CZ301881B6 - Bridge crystal symmetrical oscillator - Google Patents
Bridge crystal symmetrical oscillator Download PDFInfo
- Publication number
- CZ301881B6 CZ301881B6 CZ20100018A CZ201018A CZ301881B6 CZ 301881 B6 CZ301881 B6 CZ 301881B6 CZ 20100018 A CZ20100018 A CZ 20100018A CZ 201018 A CZ201018 A CZ 201018A CZ 301881 B6 CZ301881 B6 CZ 301881B6
- Authority
- CZ
- Czechia
- Prior art keywords
- resistor
- terminal
- crystal resonator
- symmetrical
- winding
- Prior art date
Links
- 239000013078 crystal Substances 0.000 title claims abstract description 95
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 34
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 33
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims abstract description 11
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims abstract description 11
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 claims description 7
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 abstract description 4
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 abstract description 3
- ZPUCINDJVBIVPJ-LJISPDSOSA-N cocaine Chemical compound O([C@H]1C[C@@H]2CC[C@@H](N2C)[C@H]1C(=O)OC)C(=O)C1=CC=CC=C1 ZPUCINDJVBIVPJ-LJISPDSOSA-N 0.000 abstract 4
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 8
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 8
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 6
- 238000013461 design Methods 0.000 description 5
- 210000001744 T-lymphocyte Anatomy 0.000 description 4
- 210000004027 cell Anatomy 0.000 description 4
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 4
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 3
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 3
- 230000002093 peripheral effect Effects 0.000 description 2
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 2
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 description 2
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 2
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 description 2
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 2
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 238000011156 evaluation Methods 0.000 description 1
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 1
- 238000010438 heat treatment Methods 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 1
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 1
- 230000003068 static effect Effects 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
- 210000004243 sweat Anatomy 0.000 description 1
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
Abstract
Description
Oblast technikyTechnical field
Řešení se týká zařízení krystalového oscilátoru, který umožňuje dosáhnout vysokou stabilitu frekvence, nízkou úroveň fázového šumu a stabilní úroveň generovaného signálu a je po obvodové i konstrukční stránce poměrně jednoduchý a lze jej realizovat s použitím přibližně 20 součástek.The solution relates to a crystal oscillator device which allows to achieve high frequency stability, low phase noise level and a stable level of the generated signal and is relatively simple on the peripheral and constructional side and can be realized using approximately 20 components.
Dosavadní stav technikyBACKGROUND OF THE INVENTION
Běžné konstrukce elektronických oscilátorů vycházejí z použití aktivního prvku - elektronky, tranzistoru, integrovaného zesilovače, které lze po obvodové stránce popsat jako dvojbran, který při vhodně volené zátěži umožňuje dosáhnout výkonové zesílení větší než 1. Oscilátor vzniká, doplníme-li zesilovač smyčkou kladné zpětné vazby, ve které je na pracovní frekvenci oscilátoru přenos roven reálnému číslu 1. Zpětnovazební obvod je obvykle tvořen pásmovou propustí, která je řešena tak že zesílení zesilovače právě kompenzuje útlum zpětnovazebního obvodu, fázový posuv zpětnovazebního obvodu kompenzuje fázový posuv zesilovače.Common designs of electronic oscillators are based on the use of an active element - tube, transistor, integrated amplifier, which can be described on the peripheral side as a double gate, which at a suitable load allows to achieve power gain greater than 1. Oscillator arises when amplified loop positive feedback The feedback circuit is usually formed by a band-pass filter, which is designed so that the amplifier gain just compensates for the attenuation of the feedback circuit, the phase shift of the feedback circuit compensates for the phase shift of the amplifier.
Velmi časté konstrukce oscilátorů vycházejí z principiálních zapojení s Π článkem nebo přemostěným T Článkem ve zpětnovazebním obvodu. Krystalový oscilátor s Π Článkem ve zpětnovazebním obvodu má na vstupu a výstupu Π článku zapojen kondenzátor, v podélné větvi Π článkuje zapojen krystalový rezonátor. Podle parametrů v obvodu je u oscilátoru volen pracovní režim rezonátoru.Very common oscillator designs are based on principally wiring with an Π cell or a bridged T cell in the feedback circuit. Crystal oscillator with Π The capacitor in the feedback circuit has a capacitor connected at the input and output Π of the cell, and a crystal resonator is connected in the longitudinal branch Π of the cell. The operating mode of the resonator is selected according to the parameters in the circuit.
Jsou-li reaktance kondenzátorů malé, srovnatelné se ekvivalentním sériovým odporem rezonátoru, odpovídá oscilátor modifikaci Clappově (Gouriet-Clappově). Do série s krystalovým rezoná30 torem je zařazen navíc další kondenzátor, krystalový rezonátor pracuje v okolí své sériové rezonance s indukční složkou reaktance. Zapojení oscilátoru je jednoduché. Toto zapojení je obvykle užíváno pokud má být realizován oscilátor běžné kvality s diskrétním aktivním prvkem - tranzistorem, tranzistorem řízeným potem, s krystalovým rezonátorem řezu AT a v oblasti frekvencí cca. 0,5 až 30 MHz.If the reactances of the capacitors are small, comparable to the equivalent series resonator resistance, the oscillator corresponds to the Claponse (Gouriet-Claponse) modification. An additional capacitor is added in series with the crystal resonator, the crystal resonator working with its inductance component around its series resonance. The connection of the oscillator is simple. This connection is usually used when a standard quality oscillator with a discrete active element - a transistor, a sweat-controlled transistor, an AT crystal cut-in resonator and a frequency range of approx. 0.5 to 30 MHz.
Jsou-li reaktance kondenzátorů velké, odpovídá oscilátor modifikaci Pierceově, krystalový rezonátor pracuje opět s indukční složkou reaktance blíže k paralelní rezonanci. V jednoduchém zapojení s tranzistorem jsou tyto oscilátory používány jako oscilátory s krystalovými rezonátory řezu SC (Stress Compensated) pro které je v tomto zapojení snazší vytvořit doplňkové selektivní obvody pro potlačení nežádoucích vidů kmitů (vidy B a C). Dále je toto zapojení velmi Často užíváno ve všech případech, kdy aktivním prvkem oscilátoru je integrovaný zesilovač, operační zesilovač, logický obvod. V této modifikaci je zde snáze možné nastavit vstupní a výstupní impedance Π Článku na vyšší hodnoty vyhovující integrovaným obvodům a zejména obvodům s velmi malou spotřebou.If the reactances of the capacitors are large, the oscillator corresponds to the Pierce modification, the crystal resonator works again with the inductance component of the reactance closer to the parallel resonance. In a simple transistor circuit, these oscillators are used as SC (Stress Compensated) crystal resonators for which it is easier in this circuit to create additional selective circuits to suppress unwanted oscillation modes (modes B and C). Furthermore, this circuit is very often used in all cases where the active element of an oscillator is an integrated amplifier, an operational amplifier, a logic circuit. In this modification, it is easier to set the input and output impedances of the Π cell to higher values to suit integrated circuits, and especially low-power circuits.
Krystalový oscilátor s přemostěným T Článkem ve zpětnovazebním obvodu má na vstupu a výstupu T článku směrem k uzlu zapojeny kondenzátory, od uzlu k zemi je zapojen krystalový rezonátor a v podélné větvi jako přemosťující prvek je zapojena indukčnost. Oscilátor lze popsat též jako modifikaci Butlerova oscilátoru zesilovač s krystalovým rezonátorem v emitorovém obvodu tranzistoru a s obvodem kladné zpětné vazby s rezonančním obvodem s rozdělenou kapacitou. Zapojení je užíváno zejména tam, kde je třeba dalším kmitočtově selektivním obvodem vybrat pracovní frekvenci oscilátoru z množství rezonančních frekvencí krystalového rezonátoru, např. má-li oscilátor kmitat na harmonické frekvenci krystalového rezonátoru.A bridged T cell oscillator in the feedback circuit has capacitors connected at the input and output of the T cell towards the node, a crystal resonator is connected from the node to the ground, and inductance is connected as a bridging element in the longitudinal branch. The oscillator can also be described as a modification of the Butler oscillator with an amplifier with a crystal resonator in the emitter circuit of the transistor and a positive feedback circuit with the resonant circuit of the distributed capacitance. The circuit is used especially where it is necessary to select the operating frequency of the oscillator from the plurality of resonant frequencies of the crystal resonator by another frequency selective circuit, for example if the oscillator is to oscillate at the harmonic frequency of the crystal resonator.
- I CZ 301881 B6- I CZ 301881 B6
Popsaná zapojení ale nedávají dobré výsledky tam, kde jsou na oscilátor kladeny vysoké nároky. U oscilátoru nezajišťují ani vysokou stabilitu frekvence, ani minimální generovaný šum, ani stabilitu amplitudy generovaného signálu. Všechny tyto jevy spolu vzájemně souvisí, i když nejvíce bývá sledována oblast stability frekvence.However, the described circuits do not give good results where high demands are placed on the oscillator. In the oscillator, they do not provide either high frequency stability, minimum noise generated, or amplitude stability of the generated signal. All these phenomena are related to each other, although the area of frequency stability is most often observed.
Frekvence kmitů oscilátoru je kromě rezonanční frekvence rezonátoru s teplotním koeficientem řádu až ΚΓ6 ovlivňována teplotními změnami jmenovitých hodnot všech součástek použitých v oscilátoru, které způsobují změnu komplexního přenosu řetězce zpětné vazby oscilátoru. Další io změny frekvence jsou způsobeny změnou amplitudy kmitů, resp. změnou komplexní přenosové funkce zesilovače, ke které přitom dochází vlivem nelinearity aktivního prvku. Tento jev má u výše uvedených jednoduchých oscilátorů většinou velký vliv. Amplituda kmitů u těchto oscilátorů je řízena právě nelinearitou aktivního prvku, poklesem zesílení při velké úrovni signálu nebo přemísťováním pracovního bodu aktivního prvku po jeho statické charakteristice tak, aby se pro velkou úroveň signálu dostával pracovní bod do oblasti, kde má aktivní prvek menší zesílení. To ale vždy znamená harmonické zkreslení zpracovávaného signálu, nejen změnu zesílení, ale i změnu fázového posuvu a změnu kmitočtu.In addition to the resonant frequency of the resonator with a temperature coefficient of up to ΚΓ 6, the oscillator frequency is influenced by temperature changes in the nominal values of all components used in the oscillator, causing a change in the complex transmission of the oscillator feedback chain. Other changes in frequency are caused by a change in the amplitude of oscillations, respectively. by changing the complex transmission function of the amplifier, which is due to the non-linearity of the active element. This phenomenon usually has a great effect in the above-mentioned single oscillators. The oscillator amplitude of these oscillators is controlled by the non-linearity of the active element, by decreasing the gain at the high signal level, or by moving the operating point of the active element after its static characteristic so that the high point level reaches the operating point. However, this always means a harmonic distortion of the processed signal, not only a change in gain, but also a change in phase shift and a change in frequency.
Fázový šum oscilátoru je na spektru signálu oscilátoru patrný jako šumový náhodný signál v okolí pracovní frekvence. Sum je způsoben tepelným šumem všech součástek v oscilátoru, z nichž největší vliv má šum aktivního prvku zejména jeho proudový 1/f šum. Pokud je aktivní prvek jakkoli nelineární, dochází ke konverzi 1/f šumu na fázový šum, který je patrný ve spektru v okolí pracovní frekvence oscilátoru. U jednoduchých oscilátorů není tato problematika prakticky vůbec řešena. Aktivní prvky pracují s vysokou nelinearitou, někdy téměř ve spínacím reži25 mu, obvod oscilátoru není řešen s ohledem na minimalizaci šumu aktivního prvku. Fázový šum těchto oscilátorů je proto poměrně velký, ve vzdálenosti několik set Hz od pracovní frekvence převyšuje úroveň tepelného šumu o 60 až 100 dB,The phase noise of the oscillator is visible on the spectrum of the oscillator signal as a noise random signal around the operating frequency. The sum is caused by the thermal noise of all components in the oscillator, the biggest influence of which is the noise of the active element, especially its current 1 / f noise. If the active element is non-linear in any way, 1 / f noise is converted to phase noise, which is evident in the spectrum around the oscillator working frequency. In simple oscillators this problem is practically not solved at all. Active elements work with high non-linearity, sometimes almost in switching mode25 mu, oscillator circuit is not solved with regard to minimizing noise of the active element. The phase noise of these oscillators is therefore relatively large, at several hundred Hz from the operating frequency, it exceeds the thermal noise level by 60 to 100 dB,
Další variantou krystalového oscilátoru, která je řešena s ohledem na použití krystalového rezo30 nátoru je oscilátor Meachamův. V Meachamově můstkovém oscilátoru je krystalový rezonátor zapojen ve Wheatstoneovu můstku, kde nahrazuje jeden rezistor. Můstek je zapojen, obvykle pomocí dvou transformátorů, jako zpětnovazební obvod mezi vstup a výstup zesilovače. Zapojení můstku a jeho vyvážení jsou voleny tak, aby na rezonanční frekvenci rezonátoru byl můstek mírně nevyvážen a přenos můstku z výstupu zesilovače na vstup přes můstek způsoboval kladnou zpětnou vazbu. Mimo rezonanční frekvence rezonátoru a úzkého pásma frekvencí okolo ní je zpětná vazba způsobená přenosem nevyváženého můstku záporná. Můstkový obvod způsobuje, že oscilátor je méně ovlivňován změnami parametrů obvodů vně mostu, potlačení těchto vlivů roste s nárůstem zesílení zesilovače, který způsobuje možnost nastavení funkce oscilátoru blíže ke stavu vyvážení můstku. Můstkový obvod lze chápat též jako násobič Q, který zvětšuje efek40 tivní činitel jakosti rezonátoru úměrně zesílení zesilovače. Pro můstkový obvod jsou známy i další varianty umožňující stabilizaci amplitudy kmitů náhradou dalšího rezistoru v můstku nelineárním rezistorem, jehož odpor je závislý na přiváděném napětí. Nelineární odpor je v můstku zapojen tak, aby na frekvenci odpovídající rezonanční frekvenci rezonátoru při nárůstu napětí docházelo ke změně nastavení můstku blíže ke stavu vyváženému. Změnou odporu nelineárního rezistoru potom dojde k nastavení nevyvážení můstku přesně na hodnotu odpovídající zesílení zesilovače a zesilovač může pracovat v lineárním režimu s minimálním zkreslením. Přestože Meachamův oscilátor má výrazně lepší vlastnosti než výše uvedené jednoduché oscilátory, není často používán. Pro aplikace, kde jsou na oscilátor kladeny maximální nároky, není užíván, protože vlivem funkce můstku ne zcela přesně ve vyváženém stavu ale pouze v režimu, který je vyváženému stavu blízko, není u oscilátoru zcela vyloučen vliv fázového posuvu aktivního prvku na kmitočet. Můstek působí nepříznivě i na zatížení krystalu, protože výkon ztrácející se v krystalovém rezonátoru je obvykle řádově větší, než výkon, který se dostává na vstup zesilovače. Další nevýhodou je i složitost můstkového obvodu spolu s obvody, které jej umožňují připojit a přizpůsobit k zesilovači. Obvod obsahuje 2 transformátory a velmi snadno v něm mohou vznik-2 CZ 301881 B6 nout oscilace na kmitočtu odlišném od rezonančního kmitočtu rezonátoru a obtížně lze i potlačovat nežádoucí mody oscilací krystalových rezonátoru.Another variant of the crystal oscillator, which is solved with respect to the use of the crystal resistor30, is the Meacham oscillator. In the Meacham Bridge Oscillator, the crystal resonator is connected to the Wheatstone bridge, replacing one resistor. The bridge is connected, usually by two transformers, as a feedback circuit between the input and output of the amplifier. The bridge connection and its balancing are selected so that the bridge is slightly unbalanced at the resonant frequency of the resonator and the transmission of the bridge from the amplifier output to the input across the bridge causes positive feedback. Outside the resonant frequency of the resonator and the narrow band of frequencies around it, the feedback caused by the transmission of the unbalanced bridge is negative. The bridge circuit causes the oscillator to be less influenced by changes in circuit parameters outside the bridge, suppressing these effects increases as the amplifier gain increases, making it possible to adjust the oscillator function closer to the bridge balance state. The bridge circuit can also be understood as a multiplier Q which increases the effective quality factor of the resonator in proportion to the amplifier gain. Other variants for stabilizing the amplitude of oscillations are known for the bridge circuit by replacing another bridge resistor in the bridge with a non-linear resistor whose resistance is dependent on the applied voltage. The non-linear resistor is wired in the bridge so that at a frequency corresponding to the resonant frequency of the resonator as the voltage rises, the bridge setting changes closer to the balanced state. By varying the resistance of the non-linear resistor, the bridge imbalance is adjusted exactly to the value corresponding to the amplifier gain and the amplifier can operate in linear mode with minimal distortion. Although Meacham's oscillator has significantly better properties than the above-mentioned single oscillators, it is not often used. For applications where maximum demands are placed on the oscillator, it is not used, because due to the bridge function not exactly exactly in the balanced state but only in the mode that is close to the balanced state, the frequency shift of the active element on the frequency is not completely excluded. The bridge also adversely affects the load on the crystal, since the power dissipating in the crystal resonator is usually of an order of magnitude greater than the power input to the amplifier input. Another disadvantage is the complexity of the bridge circuit along with the circuitry that allows it to be connected and adapted to the amplifier. The circuit contains 2 transformers and it can very easily cause oscillations at a frequency different from the resonant frequency of the resonator, and it is difficult to suppress unwanted modes of crystal resonator oscillations.
Nejvíce propracovanými oscilátory s krystalovými rezonátory jsou můstkové oscilátory s vyváženým můstkem. Nejstarší z nich je můstkový oscilátor ovládaný pomocí servoregulátoru popsaný Pendeltonem v r. 1953. Tento oscilátor je již složité zařízení obsahující napětím řízený krystalový oscilátor, modulační oscilátor, VF modulátor a synchronní usměrňovač, můstek s krystalovým rezonátorem a servoregulátor pro řízení frekvence napětím řízeného krystalového oscilátoru. Signál procházející můstkem s krystalovým rezonátorem při nevyvážení řídí regulační smyčku napětím řízeného krystalového oscilátoru, takže oscilátor nastavuje na frekvenci, na které je můstek vyvážen. Oscilátor může pracovat s minimální odchylkou můstku od vyváženého stavu, jejíž velikost je omezena jen zesílením v regulační smyčce, nevýhodou je jeho složitost, nutnost použití další modulační frekvence, použití 2 krystalových rezonátoru.The most sophisticated crystal resonator oscillators are balanced bridge bridge oscillators. The oldest of these is a servo-controlled bridge oscillator described by Pendelton in 1953. This oscillator is already a complex device containing a voltage-controlled crystal oscillator, a modulating oscillator, a HF modulator and a synchronous rectifier, a crystal resonator bridge and a voltage-controlled crystal oscillator . The signal passing through the crystal resonator bridge when unbalanced drives the control loop of the voltage controlled crystal oscillator so that the oscillator adjusts to the frequency at which the bridge is balanced. Oscillator can work with minimal deviation of the bridge from balanced state, whose size is limited only by amplification in the control loop, the disadvantage is its complexity, the need to use an additional modulation frequency, the use of 2 crystal resonators.
Dalším podobným systémem je Vysoce stabilní oscilátor s vyváženým můstkem popsaný Sulzerem v r. 1955. Principiálně je tento systém shodný s můstkovým oscilátorem ovládaným pomocí servoregulátoru. Přestože modifikovaná konstrukce umožňuje řešení můstku i napětím řízeného krystalového oscilátoru s jediným krystalem a bylo prokázáno další zvýšení stability frekvence oscilátoru, krystalové oscilátory tímto způsobem konstruovány nebývají.Another similar system is the High Stability Balanced Bridge Oscillator described by Sulzer in 1955. In principle, this system is identical to a servo-controlled bridge oscillator. Although the modified design allows the bridge to be solved by a voltage-controlled single crystal crystal oscillator and has been shown to further increase the frequency stability of the oscillator, crystal oscillators are not constructed in this way.
Poslední z těchto konstrukcí je oscilátor řízený vyváženým můstkem popsaný Karlquistem v r. 1998. Konstrukce systému vychází z obvodu propustného krystalového můstku, což jest poloviční můstek se symetrizačním transformátorem s uzemněným středem symetrického vinutí, ve kterém je krystalový rezonátor v rezonanci pomocí symetrizačního vinutí vyvažován ohmickým odporem. Můstek má ve vyváženém stavu ze strany krystalového rezonátoru na sekundární vinutí transformátoru nulový přenos, vstupní impedance můstku na straně krystalového rezonátoru je ekvivalentní impedanci krystalového rezonátoru s polovičním činitelem jakosti. Můstek je z této strany buzen řídícím oscilátorem systému, což jest oscilátor s přemostěným T článkem, který je doplněn obvody pro řízení frekvence a stabilizaci úrovně signálu. Smyčka automatického řízení frekvence je řízena výstupním signálem krystalového můstku, který je zesilován VF zesilovačem, usměrňován synchronním detektorem a stejnosměrným napětím po integraci je řízena frekvence budicího oscilátoru. Zároveň je smyčkou řízení amplitudy nastavováno zesílení v obvodu oscilátoru na konstantní úroveň signálu na vstupní bráně krystalového můstku.The last of these structures is a balanced bridge oscillator described by Karlquist in 1998. The system design is based on a perimeter crystal bridge circuit, which is a half bridge with a symmetric transformer with a grounded symmetrical winding center in which the resonant crystal resonator is balanced by ohmic resistance. The equilibrium bridge on the secondary side of the transformer has zero transmission in balanced state, the input impedance of the bridge on the side of the crystal resonator is equivalent to the half-quality crystal resonator impedance. The bridge is from this side excited by the control oscillator of the system, which is a bridged T cell oscillator, which is supplemented by circuits for frequency control and signal level stabilization. The automatic frequency control loop is controlled by the crystal bridge output signal, which is amplified by the RF amplifier, rectified by a synchronous detector, and the DC voltage after integration is controlled by the excitation oscillator frequency. At the same time, the amplitude control loop adjusts the gain in the oscillator circuit to a constant signal level at the gateway of the crystal bridge.
Aby oscilátor bezvýhradně pracoval ve vyváženém stavu můstku, je smyčka automatického řízení frekvence rozšířena vektorovým vyhodnocením signálu nevyvážení můstku. Tak lze rozlišit složku impedance, kterou je způsobeno nevyvážení můstku a při nevyvážení složkou imaginární je můstek vyvažován řízením frekvence a při nevyvážení složkou reálnou je nastavován vyvažovači odpor můstku pomocí PIN diody.In order for the oscillator to operate unconditionally in the balanced state of the bridge, the automatic frequency control loop is extended by a vector evaluation of the bridge unbalance signal. Thus, the impedance component caused by the unbalance of the bridge can be distinguished and, if unbalanced by the imaginary component, the bridge is balanced by frequency control and when unbalanced by the real component, the bridge resistance is adjusted by PIN diode.
Oscilátor může podle publikovaných údajů poskytovat vynikající výsledky: oscilátor 10 MHz má stabilitu frekvence řádu 10'10/°C, úroveň fázového šumu -150 až -160 dBc/Hz ve vzdálenosti větší než 100 Hz od nosné. Přesto oscilátor není používaným zařízením. Příčinou je jeho složitost, obsahuje mnoho desítek součástek, obtížnost konstrukce nejen vlastního oscilátoru ale i všech regulačních smyček a pravděpodobně i nespolehlivost zařízení. Velké množství součástek produkuje i vyšší šumový výkon, který se projevuje zvýšením fázového šumu i šumového pozadí na signálu oscilátoru.The oscillator can produce excellent results according to published data: a 10 MHz oscillator has a frequency stability of the order of 10 '10 / ° C, a phase noise level of -150 to -160 dBc / Hz at a distance greater than 100 Hz from the carrier. Nevertheless, the oscillator is not a used device. The reason is its complexity, it contains many tens of components, the difficulty of designing not only the oscillator itself, but also all the control loops and probably the unreliability of the device. A large number of components also produce higher noise power, which results in an increase in phase noise and background noise on the oscillator signal.
Podstata vynálezuSUMMARY OF THE INVENTION
Výše uvedené nevýhody odstraňuje můstkový krystalový symetrický oscilátor podle předkládaného řešení. Jeho základem je Wheatstoneův můstek zapojený ve zpětnovazební smyčce mezí vstup a výstup zesilovače, kde tento můstkový krystalový oscilátor obsahuje obvod pro řízeníThe above disadvantages are overcome by the bridged crystal symmetric oscillator of the present invention. It is based on a Wheatstone bridge connected in the feedback loop between the input and output of the amplifier, where the bridge crystal oscillator contains a control circuit
-3 CZ 301881 B6 zesílení. Podstatou nového řešení je, Wheatstoneův můstek je tvořen prvním rezistorem, protilehle k němu zapojeným druhým rezistorem a prvním krystalovým rezonátorem a protilehle zapojeným druhým krystalovým rezonátorem. První svorky prvního krystalového rezonátoru a druhého rezistoru jsou spojeny se zemní svorkou a k jejich druhým svorkám jsou svými prvními svorkami připojeny první rezistor a druhý krystalový rezonátor. Jejich druhé svorky jsou připojeny k prvnímu vývodu nesymetrického vinutí symetrizačního transformátoru, jehož druhý vývod je propojen se zemní svorkou. K diagonále Wheatstoneova můstku, a to k uzlu mezi prvním rezistorem a prvním krystalovým rezonátorem a k uzlu mezi druhým rezistorem a druhým krystalovým rezonátorem jsou připojeny vstupy symetrického zesilovače. K uzlu mezi prvním rezistorem a prvním krystalovým rezonátorem je přes první oddělovací kondenzátor připojeno hradlo prvního J-FET tranzistoru. Svorka S prvního J-FET tranzistoru je přes první impedanci propojena se zemní svorkou a jeho svorka D je připojena k prvnímu vývodu symetrického vinutí symetrizačního transformátoru, které má stejnou fázi signálu jako je na prvním vývodu jeho nesymetrického vinutí. Analogicky je k uzlu mezi druhým rezistorem a druhým krystalovým rezonátorem přes druhý oddělovací kondenzátor připojeno hradlo druhého J-FET tranzistoru, jehož svorka S je přes druhou impedanci propojena se zemní svorkou, svorka D je připojena k druhému vývodu symetrického vinutí symetrizačního transformátoru, který má opačnou fázi signálu než je na prvním vývodu jeho nesymetrického vinutí. Mezi svorkami S prvního a druhého J-FET tranzistoru je zapojena sériová kombinace třetího oddělovacího kondenzátoru a nelineárního rezistoru, který zde tvoří obvod řízení zesílení. Dále je mezi první a druhý vývod symetrického vinutí zapojen dolaďovací kondenzátor. Střední vývod symetrického vinutí je propojen se svorkou přívodu napájecího napětí, která je propojena se zemní svorkou přes první blokovací kondenzátor. Zároveň je mezi svorku přívodu napájecího napětí a zemní svorku zapojen odporový dělič tvořený třetím a čtvrtým rezistorem, mezi jejichž společný uzel a zemní svorku je zapojen druhý blokovací kondenzátor. Tento uzel je pres první oddělovací rezistor propojen s hradlem prvního J-FET tranzistoru a přes druhý oddělovací rezistor s hradlem druhého J-FET tranzistoru.-3 GB 301881 B6. The essence of the new solution is that the Wheatstone bridge is formed by a first resistor, opposed to it by a second resistor and a first crystal resonator, and a opposed second crystal resonator. The first terminals of the first crystal resonator and the second resistor are connected to the ground terminal, and to their second terminals the first resistor and the second crystal resonator are connected with their first terminals. Their second terminals are connected to the first terminal of the unbalanced winding of the symmetrization transformer, the second terminal of which is connected to the ground terminal. The inputs of a symmetric amplifier are connected to the diagonal of the Wheatstone bridge, to the node between the first resistor and the first crystal resonator and to the node between the second resistor and the second crystal resonator. A gate of the first J-FET transistor is connected to the node between the first resistor and the first crystal resonator via the first decoupling capacitor. The terminal S of the first J-FET transistor is connected to the ground terminal via the first impedance and its terminal D is connected to the first symmetrical winding of the symmetric transformer, which has the same signal phase as the first terminal of its unbalanced winding. Analogously, the gate of the second J-FET transistor is connected to the node between the second resistor and the second crystal resonator via the second decoupling capacitor whose terminal S is connected to the ground terminal via the second impedance, terminal D is connected to the other phase of the signal than on the first terminal of its asymmetrical winding. Between the terminals S of the first and second J-FET transistors, a series combination of a third decoupling capacitor and a non-linear resistor, which forms the gain control circuit, is connected. Furthermore, a fine tuning capacitor is connected between the first and second terminals of the symmetrical winding. The central outlet of the symmetrical winding is connected to the supply voltage terminal which is connected to the ground terminal via the first blocking capacitor. At the same time, a resistance divider consisting of a third and a fourth resistor is connected between the supply voltage terminal and the ground terminal, between which a second blocking capacitor is connected between the common node and the ground terminal. This node is coupled through the first decoupling resistor to the gate of the first J-FET transistor and through the second decoupling resistor to the gate of the second J-FET transistor.
Ve druhém provedení je zapojení oscilátoru totožné, ale obvod pro řízení zesílení je tvořen vysokofrekvenčním usměrňovačem zapojeným vstupní svorkou na společný uzel prvního rezistoru, druhého krystalového rezonátoru a prvního vývodu nesymetrického vinutí symetrizačního transformátoru. Zemní svorka vysokofrekvenčního usměrňovače je spojena se zemní svorkou a jeho výstup je zatížen zatěžovacím rezistorem, který je připojen mezi zemní svorku a čtvrtý rezistor.In the second embodiment, the oscillator circuit is identical, but the gain control circuit is formed by a high-frequency rectifier connected by an input terminal to a common node of the first resistor, the second crystal resonator and the first unbalanced winding of the symmetric transformer. The ground terminal of the high-frequency rectifier is connected to the ground terminal and its output is loaded by a load resistor, which is connected between the ground terminal and the fourth resistor.
Je optimální, pokud jsou první a druhý krystalový rezonátor v můstku shodné a rovněž tak je shodný i první a druhý rezistor.It is optimal if the first and second crystal resonators in the bridge are identical and the first and second resistors are the same.
Výhodné je, jestliže první a druhá impedance mají reálnou složku řádu desítek Ohmů a imaginární složku několik kiloohmů.Preferably, the first and second impedances have a real component of the order of tens of Ohms and an imaginary component of several kiloohms.
Tento můstek umožňuje ve srovnání s běžným Wheatstonevým můstkem s jedním rezonátorem pro stejné zesílení zesilovače přibližně dvojnásobné zvýšení fiktivního činitele jakosti rezonátoru. To je výhodné, protože z hlediska malého šumu oscilátoru je třeba na vstupu zesilovače mít velký výkon signálu, aby byl zachováván velký poměr signál/šum vzhledem k tepelnému šumu a šumu aktivního prvku a zároveň není možné přivádět na krystalové rezonátory libovolně velký výkon, vzhledem k jejich nelinearitě, ohřevu ztrátovým výkonem, možné změně parametrů. Pro dosažení shodného výstupního napětí můstku a shodného fiktivního činitele jakosti rezonátoru je v můstku se dvěma rezonátory na rezonátory přiloženo poloviční napětí a rezonátory jsou zatíženy čtvrtinovým ztrátovým výkonem.This bridge allows an approximately two-fold increase in the fictitious quality factor of the resonator compared to a conventional single-resonator Wheatstone bridge for the same amplifier gain. This is advantageous because, due to the low noise of the oscillator, it is necessary to have a high signal power at the input of the amplifier in order to maintain a large signal / noise ratio with respect to the thermal and active element noise. their non-linearity, heating by power loss, possible change of parameters. To achieve the same output voltage of the bridge and the same fictitious quality factor of the resonator, half voltage is applied to the resonator bridge with two resonators and the resonators are loaded with a quarter power loss.
Můstek je v obvodu oscilátoru zapojen tak, že jedna svorka jeho vstupní diagonály je uzemněna. Výstupní signál na druhé diagonály můstku je napětí mezi jejími koncovými body a musí být zpracováváno jako napětí plovoucí vůči potenciálu země. K tomu byl u dřívějších konstrukcí používán oddělovací transformátor, oscilátor dle uvedeného řešení řeší problém použitím rozdí-4CZ 301881 B6 lového zesilovače se dvěma rozdílovými vstupy s vysokým potlačením přenosu součtového signálu. To je výhodné zejména z hlediska odstranění selektivní přenosové funkce transformátoru, která velmi často způsobuje vznik parazitních oscilací na frekvencích různých od rezonanční frekvence krystalového rezonátoru.The bridge is connected in the oscillator circuit so that one terminal of its input diagonal is grounded. The output signal on the second diagonal of the bridge is the voltage between its end points and must be processed as a floating voltage to the ground potential. For this purpose, an isolation transformer was used in previous designs, the oscillator according to said solution solves the problem by using a differential amplifier with two differential inputs with high suppression of the sum signal transmission. This is particularly advantageous in terms of eliminating the selective transfer function of the transformer, which very often causes parasitic oscillations at frequencies different from the resonant frequency of the crystal resonator.
Zesilovač je řešen specificky jako velmi přesně symetrický zesilovač. To je výhodné, předpokládá-li se v zesilovači použití aktivních prvků s kvadratickou převodní charakteristikou, např. tranzistorů J-FET. V symetrickém zapojení je dobře kompenzována nelinearita jejich charakteristiky a významně je sníženo nelineární zkreslení signálu přenášeného zesilovačem. To je výhodné z io hlediska dosažení vyšší stability frekvence signálu generovaného oscilátorem i z hlediska většího odstupu fázového šumu ve spektru signálu.The amplifier is designed specifically as a very accurately symmetrical amplifier. This is advantageous when it is envisaged to use active elements with quadratic conversion characteristics in the amplifier, e.g. J-FETs. In the symmetrical connection, the non-linearity of their characteristic is well compensated and the non-linear distortion of the signal transmitted by the amplifier is significantly reduced. This is also advantageous in terms of achieving greater stability of the frequency of the signal generated by the oscillator and in terms of greater phase noise in the signal spectrum.
Stabilizace úrovně signálu oscilátoru je prováděna řízením zesílení zesilovače, na rozdíl od dřívějších řešení, kde k tomuto účelu byly používány nelineární rezistory v Wheatstoneově můstku.The stabilization of the signal level of the oscillator is performed by controlling the amplification of the amplifier, as opposed to earlier solutions where non-linear Wheatstone bridge resistors were used for this purpose.
Tento způsob řízení zesílení ve smyčce oscilátoru je výhodný z hlediska dosažení vyšší stability frekvence signálu, protože změna parametrů obvodových prvků v můstku může způsobit nejen žádanou změnu reálné části komplexního přenosu, která vede k nastavení úrovně signálu, ale i změnu imaginární Části komplexního přenosu, která vede k nežádoucí změně kmitočtu. U některých nelineárních rezistorů navíc nelze vyloučit ani přímou změnu imaginární Části jejich impe20 dance v závislosti na velikosti napětí na jejich svorkách, která opět způsobuje nežádoucí změnu kmitočtu.This method of controlling the gain in the oscillator loop is advantageous in view of achieving higher signal frequency stability, since changing the parameters of the circuit elements in the bridge can cause not only a desired change in the real part of the complex transmission that leads to signal level adjustment leads to undesirable frequency change. In addition, for some non-linear resistors, it is impossible to exclude a direct change of the imaginary part of their impe20 dance depending on the voltage level at their terminals, which again causes an undesirable frequency change.
Řízení zesílení zesilovače je možné v každém jeho symetrickém stupni provést více způsoby podle toho, zda k řízení je použit nelineární rezistor, který je řízen přímo přiloženým výkonem signálu, nebo je k řízení použita řídicí smyčka, která ovládá zesílení zesilovače podle úrovně signálu například na výstupu zesilovače. V reálném řízeném zesilovači je nelineární rezistor, jehož odpor při rostoucí úrovni signálu též roste, zapojen mezi S elektrody J-FET tranzistorů v symetrickém stupni tak, aby na něj nemohlo být přivedeno stejnosměrné napětí. Při nárůstu napětí na odporu dochází k vzrůstu jeho reálné části impedance a poklesu zesílení zesilovače.The amplifier gain control can be performed in any symmetrical stage in several ways depending on whether a non-linear resistor is used to control the amplifier, or a control loop is used to control the amplifier according to the signal level, for example at the output. amplifiers. In a real controlled amplifier, a non-linear resistor, whose resistance also increases as the signal level increases, is connected between the S electrodes of the J-FET transistors in a symmetrical step so that no DC voltage can be applied to it. When the voltage on the resistor increases, its real part of the impedance increases and the amplification gain decreases.
Nelineární rezistor, jehož odpor při rostoucí úrovni signálu klesá, je zapojen mezi D elektrody tranzistorů v symetrickém stupni tak, aby na něj nemohlo být přivedeno stejnosměrné napětí. Pří nárůstu napětí na odporu dochází k poklesu jeho reálné části impedance, poklesu reálné části zatěžovací impedance zesilovače a poklesu zesílení zesilovače.The non-linear resistor, whose resistance decreases as the signal level increases, is connected between the D electrodes of the transistors in a symmetrical step so that no DC voltage can be applied to it. When the voltage on the resistor increases, its real part of the impedance decreases, the real part of the load impedance of the amplifier decreases and the amplifier amplification decreases.
Řízení zesílení zesilovače vnějším řídicím signálem řídicí smyčkou je vhodné použít u zesilovače s aktivními prvky kvadratickou převodní charakteristikou, např. tranzistory J-FET. Nastavením klidového proudu symetrického zesilovače s těmito prvky lze v určitých mezích řídit zesílení zesilovače bez zvyšování nelineárního zkreslení přenášeného signálu. Řídicí signál smyčky je výstupní signál usměrňovače, který usměrňuje vzorek výstupního signálu oscilátoru. Řídicí sig40 nál je dále v obvodu smyčky filtrován a zesilován a je přiváděn do obvodu nastavení pracovního bodu aktivních prvků zesilovače. Zvýšení výstupního napětí zesilovače způsobuje pokles klidového proudu tranzistorů zesilovače a následně i pokles zesílení zesilovače.It is suitable to use amplifier with active elements for quadratic conversion characteristic, eg J-FETs, to control the amplification of the amplifier by the external control signal of the control loop. By adjusting the bias current of the symmetrical amplifier with these elements, the amplification of the amplifier can be controlled within certain limits without increasing the non-linear distortion of the transmitted signal. The loop control signal is a rectifier output signal that rectifies a sample of the oscillator output signal. The control signal 40 is further filtered and amplified in the loop circuit and fed to the operating point setting circuit of the active amplifier elements. Increasing the output voltage of the amplifier causes a drop in the bias current of the amplifier transistors and consequently a decrease in the amplifier gain.
Místo J-FET tranzistorů je možné použít bipolámí tranzistory, kde elektrodě S odpovídají emito45 ry, elektrodě D kolektory a hradlu báze.Instead of J-FET transistors, it is possible to use bipolar transistors where the electrode S corresponds to the emitter, the D collector electrode and the base gate.
Přehled obrázků na výkresechOverview of the drawings
Příklady provedení můstkového krystalového oscilátoru podle předkládaného řešení jsou uvedeny na obr. 1 a 2. Provedení se liší realizací obvodu pro řízení zesílení.Examples of embodiments of the bridged crystal oscillator according to the present invention are shown in Figures 1 and 2. The embodiments differ in the implementation of the gain control circuit.
-5 CZ 301881 B6-5 CZ 301881 B6
Příklady provedení vynálezuDETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Jedna konfigurace zařízení dle předkládaného řešení, obr. 1, je tvořena Wheatstoneovým můstkem s prvním rezístorem i a druhým rezístorem 4, které jsou zapojeny v protilehlých větvích a prvním krystalovým rezonátorem 2 a druhým krystalovým rezonátorem 3, které jsou zapojeny ve zbývajících protilehlých větvích, dále pak symetrickým zesilovačem s prvním tranzistorem JFET 5 a s druhým tranzistorem J-FET 6 a symetrizačním transformátorem 7. Wheatstoneův můstek je v obvodu oscilátoru zapojen tak, že jedna svorka jeho vstupní diagonály je uzemněna, kdy na zemní svorku 22 jsou prvními svorkami připojeny první krystalový rezonátor 2 a druhý rezistor 4. Ke druhým svorkám prvního krystalového rezonátoru 2 a druhého rezistoru 4 jsou svými prvními svorkami připojeny první rezistor I a druhý krystalový rezonátor 3, které jsou svými druhými svorkami připojeny k prvnímu vývodu 71 nesymetrického vinutí transformátoru 7, na kterém je stejná fáze signálu jako na prvním vývodu 73 symetrického vinutí, který je připojen k prvnímu J-FET tranzistoru 5. Druhý vývod 72 nesymetrického vinutí transformátoru 7 je uzemněn, tedy je propojen se zemní svorkou 22. K diagonále Wheatstoneova můstku, k uzlu mezi prvním rezístorem I a prvním krystalovým rezonátorem 2 a uzlu mezi druhým rezístorem 4 a druhým krystalovým rezonátorem 3 jsou připojeny vstupy symetrického zesilovače. K uzlu mezi prvním rezístorem i a prvním krystalovým rezonátorem 2 je první svorkou připojen první oddělovací kondenzátor 8, k jehož druhé svorce je připojen hradlem první J-FET tranzistor 5. K uzlu mezi druhým rezístorem 4 a druhým krystalovým rezonátorem 3 je první svorkou připojen druhý oddělovací kondenzátor 10, k jehož druhé svorce je připojen hradlem druhý J-FET tranzistor 6. Svorka S prvního J-FET tranzistoru 5 je přes první impedanci 9, která má reálnou složku řádu desítek Ohmů a imaginární složku několik kiloohmů, propojen se zemní svorkou 22 zařízení. Svorka S druhého J-FET tranzistoru 6 je přes druhou impedanci 11, která má reálnou složku řádu desítek Ohmů a imaginární složku několik kiloohmů, rovněž propojen se zemní svorkou 22 zařízení. Mezi svorkami S prvního J-FET tranzistoru 5 a druhého J-FET tranzistoru 6 je zapojena sériová kombinace třetího oddělovacího kondenzátoru 14 a nelineárního rezistoru 13 takového typu, že jeho odpor při rostoucí úrovni signálu roste. Tento nelineární odpor J3. tvoří obvod pro řízení zesílení. Svorka D prvního J-FET tranzistoru 5 respektive druhého J-FET tranzistoru 6 je propojena s prvním vývodem 73 respektive s druhým vývodem 74 symetrického vinutí transformátoru 7, mezi kterými je dále zapojen dolaďovací kondenzátor 12, který dolaďuje toto vinutí do rezonance na pracovní frekvenci oscilátoru. Střední vývod 75 symetrizačního vinutí 7 je propojen se svorkou 2Λ pro přívod napájecího napětí, která je se zemní svorkou 22 propojena přes první blokovací kondenzátor 20. Mezi svorku 21 pro přívod napájecího napětí a zemní svorku 22 je dále zapojen odporový dělič tvořený třetím rezístorem 15 a čtvrtým rezístorem 16. Mezi výstup děliče, kde je napětí odpovídající svou velikostí předpětí prvního J-FET tranzistoru 5 a druhého J-FET tranzistoru 6. to je uzel mezi třetím rezistorem 15 a čtvrtým rezistorem 16 a zemní svorku 22 je zapojen druhý blokovací kondenzátor 17. a dále uzel mezi třetím rezistorem 15 a čtvrtým rezistorem 16 je přes první oddělovací rezistor 19 a druhý oddělovací rezistor 19 propojen se svorkami G prvního J-FET tranzistoru 5 a druhého J-FET tranzistoru 6, na které je předpětí z výstupu děliče takto přiváděno.One configuration of the device according to the present invention, Fig. 1, consists of a Wheatstone bridge with a first resistor 1 and a second resistor 4, which are connected in opposite branches and a first crystal resonator 2 and a second crystal resonator 3, which are connected in the remaining opposite branches. a symmetric amplifier with a first JFET 5 and a second J-FET 6 and a symmetrical transformer 7. The Wheatstone bridge is connected in the oscillator circuit so that one terminal of its input diagonal is grounded, with the first terminal connected to the first crystal resonator 2 and a second resistor 4. To the second terminals of the first crystal resonator 2 and the second resistor 4 are connected by their first terminals a first resistor I and a second crystal resonator 3, which are connected with their second terminals to the first terminal 71 of unbalanced winding of the transformer 7 The second phase 72 of the asymmetrical winding of the transformer 7 is grounded, that is, it is connected to ground terminal 22. To the diagonal of the Wheatstone bridge, to the node between by a first resistor I and a first crystal resonator 2 and a node between the second resistor 4 and the second crystal resonator 3 are connected inputs of a symmetric amplifier. A first decoupling capacitor 8 is connected to the node between the first resistor 1 and the first crystal resonator 2, the first terminal of which is connected to the second terminal by the first J-FET transistor 5. To the node between the second resistor 4 and the second crystal resonator 3 the second terminal is connected. capacitor 10, to which the second J-FET transistor 6 is connected by a gate. The terminal S of the first J-FET transistor 5 is connected to the ground terminal 22 of the device via a first impedance 9 having a real tens of Ohms and an imaginary component of several kiloohms. . The terminal S of the second J-FET transistor 6 is also connected to the ground terminal 22 of the device via the second impedance 11, which has a real tens of Ohms component and an imaginary component of several kiloohms. Between the terminals S of the first J-FET transistor 5 and the second J-FET transistor 6 is connected a series combination of a third decoupling capacitor 14 and a non-linear resistor 13 of a type such that its resistance increases as the signal level increases. This non-linear resistance J3. forms a gain control circuit. Terminal D of the first J-FET transistor 5 and the second J-FET transistor 6 respectively is coupled to the first terminal 73 and the second terminal 74 of the symmetrical winding of the transformer 7, further coupled to a tuning capacitor 12 which fine tunes the winding . The central outlet 75 of the symmetrical winding 7 is coupled to a power supply terminal 2Λ, which is connected to ground terminal 22 via a first blocking capacitor 20. A resistive divider formed by a third resistor 15 is connected between the power supply terminal 21 and the ground terminal 22 and Between the output of the divider where the voltage corresponding to the magnitude of the bias voltage of the first J-FET transistor 5 and the second J-FET transistor 6 is the node between the third resistor 15 and the fourth resistor 16 and the second terminal capacitor 17 is connected. and the node between the third resistor 15 and the fourth resistor 16 is connected via the first decoupling resistor 19 and the second decoupling resistor 19 to the terminals G of the first J-FET transistor 5 and the second J-FET transistor 6 to which the bias output of the divider .
Konfigurace zařízení dle předkládaného řešení s řídicí smyčkou pro ovládání zesilovače, obr. 2, je tvořena obdobně až na obvod pro řízení zesílení. Tento obvod pro řízení zesílení je tvořen vysokofrekvenčním usměrňovačem 24 zapojeným vstupní svorkou na společný uzel prvního rezistoru 1, druhého krystalového rezonátoru 3 a prvního vývodu 71 nesymetrického vinutí symetrizačního transformátoru 7. Zemní svorka vysokofrekvenčního usměrňovače 24 je spojena se zemní svorkou 22 ajeho výstup je zatížen zatěžovacím rezistorem 23, který je připojen mezi zemní svorku 22 a čtvrtý rezistor J6.The configuration of the device according to the present invention with the control loop for controlling the amplifier, Fig. 2, is similarly formed except for the gain control circuit. This gain control circuit consists of a high-frequency rectifier 24 connected by an input terminal to a common node of the first resistor 1, the second crystal resonator 3 and the first unbalanced winding terminal 71 of the symmetry transformer 7. The ground terminal of the high-frequency rectifier 24 is connected to the ground terminal 22 and loaded a resistor 23 which is connected between the ground terminal 22 and the fourth resistor 16.
V provozu zařízení je signál z nesymetrického vinutí transformátoru 7 přiváděn na vstupní diagonálu Wheatstoneova můstku do uzlu mezi první rezistor 1 a druhý rezonátor 3. Můstek pracuje jako selektivní obvod a jeho přenosová funkce určuje pracovní frekvenci oscilátoru. Výstupní signál je odebírán z druhé diagonály můstku. Je optimální, pokud jsou první krystalový rezonátorIn operation, the signal from the unbalanced winding of the transformer 7 is applied to the input diagonal of the Wheatstone bridge to the node between the first resistor 1 and the second resonator 3. The bridge operates as a selective circuit and its transmission function determines the oscillator operating frequency. The output signal is taken from the second diagonal of the bridge. It is optimal if they are the first crystal resonator
-6CZ 301881 B6 a druhý krystalový rezonátor 3 v můstku shodné a rovněž tak i první rezistor 1 a druhý rezistor v můstku jsou shodné. Odpor prvního rezistoru i a druhého rezistoru 4 mírně převyšuje hodnotu efektivního sériového odporu prvního krystalového rezonátoru 2 a druhého krystalového rezonátoru 3 na rezonančním kmitočtu. V důsledku toho je právě jen pro signál, jehož frekvence je rovna rezonanční frekvenci prvního krystalového rezonátoru 2 a druhého krystalového rezonátoru 3, napětí mezi uzlem vytvořeným mezi druhým krystalovým rezonátorem 3 a druhým rezistorem 4 a uzlem mezi prvním krystalovým rezonátorem 2 a prvním rezistorem 1 ve fázi s napětím přiváděným na můstek a hodnota tohoto napětí je maximální. Výstupní signál z můstku je dále veden přes první oddělovací kondenzátor 8 na hradlo prvního J-FET tranzistoru 5 a přes druhý oddělovací kondenzátor 10 na hradlo druhého J-FET tranzistoru 6. První J- FET tranzistor a druhý J-FET tranzistor 6 pracují společně se symetrizačním transformátorem 7 jako symetrický diferenciální zesilovač. Výstupním signálem zesilovače je zesílené rozdílové napětí mezi hradly prvního J-FET tranzistoru 5 a druhého J-FET tranzistoru 6 a soufázová napětí, která se společně na jejich hradlech vyskytují, mají na výstupní signál zesilovače vliv minimální. Výstupní signál je odebírán z nesymetrického vinutí symetrizačního transformátoru 7, které je propojeno se vstupní diagonálou Wheatstoneova můstku. Tím je vytvořena zpětnovazební smyčka, ve které na kmitočtu velmi blízkém rezonančnímu kmitočtu prvního kiystalového rezonátoru 2 a druhého krystalového rezonátoru 3 vzniká kladná zpětná vazba a při nastavení přenosu ve smyčce na jednotkovou hodnotu je stabilně generován požadovaný signál.Also, the first resistor 1 and the second resistor in the bridge are identical. The resistance of the first resistor 1 and the second resistor 4 slightly exceeds the effective series resistance value of the first crystal resonator 2 and the second crystal resonator 3 at the resonant frequency. Consequently, just for a signal whose frequency equals the resonant frequency of the first crystal resonator 2 and the second crystal resonator 3, is the voltage between the node formed between the second crystal resonator 3 and the second resistor 4 and the node between the first crystal resonator 2 and the first resistor 1 in phase with the voltage applied to the bridge and the value of this voltage is maximum. The output signal from the bridge is further passed through the first decoupling capacitor 8 to the gate of the first J-FET transistor 5 and through the second decoupling capacitor 10 to the gate of the second J-FET transistor 6. The first J-FET transistor and the second J-FET transistor 6 operate together with by a symmetric transformer 7 as a symmetric differential amplifier. The amplifier output signal is an amplified differential voltage between the gates of the first J-FET transistor 5 and the second J-FET transistor 6, and the common-mode voltages that coexist on their gates have a minimal effect on the amplifier output signal. The output signal is taken from the unbalanced winding of the symmetrization transformer 7, which is connected to the input diagonal of the Wheatstone bridge. This creates a feedback loop in which a positive feedback is generated at a frequency very close to the resonant frequency of the first crystal resonator 2 and the second crystal resonator 3 and the desired signal is stably generated when the loop transmission is set to a unit value.
Pro zajištění stability úrovně i frekvence generovaného signálu je zařízení vybaveno stabilizačním obvodem.To ensure the level and frequency stability of the generated signal, the device is equipped with a stabilizing circuit.
V prvním případě je obvod pro řízení zesílení realizován napěťově závislým nelineárním rezistorem 13, který vykazuje při nárůstu napětí nárůst odporu a který je přes třetí oddělovací kondenzátor 14 zapojen mezi elektrody S prvního J-FET tranzistoru 5 a druhého J-FET tranzistoru 6. Nelineární rezistor J_3 snižuje zesílení zesilovače, nárůst vstupního napětí zesilovače způsobuje nárůst hodnoty odporu a tím i pokles zesílení zesilovače. Zesílení zesilovače je změnou hodnoty odporu nelineárního rezistoru 13 automaticky nastavováno na hodnotu, při které je celkové zesílení ve smyčce zpětné vazby jednotkové a úroveň generovaného signálu je stabilní, bez případných nárůstů nebo poklesů.In the first case, the gain control circuit is implemented by a voltage-dependent non-linear resistor 13, which exhibits a resistance increase as the voltage rises and which is connected via a third decoupling capacitor 14 between the electrodes S of the first J-FET transistor 5 and the second J-FET transistor 6. 13 decreases the amplifier gain, the increase in the amplifier input voltage causes an increase in the resistance value and thus a decrease in the amplifier gain. The amplifier gain is automatically adjusted by changing the resistance value of the non-linear resistor 13 to a value at which the total gain in the feedback loop is unitary and the level of the generated signal is stable, without any increments or declines.
V druhém případě je obvod pro řízení zesílení realizován zpětnovazební smyčkou. Řídicí signál smyčky je generován vysokofrekvenčním usměrňovačem 24, který je propojen s výstupem zařízení a podle vzorku výstupního signálu generuje na výstupu záporné napětí, jehož velikost je přibližně úměrná úrovni výstupního signálu. Toto napětí je přes odporový dělič tvořený třetím rezistorem 15 a čtvrtým rezistorem 16 a prvním oddělovacím rezistorem 19 a druhým oddělovacím rezistorem J_8 přiváděno na hradla prvního J-FET tranzistoru 5 a druhého J-FET tranzistoru 6. Pro nulové napětí na výstupu usměrňovače je děličem se třetím rezistorem 15 a čtvrtým rezistorem 16 nastaven klidový prvního J-FET tranzistoru 5 a druhého J-FET tranzistoru 6 větší než je proud provozní a zesilovač má, vzhledem k převodní charakteristice těchto tranzistorů, i větší zesílení, než za provozu zařízení. Při provozu zařízení s výstupním signálem žádané úrovně má vysokofrekvenční usměrňovač 24 na svém výstupu záporné napětí, které po přivedení přes odporový dělič a přes první oddělovací rezistor 19 a druhý oddělovací rezistor 18 na hradla prvního J-FET tranzistoru 5 a druhého J-FET tranzistoru 6 způsobuje pokles jejich klidového proudu a tím i zesílení zesilovače na hodnotu při které je celkové zesílení ve smyčce zpětné vazby jednotkové a úroveň generovaného signálu je stabilní, bez případných nárůstů nebo poklesů.In the second case, the gain control circuit is realized by a feedback loop. The loop control signal is generated by a high-frequency rectifier 24, which is coupled to the output of the device and, depending on the output signal sample, generates a negative voltage at the output that is approximately proportional to the output signal level. This voltage is applied via a resistive divider consisting of a third resistor 15 and a fourth resistor 16 and a first decoupling resistor 19 and a second decoupling resistor 18 to the gates of the first J-FET transistor 5 and the second J-FET transistor 6. For zero voltage at the rectifier output, The quiescent of the first J-FET transistor 5 and the second J-FET transistor 6 is greater than the operating current, and the amplifier has a greater amplification than the operation of the device due to the conversion characteristics of these transistors. In operation of the device with the desired level output signal, the high-frequency rectifier 24 has a negative voltage at its output which, when applied via a resistive divider and through a first decoupling resistor 19 and a second decoupling resistor 18 to the gate of the first J-FET transistor 5 and the second J-FET transistor 6 causes a drop in their bias current and thus amplification of the amplifier to a value at which the total gain in the feedback loop is unitary and the level of the generated signal is stable, without any increments or declines.
-7 CZ 301881 B6-7 GB 301881 B6
Průmyslová využitelnostIndustrial applicability
Zařízení podle předkládaného řešení je využitelné všude, kde je potřeba vyrobit vysokofrekvenční signál s konstantní frekvencí, pro kterou jsou k dispozici krystalové rezonátory a který má vykazovat vysokou spektrální čistotu má a být frekvenčně stabilní. Zařízení z hlediska spektrální čistoty signálu dává lepší výsledky než špičková publikovaná zařízení a je značně jednodušší a lacinější.The device according to the present invention is applicable wherever there is a need to produce a high frequency signal at a constant frequency for which crystal resonators are available and which is intended to exhibit high spectral purity and should be frequency stable. The device in terms of signal spectral purity gives better results than the top published devices and is considerably simpler and cheaper.
Claims (4)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CZ20100018A CZ301881B6 (en) | 2010-01-11 | 2010-01-11 | Bridge crystal symmetrical oscillator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CZ20100018A CZ301881B6 (en) | 2010-01-11 | 2010-01-11 | Bridge crystal symmetrical oscillator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CZ201018A3 CZ201018A3 (en) | 2010-07-21 |
| CZ301881B6 true CZ301881B6 (en) | 2010-07-21 |
Family
ID=42338102
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CZ20100018A CZ301881B6 (en) | 2010-01-11 | 2010-01-11 | Bridge crystal symmetrical oscillator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CZ (1) | CZ301881B6 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CZ303133B6 (en) * | 2011-05-12 | 2012-04-25 | Ceské vysoké ucení technické - Fakulta elektrotechnická | Bridge crystal symmetrical oscillator |
Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR1206656A (en) * | 1957-02-20 | 1960-02-11 | Mackay Radio & Telegraph Co | Low frequency stabilized oscillator |
| US5047734A (en) * | 1990-05-30 | 1991-09-10 | New Sd, Inc. | Linear crystal oscillator with amplitude control and crosstalk cancellation |
| JPH06252644A (en) * | 1993-02-22 | 1994-09-09 | Murata Mfg Co Ltd | Voltage-controlled oscillator circuit |
| WO1998000919A1 (en) * | 1996-07-01 | 1998-01-08 | Hewlett-Packard Company | Bridge-stabilized oscillator circuit and method |
| EP1265352A1 (en) * | 2001-06-07 | 2002-12-11 | CSEM Centre Suisse d'Electronique et de Microtechnique S.A. - Recherche et Développement | Differential oscillator circuit comprising an electromechanical resonator |
-
2010
- 2010-01-11 CZ CZ20100018A patent/CZ301881B6/en not_active IP Right Cessation
Patent Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR1206656A (en) * | 1957-02-20 | 1960-02-11 | Mackay Radio & Telegraph Co | Low frequency stabilized oscillator |
| US5047734A (en) * | 1990-05-30 | 1991-09-10 | New Sd, Inc. | Linear crystal oscillator with amplitude control and crosstalk cancellation |
| JPH06252644A (en) * | 1993-02-22 | 1994-09-09 | Murata Mfg Co Ltd | Voltage-controlled oscillator circuit |
| WO1998000919A1 (en) * | 1996-07-01 | 1998-01-08 | Hewlett-Packard Company | Bridge-stabilized oscillator circuit and method |
| EP1265352A1 (en) * | 2001-06-07 | 2002-12-11 | CSEM Centre Suisse d'Electronique et de Microtechnique S.A. - Recherche et Développement | Differential oscillator circuit comprising an electromechanical resonator |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| XP010257382; Karlquist R K: "A new type of balanced-bridge controlled oscillator", Frequency Control Symposium, 1997., Proceedings of the 1997 IEEE International. Orlando, FL, USA 28-30 May 1997, 28.05.1997 * |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CZ303133B6 (en) * | 2011-05-12 | 2012-04-25 | Ceské vysoké ucení technické - Fakulta elektrotechnická | Bridge crystal symmetrical oscillator |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CZ201018A3 (en) | 2010-07-21 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP5087680B2 (en) | Differential voltage controlled oscillator and quadrature voltage controlled oscillator using transformer coupling | |
| US20180145630A1 (en) | Hybrid resonator based voltage controlled oscillator (vco) | |
| US5912594A (en) | Compact crystal oscillator having no large capacitor element | |
| US5708394A (en) | Bridge-stabilized oscillator circuit and method | |
| US8830007B1 (en) | Ultra-low noise VCO | |
| CZ301881B6 (en) | Bridge crystal symmetrical oscillator | |
| CN108270438B (en) | Local oscillator generating system and generating method thereof | |
| US6169460B1 (en) | Oscillator mode suppression circuit | |
| JPH05243984A (en) | Phase-locked oscillator | |
| US12009826B1 (en) | Phase noise suppression for reference oscillator | |
| CZ20591U1 (en) | Bridge crystal symmetrical oscillator | |
| CZ2011278A3 (en) | Bridge crystal symmetrical oscillator | |
| CZ22406U1 (en) | Bridge crystal symmetrical oscillator | |
| JP2015008397A (en) | Voltage-controlled oscillator and method of controlling the same | |
| US4851790A (en) | Crystal controlled oscillator exhibiting reduced levels of crystal-induced low frequency noise, vibration sensitivity and circuit temperature rise | |
| US4743865A (en) | Quartz-crystal microwave oscillator of the common-emitter transmission type with two transistors and a predetermined loaded Q factor | |
| Nick et al. | A very low phase-noise voltage-controlled-oscillator at X-band | |
| RU2295825C1 (en) | Frequency-modulated generator | |
| Papez et al. | Bridge symmetric crystal oscillator | |
| Driscoll | Low noise oscillator design and performance | |
| US20250080121A1 (en) | Oscillator with phase-noise cancellation | |
| EP1898520B1 (en) | Voltage controlled oscillator with lc resonator circuit | |
| US3946326A (en) | Transmitter amplifier | |
| Arakelian et al. | Linear crystal controlled FM source for mobile radio application | |
| KR20050064559A (en) | The voltage-controlled oscillator using current feedback network |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| MM4A | Patent lapsed due to non-payment of fee |
Effective date: 20170111 |