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CN111800136B - 模数转换器、模数转换方法和位移检测装置 - Google Patents

模数转换器、模数转换方法和位移检测装置 Download PDF

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CN111800136B CN202010249527.3A CN202010249527A CN111800136B CN 111800136 B CN111800136 B CN 111800136B CN 202010249527 A CN202010249527 A CN 202010249527A CN 111800136 B CN111800136 B CN 111800136B
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Abstract

减少了循环模数转换器中的错误。模数转换器是用于通过对模拟输入信号执行多次循环处理来将模拟输入信号转换为数字输出信号的循环模数转换器。循环处理单元执行循环处理并输出指示数字输出信号的每个位的值的数字信号。输出电路接收从循环处理单元输出的数字信号，并且将通过每隔一个循环使数字信号反相而获得的信号作为输出信号输出。在前一循环的循环处理中生成在第二循环和后续循环中输入到循环处理单元的信号。在循环处理中，执行用于使输入到循环处理的信号反相的处理。

Description

模数转换器、模数转换方法和位移检测装置
技术领域
本公开涉及一种模数转换器、模数转换方法和位移检测装置。
背景技术
称为循环型或算法型的模数(A/D)转换器已知为一种类型的A/D转换器。例如，在日本未经审查的专利申请公开第2008-28820号中提出了通用循环A/D转换器的配置。
该A/D转换器包括模拟/数字(A/D)转换电路、数字/模拟(D/A)转换电路、放大电路、输入差分电路和两个开关。A/D转换电路将输入的模拟信号转换为数字信号。D/A转换电路将A/D转换电路的输出转换为模拟信号。放大电路放大输入的模拟信号。在日本未经审查的专利申请公开第2008-28820号中，放大电路将输入的模拟信号放大两倍。输入差分电路计算放大电路的输出与D/A转换电路的输出之间的差。通过两个开关的切换，选择模拟输入信号和输入差分电路的输出之一，并将所选的一个输入到A/D转换电路和放大电路。
在该A/D转换器中，在某个循环中采样的输入差分电路的输出在下一循环输入到A/D转换电路和放大电路，从而可以在A/D转换电路中执行递归转换。然后，通过循环的重复，可以从最高有效位开始依次序获得每个位的值。因此，通过重复N(N是2或2以上的整数)个循环，可以配置将模拟输入信号转换为具有由N和A/D转换电路的位数的乘积表示的位数的数字信号的A/D转换器。
发明内容
上述通用循环A/D转换器通过将信号在流水线A/D转换器的一级中循环N次来执行模拟/数字转换，这减小了电路尺寸。然而，由于重复使用相同的A/D转换电路，因此上述通用循环A/D转换器具有如下问题：累积诸如放大偏移之类的误差，并且因此线性度趋于恶化。例如，在上述A/D转换器中，在某个循环中生成的误差在下一循环中被放大器放大两倍，并且该误差随着放大次数的增加而增大。
鉴于以上情况做出了本公开。本公开的目的是减少循环模数转换器中的误差。
本公开的第一示例方面是模数转换器，其是用于通过对模拟输入信号执行多次循环处理来将模拟输入信号转换为数字输出信号的循环模数转换器。该模数转换器包括：循环处理单元，被配置为执行循环处理并输出指示数字输出信号的每个位的值的数字信号；以及输出电路，被配置为接收从循环处理单元输出的数字信号，并且将通过每隔一个循环使数字信号反相而获得的信号作为输出信号输出。在前一循环的循环处理中生成在第二循环和后续循环中输入到循环处理单元的信号，并且在循环处理中，执行用于使输入到循环处理单元的信号反相的处理。
本公开的第二示例方面是上述模数转换器，其中，输出电路理想地包括：D触发器，包括连接到输入端的反相输出端；以及异或电路，异或电路的一个输入接收数字信号，异或电路的另一输入连接到D触发器的输出端。
本公开的第三示例方面是上述模数转换器，其中，输出电路被理想地配置为输出数字信号作为奇数循环中的输出信号，并且输出通过使数字信号反相而获得的信号作为偶数循环中的输出信号。
本公开的第四示例方面是上述模数转换器，其中，在初始状态下，D触发器的输出端的输出值被理想地设定为“0”，并且D触发器的反相输出端的输出值被理想地设定为“1”。
本公开的第五示例方面是上述模数转换器，理想地还包括反相器电路，反相器电路被配置为将通过使循环处理单元的输出反相而获得的信号输出到循环处理单元。
本公开的第六示例方面是上述模数转换器，其中，N理想地是2或更大的整数，循环处理单元被配置为通过在每个循环处理中获取数字信号的一个位来将模拟输入信号转换为N位数字信号，在第一循环中将模拟输入信号转换为数字信号，并且在第二循环和后续循环中将前一循环中从反相器电路输出的信号转换为数字信号。
本公开的第七示例方面是上述模数转换器，其中，循环处理单元理想地包括：选择电路，被配置为在第一循环中输出模拟输入信号并在第二循环和后续循环中输出从反相器电路输出的信号；采样保持电路，被配置为根据定时信号来对从选择电路输出的信号进行采样并输出采样信号；比较器，被配置为将采样信号的电压与接地电压进行比较，并将比较结果作为数字信号输出；D/A转换电路，被配置为接收数字信号，当采样信号的电压高于接地电压时输出通过使参考电压反相而获得的电压，并且当采样信号的电压低于接地电压时输出参考电压；放大器，被配置为将采样信号的电压放大两倍；以及加法器，被配置为将由放大器放大的电压与从D/A转换电路输出的电压相加，并将相加后的电压输出到反相器电路。
本公开的第八示例方面是模数转换器，其中，循环处理单元包括：选择电路，被配置为在第一循环中输出模拟输入信号，并在第二循环和后续循环中输出在前一循环中输出的信号；采样保持电路，被配置为根据定时信号来对从选择电路输出的信号进行采样并输出采样信号；比较器，被配置为将采样信号的电压与接地电压进行比较，并将比较结果作为数字信号输出；D/A转换电路，被配置为接收数字信号，当采样信号的电压高于接地电压时输出通过使参考电压反相而获得的电压，并且当采样信号的电压低于接地电压时输出参考电压；反相放大器，被配置为将采样信号的电压放大两倍并使放大后的电压反相；以及加法器，被配置为将从反相放大器输出的电压与从D/A转换电路输出的电压相加并输出相加后的电压。
本公开的第九示例方面是模数转换器，其中，采样信号被输入到比较器的非反相输入端，接地电压被输入到比较器的反相输入端，D/A转换电路被配置为在数字信号的值为“1”时输出通过使参考电压反相而获得的电压，并且在数字信号的值为“0”时输出参考电压。
本公开的第十示例方面是一种位移检测装置，包括：位移检测器，被配置为输出指示所测量的位移的模拟信号；以及信号处理单元，被配置为基于指示所测量的位移的模拟信号来检测位移。信号处理单元包括：上述模数转换器；以及算术单元，被配置为基于从模数转换器输出的数字信号来计算位移。模数转换器被配置为接收指示所测量的位移的模拟信号作为模拟输入信号，并将模拟信号转换为数字信号。
本公开的第十一示例方面是在用于通过对模拟输入信号执行多次循环处理来将模拟输入信号转换为数字输出信号的循环模数转换器中的模数转换方法。模数转换方法包括：使用在前一循环中生成的信号作为下一循环处理的输入，执行循环处理并输出指示数字输出信号的每个位的值的数字信号；以及输出通过每隔一个循环使数字信号反相而获得的信号作为输出信号。在前一循环的循环处理中生成要经历第二循环和后续循环中的循环处理的信号，并且在循环处理中，执行用于使输入信号反相的处理。
根据本公开，可以减少循环模数转换器中的误差。
附图说明
根据下面给出的详细描述和附图，本公开内容的上述和其他目的、特征和优点将变得更加充分地理解，详细描述和附图仅通过说明的方式给出，因此不应被视为对本公开内容的限制。
图1示意性地示出了根据第一实施例的A/D转换器的配置；
图2更详细地示出了根据第一实施例的A/D转换器的配置；
图3是奇数循环的输出电路；
图4是偶数循环的输出电路；
图5示出了根据第一实施例的A/D转换器中的偏移误差；
图6示意地示出了根据比较示例的A/D转换器的配置；
图7示出了存在偏移误差时的A/D转换特性；
图8示意性地示出了在其上安装有根据第一实施例的A/D转换器的光学编码器的配置；以及
图9示意性地示出了根据第二实施例的A/D转换器的配置。
具体实施方式
在下文中，将参考附图描述本公开的实施例。在附图中，相同的元素由相同的附图标记表示，并且根据需要将省略重复的描述。
第一实施例
在下文中，将描述根据第一实施例的模数(A/D)转换器。根据第一实施例的A/D转换器100被配置为循环A/D转换器，其通过执行多次循环处理来将模拟输入信号AIN转换为多位数字信号OUT。具体地，A/D转换器100被配置为循环A/D转换器，其通过执行N(N是2或更大的整数)次循环处理来将模拟输入信号AIN转换为N位数字信号OUT。换句话说，A/D转换器100是具有N位分辨率的循环A/D转换器，并且对模拟输入信号AIN执行N次循环处理，从而从高位开始依次获得每个位的值。
图1示意性地示出了根据第一实施例的A/D转换器100的配置。A/D转换器100包括循环处理单元10、反相器电路20和输出电路30。循环处理单元10被配置为对循环A/D转换器的一个循环执行A/D转换处理的1位A/D转换电路。
循环处理单元10将指示A/D转换的结果的二进制信号BS输出到输出电路30，并且在下一循环中将输入到循环处理单元10的模拟信号S4输出到反相器电路20。反相器电路20将通过使模拟信号S4反相而获得的模拟信号S5输出到循环处理单元10。
循环处理单元10被配置为在第一循环中将模拟输入信号AIN从模拟转换为数字，并且在第二循环和后续循环中将从反相器电路20输入的模拟信号S5从模拟转换为数字。
输出电路30基于二进制信号BS，根据定时信号TS来输出指示从与第i个循环相对应的最高有效位起的第i位的二进制信号Bi。这里，i是指示循环数的值，是大于等于1且小于等于N的整数。
图2更详细地示出了根据第一实施例的A/D转换器100的配置。与图1相比，A/D转换器100除了包括图1所示的配置之外，还包括信号生成单元40，信号生成单元40生成定时信号TS。注意，信号生成单元40可以设置在A/D转换器100的外部。
如图2所示，循环处理单元10包括选择电路11、采样保持(S/H)电路12、放大器13、比较器14、数模(D/A)转换电路15和加法器16。
选择电路11被配置为两输入一输出多路复用器(MUX)。模拟输入信号AIN输入到选择电路11的一个输入，另一输入连接到反相器电路20的输出，并且模拟信号S5从反相器电路20输入。选择电路11基于定时信号TS将模拟输入信号AIN和模拟信号S5之一作为输入信号IN输出到S/H电路12。
在第一循环中，选择电路11例如响应于定时信号TS而将模拟输入信号AIN输出到S/H电路12。因此，在第一循环中，S/H电路12接收模拟输入信号AIN作为输入信号IN。
在第二循环和后续循环中，选择电路11例如响应于定时信号TS而将在前一循环中输出的模拟信号S5输出到S/H电路12。因此，S/H电路12在第二循环和后续循环中接收模拟信号S5作为输入信号IN。
根据这种循环的输入信号IN的选择可以由选择电路11响应于定时信号TS而自主地执行，或者可以由控制选择电路11的单独提供的控制单元执行。
S/H电路12输出通过对输入信号IN进行采样而获得的采样信号S1。
放大器13输出通过将采样信号S1放大两倍而获得的模拟信号S2。
比较器14将采样信号S1与接地电压GND(即，零电压)进行比较，并且将比较结果作为二进制信号BS输出。在图2中，比较器14的非反相输入端(+)连接到S/H电路12的输出，并接收采样信号S1。接地电压GND被输入到比较器14的反相输入端(-)。当采样信号S1的电压大于接地电压GND时，比较器14输出“1”(高)作为二进制信号BS。当采样信号S1的电压小于接地电压GND时，比较器14输出“0”(低)作为二进制信号BS。当采样信号S1的电压等于接地电压GND时，根据需要，比较器14可以输出“0”(低)或者可以输出“1”(高)作为二进制信号BS。
D/A转换电路15将二进制信号BS转换为模拟信号S3。这里，当二进制信号BS为“1”(高)时，D/A转换电路15输出具有-VREF的电压电平的信号作为模拟信号S3。当二进制信号BS为“0”(低)时，D/A转换电路15输出具有+VREF的电压电平的信号作为模拟信号S3。
这里，VREF是用于由循环处理单元10执行的1位A/D转换处理的参考电压。
加法器16被配置为算术单元，其将从放大器13输出的模拟信号S2与从D/A转换电路15输出的模拟信号S3(即，+VREF或-VREF)相加，然后输出模拟信号S4。
反相器电路20将从加法器16输出的模拟信号S4反相，然后将反相的模拟信号S5输出到选择电路11。
接下来，将描述输出电路30。如图2所示，输出电路30包括D触发器(以下称为DFF)31和异或(以下称为XOR)电路32。
DFF 31的时钟端接收定时信号TS。作为输入端的D端连接到作为反相输出端的Q-端。作为输出端的Q端连接到XOR电路32的一个输入端。XOR电路32的另一输入端接收二进制信号BS。XOR电路32输出从Q端输入的信号与二进制信号BS的XOR作为二进制信号Bi。
接下来，将描述根据本实施例的A/D转换器100的操作。在第一循环和第三循环以及后续奇数循环中，由S/H电路12采样的输入信号IN是已经零次或偶数次地通过反相器电路20的信号。在以下描述中，0被视为偶数。另一方面，在第二循环和后续偶数循环中，由S/H电路采样的输入信号IN是已经通过反相器电路20奇数次的信号。输入信号IN的电压电平在每个循环中被反相，并且从比较器14输出的二进制信号BS也相应地在每个循环中被反相。在该配置中，提供输出电路30以校正二进制信号BS的这种反相。
将描述输出电路30的操作。DFF 31最初被配置为使得Q端的输出为“0”并且Q-端的输出为“1”。图3示出了奇数循环下的输出电路30，图4示出了偶数循环下的输出电路30。
在第一循环中，由于Q端的输出为“0”，并且Q-端的输出为“1”，因此“0”从Q端输入到XOR电路32。因此，XOR电路32输出与二进制信号BS相同的值作为二进制信号Bi。此外，Q-端的输出“1”被输入到D端。因此，当DFF 31接收到定时信号TS时，Q端的输出从“0”转变为“1”，并且Q-端的输出从“1”转变为“0”。
在第二循环中，由于Q端的输出为“1”，并且Q-端的输出为“0”，因此“1”从Q端输入到XOR电路32。因此，XOR电路32输出通过使二进制信号BS反相而获得的值(BS-)作为二进制信号Bi。此外，Q-端的输出“0”被输入到D端。因此，当DFF 31接收到定时信号TS时，Q端的输出从“1”转变为“0”，并且Q-端的输出从“0”转变为“1”。
第三循环和后续奇数循环与第一循环相同，并且第四循环和后续偶数循环与第二循环相同，将省略其描述。
如上所述，输出电路30校正从比较器14输出的二进制信号BS，使得可以输出指示第i位的值的二进制信号Bi。
接下来，将讨论根据本实施例的A/D转换器100中的误差。图5示出了根据第一实施例的A/D转换器100中的偏移误差。在A/D转换器100中，由于例如从输入信号IN被输入到循环处理单元10的时间到从加法器16输出模拟信号S4的时间的放大的影响，发生偏移误差。在图5中，将虚拟加法器50插入在循环处理单元10的输出和反相器电路20之间，并且加入了偏移误差Voff。因此，在A/D转换器100中，在每个循环加入偏移误差Voff。在下文中，将通用循环A/D转换器与根据本实施例的A/D转换器100进行比较，并且将讨论根据本实施例的A/D转换器100中的误差的减小。
首先，作为理解根据本实施例的A/D转换器100中的误差的减小的假设，将考虑通用循环A/D转换器中的偏移误差的影响。这里，将以从根据本实施例的A/D转换器100中去除了反相器电路20和输出电路30的A/D转换器为例作为比较示例的配置。图6示意性地示出了根据比较示例的A/D转换器300的配置。由于不存在反相器电路20，从而根据比较示例的A/D转换器300不需要校正二进制信号，所以将从比较器14输出的信号作为指示第i位的值的二进制信号Bi输出。
在这种情况下，在第(i+1)个循环中从加法器16输出的模拟信号S4的电压Vi+1由以下公式表示。
[公式1]
Vi+1＝2Vi+DiVref+Voff (1)
在该公式中，Vi是通过在第i个循环中将偏移误差Voff与从加法器16输出的模拟信号S4相加而获得的电压。当Vi为正值时，Di为-1，而当Vi为负值时，Di为1。注意，当Vi为0时，根据需要，Di可配置为-1和1之一。
在根据比较示例的A/D转换器300中，因为重复使用循环处理单元10，所以偏移误差Voff在每个循环中被积分(integrate)。因此，在某个循环中加入的偏移误差Voff在每个后续循环中被放大器13放大两倍。在第i个循环中从加法器16输出的模拟信号S4中所包括的偏移误差Vei由以下公式表示。
[公式2]
Figure BDA0002434974600000081
在N位循环A/D转换器中，由于在第(N-1)个循环中从加法器16输出的模拟信号S4的电压VN-1被用于确定最低有效位LSB，所以循环A/D转换器300中的偏移误差Voff的总误差Vetot由以下公式表示。
[公式3]
Vetot＝(2N-2+2N-3+2N-4+…+1)Voff
＝(2N-1-1)Voff (3)
也就是说，可以理解，随着循环数的增加，偏移误差被单调积分。图7示出了当存在偏移误差时的A/D转换特性。当存在偏移误差时，如图7所示，转换线的中心相对于输入电压偏移了总误差Vetot，并且出现了死区和值跳跃，在死区中，转换输出对输入电压的变化不敏感，在值跳跃中，不输出某些已转换输出值。因此，有必要减小总误差Vetot，以便减小A/D转换中的失误。在该配置中，如下所述，通过由反相器电路20使加法器16的输出反相来减小总误差Vetot。
接下来，将讨论根据本实施例的A/D转换器100中的误差。在该配置中，在第(i+1)个循环中从反相器电路20输出的模拟信号S5的电压Vi+1由以下公式表示。
[公式4]
Vi+1＝-(2Vi+DiVref+Voff) (4)
在该配置中，通过在加法器16之后提供的反相器电路20在每个循环都使直到前一循环积分的偏移误差反相。因此，每当循环改变时，就消除了误差Voff。在这种情况下，在第i个循环中从反相器电路20输出的模拟信号S5中所包括的偏移误差Vei由以下公式表示。
[公式5]
Figure BDA0002434974600000091
在N位循环A/D转换器的情况下，如上所述，由于在第(N-1)个循环中的模拟信号S5的电压MN-1被用于确定最低有效位LSB，因此A/D转换器100中的偏移误差Voff的总误差Vetot由以下公式表示。
[公式6]
Figure BDA0002434974600000092
当将公式[3]和[6]彼此比较时，与通用A/D转换器300相比，根据本实施例的A/D转换器100可以将总误差Vetot的绝对值减小到大约1/3。因此，可以理解，根据本实施例的A/D转换器100可以减少循环A/D转换器中的误差。这使得可以令人满意地防止在参照图7描述的A/D转换中的死区和值跳跃。
这里，将描述根据第一实施例的A/D转换器100的应用示例。A/D转换器100可以应用于例如位移检测装置(诸如编码器)中的模数转换。图8示意性地示出了包括根据第一实施例的A/D转换器100的光学编码器1000的配置。光学编码器1000被配置为透射型或反射型编码器。
如图8所示，光学编码器1000包括标尺1001、检测头1002和信号处理单元1003。标尺1001和检测头1002被配置为可沿着测量方向相对移动，该测量方向是标尺1001的纵向。
标尺1001设置有用于位置检测的图案。当图案被光照射时，生成干涉光。检测头1002检测干涉光在测量方向上的变化，并且将检测信号DET输出到信号处理单元1003，该检测信号DET是指示检测结果的电信号。检测信号DET对应于上述模拟输入信号AIN。换句话说，标尺1001和检测头1002构成位移检测器，该位移检测器检测标尺1001和检测头1002之间的相对位移。
信号处理单元1003包括根据本实施例的A/D转换器100，并将接收到的检测信号DET转换为数字信号OUT。数字信号OUT被输出到例如算术单元1003A，并用于生成原点信号和用于检测位置。数字信号OUT是通过由A/D转换器100将检测信号DET(即，对应于模拟输入信号AIN)从模拟转换为数字而获得的N位数字信号。
如上所述，根据本实施例的A/D转换器100可以安装在诸如位移检测装置的设备上。这使得可以减少其上安装有A/D转换器100的设备中的A/D转换误差。
第二实施例
将描述根据第二实施例的A/D转换器。在第一实施例中，已经描述了通过与循环处理单元10分开设置的反相器电路20使信号反相的A/D转换器100。另一方面，在本实施例中，将描述改变A/D转换器的配置以使得要输出的信号被循环处理单元反相的示例。
图9示意性地示出了根据第二实施例的A/D转换器200的配置。A/D转换器200包括这样的配置，其中，将A/D转换器100的循环处理单元10替换为循环处理单元10A，并且去除反相器电路20。
循环处理单元10A被配置为对循环A/D转换器的一个循环执行A/D转换处理的1位A/D转换电路。
循环处理单元10A将指示A/D转换的结果的二进制信号BS输出到输出电路30，并且在下一循环中将输入到循环处理单元10A的模拟信号S5输出。循环处理单元10A被配置为在第一循环中将模拟输入信号AIN从模拟转换为数字，并且在第二循环和后续循环中将前一循环输出的模拟信号S5从模拟转换为数字。
输出电路30基于二进制信号BS，根据定时信号T来输出指示从与第i个循环相对应的最高有效位起的第i位的二进制信号Bi。这里，i是指示循环数的值，是大于等于1且小于等于N的整数。
如图9所示，循环处理单元10A包括这样的配置，其中，循环处理单元10的放大器13和D/A转换电路15分别替换为反相放大器17和D/A转换电路18。除了反相放大器17和D/A转换电路18之外，循环处理单元10A的配置与循环处理单元10的配置相同。
反相放大器17输出模拟信号S6，该模拟信号S6是通过将采样信号S1放大两倍并且使放大的采样信号S1反相而获得的。也就是说，模拟信号S6是通过在根据第一实施例的A/D转换器100中使模拟信号S2反相而获得的信号(S6＝-S2)。
D/A转换电路18将二进制信号BS转换为模拟信号S7。这里，当二进制信号BS为“1”(高)时，D/A转换电路18输出具有+VREF的电压电平的信号作为模拟信号S7。当二进制信号BS为“0”(低)时，D/A转换电路18输出具有-VREF的电压电平的信号作为模拟信号S7。
加法器16将从反相放大器17输出的模拟信号S6与从D/A转换电路18输出的模拟信号S7(即-VREF或+VREF)相加，然后输出模拟信号S5。
输出电路30与根据第一实施例的A/D转换器相同，并且将省略其描述。
接下来，将描述根据本实施例的A/D转换器200的操作。在A/D转换器200中，当二进制信号BS为“1”(高)时，D/A转换电路18输出具有+VREF的电压电平的信号作为模拟信号S7。在这种情况下，从加法器16输出的模拟信号S5是通过将模拟信号S7和+VREF相加而获得的信号。也就是说，S5＝-2×S1+VREF。
另一方面，当二进制信号BS为“0”(低)时，D/A转换电路18输出具有-VREF的电压电平的信号作为模拟信号S7。在这种情况下，从加法器16输出的模拟信号S5是通过将模拟信号S7和-VREF相加而获得的信号。也就是说，S5＝-2×S1-VREF。
接下来，将讨论A/D转换器100的模拟信号S5。在A/D转换器100中，当二进制信号BS为“1”(高)时，D/A转换电路15输出具有-VREF的电压电平的信号作为模拟信号S3。在这种情况下，从加法器16输出的模拟信号S4是通过将模拟信号S3和-VREF相加而获得的信号。也就是说，S4＝2×S1-VREF。因此，从反相器电路20输出的模拟信号S5为S5＝-2×S1+VREF。
另一方面，当二进制信号BS为“0”(低)时，D/A转换电路15输出具有+VREF的电压电平的信号作为模拟信S3。在这种情况下，从加法器16输出的模拟信号S4是通过将模拟信号S3和+VREF相加而获得的信号。也就是说，S5＝2×S1+VREF。因此，从反相器电路20输出的模拟信号S5为S5＝-2×S1-VREF。
因此，尽管与A/D转换器100不同，A/D转换器200不包括反相器电路20，但是可以理解，通过改变循环处理单元的配置，A/D转换器200可以执行与A/D转换器100类似的A/D转换处理。
如上所述，可以理解，与根据第一实施例的A/D转换器100一样，利用根据本实施例的A/D转换器200可以减少循环A/D转换器中的误差。这使得可以优选地防止A/D转换中的死区和值跳跃。
当然，根据本实施例的A/D转换器200可以代替A/D转换器100而安装在诸如位移检测装置的设备上。这使得可以减小包括A/D转换器200的设备中的A/D转换误差。
其他实施例
本公开不限于上述实施例，并且可以在不脱离本公开的范围的情况下适当地改变。例如，在以上实施例中，采样信号S1被输入到比较器14的非反相输入端，并且接地电压GND被输入到反相输入端。然而，可以切换非反相输入端和反相输入端。例如，可以将接地电压GND输入到根据第一实施例的A/D转换器100的比较器14的非反相输入端，并且可以将采样信号S1输入到反相输入端。在这种情况下，当二进制信号为“0”(低)时，D/A转换电路15可以输出-VREF，而当二进制信号为“1”(高)时，D/A转换电路15可以输出+VREF。在初始状态下，DFF 31的Q端的输出可以被设定为“1”，并且Q-端的输出可以被设定为“0”。通过这样做，可以执行类似于根据第一实施例的A/D转换器100的A/D转换。
此外，例如，可以将接地电压GND输入到根据第二实施例的A/D转换器200的比较器14的非反相输入端，并且可以将采样信号S1输入到反相输入端。在这种情况下，当二进制信号为“0”(低)时，D/A转换电路18可以输出+VREF，而当二进制信号为“1”(高)时，D/A转换电路18可以输出-VREF。在初始状态下，DFF 31的Q端的输出可以被设定为“1”，并且Q-端的输出可以被设定为“0”。通过这样做，可以执行类似于根据第二实施例的A/D转换器200的A/D转换。
根据第一实施例的A/D转换器100的加法器16可以由从模拟信号S2减去模拟信号S3的减法器代替。在这种情况下，D/A转换电路15可以输出+VREF代替-VREF，并且输出-VREF代替+VREF。通过这样做，可以执行类似于根据第一实施例的A/D转换器100的A/D转换。
根据第二实施例的A/D转换器200的加法器16可以由从模拟信号S6中减去模拟信号S7的减法器代替。在这种情况下，D/A转换电路18可以输出+VREF代替-VREF，并且输出-VREF代替+VREF。通过这样做，可以执行类似于根据第二实施例的A/D转换器200的A/D转换。
循环处理单元10的配置不限于这样的配置。循环处理单元可以具有其他配置，只要可以实施循环A/D转换器的循环操作即可。
例如，A/D转换器100和200的输出电路30的配置不限于这样的配置。可以使用包括其他配置的输出电路，只要可以像输出电路30那样通过校正二进制信号BS来输出二进制信号Bi即可。
在以上描述中，将循环处理单元10的放大器13的放大因子描述为两倍，但这仅仅是示例。
也就是说，循环处理单元可被配置为使用包括除两倍之外的放大因子的放大器。此外，将循环处理单元10A的反相放大器17的放大因子描述为-2倍。然而，这仅是示例。
也就是说，循环处理单元可被配置为使用具有除-2之外的放大因子的反相放大器。
尽管将位移检测装置描述为其上安装有根据上述实施例的A/D转换器100和200的设备，但这仅是示例。A/D转换器可以安装在除位移检测装置之外的检测设备上，或者安装在除需要在其上安装A/D转换器的检测设备之外的各种设备上。
在上述实施例中，描述了通过一个循环处理获得1位二进制信号的配置，但是这仅是示例。例如，可以代替地使用包括可以在一个循环中获得2位或更多位的数字信号的循环处理单元的A/D转换器。
上面已经描述了A/D转换器被配置为一相(单相)电路。然而，取决于应用，A/D转换器可以被配置为全差分电路。
在第一实施例中，分别描述了循环处理单元10和反相器电路20，但是当然可以将循环处理单元10和反相电路20设置为一个循环处理单元。
根据如此描述的本公开，将显而易见的是，可以以许多方式改变本公开的实施例。这样的变型不应被认为是背离本公开的精神和范围，并且对于本领域技术人员显而易见的是，所有这样的变型旨在包括在所附权利要求的范围内。

Claims (11)

1.一种模数转换器，所述模数转换器是用于通过对模拟输入信号执行多次循环处理来将模拟输入信号转换为数字输出信号的循环模数转换器，所述模数转换器包括：
循环处理单元，被配置为执行循环处理并输出指示数字输出信号的每个位的值的数字信号；以及
输出电路，被配置为接收从所述循环处理单元输出的数字信号，并且将通过每隔一个循环使数字信号反相而获得的信号作为输出信号输出，其中
在前一循环的循环处理中生成在第二循环和后续循环中输入到所述循环处理单元的信号，并且
在循环处理中，针对每个循环执行用于使输入到所述循环处理单元的信号反相的处理。
2.根据权利要求1所述的模数转换器，其中
所述输出电路包括：
D触发器，包括连接到输入端的反相输出端；以及
异或电路，所述异或电路的一个输入接收数字信号，并且所述异或电路的另一输入连接到所述D触发器的输出端。
3.根据权利要求2所述的模数转换器，其中，所述输出电路被配置为输出数字信号作为奇数循环中的输出信号，并且输出通过使数字信号反相而获得的信号作为偶数循环中的输出信号。
4.根据权利要求3所述的模数转换器，其中，在初始状态下，所述D触发器的输出端的输出值被设定为“0”，并且所述D触发器的反相输出端的输出值被设定为“1”。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的模数转换器，还包括反相器电路，所述反相器电路被配置为将通过使所述循环处理单元的输出反相而获得的信号输出到所述循环处理单元。
6.根据权利要求5所述的模数转换器，其中
N是2或更大的整数，
所述循环处理单元被配置为：
通过在每个循环处理中获取数字信号的一个位来将模拟输入信号转换为N位数字信号，
在第一循环中将模拟输入信号转换为数字信号，以及
在第二循环和后续循环中将前一循环中从反相器电路输出的信号转换为数字信号。
7.根据权利要求6所述的模数转换器，其中
所述循环处理单元包括：
选择电路，被配置为在第一循环中输出模拟输入信号并在第二循环和后续循环中输出从所述反相器电路输出的信号；
采样保持电路，被配置为根据定时信号来对从所述选择电路输出的信号进行采样并输出采样信号；
比较器，被配置为将所述采样信号的电压与接地电压进行比较，并将比较结果作为数字信号输出；
D/A转换电路，被配置为接收数字信号，当所述采样信号的电压高于所述接地电压时输出通过使参考电压反相而获得的电压，并且当所述采样信号的电压低于所述接地电压时输出所述参考电压；
放大器，被配置为将所述采样信号的电压放大两倍；以及
加法器，被配置为将由放大器放大的电压与从D/A转换电路输出的电压相加，并将相加后的电压输出到所述反相器电路。
8.根据权利要求1至4中任一项所述的模数转换器，其中
所述循环处理单元包括：
选择电路，被配置为在第一循环中输出模拟输入信号，并在第二循环和后续循环中输出在前一循环中输出的信号；
采样保持电路，被配置为根据定时信号来对从所述选择电路输出的信号进行采样并输出采样信号；
比较器，被配置为将所述采样信号的电压与接地电压进行比较，并将比较结果作为数字信号输出；
D/A转换电路，被配置为接收数字信号，当所述采样信号的电压高于所述接地电压时输出通过使参考电压反相而获得的电压，并且当所述采样信号的电压低于所述接地电压时输出所述参考电压；
反相放大器，被配置为将所述采样信号的电压放大两倍并使放大后的电压反相；以及
加法器，被配置为将从反相放大器输出的电压与从D/A转换电路输出的电压相加并输出相加后的电压。
9.根据权利要求7所述的模数转换器，其中
所述采样信号被输入到所述比较器的非反相输入端，所述接地电压被输入到所述比较器的反相输入端，并且
所述D/A转换电路被配置为在数字信号的值为“1”时输出通过使所述参考电压反相而获得的电压，并且在数字信号的值为“0”时输出所述参考电压。
10.一种位移检测装置，包括：
位移检测器，被配置为输出指示所测量的位移的模拟信号；以及
信号处理单元，被配置为基于指示所测量的位移的模拟信号来检测位移，其中
所述信号处理单元包括：
根据权利要求1至4中任一项所述的模数转换器；以及
算术单元，被配置为基于从所述模数转换器输出的数字信号来计算位移，其中
所述模数转换器被配置为接收指示所测量的位移的模拟信号作为模拟输入信号，并将模拟信号转换为数字信号。
11.一种在用于通过对模拟输入信号执行多次循环处理来将模拟输入信号转换为数字输出信号的循环模数转换器中的模数转换方法，所述模数转换方法包括：
使用在前一循环中生成的信号作为下一循环处理的输入，执行循环处理并输出指示数字输出信号的每个位的值的数字信号；以及
输出通过每隔一个循环使数字信号反相而获得的信号作为输出信号，其中
在前一循环的循环处理中生成经历第二循环和后续循环的信号，并且
在循环处理中，针对每个循环执行用于使输入信号反相的处理。
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