CN1233367A - 使用天线阵列和空间处理的由判定指导的解调方法和设备 - Google Patents

Abstract

一种产生在交替投影循环中使用的参考信号(631)的方法和设备,交替投影循环是无线通信系统的基站中的解调部分,松弛参考信号(631)以使频率偏移和幅度改变的效应最小,基站包括天线阵列(110.1—110.4)。交替投影循环在存在同信道干扰时解调,并包括校正时间对准和/或频率偏移。

Description

使用天线阵列和空间处理的由判定指导的解调方法和设备

本申请涉及题目为“使用天线阵列和空间处理的估算通信系统的参数的方法和设备”的共同申请、共同拥有和待审专利申请，这里引用该专利申请作为参考，并在以下称其为“我们的参数估算发明”。

本发明的领域是无线(无线电)通信。具体地讲，本发明的领域是，存在同信道干扰情况下，在无线通信系统中使用天线阵列和空间信号处理执行包括频偏校正和对准的解调。

无线通信系统的用户一般使用蜂窝电话和装配有无线电收发机的数据调制解调器之类的远程终端接入系统。这种系统一般具有一个或多个无线电基站，每个基站对称为蜂窝的地理区域提供覆盖。远程终端和基站有用于起始呼叫，接收呼叫和一般信息传送的协议。

在这样一个系统中，把频谱的一个分配部分划分成可以用频率、时间、编码、或上述的一些组合区分的通信信道。在这里把这些信道的每一个称为常规信道。为了提供全双工通信链路，一般是把通信信道中的一些用作从基站到用户远程终端的通信(下行链路)，把其它的信道用作从用户远程终端到基站的通信(上行链路)。在它的蜂窝内，利用用于每个远程终端的不同常规通信信道，一个无线电基站可以同时与许多远程终端通信。

我们早先公开了利用天线阵列的空间处理，以提高这种系统的频谱效率。见美国专利申请：序列号07/806,695，申请日1991年12月12日，题目“多址无线通信系统”(也就是1996年5月7日公告的第5,515,378号美国专利)；序列号08/234,747，申请日1994年4月28日，题目“校准天线阵列的方法和设备”(1996年8月13日公告的现在的第5,546,909号美国专利)；序列号08/283,470，申请日1994年8月1日，题目“频谱高效和高容量确认无线电寻呼系统”；和序列号08/375，848，申请日1995年1月20日，题目“频谱高效高容量无线通信系统(统称为“我们的待审专利申请”)。一般的构想是利用天线阵列而不是单一天线和处理天线接收的信号共同提高通信质量。通过对常规信道增加空间多路复用而使多个用户可以在相同的常规信道上同时通信，也可以把天线阵列用来提高频谱效率。我们称之为空分多址，SDMA。因此，以频分多路复用(FDMA)为例，利用SDMA，多个远程终端可以在相同的频道上，即，同一常规信道上，与单一蜂窝上的一个或多个基站通信。同样，利用时分多路复用(TDMA)和SDMA，多个远程终端可以在相同的频道和相同的时隙，即，同一常规信道上，与单一蜂窝上的一个或多个基站通信。SDMA也可以同样地与码分多址(CDMA)一同使用。

本发明提出的问题是要设计一种无线通信系统，能够在存在来自一个或多个干扰源干扰信号的情况下成功地接收和解调来自一个特定源的一个特定信号或多个特定信号。在许多场合，特别是在蜂窝通信系统场合，干扰信号实际上来自相同通信系统中的其它源，并且因此具有相同的调制格式。这种干扰是来自相同信道上的其它信号的各种可能干扰中的一种，因此被称为同信道干扰。本发明提出了在存在这种同信道干扰以及其它干扰和噪声时解调信号。通过它可以评价这种系统的质量因数是多么好，与干扰源的强度相比，能够提取希望的信号。

如同我们的待审申请一样，本发明为一个无线通信系统增加了多个天线，因而导致了每个信号的多种型式，这些型式中每一种包括所有同信道信号与干扰和噪声共同的组合。利用多个天线，由于几何考虑，一个感兴趣的信号与干扰同信道信号的幅度和相位关系在每个天线信号(在-m个天线系统中的m个信号中的每一个)中是不同的，这是因为天线相互隔开一段距离，因为在一些情况下不同的源也是隔离的。在应用到蜂窝通信系统中时，多个接收天线的使用是基于各基站天线不在同一位置，各个源也不在同一位置这种事实。

在m个天线的(复数值的)m个信号的空间处理包括：为感兴趣的每个信号确定一个天线信号的加权和。复数值加权可以用一个这里称为加权矢量的矢量表示。更为一般的情况是，也需要临时地均衡接收的天线信号，在这种情况下，对于每个感兴趣的信号要确定天线信号的卷积和，而不是加权和。也就是说，对于线性非时变均衡场合，加权矢量的意义应推广到复数值脉冲响应的矢量。为了本发明的目的，加权矢量一词应当根据是否包括临时均衡，应用到复数加权的矢量，或脉冲响应的矢量。

已经提出了用包括我们待审权利申请中所述的一些技术在内的几种技术，在存在同信道干扰时利用天线阵列以及可用或估算的空间信息接收信号。本发明的方法不需要在先的空间确认，只是利用临时信息，特别是输入信号的调制格式。在存在其它调制格式的干扰信号时利用调制格式相对比较容易，并且有许多已知的实施方法。本发明的方法利用了感兴趣的信号具有一特殊的调制格式的事实，并且不仅在存在这种干扰时工作，而且也在存在具有相同调制格式的干扰信号时工作。也就是说，在也有同信道干扰时。

在存在同信道干扰时分离和解调信号和利用信号具有一特殊调制格式的事实的现有技术的确存在。它们已经在发表的文章中被提出，例如：A.van der Veen和A.Paulraj的“移动通信中灵巧天线应用的常模数因子分解技术”(in Proc.SPIE,”Advances Signal ProcessingAlgorithms,Architectures,and Implementations V”(F.Luk,ed.),vol.2296,(San Diego,CA),pp.230-241,July 1994)；S.Talwar和A.Paulraj的“估算在天线阵列接收的多个同信道数字信号的递归算法”(in Proc.FifthAnnual IEEE Dual Use Technologies and Applications Conference,May1995)；S.Talwar,M.Viberg和A.Paulraj的“到达天线阵列的多个同信道数字信号的盲目估算”(in Proc.27^th Asilomar Conference on Signals,Systems and Computers,volume I,pp.349-342,1993)；以及A.L.Swindlehurst,S.Daas和J.Yang的“判决射束成形装置的分析”(IEEETransaction on Signal Processing,vol.43,no.12,pp.2920-2927,Dec.1995)。如以下将更详细地说明的那样，由于具体实施的问题，这些发表的技术不能在实际中工作。也就是说，它们没有考虑信号的“真实世界”特征。

有时把这些现有技术叫作特征恢复技术，因为它们强制使感兴趣的信号的任何估算具有实际信号已知拥有的某些调制格式或其它结构特征。例如，已知常模数技术使用了具有等幅的调制方案，并且利用其特征。除了上述的具体实施问题以外，常模数技术还不能应用于不是常模数的共调制方案，例如，正交调幅(QAM)。

本发明的方法和设备也是特征恢复，并且可以用于那些具有“有限字母表”的各种类型的调制方案。这些是其中信号的幅度和相位在特定的时间周期占据一些有限选项之一的调制格式。许多数字调制技术具有这种特征。在任何时间的这样一个信号的值的不确定性仅仅是由于同步化和发送了有限字母表的哪个码元。优选的实施例使用了π/4差分四相或正交相移键控(π/4DQPSK)，但是本发明可以应用于任何有限字母表调制。

使用一个m个天线的阵列以给出来自以已知数字调制方案发送的p个原始信号的m个接收天线信号的现有技术的特征恢复技术是要递归地进行以下的步骤，以分离和解调一感兴趣的特定信号：

a)从信号的某个多路分解加权矢量开始，从到达天线的数据形成感兴趣的信号的新估算；

b)解调信号的新估算，以获得发送码元的估算；

c)形成发送码元的估算，形成一个最接近实际发送信号(即是具有已知调制格式的信号)的估算的参考信号；和

d)一旦具有了一个参考信号，确定信号需要的空间多路分解加权矢量，即，求出在最接近组成参考信号的天线接收信号的组合(再回到步骤1)。

以这种方式，从某个起始点开始递归，直到获得一个“非常好的”发送码元集”和一个“非常好的”空间多路分解加权集，应用到天线输出，以产生一个“非常好的”参考信号的估算。

执行这些步骤的现有技术包括前面列出的参考文献中的那些技术。在文献中有时把递归称为交替投影，因为如果把多路分解加权集考虑为一个复数值矢量w_r，可以把递归表述为：从w_r的一个估算值开始，将它投影到参考信号空间以得到参考信号的较好估算，将参考信号的的较好估算投影到w_r空间以获得一个更好的w_r的估算，并且在w_r空间和参考信号空间之间来回重复，直到获得一个产生了一个“非常好的”参考信号估算的“非常好的”w_r。

在空间或是在参考信号空间中，首先需要确定开始值。熟悉本领域的普通技术人员都知道，两个值中任何一个就足够了，因为如果有了参考信号的好的猜测值，就可以得到w_r的下一个更好的猜测值，反过来也是一样，如果有了w_r的好的猜测值，就可以产生参考信号的更好的猜测值。有关交替投影方法的现有技术文献建议可以利用诸如ESPRIT或MUSIC之类的现有技术方法的某种估算作为开始，并利用这个估算作为一般递归的起始点。还有获得起始w_r的其它已知方法。例如，可以利用众所周知的最大比值合并方法获得起始w_r，或众所周知的主分量复制技术得到起始w_r。利用这些技术给出了经常造成在最强信号上会聚的起始w_r。因此，如果目标是总能从干扰信号集选出最强的信号，那么这些技术很理想。但是，当如同在具有强同信道干扰的情况一样具有低载波干扰比(C/I)时，这些现有技术一般不理想。

我们的参考估算发明公开了一种用于发现提取一个不必是最强信号的并且存在强同信道干扰时工作良好的信号的起始w_r估算值的技术。

此外，利用一个起始w_r随后进行交替投影的现有技术，为了适当地工作，需要首先校正任何频偏和首先在时间上校准(同步化)。

频偏问题可以如下解释。在典型的射频(RF)接收机中，用一般由晶体振荡器和/或频率合成器产生的本机基准频率混合原始RF信号，以产生其相位和幅度在由调制格式决定的可预测特征曲线周围改变的基带信号。在理想情况下，信号没有剩余频率偏移分量，例如，这种偏移是由于本机振荡器频率与发送信号中使用的振荡器频率稍有差别而造成的。在从一手机向基站发送的移动通信的情况中，无线电信号的频率是由手机中的本机振荡器产生的，而下变频所用的基准频率是由基站中的不同本机振荡器产生的。尽管基站本机振荡器一般很好，但在剩余信号中仍有频率偏移。

对准问题是要精确地同步化基站中发送信号和接收信号中的码元的初始定时。现有技术中有许多用于对准的技术。这些技术经常使用混合在感兴趣的突发脉冲串中的已知训练序列。选择这些训练序列，以具有特殊的相关(或卷积)特征。然后，如现有技术中已知的那样，可以把相关(或卷积)操作用于确定定时偏差。这些技术的问题是，在存在高同信道干扰时，它们执行不好。

我们的参数估算发明披露了在存在强同信道干扰时能很好工作的发现开始时间对准和开始频率偏移的技术。

除了开始加权矢量确定问题以及初始校准和频率偏移问题之外，现有技术的交替投影方法还存在着正在进行基础上的时间对准(同步化)问题和频率偏移问题。首先，从参考信号前进到对下一个w_r猜测的步骤对于使参考信号与天线接收信号在时间上正确地排列十分敏感。如果它们排列不正确，那么估算的w_r可能没有用。此外，在从参考信号投影到w_r矢量的下一个较好猜测的步骤中，投影中使用的参考信号与求解的实际信号的频率之间一般存在小的频率差。这种偏移能够完全中断w_r估算。在相位空间中，这种小的频率差随时间逐渐积累，使得仅仅发送了几个码元之后就积累到一个循环的大部分。因此，完全中断了应当把什么相位应用到一特定信号的复数值求解。因此，从一个当前参考信号产生一个新w_r的直接求解对于小频率偏移是十分敏感的。

因此，在本领域需要有对于频率偏移和时间对准问题不敏感，并且在存在同信道干扰的高电平时工作良好的解调和信号分离技术。还需要在本领域中通过包括在正在进行基础上的时间对准和频率偏移估算而改进交替投影技术，估算应当在存在强同信道干扰时工作良好。因而在本领域中也需要改进在这些交替投影方法中产生一个参考信号(投影到信号参考空间上)的步骤，这种改进减小了这种参考信号中的频率偏移和校准问题。

频率偏移是包括字母表中码元之间的相位差的有限字母表调制格式中的主要问题。这包括所有的相移键控(PSK)系统和许多QAM系统。还有调制格式，这包括对于幅度误差敏感的AM和QAM系统。在用于这些系统的交替投影步骤中，幅度误差漂移可能成为一个问题。即，如果不考虑参考信号与实际信号之间的幅度误差，可能会产生错误的结果。因而在本领域中也需要改进在这些交替投影方法中产生参考信号(投影到信号参考空间上)的步骤，这种改进减小了这种参考信号中的幅度偏移。

本发明的方法和设备没有这些问题带来的缺陷。我们的方法包括在有上述问题的情况下，投影接近实际信号而不是理想信号的信号，本发明可以应用于所有有限字母表调制格式。

产生对于频率偏移、时间对准和/或幅度偏移误差不敏感的较好的参考信号不仅可以应用于解调中使用的交替投影方法，而且可以应用到所有需要产生参考信号的所有信号处理，例如，许多自适应滤波处理，判定反馈均衡系统，等等。

本发明的一个目的是要提供一种对于频率偏移和时间对准问题比较不敏感的并且在有同信道干扰时工作良好的解调方法和设备。

本发明的另一个目的是要提供一种包括在正在进行基础上的时间对准和频率偏移估算的改进的交替投影方法，这种估算在有同信道干扰情况下工作良好。

本发明的再一个目的是要提供一种产生具有减小的频率偏移和校准问题的参考信号的改进的方法。

本发明的再一个目的是要提供一种产生具有减小的幅度偏移的参考信号的改进的方法。

在一产生参考信号的基站执行的方法中提供了本发明的上述和其它目的，基站是包括至少一个基站和至少一个远程终端的无线通信系统的一部分，基站包括一个天线阵列。参考信号是在码元点用具有有限码元字母表的调制方案调制的。阵列中的每个天线接收一个对应的接收信号，所有接收信号形成一个接收信号矢量，每个接收信号包括来自正在发送的所有远程终端的信号。方法包括一个利用一空间加权矢量从接收信号矢量分离出一个远程终端复制信号的信号复制操作，和对于每个抽样点，(a)从远程终端复制信号构造出一个理想信号，理想信号具有调制方案，把在初始码元点的理想信号设置为等于在初始码元点的远程终端复制信号；和(b)向所述远程终端复制信号松弛(relaxing)理想参考信号，产生参考远程终端发送信号。在一个实施例中，所述调制方案的字母表包括具有不同幅度的码元，和松弛步骤把理想信号的幅度向远程终端复制信号的幅度松弛。在另一个实施例中，调制方案包括相移键控，并且松弛步骤把理想信号的相位向远程终端复制信号的相位松弛。

还公开了一种无线通信系统中基站执行的解调一个特定远端站发送的调制信号的方法，无线通信系统包括至少一个基站和至少一个远程终端，基站包括一个天线阵列。假设调制信号是由一种有限码元字母表调制方案调制的。天线阵列中的每个特定天线接收一个对应接收信号，所有接收信号形成一个接收信号矢量。每个接收信号包括来自所有正在发送的远程终端的信号。方法包括步骤：下变频接收信号；估算接收信号矢量的时间对准和频率偏移；利用初始空间加权矢量从接收信号矢量分离出一个远程终端复制信号，分离包括利用估算的时间对准和频率偏移校正时间对准和频率偏移，以形成一个校正远程终端复制信号；解调校正远程终端复制信号，以产生一个解调信号；然后至少执行一次步骤(a)和步骤(b)：(a)从解调信号合成一个参考信号；通过求一个取决于参考信号的规定价值函数的最小值计算一个新的空间加权矢量；和(b)重复以上分离和解调步骤，对于分离步骤使用最后确定的新空间加权矢量而不是初始空间加权矢量。然后输出解调信号。

在一种变化中，分离步骤包括：利用估算时间对准和频率偏移作为对接收信号矢量的校正，以形成一个校正信号矢量，和利用对应于特定远程终端的初始空间加权矢量从校正信号矢量分离出校正远程终端复制信号。

在另一种变化中，分离步骤包括：利用对应于特定远程终端的初始空间加权矢量从接收信号矢量分离出一个对应于特定远程终端的远程终端复制信号；和应用估算时间对准和频率偏移作为所述特定远程终端复制信号的校正，以形成一个校正的远程终端复制信号。

图1示出了本发明的设备优选实施例的构造；

图2示出了本发明优选实施例中用于执行同步化的突发脉冲串的示意图；

图3示出了本发明的优选实施例中使用的一个SYNCH突发脉冲串的幅度(幅值)；

图4示出了根据本发明优选实施例的对准方法的流程图；

图5示出了在初始对准和频率偏移估算器的优选实施例中考虑的SYNCH突发脉冲串的对准窗口和子集；

图6是解调方法的流程图；

图7是图6的步骤629的详细流程图。

本发明的各种优选和替代实施例用于与使用“个人手持电话系统”(PHS),ARIB标准，第二版(RCR STD-28)的蜂窝系统结合。具体地讲，本发明的优选和替代实施例与我们的解调发明的优选实施例组合。

PHS系统是一种带有真时分双工(TDD)的8时隙时分多址(TDMA)系统。因此，8个时隙被分为4个发射(TX)时隙和4个接收(RX)时隙。优选实施例中所用的PHS系统的频带是1895-1918-1MHz。8个时隙中的每个都是625微秒长。PHS系统具有用于在其上进行呼叫初始化的控制信道的专用频率和时隙。一旦建立了链接，呼叫接入到一正常通信的服务信道。在任何信道中以32干比特/秒(kbps)速率发生的通信，称为全速率。PHS也支持半速率(16kbps)和四分之一速率(8kbps)通信。

在优选实施例中使用的PHS中，一个突发脉冲串被定义为有限持续时间的RF信号，它是在一个单一时隙中通过无线发送和接收的。把一个组定义为一个4TX和4RX时隙的集。一个组总是从第一TX时隙开始，并且它的持续时间是8×0.625=5msec。为了支持半速率和四分之一速率通信，PHS标准定义一个PHS帧为4个组，即，4个8时隙的完整周期。在这里所述的实施例中，仅支持全速率通信，因而在本说明中，帧应当与PHS的组同义。也就是说，一帧是4TX和4RX时隙并且是5msec长。本领域普通技术人员应当知道如何改造这里说明的实施例以结合低于全速率的通信的细节。

一个逻辑信道是一个通过它在一远程终端与基站之间交换消息的概念管道。有两种类型的逻辑信道：涉及起始一通信链接的逻辑控制信道(LCCH)，和涉及正在进行通信的业务信道(SCH)。本发明优选实施例应用于业务信道中通信。在这里，任何特定远程终端和一基站以一帧间隔的时隙中的突发脉冲串通信。

帧定时是帧的开始与停止定时。在呼叫初始化过程中，远程终端收听称为基站的广播控制信道(BCCH)的控制信道，以使其本身与基站的帧定时同步。为起始一呼叫，基站和远程终端在一控制信道上通信，以建立业务信道的时隙和频率。一旦该特定业务信道获得同意，基站和远程终端进入跨越业务信道的同步(“SYNCH”)模式，在同步模式期间每一方向另一方发送已知同步突发脉冲串(“SYNCH”突发脉冲串)。

本发明的方法和设备的优选实施例使用这种SYNCH突发脉冲串确定时间对准的一个初始估算，和频率偏移的一个初始估算。这是必要的，因为在实际中一个远程终端的RF频率可能相对于基站载波偏移±5kHz之多，或更多。在SYNCH模式期间，还确定一个初始空间处理加权矢量。

一旦估算了对准和频率偏移，进入通信的“正常”模式。在正常模式期间，本发明的方法和设备继续对频率偏移和对准补偿，并且连续地更新频率偏移、对准和加权矢量的估算。

PHS系统对基带信号使用π/4差分正交相移键控(π/4DQPSK)调制。波特率是192kbaud。即，每秒192,000码元。

坐标(constellation)空间是由复数值(同相分量I和正交分量Q)的基带信号扫出的复数坐标。对于π/4DQPSK，信号坐标空间是由绕，在(为了说明方便)I=1(规一化的)和Q=0，表示为(1,0)开始的单位圆，每隔45度的点组成的。实际上，由于干扰、多路径、附加的噪声、由于频率偏移的慢旋转、以及系统中无线电接收机和发射机的频率响应和非线性，坐标点偏离了理想位置。差分空间是描述从码元到码元在相位上变化的复数空间。即，它是由用以前的坐标空间点除以每个坐标空间点形成的差分信号扫出的复数空间。对于π/4DQPSK，差分空间信号在理论上仅由具有相位+π/4,-π/4,+3π/4和-3π/4的四个点组成的。在实践中，由于干扰、噪声、信道失真、频率偏移和时间对准问题，实际差分空间信号可能失真。

在优选实施例作为使用的PHS系统中，RF信号经历频谱整形，一般是升平方根或升余弦滤波。因而所得的基带信号在每个码元周期中短暂的时间中仅通过理想坐标点。在优选实施例中，是以波特率八倍的速率对基带信号抽样的。也就是说，对于每个码元八个抽样的抽样速率是1.536MHz。为了正确解调，本发明的方法和设备估算每个码元的八个抽样中哪一个在时间上最靠近瞬间理想坐标点。发现最靠近理想坐标点的抽样的方法叫做抽样对准。

图l中示出了本发明的设备优选实施例的构造。使用了m多个天线101.1,…,101.m，其中m=4。天线的输出以模拟形式由RX模块105.1,…,105.m在从载频(大约1.9GHz)至最终384kHz的中频(IF)三个阶段中混合。然后这个信号由模/数转换器109.1,…,109.m在1.536MHz数字化(抽样)。只有信号的实数部分被抽样。因此，在复相量标记法中，可以把这个数字信号设想为包含一个连同一个在384kHz的镜像的384kHz的复数值IF信号。通过把每秒1.536兆抽样的只有实数部分的信号乘以一个384kHz复相量，数字化地进行最终下变频至基带。这等价于乘以复数序列1,j,-1,-j，利用改变正负号和重新恢复很容易进行。所得结果是包含复数值基带信号加上一个-2×384=-768kHz镜像的复数值信号。数字地滤除这个不需要的负频率镜像，以产生在1.536MHz抽样的复数值基带信号。在优选实施例中，使用了GrayChip公司的GC2011A数字滤波器装置，113.1,…,113.m，每个天线输出用一个，以执行下变频和数字滤波，后者使用了有限冲激响应(FIR)滤波技术。利用本领域普通技术人员所知的标准技术确定适当的FIR滤波器系数。

从每个天线的GC2011A数字滤波装置113有四个下变频输出，每时隙一个。根据本发明，对于四个时隙中的每一个，把来自四个天线的四个下变频输出输入到一个数字信号处理器(DSP)装置117中，进一步处理。在优选实施例中，使用了四个Motorola DSP56301 DSP，每接收时隙一个。

这里使用了以下的标记法。

设z₁(t),z₂(t),…,z_m(t)分别是下变频后，即基带中的第一，第二，…，第m天线振子的复数值响应。这些可以用一个m矢量z(t)表示，z(t)的第i行是z_i(t)。把z(t)的N个数字抽样表示为z(T),z(2T),…,z(NT)，其中T是抽样周期。为了简便，把抽样周期规一化为1，并且z(t)(和其它信号)将代表连续时间t的函数或被抽样的信号，本领域的技术人员从文章中清楚地理解这种情况。可以将z(t)的N个抽样表示为一个矩阵，Z=[z(1)|z(2)|…|z(N)]。假设从p个不同源(远程终端)把p个复数值同信道信号z₁(t),z₂(t),…,z_p(t)发送到天线阵列。在该情况下，在m个天线阵列振子的z_i(t),i=1,…,m，每个都是p个信号与噪声和其它干扰的某种组合。特定组合取决于几何和传播特征。设同信道信号用第k个振子是复数值信号s_k(t)的p矢量s(t)代表。

可以把信号s_k(t)模型化为：

s_k(t)=Σ_nb_k(n)g(t-nT_s)

其中求和Σ_n是在一个数据分组或串中，通过指数n对n的所有取值的累加，{b_k(n)}是第k个远程终端发送的码元序列，T_s是码元周期，g(t)代表组合了使用的任何发射滤波器，传播信道，和任何接收滤波器的效应的冲激响应。为了方便，把g(t)定为单位能量。在优选实施例中，把码元周期Ts取为抽样周期T的整数倍L，其中L=8。由于T规一化为1，因此T_s=L=8。复数值码元b_k(n)属于某个有限字母表Ω。对于PHS实施例的π/4DQPSK调制，Ω={1,exp±jπ/4,exp±jπ/2,exp±jπ,exp±j3π/4}，并且对于任何k或n，差分信号d_k(n)=b_k(n)/b_k(n-1)的相位属于有限字母表{±π/4,±3π/4}。

把矩阵S表示为具有对应于与Z中相同s(t)的N个抽样的列，多路分解的目的是要产生S的某个估算。使用了线性估算法。即 $\hat{S}=W_r^{H}Z$

其中W_r是称为加权矩阵的m×p矩阵，W_r ^H是复共扼转置，即，W_r厄米特转置。W_r的下标r表示“接收机”，指示我们正在处理接收而不是发送。W_r的第k列，m矢量W_rk称为第k信号s_k(t)的加权矢量。因此s_k(t)的估算是 ${\hat{S}}_k=W_{\mathrm{rk}}^{H}Z\left(t\right)$

在本发明中，我们现在将说明如何在存在来自远程终端j,j≠k,的其它信号时，也就是说存在同信道干扰时，解调从这样一个特定远程终端k发送的信号。为了方便，应当简化表示法，因此应当隐去下标k。熟悉本领域的人员应当清楚，应当利用上述矩阵等式中所示的完整操作对所有来自其它(p-1)个信号的信号重复对这样一个信号的操作。

一个信号的复制操作的意思是操作： $\hat{S}\left(t\right)=W_r^{H}Z\left(t\right)$

以利用加权矢量w_r估算来自m个接收信号z(t)的抽样(在t)的一个特定信号的特定抽样。

参考信号是具有需要的调制结构的信号。即，具有以下结构的信号：

s_R(t)=Σ_nb(n)g(t+s-nT_s)

其中ε是定时误差。在优选实施例的情况中，s_R(t)是一个π/4DQPSK波形。

在SYNCH模式中的目的是要获得所感兴趣信号的复数值加权矢量w_r的一个初始估算，和获得对准和偏移频率偏移的初始估算。本发明的方法(和设备)使用了利用信号的有限字母表特征的对准和频率偏移估算技术。这里提供了对一个感兴趣的信号的详细说明，并且其它接收信号是同信道干扰。很清楚，这个详细说明可以用于接收任何同信道信号，并且熟悉本领域的人员应当知道如何说明同时接收所有同信道信号的方法，例如用矩阵表示法。

优选实施例中所用的SYNCH突发脉冲串具有已知的格式。图2是用于进行同步化的突发脉冲串的示意图。注意，SYNCH突发脉冲串具有几个字段，可以自由使用突发脉冲串的所有或任何一个字段，或一个字段的一部分。第一字段称为前言码，并且是一特定周期比特序列。这个特定字段的付立叶变换(利用FFT计算估算的)显示，有三个强正弦分量，并且本方法的一个替代实施例利用了这个事实。优选实施例确定一个价值函数，特别是均方误差，并且使用了一种优化方法，特别是最小二乘方优化法，以确定使价值函数最小的参数值。可以使用其它价值函数和优化方法而不脱离本发明的范围。这样确定的第一个参数是时间对准，给出最小价值函数的一个时间偏移(表示为多个抽样)。一旦估算了时间对准，使用它确定与初始w_r和频率偏移有关的一个价值函数，并且使用一种优化方法确定初始w_r和频率偏移估算。

时间位置是近似知道的。在第一优选实施例中，假设已知突发脉冲串的时间位置在±2码元(±16抽样)内，并且对准估算在32个抽样的窗口内突发脉冲串的时间位置。将一个单一SYNCH用于对准，首先估算大致的位置，然后估算更精确的时间位置。一旦确定了对准，用相同的SYNCH突发脉冲串估算频率偏移和初始加权矢量w_r。在一个替代实施例中，当用一个较慢的处理器估算时，使得计算的时间更临界，总共使用三个突发脉冲串。两个用于对准，第一个估算大致的位置，第二个估算更精确的时间位置。一旦确定了对准，在具有较慢处理器的第三实施例中，用一个第三SYNCH突发脉冲串估算频率偏移和初始加权矢量w_r。

现在更详细地说明对准估算。为此仅使用幅度，不使用复数值数据。如图3示出了一个SYNCH突发脉冲串的幅度(幅度)。如同所预料的，观察几个这种具有不同频率偏移的SYNCH突发脉冲串，可以看到具有不同频率偏移的SYNCH信号突发脉冲串之间的幅度信号(幅度对时间)没有显著的变化。尽管在广义上，在这个实施例中使用的已知特征是SYNCH突发脉冲串的已知比特序列，但在窄义上，在特定实施例中用于确定时间对准的正是幅度信号没有显著改变的已知特征。本领域的人员应当清楚当幅度特性的确随频率偏移改变时的其它各种方法。

图4示出了根据第一实施例方法的流程图。方法在步骤401开始，下变频m个信号z₁(t),…,z_m(t)的突发脉冲串，其中m=4。在每个天线取960个复数值抽样。由于信号是以8倍波特率附加抽样的，因此在步骤403用一个系数4抽取使其缩减到每码元两个抽样的频率。

在本发明中仅使用了突发脉冲串的一部分。在优选实施例中，参考图3所示的一个典型突发脉冲串的幅度，利用SYNCH突发脉冲串中在PREAMBLE字段中央附近(抽样数6-67)开始的一个单一区构成该突发脉冲串的一个子集。在图4的流程中，步骤405是子集的采用。子集的结构的其它变化包括使用任何数量的区，或实际上整个突发脉冲串。

在步骤407开始确定加权矢量和对准的循环，假设时间偏移在这个循环内。在步骤409，在这个循环中计算加权矢量，以确定该窗口内的时间偏移。有输入信号(和子集)的四个复制信号，每个天线一个。用复数值行矢量表示信号的这些子集，每个行矢量是特定天线子集的时间抽样。设m×N矩阵|Z|²代表对应于在m个天线的各信号子集的时间抽样的幅度平方。即，定义|z|²(t)为m矢量，它的第i个振子是|z_i(t)|²,在时间抽样t在第Ⅰ个天线的信号子集幅度的平方，其中t跨越被考虑的子集。那么，定义

|Z|²=[|z|²(1)|z|²(2)…|z|²(N)]

考虑这些|z_i(t)|²与实数值加权w₁,w₂,…,w_m的线性组合，并且形成把这个线性组合与已知SYNCH突发脉冲串中的相同子集的已知幅度的平方比较的价值函数。图5示出了在窗口501内用于SYNCH突发脉冲串503的由区511构成的子集，和用于参考SYNCH突发脉冲串505的对应区507的子集。把参考SYNCH突发脉冲串，一个信号，保存在只读存储器(ROM)中。用|s_r|²(t)表示子集507中参考SYNCH突发脉冲串的幅度平方，并且设行矢量|s_T|²是区507中的参考突发脉冲串505的幅度平方的抽样。即，

|s_r|²=[|s_r(1)|²|s_r(2)|²…|s_r(N)|²]

定义列m矢量w_r具有实数值加权w₁,w₂,…,w_m，作为它的元素。定义在|z|²(t)上的信号复制操作以确定复制信号w_r ^T|z|²(t)。因而，在步骤409中的优化将发现Wr使复制信号w_r ^T|z|²(t)尽可能地接近(以某种模方)已知|s_r|²(t)。在优选实施例中，价值函数

J=‖|S_r|²-w_r ^T|z|²‖²被最小化。发现使J值最小的W_r的优化技术在本领域中是已知的。例如，见G.H.Golub和C.F.Van Loan的“矩阵计算”(2nd ed.,Baltimore:JohnHopkins University Press,1989),B.N.Datta的“数字线性代数和应用”(Pacific Grove.Ca.:Brooks/Cole,1995(Section 6.10))，或W.H.Press等的“C语言中的数值方法”(2nd ed.,Cambridge,UK:Cambridge UniversityPress,1992(Chapter 10))。

这些方法的文献用形式为J=(b-Ax)^H(b-Ax)的价值函数解决矩阵优化问题。进行b^T=|S_r|²,A^T=|z|²，和x^T=w_r的替代，就可以变为现在的情况。注意，用在这里表示“一般”矢量的b(和A与X)与这里其它地方使用的码元b_k(n),b(n),b₀(n)等没有关系。

两种替代方法用在两个不同的解决优化问题的实施例中。第一个是共轭梯度法。它求f(x)=1/2x^HAx-x^Hb的最小值。对于x=inv(A)b，函数有一个最小值-1/2b^Hinv(A)b，其中inv(A)是A的伪逆矩阵。最小化是通过产生一组搜索方向Pk进行的。在由下标k表示的每个阶段，发现一个使f(x+a_kP_k)最小的量a_k，并且把x_k+1设为等于x_k+a_kP_k。适当选择P_k，使得函数f(.)在{P₁,P₂,…,P_k}跨越的整个矢量空间上最小。

以下是用于利用共轭梯度法发现伪逆矩阵的程序。

X=0；
sk=b；

for k=1∶4

    rk=skAH；

    if(k=1)

     Pk=rk；

    l_r=rk(∶)Hrk(∶)；

else

    rkOldLen2=l_r；

    l_r=rk(∶)Hrk(∶)；

    bk=1_r/rkOldLen2；

    Pk=rk+Pkbk；

end

qk=PkA；

ak=l_r/qk(∶)Hqk(∶)；

x=x+akPk；

sk=sk-akqk；

end

用于发现伪逆矩阵的第二种方法是通过正式地计算使方程式Ax-b体系的L2模方最小实现的，也就是说，它最小化

J=(b-Ax)^H(b-Ax)

使J最小的x值是(A^HA)^-1A^Hb,J的最小值是b^Hb-b^H(P-I)b，其中P=A(A^HA)^-1A^H称为A的投影矩阵，(A^HA)^-1A^H是A的伪逆矩阵。

这种技术优于共轭梯度法之处在于，当这种优化需要为b的不同值(在本发明情况下是s_ref)几次计算优化法时，A的伪逆矩阵(A^HA)^-1A^H的计算不依赖于b，因而对任何A只需进行一次，在本发明的情况下，这意味着对任何接收信号z进行一次。在利用共轭梯度法的情况下，每次最小化需要涉及A和b的相同的计算。

在优选实施例中，在计算的每一步都使用自适应规一化。为此，使用了一个规一化误差项(用b^Hb规一)。这个规一化价值函数用J′表示为

J′=J/b^Hb=1-b^H(P-I)b/b^Hb，

因而最小化J′等价于最大化b^H(P-I)b/b^Hb。为数字和稳定性原因，在本发明优选实施例中，确定伪逆矩阵是在一个比例因数内执行的。P并且因此(P-I)对于这样一个比例因数是不变的。在优选实施例中，为了避免必须计算这样一个比例因数，每当为了比较的原因需要计算J时，用确定和比较的J′的值代替。例如，见下面的步骤411和421。

作为在计算伪逆矩阵中使用的这种比例因数的结果，矢量x并且因此加权矢量被确定到这个比例因数。为了避免必须明确地计算这个比例因数，为这个比例因数定义所有的参考信号，在本例中是定义|s_r|。本发明的特定应用是确定的加权矢量以便在信号复制操作中使用以及确定和比较参考信号，为了一致的结果，将所有参考信号和信号复制操作都规一到这个比例因数。

回到流程图，一旦计算了加权，在步骤411计算J′形式的估算均方误差。在步骤413中把这个误差与这个w_r的定时偏移一同存储。在步骤415还进行一次检验，以确定是否为这个循环的所有偏移计算了误差，由于抽取，每四个抽样计算一个。如果没有，在步骤417把抽取因数4加到确定的偏移。即，窗口507被移动4，并且在步骤419和409，再确定一组新加权。在步骤411，确定这个新偏移的新误差。以这种方式，总共重复进行了9次尝试。因此，以误差作为9个偏移的函数结束，这些偏移被4个抽样分割。在步骤421，选定给出最小均方误差J′的偏移w_r，以得出粗偏移估算。

现在方法进入到确定在粗估算的四个抽样内的对准估算的第二循环。在优选实施例中，使用了同样的SYNCH突发脉冲串(步骤423)。在替代实施中，可以使用一个第二SYNCH突发脉冲串，以便限制需要的计算能力。

在步骤425，使用确定的粗对准，以校正在SYNCH脉冲周期中接收的数据。在步骤427再次抽取接收的数据，并且确定一个对应于区511的子集。现在又开始了一个循环，除了不考虑用于粗对准选择的每四个抽样而是关注4个抽样内以确定一个细对准之外，这个循环与上述粗对准确定循环相同。在步骤447，通过将粗对准与细对准估算相加确定最终对准。

在这个阶段，估算了初始时间对准。现在把它用于估算初始频率偏移和加权矢量参数。再次使用了相同的SYNCH突发脉冲串。在其中可用计算能力可能受限制的替代实施例中，可以使用一个附加SYNCH突发脉冲串估算频率偏移和加权矢量w_r。

在确定对准中，使用了天线处的信号子集的平方幅度，|z_i(t)|²,i=1,…,m，并且w_r具有实数值分量。对于频率偏移估算和w_r确定，使用了天线信号子集的全复数值数据|z_i(t)|²,i=1,…,m，并且w_r是复数值。在步骤449接收突发脉冲串，并且在步骤451用在步骤447中确定的对准估算校正对准定时偏移。在步骤453，用因数4抽取信号，并提取子集。现在开始主估算循环。在循环中最初使用频率偏移的五个值。5个点中每一个之间的差称为delta(δ)，并在最初设定为2048Hz。五个点是-4096Hz,-2048Hz,0,+2048Hz和+4096Hz。不同的实施可以使用不同的值。除了计算给予我们最小均方误差的频率偏移外，主循环几乎与上述时间对准估算的相同。定义z(t)=[z₁(t)z₂(t)…z_m(t)]^T和

Z=[z(1)z(2)…z(N)]

考虑z_i(t)’与复数值加权w₁,w₂,…,w_m的线性组合。用s_r(t)表示频率偏移校正后子集507中的参考SYNCH突发脉冲串，并且设行矢量s_r是由频率偏移校正的区507中参考突发脉冲串505幅度的抽样。即，

s_r=[s_r(1)s_r(2)…s_r(N)]

移率偏移是由每个复数值抽样乘以对应于频率偏移的相移施加的。定义复数列m矢量w_r=[w₁w₂…w_m]。因此，在步骤457中的优化将发现使复制信号w_r ^Hz(t)尽可能接近(以某种模方)已知的和频率偏移校正的s_r(t)的w_r。在优选实施例中，价值函数

J=‖s_r-w_r ^HZ‖²被最小化。以这种方式，为5个频率偏移中每一个确定使价值函数最小的加权w_r。如同以前一样，当使用伪逆矩阵方法时，权w_r被确定到一个常数内。熟悉本领域的人员知道，在这种情况下，也要考虑到一致性用那种定标定义s_r(t)。在步骤461，确定这些加权矢量w_r每一个的均方估算误差(规一化为J′)，并随后选定给出最小误差的频率偏移。称其为粗偏移频率(Coarse_Offset_Freq)。现在对以在最后递归中给出最小误差的Coarse_Offset_Freq为中心的并且包括它的三个值进行二分法查找，各值之间的delta是1024Hz。也就是说，为(Coarse_Offset_Freq-delta)和(Coarse_Offset_Freq+delta)这两个Coarse__Offset_Freq周围的附加频率偏移确定加权和误差，并利用二分法查找，从集{(Coarse_Offset_Freq-delta),Coarse_Offset_Freq,(Coarse_Offset_Freq+delta)}选定给出最小均方误差的频率偏移。此时delta减半，并开始一个新的二分法查找。继续这个减半delta的二分法查找循环，直到delta小于频率偏移的所需精度。在优选实施例中，它是16Hz。

也可以在确定频率偏移中使用两个替代方法。这些技术——梯度技术和内插技术——可能有更高的计算效率。在梯度技术中，利用了误差函数曲线对频率偏移是平滑的并且一般有两个有时三个最小值的观察。因此利用已知的梯度减小技术很容易发现主最小值，并且只需要很少几次重复。在开始梯度检索循环之前，用与二分法查找法中所用的同样的主估算循环近似得出最小值。内插法使用了一个第四级多项式。通过确定在它的主最小值附近最小二乘方意义上“最好地”拟合误差函数曲线的多项式确定频率误差。这种方法包括两个循环。第一个循环确定近似最小值。为此，计算五个误差点，对应于-4,000Hz,-2,000Hz,0Hz,2,000Hz和4,000Hz,并且把近似估算作为给出最小误差的偏移。在第二循环中，把近似估算附近的四个精选误差值确定为近似估算±1500Hz和近似估算±750Hz。把这四个值与近似估算一同用于拟合第四级多项式。然后，确定对多项式的导数和三个根。频率偏移参数的估算是最接近于近似估算的非复数根。

这样就确定了初始频率偏移和初始加权矢量。因此，在一个单一SYNCH突发脉冲串中，估算了全部三个参数：初始对准，频率偏移和加权矢量w_r。如上所述，如果没有足够的计算能力，在替代实施例中，可以在两或三个SYNCH突发脉冲串中确定这些参数。

这结束了SYNCH模式。现在远程终端和基站统一了，并进入到正常模式。在SYNCH模式中确定的数值用作正常模式的初始条件，在这个过程中本发明的方法和设备继续对频率偏移和对准进行补偿。在正常模式中更新偏移和对准值。

以下是对估算一个感兴趣的特定信号的复数值加权矢量w_r和在正在进行基础上解调该信号的本发明的方法和设备的优选实施例的说明。这是正常模式的目的，并且该方法包括每一个帧都重复进行的递归循环。第一次进入正常模式，以w_r的一个初始估算和从SYNCH模式得到的对准和频率偏移初始估算开始递归循环。在正在进行的基础上，以w_r的开始估算和从在前面帧上的相同信号的处理得到的对准和频率偏移的开始估算开始该循环。

现在用图6的流程图帮助说明正常模式。这里仅对一个感兴趣的特定信号进行详细说明，接收的其它信号是同信道干扰信号。很清楚，详细说明可以用于接收任何同信道信号，和如何说明本方法，例如用矩阵表示法，因为熟悉本领域的普通技术人员都清楚同时接收所有同信道信号的方法。

用来自前一帧，或是在开始，来自SYNCH模式估算的w_r值开始(图6中602)。给予w_r一个开始值，用w_r0表示，通过利用这个w_r0连同下变频接收信号矢量z(t)(标号601)的初始信号复制操作603产生一个感兴趣信号的估算，以产生一个称为初始复制信号的信号的估算605 $\widehat{s_0}\left(t\right)=w_{r0}^{H}z\left(t\right).$

步骤607利用来自上一帧的，或是如果这是第一帧，来自SYNCH模式的频率偏移，校正初始复制信号605的频率偏移。在步骤611使用频率校正的初始复制信号609计算一个新的频率偏移差估算和一个对准估算。所得的频率偏移差和对准估算613在一估算滤波器617中与来自前一帧的估算615，或如果是第一帧时与SYNCH模式估算组合，以产生更新的频率偏移和对准估算619。替代实施例可以使用利用来自一个以上的前一帧的频率偏移和对准估算的滤波器。

本发明的优选实施例使用下面的滤波操作617：

Offset_to_use=Offset_last_frame

                     +ρOffset_new_difference

Alignment_to_use=ρAlignment_last_frame

                    +(1-ρ)Alignment_new

常数ρ是通过观察远程终端的典型频率偏移和对准漂移经验地确定的。在使用的特定实施中，ρ=0.8。滤波操作617的目的是要抑制校正的频率偏移和对准从一帧到另一帧的改变，因而使得强干扰信号的存在不能影响这些量的估算。

步骤621使用频率偏移和对准估算校正输入信号数据z(t)，以产生一个校正的和抽取的z(t)版本，表示为z_N(t)，并在图6的流程中标号为623。抽取是通过一个8的因数进行的，以给出每码元一个z_N(t)，抽取是每突发脉冲串120个抽样。

抽取和频率校正步骤621的抽取部分包括仅保留对准中最靠近准确码元时间的那些点。频率校正包括用适当的相位乘时间以调节在估算精度之内的剩余频率。

此时将这些z_N(t)用在一个递归循环中，解调和估算加权矢量，以便用于其它突发脉冲串，或作为用于下一帧的w_r0。

在步骤625，从具有最初是w_r0的w_r的最好估算635的zN(t)产生一个中间复制信号627。当获得对w_r的更新值635时，在步骤625中使用表示为w_rN的更新值，以产生抽取的和校正的复制信号627，表示为

。因此，步骤625的操作是： $s_N^{^}\left(t\right)=w_{\mathrm{rN}}^H{z}_N\left(t\right)$

最初的w_m=w_r0。这种信号复制操作625能够比初始复制操作603更为高效地进行，因为现在，在抽取之后，对于每个突发脉冲串仅涉及原始960信号抽样中的八个。

在步骤629解调校正的复制信号627，以产生解调比特流630和标记为s_R(t)的参考信号631。步骤629使用校正的复制信号的有限字母表特征和已知的调制格式产生频率与z_N(t)匹配的参考信号s_R(t)。即，参考信号631的频率偏移足够靠近用其可靠地解出表示为w_rN的w_r的新值的z信号的频率偏移。通过定义，参考信号s_R(t),631具有要求的有限字母表特征。

由于参考信号s_R(t)(图6中的631)不受来自诸如不确定剩余频率偏移和不确定对准之类问题的困扰，现在可以用它与z_N(t)一起确定w_rN,w_r的一个较好的估算。这是在步骤633进行的。在现有技术中有许多已知的方法用于在w_r平面上投影。目标是适当地解出w_rN，使得w_rN ^Hz_N(t)尽可能地接近参考信号s_R(t)。优选实施例使用了最小二乘方优化法，并且对w_r的模方加了限制。因此解决了优化问题，确定了使价值函数最小化的w_rN

J=‖s_R(t)-w_rN ^Hz_N(t)‖²+δ‖w_rN‖²

其中δ是某一常数，在优选实施例中，使用了0.2的近似值。

此时重复循环，并且步骤625使用w_rN的这个新值635确定一个新的复制信号，并随后确定一个新的参考信号。这个循环重复Num次，在优选实施例中，Nun=2。在Num次重复之后，把解调信号630用作对于该突发脉冲串的所感兴趣的特定信号的接收码元流，并且把加权矢量w_rN635用于在步骤625中计算下一个突发脉冲串使用的新复制信号，或如下所述如果是在帧的末端或突发脉冲串模式中操作，设置w_rN等于用于下一帧的w_r0，并且用前面的估算对时间和频率偏移滤波，并输送到步骤607和下一帧使用的滤波器617。

在本发明的优选实施例中，交替投影循环仅重复对被处理的突发脉冲串的加权估算和解调循环625/629/633。对这个突发脉冲串仅估算一次频率偏移和对准。在本发明的另一个实施例中，图6的流程的改变在于，把w_rN(635项)，在步骤633产生的新加权矢量，送到步骤603以产生一个改进的复制信号，然后把这个改进的复制信号用于产生改进的频率偏移和对准估算，并且处理过程象前面所述的实施例一样继续进行。

在接收突发脉冲串期间产生的加权矢量可以用于利用天线阵列发送。在一个实施例中，可以把接收加权矢量w_r用作在特定逻辑业务信道上正常模式通信所用的发射加权矢量。在一个替代实施例中，把接收加权矢量w_r的复共轭用作发射加权矢量。

在一个帧的末端(或在突发脉冲串模式中的一个突发脉冲串的末端)，方法返回到步骤603，结束帧的w_rN成为用于新帧的w_r0，并且重复全循环。把前面帧的频率偏移和对准估算通过例如步骤617的滤波，用于初始频率偏移校正步骤607和估算滤波器617。

步骤611是估算对准和频率偏移的步骤。本发明的方法和设备使用了一种利用信号的有限字母表特征和在高干扰情况下(低载波-干扰比)，特别是高同信道干扰情况下工作良好的对准和频率估算技术611。

考虑由跟随着初始频率偏移校正607的初始复制操作603产生的复数值信号信号串609，并且把信号609表示为

。设复数值序列{b_c(n)}是在等间隔抽样点的

的复数值。信号609是以因数L(在优选实施例中L=8)附加抽样的。注意这个序列和表示为 的复数值信号串627，与序列{b_N(n)}之间在抽样周期中的差别。b_N(n)是码元点并且在附加抽样的信号 的每L个抽样产生，而b_C(n)是在等间隔抽样点的

的复数值。考虑子序列抽样之间的相位差信号。把由b_C(n)被在假设的前面的坐标点的抽样b_C(n-L)相除形成的差分流表示为d_C(n)。{d_C(n)}是其相位是从一个信号抽样至离开一波特符号(L个抽样)处的信号的相移的信号序列。即，

d_C(n)=b_C(n)/b_C(n-L)∠d_C(n)=∠b_C(n)-b_C(n-L)。

在现有技术π/4DQPSK解调中，在理想差分坐标点的复数值d_C(n)的象限是解调判决。把复平面的四个象限分别表示为代表第一，第二，第三和第四象限的φ₁,φ₂,φ₃和φ₄。象限足以用于解调是π/4DQPSK信号的有限字母表特征的主要后果，并且在理想情况下，在一个理想差分坐标点，∠d_C(n)=±π/4或±π3/4。此时利用了信号的有限字母表特征。确定了一个把d_C(n)松弛到最近的理想差分坐标点的理想差分信号d_cideal(n)。即，

d_C(n)∈φ_i∠d_Cideal(n)=(2i-1)π/4,i=1,2,3，或4。

用“fa”(有限字母表)表示d_c(n)与d_cideal(n)之间的关系。即，d_cideal(n)=fa{d_c(n)}。注意，在解调步骤629中，相继点一般已经靠近码元点，因此差分信号抽样比较地接近一个理想的π/4DQPSK坐标点。这不需要“fa”操作中的情况。定义对准均方误差e_A ²(n)=|d_C(n)-d_Cideal(n)|²为一个差分点与它的最靠近的理想差分坐标点之间的距离(在复平面上)的平方。由于还没有进行数据的抽取，在一个不靠近一码元点的抽样点，误差距离可能相对较大。

在本发明的实施例中，不明确的确定{d_C(n)}，而是利用每个d_C(n)的角度，∠d_C(n)=∠[b_C(n)b_C ^*(n-L)]这样的事实。

设在复平面上，[b_C(n)b_C ^*(n-L)]=x_Re(n)jx_Im(n),(j²=-1)。那么，信号|x_Re(n)|+j|x_Im(n)|∈φ₁，第一象限，在这种情况下，当规一化时，d_cideal(n)将是1/√2+j√2。在优选实施例中使用的对准均方误差e_A ²(n)的测量是 $e_A^2={\left(\right|x_{\mathrm{Re}}\left(n\right)|-1/\sqrt{2})}^2+{\left(\right|x_{\mathrm{Im}}\left(n\right)|-1/\sqrt{2})}^2$

这避免了必须解调信号。此时形成了一个对应并与时间对准参数相关的价值函数。在这个实施例中，这个价值函数是 $J_x=\underset{j=1}{\overset{N/L}{\mathrm{\Σ}}}{e}_A^2(x+\mathrm{jL}),x=0,\·\·\·,(L-1),$

这是作为对准x的一个函数的，一个突发脉冲串中所有抽样的所有误差距离的和。本方法选择具有最小J_x的点作为对准点x_min。可以替代使用其它价值函数，例如平均绝对误差。

注意，在本实施例中，x_min是波特点附近L抽样点内的对准，而在使用SYNCH突发脉冲串的第一实施例中，确定总对准。利用已知的标准技术，通过考虑成帧比特，很容易从x_mim确定总对准。

因此，一旦确定了x_min，利用对准参数估算x_min进行估算频率偏移参数，以对准数据。在用x_min对准后，分别用d_C’(n)和d’_Cideal(n)表示差分点d_C(n)和d_Cideal(n)。即，d_C’(n)=d_C(n+x_min)和d’_Cideal(n)=d_Cideal(n+x_min)。如同以前，并且如同以下将说明的，实际实施并不涉及明确地确定d_C’(n)和d’_Cideal(n)。把相位误差表示为

e_P(n)=∠d_C’(n)-∠d’_Cideal(n)

把一个价值函数定义为抽样上的相位误差e_p(n)的平均值。本发明的方法确定这个平均值，而不用明确地需要解调。

定义b′_C(n)为b_N(n)的对准后型式。第一步是要确定[b’_C(n)b’_C ^*(n-L)]。现在确定[b’_C(n)b’_C ^*(n-L)]位于的象限φ_i。接着，根据[b’_C(n)b’_C ^*(n-L)]位于哪一个象限，对于φ_i=1,2,3，或4，分别把[b’_C(n)b’_C ^*(n-L)]旋转-π/4,-3π/4,3π/4或π/4。这使∠[b’_C(n)b’_C ^*(n-L)]在-π/4和π/4之间的范围移动。在复平面中用P’(n)=P_Re’(n)+jP_Im’(n)表示这个旋转的[b’_C(n)b’_C ^*(n-L)]。

计算e_p(n)的方法利用了倍数相量加相角的事实。为确定总相位，需要分离出正相位组分和负相位组分。对它们中的每一个，倍增相量，通过计算有多少2π的倍数来记录，由于否则其结果将是模2π。最后的总相位是总的正相位组分减去总的负相位组分。用于此伪码如下：

a_pos=1；

a_neg=1；

c_pos=0；
c_neg=0；

for n=1,…,N/L

if PIm′(n＞0

    a"_pos=a_pos；

    a_pos*=P′(n)；

if((Re{a"_pos}Re{a"_pos})(Re{a_pos}Im{a_pos})＜0)

    c_pos+=1；

else

    a"_neg=a_neg；

    a_neg*=P′(n)

    if((Re{a"_pos}Re{a"_neg})(Re{a_neg}Im{a_neg})＜0)

        c_neg+=1；

a_tot=(a_pos exp{-j(c_pos mod4)π/2})

        ·(a_negexp{j(c_posmod4)π/2})；

tot=2(Im a_tot＞0)-1；

Ave{eP(n)}=(∠(a_tot exp{-j totπ/4})

            +(c_pos-c_neg+tot/2)π/2)/(N/L)；

利用抽样率的知识，可以把这个平均相角误差转换为需要的频率偏移估算。注意，这样做是要减少相位(∠)计算的数量，因为在如优选实施例中所用的DSP上反正切运算的开销是很大的。

当把这个估算用于在解调过程中校正信号的频率偏移时，使用平均相角本身，而不是频率偏移估算。

步骤629是解调步骤。解调π/4DQPSK信号的技术在本领域中是已知的。一种现有技术是要产生相继抽样之间的比例信号，和识别相继码元之间的相位差的象限。这些相位差的象限确定发送的码元。这种现有技术有两个主要的缺陷。第一个是相继码元之间比例的确定是在两个用于确定比例的码元中都存在噪声和失真时进行的，因此比例具有比原始信号更大的失真和噪声。第二个缺陷是，做出有关发送码元的“硬”(即，不能取消的)判决。根据硬判决产生一个π/4DQPSK参考信号导致一个不包括可能被看成是信号坐标的旋转(通常慢)的剩余频率偏移的参考信号，并且这样一个参考信号是不能在步骤633中用于再投影到w_r空间的。

本发明的解调方法同时解决了这两个问题。它产生具有所需已知有限字母表特征并且跟踪由于剩余频率偏移造成的坐标的旋转(通常慢)的一个参考信号631。然后通过检查实际信号与减小了现有技术造成的噪声放大的参考信号的相继抽样之间的相位差作出解调判决。

本发明可以概括为产生一个首先被超前根据π/4DQPSK信号决定的理想相移的参考信号。然后缓慢地向实际信号松弛(即，滤波)这个理想地超前的理想信号，以便避免它积累显著的相位(即，频率)偏移。考虑表示为

的复数值信号串627，并且设复数值序列{b_N(n)}是在等间距码元点的 的复数值。像许多惯用解调方法一样，本方法是通过形成由b_N(n)除以前面的抽样b_N(n-1)得到的差分流d(n)开始的。这产生了一个其相位是从一个信号抽样到下一个信号抽样的相移的信号序列。即，

d(n)=b_N(n)/b_N(n-1)∠d(n)=∠b_N(n)-∠b_N(n-1)，

其中∠是相位。在现有技术π/4DQPSK解调中，复数值d(n)的象限是判决。即，再次用φ_i表示复平面的第i象限，

/d(n)∈φ_i∠d(n)=(2i-1)π/4

其中i=1,2,3或4。象限足以用来解调是π/4DQPSK信号的有限字母表特征的主要结果，并且在理想情况下，∠d(n)=±π/4或±3π/4。

解调步骤629的目标是要解调和产生一个参考信号。设参考信号具有在t=nT的，表示为b_R(n)的码元。一种产生这样一个参考信号的惯用方法可以是用一个其在开始时间的相位与b_N(n)，信号627的码元，相位相同的参考信号开始。为了方便，把开始时间设为零。即，

∠b_R(0)=∠b_N(0)。

然后，对于每个相继的判决，如π/4DQPSK方案所需的那样，把∠b_N(n)准确地超前±或±3π/4。为了方便设|b_R(0)|=1，然后根据惯用技术，如果∠d(n)∈φ_i，那么b_R(1)=b_R(0)exp[jπ/4]。这种方法的问题是，d(n)对于

中任何小的频率偏移造成的慢相位旋转相对不敏感。以这种简单方式构造b_R(n)(和因此s_R(t)，参考信号631)将造成s_R(t)的相位相对于

相位的缓慢旋转，在一些数量的码元之后，s_R(t)和

将会完全脱离相位。因此，可能会有称为相位缠绕的累计误差问题。具有相位缠绕缺陷的参考信号一般不适于在交替投影循环中估算加权矢量。

本发明的方法和设备通过改进上述“惯用”解调方法避免了相位缠绕问题。相位缠绕是缓慢的，因此，假设至今解调都进行得很好，那么在任何时间特定点(即，n的特定值)，b_R(n)与b_N(n)之间的相位差是小的。

图7是图6的解调步骤629的详细流程图。为获得需要的参考信号码元，用一滤波器把b_R(n)的相位向b_N(n)的相位移动一点。为此，确定一个具有理想化的参考信号码元的“理想化的”参考信号(图7，步骤629.1)。用b_ideal(n)表示该理想化参考信号码元。设

b_ideal(0)=b_N(0)

并定义d_ideal(n)为b_N(n)/b_R(n-1)。步骤629.2示出了通过根据d_ideal(n)进行惯用的解调判决的b_ideal(n)相位的计算方法。然后用这个判决在两个步骤中确定b_ideal(n)。首先，如下确定相位：如果∠d_ideal(n)∈φ_i，那么设

∠b_ideal(n)=/b_R(n-1)+(2i-1)π/4。

如图7的步骤629.3中所示，现在把b_ideal(n)的相位向b_N(n)的相位松弛，如下所示：

∠b_R(n)=∠b_ideal(n)-γ(∠b_ideal(n)-∠b_N(n))，

γ是一个小的参数。利用某种处理，可以将它写为

/b_R(n)=a∠b_ideal(n)+(1-a)∠b_N(n)，

其中α=1-γ是一个一般接近于1的参数。在优选实施例中，α=0.8(近似的)。步骤629.3的输出相应于图6的步骤629的输出630。步骤629.4指示从步骤629.3的∠b_R(n)构造参考信号s_R(t)。

在本优选实施例中使用上述简单滤波器把参考信号631的“理想”相位向复制信号627的相位稍微松弛。参数α表明包括多少理想相位。一般原则是用真实信号与理想信号之间的差的一部分校正理想信号。在本发明的替代实施例中可以使用其它更复杂的滤波器。真实信号与理想信号之间相位差被零平均噪声破坏，部分是由于频率偏移把一个DC偏移表现为这个噪声差信号，并且是希望的差分信号。执行本发明的一般原则是要低通滤波这个差信号，以产生DC偏移。在这里说明的优选实施例中，使用了一种简单的线性滤波器。熟悉本领域的技术人员知道，如果需要消除噪声分量时，如何构造更为复杂的滤波器。

在优选实施例的实施中，当产生参考信号时，不需要进行明确的判决。还要注意，d_ideal(n)=∠[b_N(n)b_R ^*(n-1)]。规一化，使得b_R(0)=b_N(0)/|b_N(0)|和设n＞0时，[b_N(n)b_R ^*(n-1)]=x_Re(n)+jx_Im(n)。产生参考信号的实施可以概括为以下程序：

for(n＞0){

       [bN(n)bR*(n-1)]=xRe(n)+jxIm(n)；

       K=2(xIm(n)＜0)+(xRe(n)＜0)；

       bR(n)=bR(n-1)expJ{(2K-1)π/4}；

       if(|bN(n)|＞0)bR(n)=0.8bR(n)+0.2bN(n)/|bN(n)|；

       bR(n)=bR(n)/|bR(n)|；

}

当需要解调时，可以从如上计算的x_Re(n)和x_Im(n)提取实际判决。

为在步骤633中确定w_rN，解决的优化问题确定最小化价值函数的w_rN

J=‖s_R(t)-w_rN ^Hz_N(t)‖²+δ‖w_rN‖²

其中δ是某常数。这个问题可以表达成一个最小化价值函数的问题

(b-Ax)^H(b-Ax)

为了转变为现在的情况，进行替代，b^T=s_R,A^T=z_N，和x^T=w_rN。注意，这里使用的“一般”矢量的表示b(和A与x)与用在其它地方的码元b_k(n),b(n),b₀(n)，等等没有关系。还应当注意，通过进行替换，D^T=[A^T|diag(ζ²)]和g=[b|0]，它可以表示为

(g-Dx)^H(g-Dx)=(b-Ax)^H(b-Ax)+xdiag(ζ²)x^H。

因此，确定最小化价值函数j的w_rN的问题可以表达为一个标准最小二乘方最小化的问题。在优选实施例中，为这一最小化使用了共轭梯度法，并且向读者提供在SYNCH模式中确定初始时间对准的共轭梯度法的说明。在一个替代实施例中，是通过确定伪逆矩阵确定w_rN的。也在SYNCH模式中确定初始时间对准的说明中为读者提供了直接伪逆矩阵计算的详细说明。

本发明优选实施例使用π/4DQPSK调制。本发明所需的重要特征是，调制方案的幅度和相位是有限字母表的一部分，相继码元之间的相位差是有限字母表之一。本领域的普通技术人员应当明白，修改细节包括这种替代调制方案。

同样，修改如信号复制这样的操作的空间处理包括时间均衡将需要加权矢量的元素是冲激响应，因而信号复制中的简单倍增和类似操作将成为卷积。修改实施例以包括这种时空处理对于本领域的普通技术人员应当是清楚的。

现在更详细地说明图1中所示的本发明设备优选实施例的构造。接收m个天线101.1,101.2,…,101.m的m个输出103.1,103.2,….,103.m(在优选实施例中，m=4)，并将它们以模拟形式在三个阶段中混合，从载频(1.9GHz左右)至最终的384kHz中频(IF)。这是在m个RX模块105.1,105.2,…,105.m中进行的，以产生信号107.1,107.2,…,107.m，然后将它们用A/D变换器109.1,109.2,…,109.m在1.536MHz数字化(抽样)，以产生实数值信号111.1,111.2,…,111.m。最后用GrayChip公司GC2011A数字滤波器的模块113.1,113.2,…,113.m数字化地进行下变频到基带。下变频器还进行时间多路分解，以产生四个输出。作为实例，第一下变频器113.1，它的输出是115.1.0,115.1.1,115.1.2和115.1.4，每个接收时隙0,1,2和3-个输出。每个下变频器也为每个时隙信号定标，进一步处理需要定标。本领域的普通技术人员清楚如何为信号处理定标。因此，对任何时隙，产生m个信号，并且它们是z₁(t),z₂(t),…,z_m(t)，分别是第一，第二，…，第m天线振子的复数值响应。对于第0时隙，这些信号显示为信号115.1.0,115.2.0,115.3.0和115.4.0。

因此，对任何时隙，设备包括m个天线，每个一个接收机，每个接收机包括一个数字变换器，m个接收机的输出是对应天线振子的响应。在特定实施例中，RX模块103,A/D模块109和下变频器模块113一同属于m个接收机，并且可以用任何其它接收装置替代。

对于任何时隙，SYNCH模式处理，以确定初始加权矩阵，频率偏移和对准参数，和正常模式处理，以提供频率偏移和对准确定，频率偏移和对准校正，信号复制操作，加权矢量确定，抽取，滤波，和解调是由一DSP进行的，每个时隙一个。用于四个接收时隙0,1,2和3的四个DSP分别显示为模块117.0,117.1,117.2和117.3。每个都是Motorola公司的DSP56301。产生的解调信号示为119.0,…,119.3。

因此，设备包括一个用于初始加权矩阵，频率偏移和时间对准参数确定的装置，以及用于频率偏移确定，对准确定，频率偏移校正，对准校正，信号复制操作，加权矢量确定，抽取，滤波和解调的装置。

尽管本发明是参考优选实施例说明的，但这些实施例仅是说明的例子。本发明不能根据优选实施例加以限制或得出限制的结论。应当看到可以进行各种改变和修改，而不脱离本发明的真实精神和范围，本发明的范围是由所附权利要求定义的。

Claims (22)

1．在包括至少一个基站和一组远程终端的至少一个远程终端的无线通信系统中，所述基站包括天线阵列，一种用于解调由一特定远端站发送的调制信号以产生参考远程终端发送信号的方法，所述方法在所述至少一个基站执行，所述调制信号在码元点由具有有限码元字母表的调制方案调制，天线阵列的每个不同天线接收对应的接收信号，所有接收信号形成一个接收信号矢量，每个接收信号包括来自正在发送的远程终端组的所有远程终端的信号，方法包括：

a)利用对应于特定远程终端的空间加权矢量从接收信号矢量分离出对应于特定远程终端的远程终端信号，以形成特定远程终端复制信号，所述远程终端复制信号包括抽样；和

b)对每个码元点

ⅰ)从特定远程终端复制信号构造理想信号，理想信号具有所述调制方案，从所述远程终端复制信号幅度和相位确定理想信号的幅度和相位，使设在初始码元点的理想信号等于在初始码元点的所述远程终端复制信号；和

ⅱ)向所述远程终端复制信号松弛理想信号，产生参考远程终端发送信号。

2．根据权利要求1所述方法，其中所述调制方案的字母表包括具有不同幅度的码元，和其中所述松弛步骤把理想信号的幅度向所述远程终端复制信号的幅度松弛，产生参考远程终端发送信号。

3．根据权利要求2所述的方法，其中把理想信号b_idenl(n)的幅度|b_ideal(n)|向所述远程终端复制信号b_N(n)的幅度|b_N(n)|松弛的所述步骤，相当于如下计算参考远程终端发送信号b_R(n)的幅度|b_R(n)|

|b_R(n)|=α|b_idenl(n)|+(1-α)|b_N(n)|

其中0＜α＜1。

4．根据权利要求1所述的方法，其中所述调制方案的字母表包括具有不同相位的码元，和其中所述松弛步骤把理想信号的相位向所述远程终端复制信号的相位松弛，产生参考远程终端发送信号。

5．根据权利要求4所述的方法，其中把理想信号b_ideal(n)的相位∠b_ideal(n)向所述远程终端复制信号b_N(n)的相位∠b_N(n)松弛的所述步骤，相当于如下计算参考远程终端发送信号b_R(n)的相位∠b_R(n)

∠b_R(n)=α∠b_ideal(n)+(1-α)∠b_N(n)

其中0＜α＜1。

6．根据权利要求4所述的方法，其中所述调制方案是相移键控。

7．根据权利要求4所述的方法，其中所述调制方案是QAM，并且所述字母表中每个码元具有不同相位。

8．在包括至少一个基站和一组远程终端的至少一个远程终端的无线通信系统中，所述基站包括天线阵列，一种用于解调由一特定远端站发送的调制信号以产生解调的远程终端发送信号的方法，所述方法在所述至少一个基站执行，所述调制信号由具有有限码元字母表的调制方案调制，天线阵列的每个不同天线接收对应的接收信号，所有接收信号形成一个接收信号矢量，每个接收信号包括来自正在发送的远程终端组的所有远程终端的信号，方法包括：

a)下变频接收信号矢量；

b)估算接收信号矢量的时间对准和频率偏移；

c)利用对应于特定远程终端的初始空间加权矢量从接收信号矢量分离出对应于特定远程终端的远程终端信号，所述分离包括利用估算的时间对准和频率偏移校正时间对准和频率偏移，所述分离形成校正远程终端复制信号；

d)解调校正远程终端复制信号以产生解调信号；

e)执行至少一次

e.1)从解调信号合成参考信号；

e.2)通过最小化一个规定的价值函数计算一个新空间加权矢量，所述价值函数取决于所述参考信号；和

e.3)利用步骤c)中最后确定的新空间加权矢量而不是初始空间加权矢量执行步骤c)和d)；

f)输出解调信号。

9．根据权利要求8所述的方法，其中在步骤e.3)还包括执行步骤(b)。

10．根据权利要求8所述的方法，其中步骤c)还包括

c.1)用估算的时间对准和频率偏移作为对接收信号矢量的校正，以形成一个校正的信号矢量

c.2)利用对应于特定远程终端的初始空间加权矢量从校正的信号矢量分离出校正的远程终端复制信号。

11．根据权利要求8所述的方法，其中步骤c)还包括

c.1)利用对应于特定远程终端的初始空间加权矢量从接收信号矢量分离出对应于特定远程终端的特定远程终端复制信号；和

c.2)用估算的时间对准和频率偏移校正所述特定远程终端复制信号以形成校正的远程终端复制信号。

12．在包括一个或更多基站和一个远程基站网的一个或更多远程终端的无线通信系统的一个基站执行的一种解调方法，所述基站包括天线阵列，该方法解调一个特定基站发送的调制信号以产生解调远程终端发送信号，所述调制信号是由一种具有有限码元字母表的调制方案调制的，阵列的每个不同天线接收对应的接收信号，所有接收信号形成一个接收信号矢量，每个接收信号接收来自正在发送的远程终端组的所有远程终端的信号，该方法包括一个交替投影循环，交替投影循环包括步骤：

a)下变频接收信号矢量；

b)从由接收信号矢量导出的信号矢量分离出对应于特定远程终端的远程终端信号，以形成特定远程终端复制信号；

c)从特定远程终端复制信号确定理想参考信号；

d)从理想参考信号确定一个空间加权矢量；和

e)执行步骤(b),(c)和(d)至少一次，步骤(b)使用在步骤(d)确定的最后空间加权矢量，

改进包括

在步骤(d)中使用已经从理想参考信号松弛到特定远程终端复制信号的松弛参考信号。

13．在包括一个或更多基站和一组远程基站的一个或更多远程终端的无线通信系统的一个基站执行的一种解调方法，所述基站包括天线阵列，该方法解调一个特定基站发送的调制信号产生解调远程终端发送信号，所述调制信号是由一种具有有限码元字母表的调制方案调制的，一些所述码元具有不同的相位，阵列的每个不同天线接收对应的接收信号，所有接收信号形成一个接收信号矢量，每个接收信号接收来自正在发送的远程终端组的所有远程终端的信号，该方法包括一个交替投影循环，交替投影循环包括步骤：

a)下变频接收信号矢量；

b)从由接收信号矢量导出的信号矢量分离出对应于特定远程终端的远程终端信号，以形成特定远程终端复制信号；

c)从特定远程终端复制信号确定理想参考信号；

d)从理想参考信号确定一个空间加权矢量；和

e)执行步骤(b),(c)和(d)至少一次，步骤(b)使用在步骤(d)确定的最后空间加权矢量，

改进包括

估算接收信号的时间对准和频率偏移，和在步骤(d)中使用已经对频率偏移和时间对准校正了的校正参考信号。

14．根据权利要求10所述的方法，其中在步骤(d)中使用的校正参考信号的相位已经从理想参考信号的相位向特定远程终端复制信号的相位松弛。

15．一种在无线通信系统的基站中产生参考信号的设备，所述系统包括至少一个基站和一组远程终端的至少一个远程终端，一个特定远程终端发送的信号由一种具有有限码元字母表的调制方案在码元点调制，基站包括天线阵列，每个天线接收对应的接收信号，所有接收信号形成一个接收信号矢量；每个接收信号包括来自正在发送的组的所有远程终端的信号，所述设备包括：

a)用于从接收信号矢量分离出对应于一个正在发送的特定远程终端的远程终端信号的装置，所述分离装置利用一个对应于特定远程终端的空间加权矢量，以形成特定远程终端复制信号，所述远程终端复制信号包括抽样；和

b)用于产生参考远程终端发送信号的解调器，所述解调器包括；

ⅰ)用于从特定远程终端复制信号构造理想信号的装置，理想信号具有所述调制方案，从所述远程终端复制信号的幅度和相位确定理想信号的幅度和相位，使位于初始码元点的理想信号等于在初始码元点的所述远程终端复制信号；和

ⅱ)用于把理想参考信号向所述远程终端复制信号松弛，以产生参考远程终端发送信号的装置。

16．根据权利要求15所述的设备，其中所述调制方案的字母表包括具有不同幅度的码元，并且其中所述松弛装置把理想信号的幅度向所述远程终端复制信号的幅度松弛，产生参考远程终端发送信号。

17．根据权利要求16所述的设备，其中把理想信号b_ideal(n)的幅度|b_ideal(n)|向所述远程终端复制信号b_N(n)的幅度|b_N(n)|松弛的所述装置包括用于如下计算参考远程终端发送信号b_R(n)的幅度|b_R(n)|的装置

|b_R(n)|=α |b_ideal(n)|+(1-α)|b_N(n)|

其中0＜α＜1。

18．根据权利要求15所述的设备，其中所述调制方案的字母表包括具有不同相位的码元，并且其中所述松弛装置把理想信号的相位向所述远程终端复制信号的相位松弛，产生参考远程终端发送信号。

19．根据权利要求18所述的设备，其中用于把理想信号b_ideal(n)的相位∠b_ideal(n)向所述远程终端复制信号b_N(n)的相位∠b_N(n)松弛的所述装置包括用于如下计算参考远程终端发送信号b_R(n)的相位∠b_R(n)的装置

∠b_R(n)=α∠b_ideal(n)+(1-α)∠b_N(n)

其中0＜α＜1。

20．根据权利要求18所述的设备，其中所述调制方案是相移键控。

21．根据权利要求18所述的设备，其中所述调制方案是QAM，并且所述字母表中的每个码元具有一不同相位。

22．一种用于在一无线通信系统中解调由一特定远端站发送的调制信号以产生解调远程终端发送信号的设备，所述系统包括至少一个基站和一组远程终端的至少一个远程终端，所述基站包括天线阵列，所述设备在所述至少一个基站中，所述调制信号是由一种具有有限码元字母表的调制方案调制的，天线阵列的每个不同天线接收对应的接收信号，所有接收信号形成一个接收信号矢量，每个接收信号包括来自正在发送的组的所有远程终端的信号，设备包括：

a)用于下变频接收信号矢量的下变频器；

b)用于估算接收信号矢量的时间对准和频率偏移的装置；

c)用于从接收信号矢量分离出对应于特定远程终端的远程终端信号的装置，所述分离装置利用一个对应于特定远程终端的初始空间加权矢量，所述分离装置包括用于利用估算的时间对准和频率偏移校正时间对准和频率偏移的装置，所述分离装置形成校正远程终端复制信号；

d)用于解调校正的远程终端复制信号以产生解调信号的解调器；

e)从解调信号合成一参考信号的装置；和

f)用于通过最小化一个规定的价值函数计算一新的空间加权矢量的装置，所述价值函数取决于所述参考信号。

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