CN111756418A - 一种基于接收空间调制的无线数能同传方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种基于接收空间调制的无线数能同传方法，应用于无线数能同传调制技术领域，针对现有技术存在的无线数能同传中频谱稀缺的问题；本发明根据发射机处叠加目标信息和能量信号的方法不同提出三种传输方案；并根据接收机对WPT性能的需求，发射机自适应切换不同的传输方案；以实现最佳SWIPT性能。

Description

一种基于接收空间调制的无线数能同传方法

技术领域

本发明属于无线数能同传调制技术领域，特别涉及一种有限字母表下基于接收空间调制的无线数能同传方法。

背景技术

在物联网(IoT)时代，低功耗通信设备已大规模部署在无线网络中。在有限的频谱范围内容纳越来越多的通信设备给通信工程师带来了巨大的挑战。作为过去二十年来最成功的无线通信技术之一，多输入多输出(MIMO)系统能够显著提高频谱效率，这得益于多个发射和接收天线的空间分集和空间复用增益。近来，序号调制得到大量研究，因为它能够将附加信息调制到子载波和天线的序号上。与射频(RF)信号的常规调整方法幅度调制和相位调制相比，序号调制创建了另一个自由度，可以在保持较低的硬件复杂性的同时，显著提高频谱效率和能量效率。而空间调制(SM)已成为当下最流行的序号调制技术。SM由常规调制器和空间调制器组成。在基于SM的系统中，只需要较少的RF链来实现与传统MIMO系统相同的数据速率，因为某些数据流是通过发送/接收天线的序号在空间维度上进行发送的。因此，它极大地降低了MIMO系统尤其是大规模MIMO系统的硬件复杂性。

通常，SM被分为发射空间调制(TSM)和接收空间调制(RSM)。具体而言，TSM通过发送常规调制符号的活跃天线的序号来调制信息比特，而RSM通过接收常规调制符号的活跃天线的序号来调制信息比特。在RSM技术中，接收机可以直接确定接收天线的目标序号，从而无需额外操作即可在空间域中对符号进行解调。于是，由于其低硬件复杂度以及接收机侧的低能耗，RSM更适合于低功率通信设备。

除了频谱稀缺之外，延长电池供电的通信设备的使用寿命对于降低IoT的维护成本至关重要。由于某些设备部署在人无法触及的地方，因此经常更换电池是不切实际的。尽管可以依靠感应耦合和磁共振技术进行无线能量传输(WPT)，但传输范围始终小于1米。因此，可以将射频信号用于远距离的WPT，这更适合现代通信系统。但是，常规的无线信息传输(WIT)已经驻留在RF频带中，于是需要在相同频段上同时协调WPT和WIT也即无线数能同传(SWIPT)。通常，接收机将接收到的RF信号在时域或功率域中分为两部分。接收到的RF信号的一部分用于能量收割，另一部分用于信息解码。因此，可以适应性地调整WIT和WPT性能，以满足接收机的不同要求。

在SM系统中，信息信号的目标在有限数量的发射机或接收机的WIT活跃天线上。为了提高系统的WPT能力，可以将专用能量信号对准其余天线，这些天线不携带任何信息。通过仔细控制能量信号的功率，接收机仍然能够识别出WIT活跃天线的序号。WIT和WPT的平衡可以通过调整WIT和WPT的活跃天线数量或通过调整调制信息信号和专用能量信号的发射功率来获得。

发明内容

为解决上述技术问题，本发明提出一种基于接收空间调制的无线数能同传方法，提供了三中传输方式，发射机自适应选择不同的传输方案，实现最佳SWIPT性能。

本发明采用的技术方案为：一种基于接收空间调制的无线数能同传方法，根据接收机对WPT性能的需求，发射机选择不同的传输方案；所述传输方案包括：

一般方案，所述一般方案允许以所有接收天线为目标发送专用能量信号；

叠加方案，所述叠加方案中，如果常规调制符号以第j个接收天线为目标，仅将专用能量信号叠加在以第j个天线为目标的常规调制符号上；

分离方案，所述分离方案中，如果常规调制符号以第j个接收天线为目标，那么专用能量信号以第j个接收天线以外的所有接收天线为目标。

记，叠加方案的最大WPT性能为P₁，分离方案的最大WPT性能为P₂，一般方案的最大WPT性能为P₃；P₁<P₂<P₃；

当接收机对WPT性能的需求小于P₁，则采用叠加方案，如果接收机对WPT性能的需求大于或等于P₁且小于P₂，则采用分离方案，如果接收机对WPT性能的需求大于或等于P₃，则采用一般方案。

调制器采用经典的QPSK或8PSK或16QAM调制。

发射机处采用迫零预编码器。

所述能量收割量随着平均接收功率的增加而增加。

所述发射机发射高斯分布的发射信号。

接收机接收到的能量信号中元素是具有零均值的高斯分布随机变量。

所基于的系统模型为：包括一个配备有N_t个天线的发射机和一个配备有N_r个天线的接收机，其中N_t>N_r；发射机和接收机之间的无线信道系数为H，

其中

代表复数集合。信道在一个符号持续时间内不变，在不同的符号持续时间发生变化；采用传统的调制器在常规幅度和相位域中调制信息。

本发明的有益效果：本发明提供了三种传输方案，分别适用于不同的收割能量需求情况，发射机可以根据接收机收割能量需求，自适应地切换到不同的方案；实现最佳SWIPT性能；本发明的方法具备以下优点：

1.设计新型传输方案来实现RSM辅助SWIPT系统的性能提升；

2.不仅仅考虑高斯分布的发射信号，进一步考虑了有限字母表对SWIPT性能的影响。

附图说明

图1为本发明的设计流程图；

图2为RSM辅助SWIPT系统的收发机模型；

图3为RSM-SWIPT系统的BER-ISNR关系图；

其中，图3(a)为使用不同调制器的BER-ISNR关系图，图3(b)为QPSK下使用不同数量的接收天线的BER-ISNR关系图；

图4为不同接收天线数下的能量收集量与ISNR的关系图；

图5为RSM-SWIPT系统的R-E域；

其中，图5(a)为具有不同常规调制器的R-E域，图5(b)为在传统域中采用8PSK时，具有不同接收天线数的R-E域；

图6为能量收割功率与BER阈值的关系。

具体实施方式

为便于本领域技术人员理解本发明的技术内容，下面结合附图对本发明内容进一步阐释。

图1是本发明的一种基于接收空间调制的无线数能同传方法的流程示意图。如图1所示，本发明的具体实现流程为：

1、构建系统模型。系统的收发机结构如图2所示。该系统具有一个配备有N_t个天线的发射机和一个配备有N_r个天线的接收机，其中N_t>N_r。发射机和接收机之间的无线信道系数由

表示，其在一个符号持续时间内不变，在不同的符号持续时间发生变化。采用经典的M-ary PSK/QAM在常规幅度和相位域中调制信息。调制后的符号{b_m|m＝1,…,M}平均具有1个单位能量。因此，每信道使用可传输k_c＝log(M)个信息位。此外，也可以通过采用RSM在空间域中调制附加信息位，接收天线的序号也能够携带信息比特。因此，在空间域中，每信道使用可以发送k_s＝log(N_r)个信息位。我们还假设信息位“1”和“0”的产生概率相等。

本实施例所涉及的参数含义如表1所示：

表1参数含义

系统模型具体分为如下部分：

S11、传输信号模型。当以第j个接收天线为目标时，接收机接收到的信息信号s_m,j可以表示为：

其中，P_s是目标接收天线上的接收信号功率。从(1)观察，仅第j个接收天线接收到了常规调制符号b_m。为了提高WPT性能，同时将专用能量信号发送到接收机。在信道衰落后，接收到的能量信号表示为

其中的元素是具有零均值的高斯分布随机变量。接收到的能量信号w的协方差矩阵为

其中

代表求取均值，w^*代表向量w的共轭转置，因此，向量w中的第j个条目w_j具有(Ω)_j,j的方差。于是，接收到的SWIPT信号表示为：

y＝s_m,j+w (2)

在室内场景中，当接收天线的数量N_r不多于10根时，信道系数H通常是满秩的。因此，在发射机处采用迫零(ZF)预编码器，以瞄准一个或多个特定的接收天线，大大降低了解调的复杂性。得到的ZF预编码矩阵Λ为：

Λ＝H^*(HH^*)^-1 (3)

于是，传输信号为x＝Λy。

S12、接收信号模型。接收机的功率分配比为ρ。RF信号的一部分

流入能量收集器，而另一部分

流入信息解调器。于是，用于能量收集的实际接收RF信号表示为：

其中

表示接收天线上的加性高斯白噪声(AWGN)。

它的第j个元素

具有零均值和每维

的方差。

此外，用于信息解调的接收信号表示为：

其中z_cov表示由通带到基带转换器产生的AWGN。

它的第j个元素

的均值为零，每维方差为

为了恢复发送符号s_m,j，采用最大似然(ML)检测器来减小误符号率(SER)。解调过程可以表示为：

其中，

是接收天线的估计序号，

是常规调制符号的估计序号，而j'是接收天线的试验序号，m'是假设检测问题中常规调制符号的试验序号，s_m',j'代表待检测的整合试验信号，

代表求取向量x的二范数。

2、提出传输方案。由于将专用能量信号w叠加到信息信号s_m,j上，接收机的SER性能将不可避免地降低。不同接收天线上的专用能量信号可能会影响空间域和常规域中的解调。此外，由于专用能量信号的功率使解调器难以识别发射机最初瞄准的接收天线的序号，所以其他天线接收到的能量信号可能会在空间域中误导解调。于是提出三种传输方案，用于在RSM辅助SWIPT系统的发射机处将专用能量信号叠加在信息信号上：

S21、一般方案(General Scheme)。如图2(a)所示，一般方案允许以所有接收天线为目标发送专用能量信号。该方案中的专用能量信号为w_G,j＝w，其中w为专用能量信号。

S22、叠加方案(Superimposed Scheme)。如图2(b)所示，仅将专用能量信号叠加在以第j个天线为目标的常规调制符号上。该方案中的专用能量信号表示为w_S,j＝A_S,jw，其中A_S,j是一个N_r×N_r矩阵，它在第j行和第j列的项元素等于一个单位，其他所有项等于零。因此，专用能量信号仅干扰常规域中的解调。

S23、分离方案(Distinct Scheme)。如图2(c)所示，如果常规调制符号以第j个接收天线为目标，那么专用能量信号以第j个接收天线以外的所有接收天线为目标。专用能量信号表示为w_D,j＝A_D,jw，其中A_D,j是一个N_r×N_r矩阵，其在第j行和第j列中的元素等于零，而所有其他元素等于一个单位。

3、分析RSM辅助SWIPT的性能。具体分为以下步骤：

S31、对WPT性能进行分析。不失一般性，我们用向量w表示专用能量信号。

对于一般方案，由于我们有w_G,j＝w，因此平均接收功率P_r,G为：

对于叠加方案，相应的接收功率P_r,S为：

对于分离方案，相应的接收功率P_r,D为：

通过在系统中构想非线性能量收集模型，可以得出符号持续时间内平均能量收集量为：

其中

和

在等式(10)中，T表示符号的传输时间，P_sat是一个常数，表示在接收机处的最大采集功率，而ξ₁和ξ₂是与电路规格(例如电阻和电容)有关的常数。通过用P_r,G，P_r,S和P_r,D替换P_r，分别获得三种方案的平均能量收集量E_G，E_S和E_D。

S32、对BER(Bit Error Ratio，误码率)性能进行分析。不管任何传输方案，始终都能用w代表专用的能量信号。调制符号的字母集表示为

其基数为

具体的BER表示为：

当采用ML检测器时，k＝k_s+k_c是空间域和常规域中调制符号所携带的比特总数。等式(11)中d(s_m,j,s_n,i)的表示符号s_m,j携带的信息比特与符号s_n,i携带的信息比特之间的汉明距离，而Pr(s_m,j→s_n,i)表示发送符号s_m,j误解调为s_n,i的概率。Pr(s_m,j→s_n,i)表示为：

其中，s_n',i'表示传统维度下标为n'、空间维度下标为i'的信号；

因为(12)不能以闭合表达式形式导出，所以在SINR高时对其进行近似分析。在这种情况下，与干扰和噪声有关的项

对发射符号s_m,j的影响很小。因此，接收符号

与发送符号s_m,j之间的欧氏距离可能是最小的。

于是有：

以及：

定义成对错误概率(PEP)

而BER可以近似为：

等式(15)中得到的BER是等式(11)中的e_ect的上限，因为有：

然后将上限BER用于以下分析和优化。

S321、PEP推导。τ(s_m,j→s_n,i)有三种情况：

在等式(17)中，τ_S(s_m,j→s_m,i)表示仅在空间域中发生错误解调的概率，而τ_C(s_m,j→s_n,j)是仅在传统域中发生错误解调的概率，τ_B(s_m,j→s_n,i)是在空间域和传统域中都发生错误解调的概率。

原始传输符号s_m,j被解调为s_m,i的概率，原始传输符号s_m,i被解调为s_n,j的概率以及原始传输符号s_m,i解调为s_n,i的概率表示为：

其中，函数Q(x)为

S322、BER推导：可以得出对应的BER的上限为：

对于一般方案，有w_G,j＝w。其对应的协方差矩阵公式为Ω_G,j＝Ω。因此，可以通过等式(18)计算其对应的

通过将这些PEP代入公式(19)，可以得出一般方案的BERe_G。

对于叠加方案，有w_S,j＝A_S,jw。其对应的协方差矩阵表示为

满足(Ω_S,j)_i,i＝(Ω)_j,j·Ind(i＝j)，其中若布尔参数x为true，Ind(x)＝1；否则Ind(x)＝0。通过将Ω_S,j代入方程式(18)，叠加方案的PEP分别表示为：

BER的上限e_S可以通过将

和

代入公式(19)来进一步推导。

对于分离方案，有w_D,j＝A_D,jw。它对应的协方差矩阵是

其第i行和第i列中的元素满足(Ω_D,j)_i,i＝(Ω)_j,j·Ind(i＝j)。通过将Ω_D,j代入方程式(18)，分离方案的PEP可表示为：

通过将

和

代入方程式(19)，可以进一步得出分离方案的BER上限e_D。

S33、对吞吐量性能进行分析。由于在RSM-SWIPT系统中采用了ML检测器，于是对称的PEP总是在集成空间和常规星座图中的任意一对已调制符号之间存在。于是可以将发射机和接收机之间的信息传输建模为无记忆二进制对称信道(BSC)。BSC的交叉概率是在之前得出的BER。因此，RSM辅助SWIPT系统在输入位x∈{0,1}与估计的输出位y∈{0,1}之间的互信息

表示为：

其中，H(·)是熵函数。给定位0的生成概率p_x0和位1的生成概率p_x1，

表示为：

其中，

是估计输出位为

的概率，

是将输入位x＝i解码为估计输出位

的概率。在BSC中，当采用相应的传输方案时，我们有

其中e可以为e_G，e_S或e_D中的任意一个。然后，等式(23)的

可改写为

通过将p_x0＝p_x1＝0.5代入公式(24)，信道输出的熵为

在这种情况下，噪声熵

表示为：

最后，每次传输中的可达速率为：

其中，k是RSM辅助SWIPT系统中调制符号所携带的位数。

通过在公式(26)中分别用e_G，e_S和e_D代替e，可以相应地推导出三种传输方案的可达速率R_G，R_S和R_D。

4、RSM辅助SWIPT的收发机设计问题形成。发射机的发射功率计算为：

这也是一般方案的发射功率。对于叠加方案和分离方案，(27)中的tr(ΛΩΛ^*)分别由

和

代替。

针对这三种传输方案的通用最佳收发机设计公式如下：

(P1)的目的是通过找到调制信息信号的最佳信号功率P_S，专用能量信号的协方差矩阵Ω以及接收机处的功率分配比ρ来最大化接收机处收集的能量，同时确保BER上限应低于(28)中表示的特定阈值e_th，可达到的速率R应高于(28)中所示的特定阈值R_th。此外，如(28)所示，不允许发射功率P_t超过P_max。

通常，实际无线系统中的BER低于0.5。由于R单调减小，当e<0.5时，约束R≥R_th也可以重新公式化为e≤e_R,th。同时考虑约束e≤e_th，我们可以将(28)中的前两个约束组合为e≤e_t'_h，其中e_t'_h＝min{e_th,e_R,th}。根据等式(10)，能量收割量总是随着平均接收功率P_r的增加而增加。因此，问题(P1)可重新表示为：

通过研究专用能量信号的特性，可以大大减少要优化的变量的数量。由于针对不同接收天线的专用能量信号彼此独立，因此在协方差矩阵Ω中，对于i≠j，我们有(Ω)_i,j＝0。

当(P2)的解最佳时，令Λ_j,j＝1,…,N_r代表发射预编码矩阵Λ的第j列，如果

则能量信号必须满足(Ω)_j,j＝0。

尽管函数Q(x)关于x是凸的，BER的上限e关于P_S和Ω不是凸的。根据等式(19)，误码率上限由三部分组成，分别是τ_S，τ_C和τ_B。因此，可以将(P2)重新表示为：

(P3)的相应上限BER必须满足以下不等式：

通过考虑(30)中的前三个约束得出(31)的第一个不等式。如果：

那么(31)的第二个不等式保证(P3)的解也满足(P2)的BER约束。

由于(P3)的前三个约束构成(P2)第一个约束的充分条件，因此(P3)的最佳解决方案可实现WPT性能的下限。因此，可以将其视为原始问题(P1)的次优解决方案。

(P3)可以进一步改写为：

其中Q^-1(·)是Q(·)的反函数，并且Ω可以分别用Ω_G,j，Ω_S,j和Ω_D,j代替，以表征相应的传输方案。

然而，(P4)仍然是非凸的，因为P_S，Ω和ρ相互耦合。基于等式(27)，发射功率可以进一步表示为：

此外，基于等式(7)，将接收机的平均接收功率重新表示为：

由于最大化所收集的能量与其最大化对数函数相同，因此通过定义

(P4)可以进一步等效地转换为：

其中，

(P5)关于P_S,{(Ω)_j,j|j＝1,…,N_r}和μ是凸的。因此，通过利用凸优化工具，例如CVX，可以有效地解决凸优化问题(P5)。给定ν的收敛阈值，如果使用经典的共轭梯度算法，则计算复杂度为

5、通过蒙特卡洛仿真对RSM辅助SWIPT系统的性能进行评估。

对于发射机，考虑N_t＝8根天线，对于接收机，考虑N_r＝{2,4,8}根天线。传统的调制器采用经典的QPSK，8PSK和16QAM。发射机和接收机之间的信道系数H表示为H＝Cd^-β，其中d＝10m是发射机和接收机之间的距离，β＝2是路径损耗指数，

表示多径衰落。通过考虑Rician衰落信道，C可以表示为：

其中C^LOS是视线(LOS)确定性分量，C^NLOS表示每个元素零均值和统一协方差的瑞利衰落分量，而K_R是将Rician因子设置为3。特别地，远场均匀线性天线阵列模型用于LOS分量，其中C^LOS的第n行为

和θ_n＝-πsin(φ_n)。对N_r＝2，N_r＝4和N_r＝8的不同情况，令：

对于非线性能量收集电路，设置P_sat＝10.73mW，ξ₁＝5.365以及ξ₂＝0.2308。噪声功率为

如图3所示，评估了BER性能。其中专用能量信号的方差设置为

并且设置了功率分配比到ρ＝0.9999。x坐标中的信息信噪比(ISNR)表示为

从图3中可以看出，分离方案的BER最低，而一般方案具有最高的BER。根据分离方案和叠加方案之间的BER比较可得，对传统解调器的干扰比对空间解调器的干扰更不利于解调。此外，如图3(a)所示，考虑N_r＝4根天线，就BER性能而言，QPSK优于8PSK和16QAM。从图3(b)可以看出，由于接收器更有可能恢复针对错误接收天线的传统信息，因此具有更多接收天线可能会提高BER。

如图4所示，绘制了每个符号收集的能量与ISNR的关系图，其中设置符号持续时间T＝10^-6s。从图4可以看出，一般方案实现了最高的能量收集性能，因为专用能量信号以所有接收天线为目标。同时，叠加方案具有最低的能量收集性能。在叠加方案中，能量收集性能与数量无关。而对于一般方案和分离方案，当有更多的接收天线时，能量收集性能会提高。

通过将功率分割比ρ从0.001更改为0.999，在图5中绘制速率能量(R-E)区域，其中接收信号功率设置为P_s＝0.02mW，能量信号的方差保持不变。从图5(a)可以看出，考虑N_r＝4根天线，对于每种传输方案，采用不同的常规调制器收集的最大能量总是相同的。此外，对于特定的常规调制器，一般方案(General Scheme)实现了最高的能量采集性能，但速率最低。尤其是与16QAM相关的一般方案的速率最低。相比之下，分离方案(Distinct Scheme)实现了最高速率，但WPT性能却较低。当常规调制的阶数增加时，一般方案和分离方案之间的速率差异变大。此外，在图5(b)中研究了接收天线数量对R-E区域的影响。当使用不同数量的接收天线时，叠加方案(Superimposed Scheme)的最大能量收集性能保持不变。通过使用一般方案和分离方案，增加接收天线的数量可以扩大R-E区域。此外，如图5所示，分离方案具有最大的R-E区域。因此可以动态调整RSM辅助SWIPT系统的传输方案。例如，如果接收机要求更高的WIT性能，则发射机可以自适应地切换到不同的方案。相反，如果接收器更偏向WPT性能，则由发射机选择一般方案。

如图6所示，研究了最大WPT性能与WIT需求之间的平衡，其中N_r＝4。如图6所示，随着BER要求的放松，收割的最大能量增加了。此外，从图6可以看出，当BER阈值固定后，高阶调制器始终会实现较低的WPT性能。因此，当采用低阶调制器时，可以增加功率分割比ρ以获得与高阶调制器相同的BER，同时提高WPT性能。此外，在固定BER要求的情况下，分离方案在最大能量收集方面优于同类方案。

本领域的普通技术人员将会意识到，这里所述的实施例是为了帮助读者理解本发明的原理，应被理解为本发明的保护范围并不局限于这样的特别陈述和实施例。对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的权利要求范围之内。

Claims (7)

1.一种基于接收空间调制的无线数能同传方法，其特征在于，根据接收机对WPT性能的需求，发射机选择不同的传输方案；所述传输方案包括：

一般方案，所述一般方案允许以所有接收天线为目标发送专用能量信号；

叠加方案，所述叠加方案中，如果常规调制符号以第j个接收天线为目标，仅将专用能量信号叠加在以第j个天线为目标的常规调制符号上；

分离方案，所述分离方案中，如果常规调制符号以第j个接收天线为目标，那么专用能量信号以第j个接收天线以外的所有接收天线为目标。

记，叠加方案的最大WPT性能为P₁，分离方案的最大WPT性能为P₂，一般方案的最大WPT性能为P₃；P₁<P₂<P₃；

当接收机对WPT性能的需求小于P₁，则采用叠加方案，如果接收机对WPT性能的需求大于或等于P₁且小于P₂，则采用分离方案，如果接收机对WPT性能的需求大于或等于P₃，则采用一般方案。

2.根据权利要求1所述的一种基于接收空间调制的无线数能同传方法，其特征在于，调制器采用经典的QPSK或8PSK或16QAM调制。

3.根据权利要求1所述的一种基于接收空间调制的无线数能同传方法，其特征在于，所述发射机发射高斯分布的发射信号。

4.根据权利要求3所述的一种基于接收空间调制的无线数能同传方法，其特征在于，接收机接收到的能量信号中元素是具有零均值的高斯分布随机变量。

5.根据权利要求2或4所述的一种基于接收空间调制的无线数能同传方法，其特征在于，发射机处采用迫零预编码器。

6.根据权利要求5所述的一种基于接收空间调制的无线数能同传方法，其特征在于，所述能量收割量随着平均接收功率的增加而增加。

7.根据权利要求6所述的一种基于接收空间调制的无线数能同传方法，其特征在于，所基于的系统模型为：包括一个配备有N_t个天线的发射机和一个配备有N_r个天线的接收机，其中N_t>N_r；发射机和接收机之间的无线信道系数为H，

其中

代表复数集合。信道在一个符号持续时间内不变，在不同的符号持续时间发生变化；采用传统的调制器在常规幅度和相位域中调制信息。

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