Signal (s₂(t)) jeweils komplexwertige Signale sind, die jeweils durch eine In-Phasen-Signalkomponente (s_1I(t), s_2I(t)) und ein Quadratur-Signalkomponente (s_1Q(t), s_2Q(t)) repräsentiert werden, und wobei der erste Modulator (111a) und der zweite Modulator (111b) IQ-Modulatoren sind.
Die HF-Empfangsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, die weiter aufweist: einen Analog-Digital-Wandler (30), der mit einem Ausgang des Empfangsmischers (104) gekoppelt ist und dazu ausgebildet ist, ein Ausgangssignal des Empfangsmischers (104) zu digitalisieren und ein entsprechendes Digitalsignal (y[n]) zu erzeugen.
Die HF-Empfangsvorrichtung gemäß Anspruch 5, die weiter aufweist: einen Prozessor (40), der mit dem Analog-Digital-Wandler (30) gekoppelt ist und der dazu ausgebildet ist, zumindest ein Teil eines Spektrums des Digitalsignals (y[n]) zu berechnen.
Die HF-Empfangsvorrichtung gemäß Anspruch 6, wobei der Prozessor (40) weiter dazu ausgebildet ist, basierend auf dem Spektrum des Digitalsignals (y[n]) Informationen betreffend die die Linearität der HF-Empfangsschaltung breitzustellen.
Die HF-Empfangsvorrichtung gemäß Anspruch 7, wobei die HF-Empfangsschaltung weiter aufweist: einen HF-Verstärker (103), der zwischen den Koppler (110) und den Empfangsmischer (104) geschaltet ist, wobei die Informationen betreffend die die Linearität der HF-Empfangsschaltung Informationen über die Linearität der Kombination vom HF-Verstärker (103) und Empfangsmischer umfassen.
Die HF-Empfangsvorrichtung gemäß Anspruch 7 oder 8, wobei die Informationen betreffend die die Linearität der HF-Empfangsschaltung Informationen über Spektrallinien des Digitalsignals (y[n]) umfassen, die keine Entsprechung in dem HF-Testsignal (s_RFTEST(t)) haben.
Die HF-Empfangsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 9, wobei das erste HF-Signal (s_RF1(t)) Spektrallinien aufweist, die ganzzahligen Vielfachen der Frequenz des ersten Signals (s₁(t)) entsprechen und um die Frequenz des HF-Oszillatorsignals (s_LO(t)) verschoben sind und, wobei das zweite HF-Signal (s_RF2(t)) Spektrallinien aufweist, die ganzzahligen Vielfachen der Frequenz des zweiten Signals (s₂(t)) entsprechen und um die Frequenz des HF-Oszillatorsignals (s_LO(t)) verschoben sind und, und wobei erste HF-Signal (s_RF1(t)) und das zweite HF-Signal (s_RF2(t)) keine Spektrallinien aufweist, die Summen und/oder Differenzen von ganzzahligen Vielfachen der Frequenz des ersten Signals (s₁(t)) und der Frequenz des zweiten Signals (s₂(t)) entsprechen und um die Frequenz des HF-Oszillatorsignals (s_LO(t)) verschoben sind.
Ein Verfahren, das umfasst: Erzeugen eines ersten HF-Signals (s_RF1(t)) durch Modulieren eines HF-Oszillatorsignals (s_LO(t)) mit einem ersten Signal (s₁(t)); Erzeugen eines zweiten HF-Signals (s_RF2(t)) durch Modulieren des HF-Oszillatorsignals (s_LO(t)) mit einem zweiten Signal (s₂(t)), wobei das erste Signal (s₁(t)) und das zweite Signal (s₂(t)) Einzeltonsignale sind, die sich in ihrer Frequenz und/oder in ihrer Phase unterscheiden; und Erzeugen eines HF-Testsignals (s_RFTEST(t)) durch Kombinieren des ersten HF-Signals (s_RF1(t)) und des zweiten HF-Signals (s_RF2(t)); und Einkoppeln des HF-Testsignals (s_RFTEST(t)) in eine mit einem Antenneneingang gekoppelte HF-Empfangsschaltung, die einen Empfangsmischers (104) aufweist, wobei das Einkoppeln derart erfolgt, dass das HF-Testsignal (s_RFTEST(t)) einem Eingang des Empfangsmischers (104) zugeführt wird.
Das Verfahren gemäß Anspruch 11, wobei das erste Signal (s₁(t)) und das zweite Signal (s₂(t)) jeweils als komplexwertige Signale erzeugt werden, die jeweils durch eine In-Phasen-Signalkomponente (s_1I(t), s_2I(t)) und ein Quadratur-Signalkomponente (s_1Q(t), s_2Q(t)) repräsentiert werden, und wobei das Modulieren des HF-Oszillatorsignals (s_LO(t)) mittels IQ-Modulatoren (111a, 111b) bewerkstelligt wird.
Das Verfahren gemäß Anspruch 11 oder 12, das weiter umfasst: Digitalisieren eines Ausgangssignals y(t) der HF-Empfangsschaltung; und (y[n]). Berechnen zumindest eines Teils des Spektrums des digitalisierten Signals
Das Verfahren gemäß Anspruch 13, das weiter umfasst: Bereitstellen von Informationen betreffend die die Linearität der HF-Empfangsschaltung breitzustellen basierend auf dem Spektrum des digitalisierten Signals (y[n]).
Das Verfahren gemäß Anspruch 14, wobei die Informationen betreffend die die Linearität der HF-Empfangsschaltung Informationen über Spektrallinien des digitalisierten Signals (y[n]) umfassen, die keine Entsprechung in dem HF-Testsignal (s_RFTEST(t)) haben.