CN201374643Y - 应用于输入不平衡三相升压型交直流转换器的控制装置 - Google Patents

Abstract

一种应用于输入不平衡三相升压型交直流转换器的控制装置，其特征在于：整个控制装置由三相升压型交直流转换器的控制器与输入电压、电流感测器和输出电压感测器整合而成，三相升压型交直流转换器控制器则由转换器电压控制器，脉宽调变模组及正序q轴电流命令、负序d轴电流命令、负序q轴电流命令与正序电流控制器与负序电流控制器所组成，而可操作在三相平衡及不平衡电源输入下，达成输入侧单位功因，并降低输出侧二次漣波，以将稳压电容最小化，不仅可降低系统的成本，亦可提升系统的效能。

Description

应用于输入不平衡三相升压型交直流转换器的控制装置

技术领域

本实用新型属于电力电子技术领域，特别是一种应用于不平衡三相交直流转换器的输入侧功因校正与消除输出侧电压二次漣波的控制装置。

背景技术

由现有文献[1]Hong-Seok Song，Kwanghee Nam，“Dual currentcontrol scheme for PWM converter under unbalanced conditions，”IEEETrans.Ind.Electron.，vol.46，No.5，pp.953-959，Oct.1999.；[2]Y.Suh，V.Tijeras and T.A.Lipo，“A nonlinear control of the instantaneous power indq synchronous frame for pwm ac/dc converter under generalizedunbalanced operating conditions，”in Conf.Rec.IEEE-IACON’02，vol.2，pp.1189-1196，Oct.2002.；[3]Peng Xiao，Keith A.Corzine，Ganesh K.Venayagamoorthy，“Cancellation Predictive Control for Three-Phase PWMRectifiers under Harmonic and Unbalanced Input Conditions，”IECON2006-32nd Annual Conference on，pp.1816-1821，Nov.2006.；以及[4]I.Etxeberria-Otadui，U.Viscarret，；M.Caballero，A.Rufer，S.Bacha，“NewOptimized PWM VSC Control Structures and Strategies Under UnbalancedVoltage Transients，”IEEE Trans.Ind.Electron.，vol.54，No.5，pp.2902-2914，Oct.2007.中可看出，输入不平衡的电压确实会引起120Hz的涟波，而文献[1]提出双电流控制器于三相不平衡脉宽调变转换器的操作，而文献[2]则提出d-q同步框的瞬时功率非线性控制法则，运用于广泛的三相不平衡输入电源。

另外，文献[5]Hong-Seok Song，In-Won Joo，Kwanghee Nam，“Sourcevoltage sensorless estimation scheme for PWM rectifiers under unbalancedconditions，”IEEE Trans.Ind.Electron.，vol.50，No.6，pp.1238-1245，Dec.2003.；[6]S.Hansen，M.Malinowski，F.Blaabjerg，and M.P.Kazmierkowski，“Sensorless control strategies for PWM rectifier，”in Proc.IEEE APEC，pp.832-838，2000.；[7]T.Ohnuki，O.Miyashita，P.Lataire，and G.Maggetto，“Control of a three-phase PWM rectifier using estimatedAC-side and DC-side voltages，”IEEE Trans.Power Electron.，vol.14，pp.222-226，Mar.1999.；[8]D.-C.Lee and D.-S.Lim，“AC voltage andcurrent sensorless control of three-phase PWM rectifiers，”in Proc.IEEEPESC，pp.588-593，2000.提出无感测的控制法则操作于三相不平衡的情形。

然而到目前为止，只有少數的现有文献考虑到线路与开关切换损失，对操作于不平衡输入的三相交直流转换器，转换器输出侧电压受到120Hz漣波影响的情形，因此如何改进目前现有的方法，并考虑到操作于三相不平衡交直流转换器，因受到不平衡电源与线路损失的影响，而提出的电流控制装置，以减少输出侧电压120Hz的漣波，使输出电压更为干净平稳，即为本实用新型所欲解决的首要课题。

发明内容

本实用新型的主要目的，在于提供一种应用于输入不平衡三相升压型交直流转换器的控制装置，其可针对输入不平衡电压的三相升压型交直流转换器，用以抑制在输出直流链上二倍线频的电压漣波，使输出电压为更平稳的直流电供应负载所需，并达成输入侧单位功因的目的。

本实用新型的主要目的是通过下述技术方案予以实现的：

一种应用于输入不平衡三相升压型交直流转换器的控制装置，由一三相交直流转换器与其控制器所组成，其特征在于：

该三相升压型交直流转换器控制器包含一单独运转的AC/DC转换器电压控制器、一脉宽调变模组及一正序电流控制器、一负序电流控制器、一正序q轴电流命令、一负序d轴电流命令以及一负序q轴电流命令；而该AC/DC转换器电压控制器将电压命令与输出电压量测值两个输入信号经计算后得到所需的正序直轴电流命令，并与正序q轴电流命令和电流感测器所量测得的实际正序d轴与q轴电流与电压感测器所量测得的实际正序d轴与q轴电压一起输出至该正序电流控制器，而该电流感测器所量测得的实际负序d轴与q轴电流与该负序d轴电流命令、该负序q轴电流命令和该电压感测器所量测得的实际负序d轴与q轴电压一起输出至该负序电流控制器，接着将该正序电流控制器与该负序电流控制器计算所产生的值相加，并送至该脉宽调变模组产生六个开关讯号以驱动该AC/DC转换器的六个开关。

该三相交直流转换器输入侧为一三相电源，输出侧则为一直流负载，且该三相交直流转换器搭配该三相交直流转换器控制器以及一输入侧三相电感、一输出侧稳压电容、及一输入电压感测器、一输出电压感测器及一电流感测器，而该三相交直流转换器控制器则供输出六个半导体功率开关控制信号以控制该三相交直流转换器，并用以控制转换器输入侧电流与输出侧电压。

该三相交直流转换器输入侧的三相电压与输出侧电压分别由该输入电压感测器与该输出电压感量测，而输入侧三相电流则由电流感测器量测获得。

本实用新型的有益效果是：该控制装置，不管线损的变化为何，转换器所产生的涟波可比单一控制器或对偶控制器来的小且输出电压较为接近命令值，以及不易受转换器效率的影响，比起传统对偶控制器更为强健等多项优点。

附图说明

图1为本实用新型的控制方块示意图；

图2为本实用新型的控制流程图；

图3为本实用新型三相交直流转换器功率电路架构图；

图4为本实用新型三相交直流转换器控制器使用数位讯号处理器的架构图；

图5为本实用新型输入三相电压感测器其中一相的电路架构图；

图6为本实用新型输出电压感测器的电路架构图；

图7为本实用新型三相电流感测器其中一相的电路架构图；

图8为本实用新型正序电流控制器的内部方块示意图；

图9为本实用新型负序电流控制器的内部方块示意图；

图10为本实用新型正序q轴电流命令的讯号命令示意图；

图11为本实用新型负序d轴电流命令的讯号命令示意图；

图12为本实用新型负序q轴电流命令的讯号命令示意图；

图13为采电压导向的单一控器方法模拟的数据图；

图14为传统对偶控制器方法模拟的数据图；

图15为本实用新型所提的控制器模拟的数据图；

图16为本实用新型模拟测试图，其中(a)用以显示负序直轴电流I_dN；(b)用以显示输出电压V_o；(c)用以显示控制讯号定子框的负序直轴与负序交轴电压V_dsN和V_qsN。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本实用新型作进一步描述。

参见图1至图4，图中所示为本实用新型所选用的实施例，此仅供说明之用，在专利申请上并不受此结构的限制。

本实用新型所提供的一种应用于输入不平衡三相升压型交直流转换器的控制装置，主要由一三相交直流转换器6与其控制器1所组成，其输入侧为一三相电源2，输出侧则为一直流负载8。其中该三相交直流转换器6搭配该三相交直流转换器控制器1、一输入侧三相电感5、一输出侧稳压电容7、及一输入电压感测器31、一输出电压感测器32及一电流感测器4；而该三相交直流转换器控制器1则供输出六个半导体功率开关控制信号来控制该三相交直流转换器6。如图3所示，用以控制转换器输入侧电流与输出侧电压。另外输入侧的三相电压(Ea，Eb，Ec)与输出侧电压(Vo)可分别由该电压感测器31、32量测，该电压感测器31、32的电路架构图如图5及图6所示；而输入侧三相电流(ia，ib，ic)则可由电流感测器4量测获得，其中该电流感测器4的电路架构图则如图7所示。

参见图8至图12，本实用新型的三相升压型交直流转换器控制器1的内部功能方块包含有一单独运转AC/DC转换器电压控制器16、一脉宽调变模组17及一正序电流控制器11、一负序电流控制器12、一正序q轴电流命令13、一负序d轴电流命令14和一负序q轴电流命令15。其中该AC/DC转换器电压控制器16将电压命令(Vo*)与输出电压(Vo)量测值两个输入信号经计算后得到所需的正序直轴IdP*电流命令并与该正序q轴电流命令13和电流感测器4所量测得的实际正序d轴与q轴电流IdP、IqP与电压感测器31所量测得的实际正序d轴与q轴电压EdP、EqP一起输出至该正序电流控制器11。同理，该电流感测器4所量测得的实际负序d轴与q轴电流IdN、IqN与该负序d轴电流命令14、负序q轴电流命令15和该电压感测器31所量测得的实际负序d轴与q轴电压EdN、EqN一起输出至该负序电流控制器12；接着将该正序电流控制器11与该负序电流控制器12计算所产生的值相加，送至该脉宽调变模组17产生六个开关讯号，用以驱动AC/DC转换器的六个开关，以达成输入侧单位功因并减少输出侧电压二次漣波的产生。

图3为三相脉宽调变转换器的电路架构图，其中输入为三相电源，连接升压电感与等效线路串联电阻与六个可控制开关，输出侧由一个稳压电容并联一个负载所组成。首先，为方便对操做于三相不平衡脉宽调变转换器做一建模，三相不平衡的输入电压与输入电流可被描述成由正序与负序成份所组成，数学的描述如下：

$E_{\mathrm{dqs}}=e^{\mathrm{j\ωt}}{E}_{\mathrm{dq}}^p+e^{-\mathrm{j\ωt}}{E}_{\mathrm{dq}}^n$

$=e^{\mathrm{j\ωt}}(E_d^p+j{E}_q^p)+e^{-\mathrm{j\ωt}}(E_d^n+j{E}_q^n)---\left(1\right)$

$I_{\mathrm{dqs}}=e^{\mathrm{j\ωt}}{I}_{\mathrm{dq}}^p+e^{-\mathrm{j\ωt}}{I}_{\mathrm{dq}}^n$

$=e^{\mathrm{j\ωt}}(I_d^p+j{I}_q^p)+e^{-\mathrm{j\ωt}}(I_d^n+j{I}_q^n)---\left(2\right)$

其中，ω是电源角频率，ω＝377rad/sec，频率f＝60Hz。考虑由图2A侧看入的转换器的复数功率，可表示成：

$S_{\mathrm{in}}=\frac{3}{2}{E}_{\mathrm{dqs}}{I}_{\mathrm{dqs}}^{*}=P_{\mathrm{in}}\left(t\right)+j{Q}_{\mathrm{in}}\left(t\right)---\left(3\right)$

其中，Pin(t)和Qin(t)分别是瞬时实功和虚功的成分，此外，Pin(t)和Qin(t)也可以表示成如下的形式：

P_in(t)＝P_in+P_inc2cos2ωt+P_ins2sin2ωt    (4)

Q_in(t)＝Q_in+Q_inc2cos2ωt+Q_ins2sin2ωt    (5)

考虑方程式(5)，假设输入脉宽调变转换器的瞬时虚功Qin(t)为零，转换器的输入侧电流便可达到单位功因。以近似的做法来看，亦可令平均输入虚功为零即Qin＝0，来达成输入侧电流达到单位功因的目的，且不影响输出电压，因为输出电压只跟实功有关。其次考虑操作于三相不平衡脉宽调变转换器的输出电压，从方程式(4)可知，输入瞬时实功存在二倍线频的成份，其中瞬时实功包含平均实功Pin和高次项Pinc2、Pins2。转换器的输入瞬时实功传输至输出侧，并决定直流链汇流排电压的大小，然而，Pinc2和Pins2会造成120Hz的漣波于输出直流准位上。传统的做法，在不考虑线损和开关切换损失的情形下，可直接令Pinc2和Pins2为零，以维持干净的转换器输出直流准位。

而在本实用新型中，考虑到线损并讨论线损与输出电压漣波的关系；在传统的方法，输入单位功因的分析与输出二倍频分析皆从图3的A侧作观察，而本实用新型则提出单位功因的分析与二倍频分析在不同的地方做观察，单位功因的分析在A侧作观察，而二倍频的分析在B侧作观察，此时，开关切换损失亦可等效从B侧做观察。

考虑开关切换损失与线路损失的总合等效电阻Rs，Rs的功率损失可写成如下式：

$S_{\mathrm{Line}}=\frac{3}{2}{V}_{\mathrm{dqs}\_\mathrm{Rs}}{I}_{\mathrm{dqs}}^{*}$

$=P_{\mathrm{Rs}}\left(t\right)+j{Q}_{\mathrm{Rs}}\left(t\right)---\left(6\right)$

其中

$\left\{\begin{array}{c}{P}_{\mathrm{Rs}}\left(t\right)=P_{\mathrm{dc}\_\mathrm{Rs}}+P_{c2\_\mathrm{Rs}}\cos 2\mathrm{\ωt}+P_{s2\_\mathrm{Rs}}\sin 2\mathrm{\ωt}\\ Q_{\mathrm{Rs}}\left(t\right)=Q_{\mathrm{dc}\_\mathrm{Rs}}+Q_{c2\_\mathrm{Rs}}\cos 2\mathrm{\ωt}+Q_{s2\_\mathrm{Rs}}\sin 2\mathrm{\ωt}\end{array}\right.$

$P_{\mathrm{dc}\_\mathrm{Rs}}=\frac{3}{2}(V_{d\_\mathrm{Rs}}^p{I}_d^p+V_{q\_\mathrm{Rs}}^p{I}_q^p+V_{d\_\mathrm{Rs}}^n{I}_d^n+V_{q\_\mathrm{Rs}}^n{I}_q^n)---\left(7\right)$

$P_{c2\_\mathrm{Rs}}=\frac{3}{2}(V_{d\_\mathrm{Rs}}^p{I}_d^n+V_{q\_\mathrm{Rs}}^p{I}_q^n+V_{d\_\mathrm{Rs}}^n{I}_d^p+V_{q\_\mathrm{Rs}}^n{I}_q^p)---\left(8\right)$

$P_{s2\_\mathrm{Rs}}=\frac{3}{2}(V_{q\_\mathrm{Rs}}^n{I}_d^p-V_{d\_\mathrm{Rs}}^n{I}_q^p-V_{q\_\mathrm{Rs}}^p{I}_d^n+V_{d\_\mathrm{Rs}}^p{I}_q^n)---\left(9\right)$

P_o＝P_in-P_{dc_Rs}         (10)

P_oc2＝P_{in_c2}-P_{Rs_c2}    (11)

P_os2＝P_{in_s2}-P_{Rs_s2}    (12)

由以上的推导，考量输入侧单位功因与输出侧无线路二倍频的分析，并将等效线路损失考虑进去，整合(5)、(10)、(11)与(12)式，可得(13)式：

$\left[\begin{array}{c}\frac{2}{3}{P}_o\\ \frac{2}{3}{Q}_{\mathrm{in}}\\ \frac{2}{3}{P}_{\mathrm{os}2}\\ \frac{2}{3}{P}_{\mathrm{oc}2}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}(E_d^p-R_s{I}_d^p)& (E_q^p-R_s{I}_q^p)& (E_d^n-R_s{I}_d^n)& (E_q^n-R_s{I}_q^n)\\ E_q^p& {-E}_d^p& E_q^n& {-E}_d^n\\ (E_q^n-R_s{I}_q^n)& -(E_d^n-R_s{I}_d^n)& -(E_q^p-R_s{I}_q^p)& (E_d^p-R_s{I}_d^p)\\ (E_d^n-R_s{I}_d^n)& (E_q^n-R_s{I}_q^n)& (E_d^p-R_s{I}_d^p)& (E_q^p-R_s{I}_q^p)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_d^p\left(t\right)\\ I_q^p\left(t\right)\\ I_d^n\left(t\right)\\ I_q^n\left(t\right)\end{array}\right]---\left(13\right)$

观察(13)式，为达成输入侧电流单位功因，必须令输入平均虚功率的值为零，即Qin＝0。其次，为获得干净的输出电压准位，由B侧看入的二倍频实功Pos2和Poc2需设定为零。为简化控制策略，采用电压导向控制法则，方程式(13)可以被简化成如下所示：

$\left[\begin{array}{c}\frac{2}{3}{P}_o\\ 0\\ 0\\ 0\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}(E_d^p-R_s{I}_d^p)& (E_d^n-R_s{I}_d^n)\\ E_q^p& E_q^n\\ E_q^n& {-E}_q^p\\ (E_d^n-R_s{I}_d^n)& (E_d^p-R_s{I}_d^p)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_d^p\left(t\right)\\ I_d^n\left(t\right)\end{array}\right]---\left(14\right)$

当输入侧三相电压可以由锁相回路精准取得时，可令正序及负序的q轴成份为零，而方程式(14)可以被简化成如下所示：

$\left[\begin{array}{c}\frac{2}{3}{P}_o\\ 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}(E_d^p-R_s{I}_d^p)& (E_d^n-R_s{I}_d^n)\\ (E_d^n-R_s{I}_d^n)& (E_d^p-R_s{I}_d^p)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_d^p\left(t\right)\\ I_d^n\left(t\right)\end{array}\right]---\left(15\right)$

方程式(15)为一组非线性方程，其解如下所示：

$I_{\mathrm{dp}}=\frac{1}{6}\frac{3E_{\mathrm{dp}}+{(9E_{\mathrm{dp}}^2-24P_o{R}_s+36R_s{E}_{\mathrm{dn}}{I}_{\mathrm{dn}}-36R_s^2{I}_{\mathrm{dn}}^2)}^{\frac{1}{2}}}{R_s}---\left(16\right)$

$I_{\mathrm{dn}}=\frac{-E_{\mathrm{dn}}}{E_{\mathrm{dp}}-2R_s{I}_{\mathrm{dp}}}{I}_{\mathrm{dp}}---\left(17\right)$

由前述对输入不平衡脉波宽度调变转换器的建模过程，可知，为达成输入侧电流单位功因，并获得干净的输出电压，d轴的负序电流I_dn是由d轴的正序电流I_dp所决定，且将等效的开关与线路损失电阻R_S考虑进去，其关系式如(17)所示，若不考虑等效之开关损失与线路损失电阻R_S，则关系式可被重写成如下式：

$I_{\mathrm{dn}}=\frac{-E_{\mathrm{dn}}}{E_{\mathrm{dp}}}{I}_{\mathrm{dp}}---\left(18\right)$

依据脉波宽度调变转换器操作于输入不平衡的建模，并从(16)式与(17)式可得知，负序电流有一正序电流的耦合项，正序电流亦有一负序电流的耦合项。然而，负序的耦合项远小于正序的耦合项，因此负序对正序的耦合项可以被忽略。因此基于前面理论的分析，本实用新型所提的控制装置主要是要消除输出侧电压二次涟波，并完成输入侧电流单位功因。图1即为本实用新型的控制装置方块图，正序电流的控制回路采用电压导向控制法则，而方程式(17)、(18)式则应用至负序电流的控制回路。为验证所提控制策略的可行性，利用电路模拟软体PSPICE来进行模拟，以下为模拟的参数：

L＝1.6mH，R_s＝0.2ohm，C_o＝2200μF，

e_a(t)＝100cosωt+10cosωt V，ω＝120πrad/s

e_b(t)＝100cos(ωt-2π/3)+10cos(ωt+2π/3)V

e_c(t)＝100cos(ωt+2π/3)+10cos(ωt-2π/3)V

为了方便做比较，讨论三种控制策略。第一种方法为采电压导向的单一控制器，第二种方法为对偶控制器，第三种方法为本实用新型所提的控制策略。等效的线路损失R_S从0.001Ω变化至0.2Ω，可观察直流链电压二次涟波的振幅大小，模拟的结果，依序整理在图13、图14和图15，分别对应第一种方法、第二种方法和第三种方法。从模拟的结果，可观察到，当R_S＝0.001Ω时，对偶控制器所产生的电压涟波小于采电压导向的单一控制器方法，然而，当R_S＝0.2Ω时，对偶控制器所产生的电压涟波则比采电压导向的单一控制器来的严重。从这个例子可以看出，传统对偶控制器的方法并没有考虑线路阻抗整体的损失。很显然的，传统对偶控制器所产生的电压涟波大小易受到转换器效率的影响。所提控制策略的模拟波形如图16，此时R_S＝0.2Ω，图16(a)为负序直轴电流I_dN的波形，图16(b)为输出电压V_o的波形，图16(c)则为控制讯号定子框的负序直轴与负序交轴电压V_dsN、V_qsN的波形。

并由以上模拟结果可知，本实用新型所提供的控制装置，不管线损的变化为何，转换器所产生的涟波可比单一控制器或对偶控制器来的小且输出电压较为接近命令值，以及不易受转换器效率的影响，比起传统对偶控制器更为强健等多项优点。

Claims (3)

1、一种应用于输入不平衡三相升压型交直流转换器的控制装置，由一三相交直流转换器与其控制器所组成，其特征在于：

该三相升压型交直流转换器控制器包含一单独运转的AC/DC转换器电压控制器、一脉宽调变模组及一正序电流控制器、一负序电流控制器、一正序q轴电流命令、一负序d轴电流命令以及一负序q轴电流命令；而该AC/DC转换器电压控制器将电压命令与输出电压量测值两个输入信号经计算后得到所需的正序直轴电流命令，并与正序q轴电流命令和电流感测器所量测得的实际正序d轴与q轴电流与电压感测器所量测得的实际正序d轴与q轴电压一起输出至该正序电流控制器，而该电流感测器所量测得的实际负序d轴与q轴电流与该负序d轴电流命令、该负序q轴电流命令和该电压感测器所量测得的实际负序d轴与q轴电压一起输出至该负序电流控制器，接着将该正序电流控制器与该负序电流控制器计算所产生的值相加，并送至该脉宽调变模组产生六个开关讯号以驱动该AC/DC转换器的六个开关。

2、如权利要求1所述的应用于输入不平衡三相升压型交直流转换器的控制装置，其特征在于：该三相交直流转换器输入侧为一三相电源，输出侧则为一直流负载，且该三相交直流转换器搭配该三相交直流转换器控制器以及一输入侧三相电感、一输出侧稳压电容、及一输入电压感测器、一输出电压感测器及一电流感测器，而该三相交直流转换器控制器则供输出六个半导体功率开关控制信号以控制该三相交直流转换器，并用以控制转换器输入侧电流与输出侧电压。

3、如权利要求2所述的应用于输入不平衡三相升压型交直流转换器的控制装置，其特征在于：该三相交直流转换器输入侧的三相电压与输出侧电压分别由该输入电压感测器与该输出电压感量测，而输入侧三相电流则由电流感测器量测获得。

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