CN117770826A - 一种穿戴式心电信号读出电路 - Google Patents
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Abstract
本发明属于医疗设备技术领域，具体为一种穿戴式心电信号读出电路。本发明心电信号读出电路包括模拟前端和运动伪影消除环路；模拟前端包括多通道输出斩波电流平衡仪表放大器、两电极共模偏置环路、ETI激励电流源、低通滤波器、程控增益放大器、偏置电路以及时钟产生电路；运动伪影消除环路包括模数转换器、模数转换器以及片外自适应滤波器；多通道输出CBIA作为模拟前端的第一级，满足系统对功耗、输入阻抗以及共模抑制比的要求；同时多通道输出CBIA通过复用CBIA的跨阻级，即实现多通道输出，从而以较低的功耗代价实现ECG信号和皮肤‑电极阻抗信号的同步采集。本心电信号读出电路能够有效消除信号中存在较大波动干扰。
Description
技术领域
本发明属于医疗设备技术领域，具体涉及穿戴式心电信号读出电路。
背景技术
根据世界卫生组织的数据，每年约有1790万人被心血管疾病夺走了生命，因而与心脏相关的生理指标尤其值得关注。心电图(ECG)信号采集以非侵入式的方式记录心脏的电活动，是评估和诊断心血管疾病的重要手段。由于与心血管疾病相关的症状具有不确定性和间歇性，为了避免错过症状的出现，全天候不间断地测量ECG信号是非常必要的。长期采集ECG信号除了可以帮助控制和预防心血管疾病，还可以用于心律失常识别、睡眠呼吸暂停检测、心脏骤停预测、情绪识别以及生物识别。
可穿戴医疗设备可以长期监测人体的各种生理参数，如采集ECG信号以得到与心脏相关的生理指标。将其应用于门诊监护或家庭医疗保健中(例如在一些临床治疗以及术后康复的场合)可以帮助医生远程管理患者的疾病和健康状况，从而能够减少患者住院时间、提升医疗体验并降低医疗成本，因此可以预期可穿戴设备会被越来越多的消费者所接受。
但为了以持续和舒适的方式检测个体健康状况，可穿戴医疗设备的体积和重量都应该尽可能小，但设备的小型化通常也意味着更小的电池容量，所以需要低功耗设计来增强设备的续航能力。此外医疗应用对采集到的生理信号质量要求非常高，进而需要采集电路具有较高的测量精度。同时环境中各种类型的干扰与噪声均会影响信号的测量，所以提高电路的抗干扰性能和鲁棒性也是有必要的。因此为了实现高质量的动态ECG信号监测，采集系统需要克服众多电路方面的设计挑战。
采集系统在获取这类信号时，需要电极作为媒介将人体内的生理信号转换成可供电路处理的电信号。由于电极的非理想特性，通过电极采集到的信号中包含直流电极失调(DEO)电压，其幅值可高达几百毫伏。为避免DEO引起的增益与噪声的折中，模拟前端需要具有交流耦合特性。考虑到部分生物电势信号的下限频率可至0.5Hz，因此交流耦合对应的截止频率要比该频率更低。在片内集成无源电阻、电容实现大时间常数的滤波器会导致过大的芯片面积开销，故传统生物电势信号采集电路需要用到片外电容。2003年，Harrison等人提出使用改进后的电容耦合仪表放大器(CCIA)来获取EEG以及AP信号。该设计利用金属氧化物半导体(MOS)场效应晶体管工作在截止区时的超高阻抗，使得CCIA固有的高通截止频率在不使用片外元件的情况下达到0.025Hz。尽管该设计以16μA的功耗实现了轨到轨范围的DEO抑制，但是为了降低闪烁噪声的影响，其使用了两个3200μm2的晶体管作为放大器的输入管从而占据了较大的芯片面积。
相较单纯增大晶体管面积，斩波技术在互补金属氧化物半导体(CMOS)工艺中能够以更小的面积抑制闪烁噪声的影响，因此被广泛应用于对低频噪声敏感的场合。但斩波技术会消除原有电路的交流耦合特性，因此Yazicioglu和Denison先后在不同类型的斩波放大器中引入电流域的直流伺服环路(DSL)从而达到滤除DEO的目的。但Yazicioglu的设计需要在DEO抑制范围与电路功耗之间进行折中，而在Denison的设计中DEO抑制范围的提升会导致电路面积增大以及噪声性能恶化。2014年，Helleputte等人提出一种新型的电压域DSL，其消除了DEO抑制范围与电路功耗之间的折中关系，进而电路可以处理400mV的DEO。然而该设计中DSL直接反馈到放大器的输入端，因而设计时需要尽可能降低DSL自身的噪声水平以避免恶化整体电路噪声性能。2020年，Xu等人提出了一种直接交流耦合技术，该技术对斩波电流平衡仪表放大器(CBIA)的输入级负载进行了优化，从而可以在不影响电路噪声以及功耗的同时实现500mV的DEO抑制。
除了DEO，电极的非理想特性还包括电极-组织阻抗(ETI)。尽管湿电极可以提供较小的ETI从而缓解了源阻抗与模拟前端输入阻抗分压导致的信号衰减以及失真问题，但是应用湿电极时需要频繁更换新的电极，以避免导电凝胶变干导致的信号质量下降，所以全天候动态ECG信号采集中一般使用干电极作为采集媒介。干电极ETI的典型大小为1MΩ的电阻并联10nF的电容，模拟前端的输入阻抗需要远高于该值以减小信号采集误差。典型CMOS放大器的输入端为MOS管的栅极，因而其输入阻抗在低频下一般大于1GΩ，但是斩波技术的使用会使得该阻抗下降至原来的几百至几千分之一。针对这一问题，Xu等人提出使用正反馈环路(PFL)技术去提升斩波放大器的输入阻抗，但由于PFL对工艺、电压、温度(PVT)以及寄生变化非常敏感，因而该技术的阻抗提升效果以及鲁棒性并不理想。2016年，Chandrakumar等人使用辅助通路斩波技术缓解斩波导致的输入阻抗下降问题，该技术的反馈环路独立于主放大器工作，从而消除了PFL中阻抗提升倍数与稳定性之间的折中关系。尽管辅助通路斩波相较PFL可以实现更好的阻抗提升效果，但其会恶化电路的噪声性能。2017年，Butti等人提出在斩波切换的同时进行动态元件匹配操作，从源头上减小斩波开关切换时寄生电容所需的充放电电流大小，从而提高了斩波放大器的输入阻抗，但是该技术仅适用于斩波电流反馈仪表放大器(CFIA)。2022年，Qu等人提出使用局部PFL去降低斩波技术对输入阻抗的影响，从而避免了传统PFL只能应用于仪表放大器(IA)而不能应用于运算放大器的问题，但其阻抗提升效果仍然受限于PVT以及寄生变化。
为了更好地检测人体的健康状态，使用者需要尽可能全天候无间断地佩戴可穿戴医疗设备，因此减少电极数量以实现设备的小型化是具有吸引力的设计方案。传统ECG信号采集至少需要三个电极同时进行工作，其中有一个电极并不直接参与信号的采集，其主要功能是用于削弱环境中电源线干扰的影响。如果通过电路技术消除了电源线干扰的问题，两电极也可以实现ECG信号采集的功能。2019年，Koo等人提出一种可用于两电极ECG信号采集的电源线干扰消除技术。该技术通过共模电荷泵实现电源线干扰抑制，在220pF耦合电容的情况下最高能处理30Vpp的共模电压波动。但是该方案中模拟前端的输入阻抗、共模抑制比(CMRR)以及噪声性能因为电荷泵的引入而显著下降。相较上述技术，Xu等人提出使用基于电阻的共模反馈环路进行两电极ECG信号采集，可以获得更好的CMRR以及噪声指标，然而该技术只能处理500mVpp的共模扰动。2020年，Shu等人提出使用伪右腿驱动电路(RLD)对两电极ECG信号采集电路进行共模偏置，该技术在保证较高输入阻抗模拟前端的同时实现了130Vpp的共模干扰抑制。但是其伪RLD中的驱动放大器使用的是自适应偏置结构，其功耗效率较低。2021年，Koo等人对传统基于共模电荷泵的共模干扰消除环路进行了优化，在原有电路中嵌入最小均方根算法以提高电路的CMRR。然而该方案的实现需要一整套的数模混合电路，进而显著增加了系统的复杂度。
在工业界，许多模拟芯片龙头企业也都推出了可用于生物信号采集的模拟前端电路。亚德诺(ADI)半导体公司的型号为ADAS1000的产品可在测量ECG信号的同时进行人体呼吸以及脉搏检测，此外其内部集成了起搏信号检测算法，因而其不仅可以应用于一般性的动态心电监护仪，也可以应用于如自动体外除颤等紧急场合。德州仪器(TI)半导体公司推出的AFE 4900产品是一款同步ECG信号和光电血容积信号采集的模拟前端，该产品适用于心率检测和毛细血管氧饱和度检测的应用场景。AFE 4900内有模式挡位可供设计者选择，当切换成4kHz的独立ECG信号采样时，其1Hz至150Hz的输入参考积分噪声为1.25μVrms。美信公司的MAX30004产品提供了一整套针对可穿戴设备优化的心率检测模拟前端解决方案。该模拟前端在三电极ECG信号采集配置下具有500MΩ的输入阻抗、100dB的CMRR、65mVpp的交流动态输入范围。其高输入阻抗和高CMRR的特性减小了长期动态ECG信号采集中干电极大ETI所引起的误差，大的交流动态输入范围避免了运动伪影导致的模拟前端饱和问题。但是当该产品配置成两电极ECG信号采集模式时，其整体电路的输入阻抗以及CMRR指标会显著下降。
构成测量系统的电路本身由于其固有的非理想特性会影响ECG信号的采集。一方面电阻、MOS管等器件都会自发产生热噪声进而引入测量误差，另一方面测量ECG信号时关注的是0.5Hz到150Hz的频段，因而MOS管的闪烁噪声会显著干扰ECG信号测量。
为了获取人体的ECG信号，测量系统需要通过电极将人体内部的生理信号转换为可供电路处理的电信号。电极接触人体形成的界面存在许多非理想特性，如直流电极失调、电极-组织阻抗等。因此电路需要具有宽直流输入范围以及高输入阻抗的特性。
传统ECG信号采集需要三个电极同时工作，但其中有一个电极并不直接参与信号的采集，其主要功能是削弱环境中工频干扰。从提高便携性的角度考虑，两电极ECG信号采集相较三电极更具吸引力，然而偏置电极的缺失使得其非常容易受到工频干扰的影响。因此电路需要能够处理两电极ECG采集时的大幅度工频干扰。
在医院临床的ECG信号监测场景中，人体处于静息状态且测量环境平稳可控。而利用穿戴式设备监测时，面临的是全天实时动态测量，人体的行为和周边环境无法预测，因而会导致额外的设计挑战，尤其是人体运动时产生的运动伪影。
图1展示了ECG信号采集中各种信号的幅值和频率分布范围，如何消除红色干扰信号的影响是本发明要解决的技术问题。
发明内容
本发明的目的在于提供一种能够消除工频干扰的高性能穿戴式心电信号读出电路。
本发明提出的高性能穿戴式心电信号读出电路，支持两电极心电信号采集，消除运动伪影，其性能指标非常适合于穿戴式心电信号采集设备。系统架构图如图2所示，从功能上划分，可以分为两部分：模拟前端和运动伪影消除环路；模拟前端包括多通道输出斩波电流平衡仪表放大器(CBIA)(简称多通道输出斩波CBIA)、两电极共模偏置环路、ETI激励电流源、低通滤波器(LPF)、程控增益放大器(PGA)、偏置生成电路以及时钟产生电路；运动伪影消除环路包括模数转换器(ADC)、数模转换器(DAC)以及片外自适应滤波器；其中：
所述多通道输出斩波CBIA，用于放大人体的心电信号(ECG)和采集电极的皮肤-电极阻抗信号(ETI)，其输入端与ETI激励电流源、两电极共模偏置环路以及采集电极相连，输出端与LPF输入端相连；多通道输出斩波CBIA电路由一个跨导(TC)级和三个跨阻(TI)级构成；三个通道：ECG(处理人体心电信号)、ETII(处理ETI信号的实部)和ETIQ(处理ETI信号的虚部)对应三个TI级的输出；
具体地，多通道输出斩波CBIA电路结构如图3所示，TC级的输入作为整个多通道输出斩波CBIA的输入端，输出同时与三个TI级的输入相连，从而实现节省功耗和面积的目的。不同TI级的区别在于斩波器CH_UM的时钟频率和相位，ECG通道、ETII通道和ETIQ通道分别对应一个TI级的输出；TC级由8个晶体管M1-M8、2个斩波器CH_M、CH_BS以及电容CIN和电阻RIN经电路连接组成，TI级由4个M9-M12、斩波器CH_UM和电阻ROUT经电路连接组成；TC级中晶体管M1、M2将多通道输出斩波CBIA输入端的信号(VIP-VIN)缓冲到电阻RIN和电容CIN的两端；其中，晶体管M1和M2由复合晶体管MA、MB、MC构成，用于增大电路的输入阻抗和CMRR；电容CIN和电阻RIN可以将输入信号中的直流分量进行滤除，而输入信号中的交流信号可以通过电流镜M3、M4镜像到TI级中的晶体管M9和M10，并流经电阻ROUT形成放大后的输入信号(VOP-VON)；TC级中的斩波器CH_M、CH_BS和TI级中的斩波器CH_UM用于消除电路失调和闪烁噪声的影响；TC级中的晶体管M5、M6、M7、M8用于扩大电路的共模输入范围；TI级中的晶体管M11、M12用于偏置输出级。
所述两电极共模偏置环路，用于消除电极采集人体心电信号过程中电气设备引入的工频干扰，其输入端和输出端与ETI激励电流源、多通道输出斩波CBIA以及采集电极相连。
所述ETI激励电流源，用于产生采集电极的ETI信号，其输入端与内部偏置生成电路相连，输出端与多通道输出斩波CBIA、两电极共模偏置环路以及采集电极相连。
所述低通滤波器(LPF)，用于滤除多通道输出斩波CBIA中ECG通道内的高频ETI信号，以及ETII和ETIQ通道内的高频ECG信号，其输入端与多通道输出斩波CBIA相连，输出端与PGA相连。
具体地，如图2所示，经过电极采集和ETI激励电流源激励，在A处(多通道输出斩波CBIA的输入端)ECG信号能量分布在低频，ETI信号能量分布在fCH/2。经过TI级斩波频率为fCH的斩波器处理，在B处(多通道输出斩波CBIA中TC级的输出端)ECG信号能量被搬移到了fCH/2，ETI信号能量别搬移到了fCH。TC级采用斩波频率为fCH的斩波器解调，可以在C处(多通道输出斩波CBIA中ECG通道TI级的输出端)看到能量分布在低频的ECG信号和能量分布在fCH/2的ETI信号，采用斩波频率为fCH/2的斩波器解调可以在D、E处(多通道输出斩波CBIA中ETII通道和ETIQ通道TI级的输出端)看到能量分布在低频的ETI信号和能量分布在fCH/2的ECG信号，从而实现分隔开不同TC级中ECG信号和ETI信号所处频率的效果，基于此低通滤波器(LPF)可以滤除ECG通道中的ETI信号，ETI通道中的ECG信号。
所述程控增益放大器(PGA)，用于进一步放大采集到的ECG信号和ETI信号；ECG通道中的PGA输入端与所述低通滤波器(LPF)和DAC相连，ETII和ETIQ通道中的PGA输入端与LPF相连，ECG、ETII和ETIQ通道中的PGA输出端都与ADC相连。
所述偏置电路，用于提供电路所需的偏置信号，其输入端与片外可调电阻相连，输出端与片内需要偏置的电路相连。
所述时钟产生电路，用于提供电路所需的时钟信号，其输入端与片外时钟源相连，输出端与片内需要时钟的电路相连。
所述ADC，用于将采集到的ECG信号和ETI信号量化为数字信号，进而为片外自适应滤波提供输入信号，其输入端与LPF相连，输出端与片外自适应滤波模块相连。
所述DAC，用于将自适应滤波模块产生的误差反馈数字信号转换为模拟信号，进而再模拟域消除运动伪影，其输入端与自适应滤波器相连，输出端与PGA相连。片外自适应滤波器用于产生与运动伪影相关的误差反馈数字信号，其输入端与ADC相连，输出端与DAC相连。
本发明的穿戴式心电信号读出电路的工作流程(即信号流向)如下：
穿戴式心电信号读出电路与电极相连并将电极连接到人体后，在读出电路输入端可以看到人体的心电信号；此外该心电信号上还叠加了外部电磁干扰引入的共模干扰信号，电极引入的直流电极失调电压信号，ETI激励电流源产生的ETI信号。其中，共模干扰信号会被两电极共模偏置环路所吸收，因而送入到多通道输出斩波CBIA输入端的信号是心电信号、电极引入的直流电极失调电压信号以及ETI信号的叠加，心电信号能量集中在比直流高0.5Hz处的低频，直流电极失调电压信号能量集中在直流处，ETI信号能量集中在高频。经过多通道输出斩波CBIA中TC级的处理，直流电极失调电压信号会被直接滤波，出现在TC级输出端的信号是心电信号和ETI信号的叠加。随后经过多通道输出斩波CBIA中TI级的处理，ECG通道中心电信号能量仍维持在低频，ETI信号仍维持在高频；ETII通道中心电信号被调制到高频，ETI信号被调制到低频；ETIQ通道中心电信号被调制到高频，ETI信号被调制到低频且发生90°相移。随后ECG通道中的LPF会滤除该通道中的ETI信号而保留ECG信号；ETII通道中的LPF会滤除该通道中的ECG信号而保留ETI信号；ETIQ通道中的LPF会滤除该通道中的ECG信号而保留相移90°的ETI信号。
进一步地，ECG通道中的PGA会对ECG信号进行放大，同时减去片外自适应滤波器计算出来的经DAC处理的运动伪影反馈信号；ETII通道中的PGA会对ETI信号进行放大；ETIQ通道中的PGA会对相移90°的ETI信号进行放大。
进一步地，ADC会时分复用分别将ECG、ETII、ETIQ通道中的ECG、ETI、相移90°的ETI信号从模拟域转换到数字域，供片外自适应滤波进行算法处理。片外自适应滤波器将计算出来的运动伪影反馈信号送入到DAC输入端，DAC将得到的运动伪影反馈信号从数字域转换到模拟域送入到ECG通道中PGA进而实现运动伪影消除。
本发明中，为了避免闪烁噪声干扰ECG信号，在CBIA处进行斩波以消除闪烁噪声的影响，而CBIA后级电路闪烁噪声的影响会被CBIA的增益所抑制因而可以被忽略；同时由于CBIA是模拟前端的第一级，在此处进行斩波也可以提高系统的CMRR，但斩波会导致系统输入阻抗下降。为此本发明对CBIA输入晶体管进行了优化，减小了输入晶体管栅端对地的寄生电容，以缓解输入阻抗下降问题。此外本发明使用直接交流耦合技术，以实现高鲁棒性的DEO抑制。同时为克服两电极ECG信号采集时面临的显著工频干扰，本发明采用基于电流源的共模干扰消除环路并联在电路的输入端，并提出通过class-AB结构作为环路中的驱动放大器以提高电路的驱动-功耗效率。以下将对上述内容进行更细致的介绍。
(A)闪烁噪声消除和输入阻抗提升
图3给出了本发明设计的多通道输出斩波CBIA的电路原理图。图3(a)为斩波CBIA的跨导(TC)级，图3(b)为TI级，多通道输出是通过并联三个TI级的输入VMP、VMN到TC级的输出VMP、VMN实现，不同TI级的区别在于斩波器CH_UM的控制时钟。
TC级中围绕晶体管M1、M2构成的翻转电压跟随器可等效为单位增益放大器，其功能是将输入信号VIP和VIN拷贝到TC级负载RIN和CIN的两侧进而产生输入电流：
该电流经由M3和M9、M4和M10构成的电流镜，以1:N的增益传输到TI级负载ROUT上，因此整体电路的传输函数为：
为了缓解斩波技术会降低放大器输入阻抗的问题，本发明采用偏置追踪的复合管作为斩波CBIA中TC级的输入管；如图4所示。该方案通过减小斩波器后端寄生电容的大小以抑制斩波开关电容电阻的影响，具体分析如下：由于本发明中TC级的输入管构成翻转电压跟随器结构，因而流经MOS管MA和MB的电流为恒定值，同时MC上的电流也由电流源IC确定为恒定值。
根据上述电流关系可得，MOS管MA、MB和MC的栅源电压为固定值，故当斩波CBIA输入端出现电压波动时，MOS管MA的源端、漏端和衬底端电压也会经历同摆幅的波动，从而等效消除了MOS管MA的寄生电容CGS、CGD和CGB。而斩波开关电容电阻与斩波器后侧寄生电容的大小成反比，因此偏置追踪的复合管作输入管从源头上缓解了斩波导致的输入阻抗下降问题。偏置追踪的复合管应用在本发明时，其引起的额外噪声主要源于偏置电流源IC，因此本发明将电流源IC的电流大小设置为0.1μA，以最小化其噪声恶化。
(B)运动伪影消除
本发明采用自适应滤波算法以消除人体活动时产生的运动伪影。为实现自适应滤波，需要有与运动伪影相关的信号作为参考信号。本发明通过同步ECG和ETI信号采集可以获取算法所需的参考信号。电路工作时，ETI激励电流源往输入端注入电流测量ETI的过程会干扰原有ECG信号的测量。造成上述问题的原因在于系统的ETI和ECG信号测量共用了一个通道，因此ETI注入电流所产生的ETI信号会叠加在ECG信号之上，进而在ECG信号产生了扰动。为了解决上述问题，本发明借用频分复用的思想通过调制与解调手段分离ETI和ECG所在频段，进而在不同通道得到所需的信号。
如图2所示，经过电极采集和ETI激励电流源激励，在A处(多通道输出斩波CBIA的输入端)ECG信号能量分布在低频，ETI信号能量分布在fCH/2。经过TI级斩波频率为fCH的斩波器处理，在B处(多通道输出斩波CBIA中TC级的输出端)ECG信号能量被搬移到了fCH/2，ETI信号能量别搬移到了fCH。TC级采用斩波频率为fCH的斩波器解调，可以在C处(多通道输出斩波CBIA中ECG通道TI级的输出端)看到能量分布在低频的ECG信号和能量分布在fCH/2的ETI信号，采用斩波频率为fCH/2的斩波器解调可以在D、E处(多通道输出斩波CBIA中ETII通道和ETIQ通道TI级的输出端)看到能量分布在低频的ETI信号和能量分布在fCH/2的ECG信号，从而实现分隔开不同TC级中ECG信号和ETI信号所处频率的效果，基于此低通滤波器(LPF)可以滤除ECG通道中的ETI信号，ETI通道中的ECG信号。
在图2所示的系统框图中，ETI有同步解调和正交解调两个通道输出，其目的是同时得到ETI的实部和虚部。
本发明中，多通道输出斩波CBIA作为模拟前端的第一级，可以显著提高系统的噪声-功耗效率、输入阻抗；同时多通道输出斩波CBIA的TI级通过复用TC级，就可以实现多通道输出，因而本发明可以以较低的功耗代价实现ECG信号和ETI信号的同步采集。
附图说明
图1为常规ECG信号采集中各种信号的幅值和频率分布范围图示。
图2为本发明心电信号读出电路结构图示。
图3为本发明中多通道输出斩波CBIA的电路原理图。其中，(a)TC级；(b)TI级。
图4为本发明中多通道输出斩波CBIA中复合晶体管M1，M2的原理分析图。
图5为本发明设计电路的输入参考噪声测试结果。
图6为本发明设计电路的输入阻抗测试结果。
图7为本发明设计电路在不同DEO下的增益测试结果。
图8为本发明设计电路对开展身体活动的人体的心电信号采集结果。
具体实施方式
本发明基于TSMC 0.18μm CMOS工艺设计了一款芯片，以验证本发明的可行性和实际优越性。本发明设计的穿戴式心电信号读出电路结构框架图如图2所示，包括多通道输出斩波CBIA、两电极共模偏置环路、ETI激励电流源、LPF、PGA、偏置电路、时钟产生电路、ADC、DAC、片外自适应滤波器。多通道输出斩波CBIA用于分离ECG信号和ETI信号所在频率；两电极共模偏置环路用于消除电极采集人体心电信号过程中电气设备引入的工频干扰；ETI激励电流源用于产生采集电极的ETI信号；LPF用于滤除多通道输出斩波CBIA中ECG通道内的高频ETI信号，ETII和ETIQ通道内的高频ECG信号；PGA用于进一步放大采集到的ECG信号和ETI信号；偏置电路用于提供电路所需的偏置信号；时钟产生电路用于提供电路所需的时钟信号；ADC用于将采集到的ECG信号和ETI信号量化为数字信号；片外自适应滤波器用于产生与运动伪影相关的误差反馈数字信号；DAC用于将自适应滤波模块产生的误差反馈数字信号转换为模拟信号。
本发明中，图3中的多通道输出斩波CBIA为图2中多通道输出斩波CBIA的具体实施电路方式，其由一个跨导(TC)级和三个跨阻(TI)级构成，TC级的输入作为整个多通道输出斩波CBIA的输入端，TC级的输出同时与三个TI级的输入相连，三个TI级的输出分别作为ECG通道，ETII通道，ETIQ通道的输入。多通道输出斩波CBIA的TC级中斩波器CH_M的输入端作为整个多通道输出斩波CBIA的输入端，CH_M的输出端与TC级中复合晶体管M1，M2的栅端相连，复合晶体管M1，M2的源端分别与两个电阻RIN/2的正端相连，两个电阻RIN/2的负端与斩波器CH_BS的输入端相连，斩波器CH_BS的输出端与电容CIN相连。经过斩波器CH_M，CH_BS和复合晶体管M1，M2的处理，多通道输出斩波CBIA输入端的电压信号(VIP-VIN)被缓冲到复合晶体管M1，M2的源端，该电压信号通过两个电阻RIN/2，斩波器CH_BS和电容CIN被转换为电流电流，进而消除了输入信号中的直流电极失调电压信号，保留了输入信号中的ECG信号和ETI信号。复合晶体管M1，M2的漏端分别与晶体管M5，M6的漏端相连，M5，M6的源端与地(GND)相连，M5，M6的栅端与偏置电压相连。复合晶体管M1和M2由晶体管MA，MB，MC和电流源IC组成，MA的栅端作为复合晶体管M1，M2的栅端，晶体管MA和MC的源端相连作为复合晶体管M1，M2的源端，晶体管MB的漏端作为复合晶体管M1，M2的漏端，晶体管MB的源端与晶体管MA的漏端相连，晶体管MB的栅端和晶体管MC的栅端与漏端相连，并进一步与电流源IC的正端相连，电流源IC的负端与地(GND)相连。晶体管M5，M6的漏端进一步分别连接到晶体管M7，M8的源端，晶体管M7，M8的栅端与偏置电压相连，晶体管M7，M8的漏端分别与电流源I1，I2的负端相连，电流源I1，I2的正端与电源(VDD)相连。电流源I1，I2的负端进一步分别连接到晶体管M3，M4的栅端，晶体管M3，M4的栅端作为多通道输出斩波CBIA的TC级的输出端，晶体管M3，M4的源端与电源(VDD)相连，晶体管M3，M4的漏端进一步分别连接到复合晶体管M1，M2的源端。经过斩波器CH_M，CH_BS和复合晶体管M1，M2的处理，输入电压信号中的ECG信号和ETI信号被转换为电流信号，该电流信号通过晶体管M3和M9，M4和M10从多通道输出斩波CBIA的TC级传输到多通道输出斩波CBIA的TI级。多通道输出斩波CBIA的TI级中晶体管M9和M10的栅端作为TI级的输入端，并与TC级中晶体管M3，M4的栅端相连，晶体管M9，M10的源端与电源(VDD)相连，晶体管M9，M10的漏端与斩波器CH_UM的输入端相连。斩波器CH_UM的输出端与电阻ROUT的正端和负端相连，并作为TI级的输出端，进一步的，电阻ROUT的正端和负端分别与晶体管M11，M12的漏端相连。晶体管M11，M12的栅端与偏置电压相连，晶体管M11，M12的源端与地(GND)相连。从多通道输出斩波CBIA的TC级传输到多通道输出斩波CBIA的TI级的电流信号流经电阻ROUT形成后会产生输出电压信号(VOP-VON)，该信号包含了幅值放大了后的ECG信号和ETI信号。
整个发明所设计的穿戴式心电信号读出电路工作流程如下：
如图2所示，两电极共模偏置环路可以消除外部环境引入的共模干扰，ETI激励电流源可以产生与电极相关的ETI信号，通过多通道输出斩波CBIA的TC级处理，输入信号中的直流电极失调电压信号被消除，出现在多通道输出斩波CBIA的TC级输出端的是ECG信号和ETI信号的叠加，随后经过ECG、ETII、ETIQ通道中LPF，PGA的进一步处理可以分别在ECG、ETII、ETIQ通道得到独立的ECG信号、ETI信号、相移90°的ETI信号，ADC对各个通道得到的ECG信号、ETI信号、相移90°的ETI信号进行数字量化送入片外自适应滤波器，该自适应滤波器对送入的ECG信号和ETI信号进行算法处理，可以计算出人体开展身体活动所引入的运动伪影信号，将得到运动伪影信号送入DAC转换成模拟信号反馈到ECG通道PGA处，进而实现人体运动状态下的ECG信号测量。
图5给出了本发明的输入参考噪声指标，电路的噪底约为50nV/√Hz，0.5-150Hz带宽内的输入参考积分噪声为0.76μVrms。图6给出了本发明的输入参考噪声指标，电路的直流输入阻抗约为3.1GΩ。图7给出了不同DEO下电路的增益，可以看出当DEO不大于600mV时，电路增益波动小于0.5％，因而电路的直流输入范围可至600mV。
图8给出了不作额外处理时实际人体心电信号的采集结果，由于采集时人体在进行身体活动，因而采集到的原始ECG信号如图8蓝色曲线所示存在较大运动伪影干扰分量，甚至电路发生了饱和。而原始ECG信号通过本发明的处理后，如图8黄色曲线所示大部分的运动伪影干扰分量被消除，饱和现象也被避免。
Claims (5)
1.一种穿戴式心电信号读出电路，其特征在于，分为两部分：模拟前端和运动伪影消除环路；模拟前端包括多通道输出斩波CBIA、两电极共模偏置环路、皮肤电极阻抗ETI激励电流源、低通滤波器LPF、程控增益放大器PGA、偏置生成电路以及时钟产生电路；运动伪影消除环路包括模数转换器ADC、数模转换器DAC以及片外自适应滤波器；其中：
所述多通道输出斩波CBIA，用于放大人体的心电信号ECG和采集电极的皮肤-电极阻抗信号ETI，其输入端与ETI激励电流源、两电极共模偏置环路以及采集电极相连，输出端与低通滤波器LPF输入端相连；多通道输出斩波CBIA电路由一个跨导TC级和三个跨阻TI级构成；三个通道：处理人体心电信号ECG、处理ETI信号的实部ETII和处理ETI信号的虚部ETIQ对应三个TI级的输出；
所述两电极共模偏置环路，用于消除电极采集人体心电信号过程中电气设备引入的工频干扰，其输入端和输出端与ETI激励电流源、多通道输出斩波CBIA以及采集电极相连；
所述ETI激励电流源，用于产生采集电极的ETI信号，其输入端与内部偏置生成电路相连，输出端与多通道输出斩波CBIA、两电极共模偏置环路以及采集电极相连；
所述低通滤波器LPF，用于滤除多通道输出斩波CBIA中ECG通道内的高频ETI信号，以及ETII和ETIQ通道内的高频ECG信号，其输入端与多通道输出斩波CBIA相连，输出端与程控增益放大器PGA相连；
所述程控增益放大器PGA，用于进一步放大采集到的ECG信号和ETI信号；ECG通道中的程控增益放大器PGA输入端与所述低通滤波器LPF和数模转换器DAC相连，ETII和ETIQ通道中的程控增益放大器PGA输入端与LPF相连，ECG、ETII和ETIQ通道中的程控增益放大器PGA输出端都与模数转换器ADC相连；
所述偏置电路，用于提供电路所需的偏置信号，其输入端与片外可调电阻相连，输出端与片内需要偏置的电路相连；
所述时钟产生电路，用于提供电路所需的时钟信号，其输入端与片外时钟源相连，输出端与片内需要时钟的电路相连；
所述模数转换器ADC，用于将采集到的ECG信号和ETI信号量化为数字信号，进而为片外自适应滤波提供输入信号，其输入端与低通滤波器LPF相连，输出端与片外自适应滤波模块相连；
所述数模转换器DAC，用于将自适应滤波模块产生的误差反馈数字信号转换为模拟信号，进而再模拟域消除运动伪影，其输入端与自适应滤波器相连，输出端与程控增益放大器PGA相连；片外自适应滤波器用于产生与运动伪影相关的误差反馈数字信号，其输入端与模数转换器ADC相连，输出端与数模转换器DAC相连。
2.根据权利要求1所述的穿戴式心电信号读出电路，其特征在于，所述多通道输出斩波CBIA电路中，TC级的输入作为整个多通道输出斩波CBIA的输入端，输出同时与三个TI级的输入相连，从而实现节省功耗和面积的目的；不同TI级的区别在于斩波器CH_UM的时钟频率和相位，ECG通道，ETII通道和ETIQ通道对应三个TI级的输出；
TC级由8个晶体管M1-M8、2个斩波器CH_M、CH_BS以及电容CIN和电阻RIN经电路连接组成，TI级由4个M9-M12、斩波器CH_UM和电阻ROUT经电路连接组成；TC级中晶体管M1、M2将多通道输出斩波CBIA输入端的信号VIP-VIN缓冲到电阻RIN和电容CIN的两端；其中，晶体管M1和M2由复合晶体管MA、MB、MC构成，用于增大电路的输入阻抗和CMRR；电容CIN和电阻RIN可以将输入信号中的直流分量进行滤除，而输入信号中的交流信号可以通过电流镜M3、M4镜像到TI级中的晶体管M9和M10，并流经电阻ROUT形成放大后的输入信号VOP-VON；TC级中的斩波器CH_M、CH_BS和TI级中的斩波器CH_UM用于消除电路失调和闪烁噪声的影响；TC级中的晶体管M5、M6、M7、M8用于扩大电路的共模输入范围；TI级中的晶体管M11、M12用于偏置输出级。
3.根据权利要求1所述的穿戴式心电信号读出电路，其特征在于，经过电极采集和ETI激励电流源激励，在多通道输出斩波CBIA的输入端A处的ECG信号能量分布在低频，ETI信号能量分布在fCH/2；经过TI级斩波频率为fCH的斩波器处理，在多通道输出斩波CBIA中TC级的输出端B处的ECG信号能量被搬移到了fCH/2，ETI信号能量别搬移到fCH；TC级采用斩波频率为fCH的斩波器解调，在多通道输出斩波CBIA中ECG通道TI级的输出端C处看到能量分布在低频的ECG信号和能量分布在fCH/2的ETI信号，采用斩波频率为fCH/2的斩波器解调在多通道输出斩波CBIA中ETII通道和ETIQ通道TI级的输出端D、E处看到能量分布在低频的ETI信号和能量分布在fCH/2的ECG信号，从而实现分隔开不同TC级中ECG信号和ETI信号所处频率的效果，基于此低通滤波器LPF可以滤除ECG通道中的ETI信号，ETI通道中的ECG信号。
4.根据权利要求1-3之一所述的穿戴式心电信号读出电路，其特征在于，工作流程如下：
所述的穿戴式心电信号读出电路与电极相连并将电极连接到人体后，在读出电路输入端看到人体的心电信号，此外心电信号上还叠加了外部电磁干扰引入的共模干扰信号和ETI激励电流源产生的ETI信号；其中共模干扰信号被两电极共模偏置环路所吸收，因而送入到多通道输出斩波CBIA输入端的信号是心电信号与ETI信号的叠加，心电信号能量集中在低频，ETI信号能量集中在高频；经过多通道输出斩波CBIA处理，其ECG通道中心电信号能量仍维持在低频，ETI信号仍维持在高频；ETII通道中心电信号被调制到高频，ETI信号被调制到低频；ETIQ通道中心电信号被调制到高频，ETI信号被调制到低频且发生90°相移；随后ECG通道中的LPF滤除该通道中的ETI信号而保留ECG信号；ETII通道中的LPF滤除该通道中的ECG信号而保留ETI信号；ETIQ通道中的LPF滤除该通道中的ECG信号而保留相移90°的ETI信号。
5.根据权利要求4所述的穿戴式心电信号读出电路，其特征在于：
ECG通道中的PGA对ECG信号进行放大，同时减去片外自适应滤波器计算出来的经DAC处理的运动伪影反馈信号；ETII通道中的PGA对ETI信号进行放大；ETIQ通道中的PGA对相移90°的ETI信号进行放大；
ADC通过时分复用分别将ECG、ETII、ETIQ通道中的ECG、ETI、相移90°的ETI信号从模拟域转换到数字域，供片外自适应滤波进行算法处理；片外自适应滤波器将计算出来的运动伪影反馈信号送入到DAC输入端，DAC将得到的运动伪影反馈信号从数字域转换到模拟域送入到ECG通道中PGA进而实现运动伪影消除。
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