[go: up one dir, main page]

CN116256665A - 光伏逆变器及漏电流检测装置 - Google Patents

光伏逆变器及漏电流检测装置 Download PDF

Info

Publication number
CN116256665A
CN116256665A CN202310120732.3A CN202310120732A CN116256665A CN 116256665 A CN116256665 A CN 116256665A CN 202310120732 A CN202310120732 A CN 202310120732A CN 116256665 A CN116256665 A CN 116256665A
Authority
CN
China
Prior art keywords
leakage current
switching tube
resistor
current detection
power supply
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202310120732.3A
Other languages
English (en)
Inventor
胡天琪
施辉
惠利斌
孙承飞
肖寓芳
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Huawei Digital Power Technologies Co Ltd
Original Assignee
Huawei Digital Power Technologies Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Huawei Digital Power Technologies Co Ltd filed Critical Huawei Digital Power Technologies Co Ltd
Priority to CN202310120732.3A priority Critical patent/CN116256665A/zh
Publication of CN116256665A publication Critical patent/CN116256665A/zh
Priority to PCT/CN2024/071988 priority patent/WO2024160036A1/zh
Priority to EP24709626.6A priority patent/EP4435454A4/en
Priority to US18/747,832 priority patent/US20240339914A1/en
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R15/00—Details of measuring arrangements of the types provided for in groups G01R17/00 - G01R29/00, G01R33/00 - G01R33/26 or G01R35/00
    • G01R15/14—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks
    • G01R15/18—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks using inductive devices, e.g. transformers
    • G01R15/183—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks using inductive devices, e.g. transformers using transformers with a magnetic core
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
    • G01R31/50—Testing of electric apparatus, lines, cables or components for short-circuits, continuity, leakage current or incorrect line connections
    • G01R31/52—Testing for short-circuits, leakage current or ground faults
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/003—Constructional details, e.g. physical layout, assembly, wiring or busbar connections
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/60—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being bipolar transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
    • H03K5/22—Circuits having more than one input and one output for comparing pulses or pulse trains with each other according to input signal characteristics, e.g. slope, integral
    • H03K5/24—Circuits having more than one input and one output for comparing pulses or pulse trains with each other according to input signal characteristics, e.g. slope, integral the characteristic being amplitude
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R15/00—Details of measuring arrangements of the types provided for in groups G01R17/00 - G01R29/00, G01R33/00 - G01R33/26 or G01R35/00
    • G01R15/14—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks
    • G01R15/18—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks using inductive devices, e.g. transformers
    • G01R15/183—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks using inductive devices, e.g. transformers using transformers with a magnetic core
    • G01R15/185—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks using inductive devices, e.g. transformers using transformers with a magnetic core with compensation or feedback windings or interacting coils, e.g. 0-flux sensors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J2300/00—Systems for supplying or distributing electric power characterised by decentralized, dispersed, or local generation
    • H02J2300/20—The dispersed energy generation being of renewable origin
    • H02J2300/22—The renewable source being solar energy
    • H02J2300/24—The renewable source being solar energy of photovoltaic origin
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for AC mains or AC distribution networks
    • H02J3/38—Arrangements for parallely feeding a single network by two or more generators, converters or transformers
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
    • H03K3/01—Details
    • H03K3/012—Modifications of generator to improve response time or to decrease power consumption
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
    • Y02E10/00—Energy generation through renewable energy sources
    • Y02E10/50—Photovoltaic [PV] energy
    • Y02E10/56—Power conversion systems, e.g. maximum power point trackers

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

本申请提供了一种光伏逆变器及漏电流检测装置，光伏逆变器包括磁环、漏电流检测绕组、调制波电路、滤波电路和第一直流电源。调制波电路包括第一推挽电路、比较器、第二直流电源和漏电流采样电阻，第一推挽电路包括第一开关管和第二开关管。第一开关管在比较器输出第一电平信号时导通，以控制第一直流电源使漏电流检测绕组处于第一充电状态；第二开关管在比较器输出第二电平信号时导通，以控制第二直流电源使漏电流检测绕组处于第二充电状态。比较器输出载波信号，漏电流检测绕组处于充电饱和状态时比较器输出的电平信号翻转。滤波电路基于载波信号对漏电流采样电阻两端的电压信号进行滤波，得到漏电压信号。采用本申请，可提高漏电流检测精度。

Description

光伏逆变器及漏电流检测装置
技术领域
本申请涉及电源技术领域，尤其涉及一种光伏逆变器及漏电流检测装置。
背景技术
目前，漏电流检测方式主要是通过漏电流传感器实现的，漏电流传感器包括磁环和缠绕在磁环上的检测绕组。漏电流传感器工作时，漏电流传感器所在检测装置通过给检测绕组提供一个固定频率、固定波形的交变电流进行激励，使磁环往复磁化达到饱和。在不存在外在电流所产生的被测磁场时，检测绕组输出的感应电动势波形正负上下对称。当待检测设备的交流侧产生漏电流时，磁环中同时存在漏电流磁场和激励交变磁场，漏电流磁场在前半周期内使磁环提前达到饱和，而在另外半个周期内使磁环延迟饱和。因此，造成激励周期内正负半周不对称，从而使输出电压曲线中出现振幅差。该振幅差与被测漏电流所产生的磁场成正比，因此检测装置可以利用振幅差来检测磁环中所通过的电流。
在上述漏电流检测方式中，检测绕组上的电流通常会受到检测绕组所在充电回路的最大电流值的限制，其中，上述充电回路的最大电路值由充电回路中电路元件的限流值决定。当检测绕组所在充电回路的最大电流值较小时，会使得检测绕组进入充电饱和状态所需的时间较长，从而导致检测装置的漏电流检测精度降低。
发明内容
本申请提供了一种光伏逆变器及漏电流检测装置，可提高漏电流检测精度。
第一方面，本申请提供了一种光伏逆变器，该光伏逆变器的输入端和输出端分别用于连接光伏组串和交流电网，光伏逆变器包括逆变电路、磁环、漏电流检测绕组、调制波电路、滤波电路和第一直流电源。其中，漏电流检测绕组缠绕在磁环上，逆变电路的输出端与光伏逆变器的输出端之间的连接线从磁环中穿过。调制波电路包括第一推挽电路、比较器、第二直流电源和漏电流采样电阻，第一推挽电路包括第一开关管和第二开关管，其中：第一开关管和第二开关管的串联连接处连接漏电流检测绕组的第一端，漏电流检测绕组的第二端连接漏电流采样电阻，第一开关管的控制端和第二开关管的控制端连接比较器的输出端，第一开关管用于在比较器输出第一电平信号时处于导通状态，以控制第一直流电源使漏电流检测绕组处于第一充电状态。第二开关管用于在比较器输出第二电平信号时处于导通状态，以控制第二直流电源使漏电流检测绕组处于第二充电状态，漏电流检测绕组处于第一充电状态下的电流方向与漏电流检测绕组处于第二充电状态下的电流方向相反。比较器的正相输入端和反相输入端分别连接漏电流检测绕组的第一端和第二端，比较器的输出端连接第一直流电源的输出端，用于输出载波信号，载波信号包括间隔的第一电平信号和第二电平信号，漏电流检测绕组处于充电饱和状态时比较器输出的电平信号翻转。滤波电路的输入端分别连接漏电流采样电阻的两端，用于基于载波信号对漏电流采样电阻两端的电压信号进行滤波，得到漏电压信号。
可以理解的，光伏逆变器通过第一开关管和第一直流电源构成漏电流检测绕组在第一充电状态下的充电回路，以及由第二开关管和第二直流电源构成漏电流检测绕组在第二充电状态下的充电回路，又由于推挽电路中各开关管所能通过的负载电流值大，从而使得漏电流检测绕组在处于充电状态时的电流值增大，进而缩短漏电流检测绕组进入充电饱和状态所需的时长，以提高光伏逆变器检测漏电流的检测精度。
结合第一方面，在第一种可能的实施方式中，第一开关管的第一端和第二端分别连接第一直流电源的输出端和第二开关管的第一端，第二开关管的第二端连接参考地。可以理解的，调制波电路通过采用上N下P结构的推挽电路，可增大漏电流检测绕组所在充电回路的电流值，从而缩短漏电流检测绕组进入充电饱和所需要的时长，进而提高光伏逆变器检测漏电流的检测精度。
结合第一方面或者第一方面第一种可能的实施方式，在第二种可能的实施方式中，调制波电路还包括第一电阻、第二电阻和第三电阻，其中，比较器的正相输入端通过第一电阻连接第二直流电源的输出端，比较器的正相输入端通过第二电阻连接漏电流检测绕组的第一端。比较器的反相输入端通过第三电阻连接漏电流检测绕组的第二端和漏电流采样电阻的一端，漏电流检测电阻的另一端连接第二直流电源的输出端。可以理解的，通过在调制波电路中添加比较器的输入限流电阻，即第二电阻和第三电阻，可有效避免比较器输入信号震荡导致比较器输出的电平信号发生误翻转的情况，从而提高比较器输出的载波信号的准确性，进而提高光伏逆变器检测漏电流的检测精度和准确度。
结合第一方面第二种可能的实施方式，在第三种可能的实施方式中，调制波电路还包括第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管。其中，第一二极管的阴极和第三二极管的阴极连接第一直流电源的输出端，第一二极管的阳极连接第二二极管的阴极和漏电流检测绕组的第一端，第三二极管的阳极连接第四二极管的阴极和漏电流检测绕组的第二端，第二二极管的阳极和第四二极管的阳极连接参考地。可以理解的，通过在调制波电路中增加第一二极管至第四二极管四个二极管，不仅可以对漏电流检测绕组两端的电压进行钳位，还可以保护第一推挽电路中的各开关管，从而提高调制波电路工作时的稳定性，进而提高光伏逆变器工作时的稳定性。
结合第一方面至第一方面第三种可能的实施方式中的任一种，在第四种可能的实施方式中，调制波电路还包括第四电阻，第四电阻连接在比较器的正相输入端与输出端之间，从而使得第四电阻与比较器构成滞回比较器，来避免比较器正相输入端电压与反相输入端电压接近时输出多次翻转而导致载波信号的频率异常的情况，从而提高比较器输出的载波信号的稳定性，进而提高光伏逆变器检测漏电流的检测精度和准确度。
结合第一方面至第一方面第四种可能的实施方式中的任一种，在第五种可能的实施方式中，调制波电路还包括第五电阻和第六电阻，比较器的输出端通过第五电阻连接第一开关管的控制端，比较器的输出端通过第六电阻连接第二开关管的控制端。可以理解的，通过在调制波电路中添加第一推挽电路中各开关管的基极电阻，即第五电阻和第六电阻，对上述开关管的基极电流进行限制，实现对上述开关管的保护，从而提高调制波电路工作时的稳定性，进而提高光伏逆变器检测漏电流的检测精度和准确度。
结合第一方面至第一方面第五种可能的实施方式中的任一种，在第六种可能的实施方式中，第二直流电源包括第一运算放大器、第七电阻和第八电阻，其中，第一运算放大器的正相输入端通过第七电阻连接第一直流电源的输出端，第一运算放大器的正相输入端通过第八电阻连接参考地。第一运算放大器的输出端连接第一运算放大器的反相输入端和第二直流电源的输出端。可以理解的，本实施方式中的第二直流电源为电压跟随器，电路结构简单，便于控制，可提高光伏逆变器检测漏电流的效率。
结合第一方面至第一方面第五种可能的实施方式中的任一种，在第七种可能的实施方式中，第二直流电源包括第一运算放大器、第七电阻、第八电阻和第二推挽电路，第二推挽电路包括第三开关管和第四开关管。其中，第一运算放大器的正相输入端通过第七电阻连接第一直流电源的输出端，第一运算放大器的正相输入端通过第八电阻连接参考地。第三开关管和第四开关管的串联连接处连接第一运算放大器的反相输入端和第二直流电源的输出端，第三开关管的控制端和第四开关管的控制端连接第一运算放大器的输出端。第三开关管用于在第一运算放大器的输出电压位于预设电压范围内时处于线性状态。第四开关管用于在第一运算放大器的输出电压位于预设电压范围内时处于线性状态，线性状态为开关管在关断状态与导通状态之间的过渡状态。可以理解的，通过在第二直流电源中添加第二推挽电路，可增强第二直流电源的驱动能力，从而提高第二直流电源输出稳定性，进而提高光伏逆变器检测漏电流的精度和准确度。
结合第一方面第七种可能的实施方式，在第八种可能的实施方式中，第三开关管的第一端和第二端分别连接第一直流电源的输出端和第四开关管的第一端，第四开关管的第二端连接参考地。
结合第一方面第六种可能的实施方式至第一方面第八种可能的实施方式中的任一种，在第九种可能的实施方式中，第二直流电源的输出电压大于或者等于第一直流电源的输出电压的一半。可以理解的，第二直流电源的输出电压范围大，从而使得第二直流电源的适用性强。
结合第一方面至第一方面第九种可能的实施方式中的任一种，在第十种可能的实施方式中，滤波电路的输入端包括第一输入端和第二输入端，滤波电路包括第二运算放大器、第三运算放大器、第九电阻、第十电阻、第十一电阻、第一电容和第二电容。其中，第九电阻和第一电容串联在第二运算放大器的正相输入端和反相输入端之间，第十电阻连接在第二运算放大器的反相输入端和输出端之间。第三运算放大器的正相输入端连接第二运算放大器的输出端，第十一电阻和第二电容并联后连接在第三运算放大器的反相输入端与输出端之间。第二运算放大器的正相输入端和第三运算放大器的反相输入端分别连接滤波电路的第一输入端和第二输入端，第三运算放大器的输出端连接滤波电路的输出端。可以理解的，滤波电路采用二级滤波结构，可提升滤波器在漏电流检测频率范围内的增益稳定性，并加快滤波器阻带内信号衰减速度，从而提高漏电流检测的检测精度和准确度。
结合第一方面第十种可能的实施方式中，在第十一种可能的实施方式中，滤波电路用于滤除电压信号中频率大于截止频率的高频信号，截止频率小于等于2.5KHz。
第二方面，本申请提供了一种漏电流检测装置，其特征在于，漏电流检测装置包括磁环、漏电流检测绕组、调制波电路、滤波电路和第一直流电源。其中，漏电流检测绕组缠绕在磁环上，待检测设备的输出端连接线从磁环中穿过。调制波电路包括第一推挽电路、比较器、第二直流电源和漏电流采样电阻，第一推挽电路包括第一开关管和第二开关管。其中，第一开关管和第二开关管的串联连接处连接漏电流检测绕组的第一端，漏电流检测绕组的第二端连接漏电流采样电阻，第一开关管的控制端和第二开关管的控制端连接比较器的输出端。第一开关管用于在比较器输出第一电平信号时处于导通状态，以控制第一直流电源使漏电流检测绕组处于第一充电状态。第二开关管用于在比较器输出第二电平信号时处于导通状态，以控制第二直流电源使漏电流检测绕组处于第二充电状态，漏电流检测绕组处于第一充电状态下的电流方向与漏电流检测绕组处于第二充电状态下的电流方向相反。比较器的正相输入端和反相输入端分别连接漏电流检测绕组的第一端和第二端，比较器的输出端连接第一直流电源的输出端，用于输出载波信号，载波信号包括间隔的第一电平信号和第二电平信号，漏电流检测绕组处于充电饱和状态时比较器输出的电平信号翻转。滤波电路的输入端分别连接漏电流采样电阻的两端，用于基于载波信号对漏电流采样电阻两端的电压信号进行滤波，得到漏电压信号。
可以理解的，漏电流检测装置通过第一开关管和第一直流电源构成漏电流检测绕组在第一充电状态下的充电回路，以及由第二开关管和第二直流电源构成漏电流检测绕组在第二充电状态下的充电回路，又由于推挽电路中各开关管所能通过的负载电流值大，从而使得漏电流检测绕组在处于充电状态时的电流值增大，进而缩短漏电流检测绕组进入充电饱和状态所需的时长，以提高漏电流检测装置检测漏电流的检测精度。
结合第二方面，在第一种可能的实施方式中，第一开关管的第一端和第二端分别连接第一直流电源的输出端和第二开关管的第一端，第二开关管的第二端连接参考地。可以理解的，调制波电路通过采用上N下P结构的推挽电路，可增大漏电流检测绕组所在充电回路的电流值，从而缩短漏电流检测绕组进入充电饱和所需要的时长，进而提高漏电流检测装置检测漏电流的检测精度。
结合第二方面或者第二方面第一种可能的实施方式，在第二种可能的实施方式中，调制波电路还包括第一电阻、第二电阻和第三电阻，其中，比较器的正相输入端通过第一电阻连接第二直流电源的输出端，比较器的正相输入端通过第二电阻连接漏电流检测绕组的第一端。比较器的反相输入端通过第三电阻连接漏电流检测绕组的第二端和漏电流采样电阻的一端，漏电流检测电阻的另一端连接第二直流电源的输出端。可以理解的，通过在调制波电路中添加比较器的输入限流电阻，即第二电阻和第三电阻，可有效避免比较器输入信号震荡导致比较器输出的电平信号发生误翻转的情况，从而提高比较器输出的载波信号的准确性，进而提高漏电流检测装置检测漏电流的检测精度和准确度。
结合第二方面第二种可能的实施方式，在第三种可能的实施方式中，调制波电路还包括第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管。其中，第一二极管的阴极和第三二极管的阴极连接第一直流电源的输出端，第一二极管的阳极连接第二二极管的阴极和漏电流检测绕组的第一端，第三二极管的阳极连接第四二极管的阴极和漏电流检测绕组的第二端，第二二极管的阳极和第四二极管的阳极连接参考地。可以理解的，通过在调制波电路中增加第一二极管至第四二极管四个二极管，不仅可以对漏电流检测绕组两端的电压进行钳位，还可以保护第一推挽电路中的各开关管，从而提高调制波电路工作时的稳定性，进而提高漏电流检测装置工作时的稳定性。
结合第二方面至第二方面第三种可能的实施方式中的任一种，在第四种可能的实施方式中，调制波电路还包括第四电阻，第四电阻连接在比较器的正相输入端与输出端之间，从而使得第四电阻与比较器构成滞回比较器，来避免比较器正相输入端电压与反相输入端电压接近时输出多次翻转而导致载波信号的频率异常的情况，从而提高比较器输出的载波信号的稳定性，进而提高漏电流检测装置检测漏电流的检测精度和准确度。
结合第二方面至第二方面第四种可能的实施方式中的任一种，在第五种可能的实施方式中，调制波电路还包括第五电阻和第六电阻，比较器的输出端通过第五电阻连接第一开关管的控制端，比较器的输出端通过第六电阻连接第二开关管的控制端。可以理解的，通过在调制波电路中添加第一推挽电路中各开关管的基极电阻，即第五电阻和第六电阻，对上述开关管的基极电流进行限制，实现对上述开关管的保护，从而提高调制波电路工作时的稳定性，进而提高漏电流检测装置检测漏电流的检测精度和准确度。
结合第二方面至第二方面第五种可能的实施方式中的任一种，在第六种可能的实施方式中，第二直流电源包括第一运算放大器、第七电阻和第八电阻，其中，第一运算放大器的正相输入端通过第七电阻连接第一直流电源的输出端，第一运算放大器的正相输入端通过第八电阻连接参考地。第一运算放大器的输出端连接第一运算放大器的反相输入端和第二直流电源的输出端。可以理解的，本实施方式中的第二直流电源为电压跟随器，电路结构简单，便于控制，可提高漏电流检测装置检测漏电流的效率。
结合第二方面至第二方面第五种可能的实施方式中的任一种，在第七种可能的实施方式中，第二直流电源包括第一运算放大器、第七电阻、第八电阻和第二推挽电路，第二推挽电路包括第三开关管和第四开关管。其中，第一运算放大器的正相输入端通过第七电阻连接第一直流电源的输出端，第一运算放大器的正相输入端通过第八电阻连接参考地。第三开关管和第四开关管的串联连接处连接第一运算放大器的反相输入端和第二直流电源的输出端，第三开关管的控制端和第四开关管的控制端连接第一运算放大器的输出端。第三开关管用于在第一运算放大器的输出电压位于预设电压范围内时处于线性状态。第四开关管用于在第一运算放大器的输出电压位于预设电压范围内时处于线性状态，线性状态为开关管在关断状态与导通状态之间的过渡状态。可以理解的，通过在第二直流电源中添加第二推挽电路，可增强第二直流电源的驱动能力，从而提高第二直流电源输出稳定性，进而提高漏电流检测装置检测漏电流的精度和准确度。
结合第二方面第七种可能的实施方式，在第八种可能的实施方式中，第三开关管的第一端和第二端分别连接第一直流电源的输出端和第四开关管的第一端，第四开关管的第二端连接参考地。
结合第二方面第六种可能的实施方式至第二方面第八种可能的实施方式中的任一种，在第九种可能的实施方式中，第二直流电源的输出电压大于或者等于第一直流电源的输出电压的一半。可以理解的，第二直流电源的输出电压范围大，从而使得第二直流电源的适用性强。
结合第二方面至第二方面第九种可能的实施方式中的任一种，在第十种可能的实施方式中，滤波电路的输入端包括第一输入端和第二输入端，滤波电路包括第二运算放大器、第三运算放大器、第九电阻、第十电阻、第十一电阻、第一电容和第二电容。其中，第九电阻和第一电容串联在第二运算放大器的正相输入端和反相输入端之间，第十电阻连接在第二运算放大器的反相输入端和输出端之间。第三运算放大器的正相输入端连接第二运算放大器的输出端，第十一电阻和第二电容并联后连接在第三运算放大器的反相输入端与输出端之间。第二运算放大器的正相输入端和第三运算放大器的反相输入端分别连接滤波电路的第一输入端和第二输入端，第三运算放大器的输出端连接滤波电路的输出端。可以理解的，滤波电路采用二级滤波结构，可提升滤波器在漏电流检测频率范围内的增益稳定性，并加快滤波器阻带内信号衰减速度，从而提高漏电流检测装置的检测精度和准确度。
结合第二方面第十种可能的实施方式中，在第十一种可能的实施方式中，滤波电路用于滤除电压信号中频率大于截止频率的高频信号，截止频率小于等于2.5KHz。
附图说明
图1是本申请提供的光伏逆变器的应用场景示意图；
图2是本申请提供的光伏逆变器的一结构示意图；
图3是本申请提供的光伏逆变器的另一结构示意图；
图4a是本申请提供的滤波电路的一结构示意图；
图4b是本申请提供的滤波电路的另一结构示意图；
图5a是本申请提供的第二直流电源的一结构示意图；
图5b是本申请提供的第二直流电源的另一结构示意图；
图6是本申请提供的光伏逆变器的另一结构示意图；
图7是本申请提供的光伏逆变器的又一结构示意图；
图8是本申请提供的漏电流检测装置的结构示意图。
具体实施方式
本申请提供的漏电流检测装置和光伏逆变器可适用于光伏发电领域、风力发电领域、新能源智能微电网领域、输配电领域等多种应用领域。本申请提供的漏电流检测装置适用于光伏逆变器、不间断电源(Uninterrupted Power Supply，UPS)等需要检测交流侧漏电流的设备。本申请提供的漏电路检测装置和光伏逆变器可适用于不同的应用场景，比如，光伏供电场景、储能供电场景、UPS供电场景等。下面以光伏供电场景为例对光伏逆变器进行说明。
参见图1，图1是本申请提供的光伏逆变器的应用场景示意图。在光伏供电场景下，本申请提供的光伏逆变器可以为图1所示的光伏逆变器1，该光伏逆变器1的输入端和输出端分别连接光伏组串和交流电网。该光伏逆变器1包括磁环L、漏电流检测绕组Ns、调制波电路11、滤波电路12、第一直流电源13、逆变电路14和直流DC/直流DC电路15。DC/DC电路15的输入端和输出端分别连接光伏逆变器1的输入端和逆变电路14的输入端，逆变电路14的输出端连接光伏逆变器1的输出端。其中，逆变电路14的输出端与光伏逆变器1的输出端之间的连接线从磁环L中穿过，漏电流检测绕组Ns缠绕在磁环L上。调制波电路11包括第一推挽电路111、第二直流电源112、比较器P1和漏电流采样电阻Rs，第一推挽电路111包括第一开关管Q1和第二开关管Q2。第一开关管Q1和第二开关管Q2的串联连接处连接漏电流检测绕组Ns的第一端a1，漏电流检测绕组Ns的第二端a2连接漏电流采样电阻Rs，第一开关管Q1的控制端和第二开关管Q2的控制端连接比较器P1的输出端。比较器P1的正相输入端和反相输入端分别连接漏电流检测绕组Ns的第一端a1和第二端a2，比较器P1的输出端连接第一直流电源13的输出端。滤波电路12的输入端分别连接漏电流采样电阻Rs的两端。
在光伏逆变器1开始运行后，光伏逆变器1可通过控制DC/DC电路15将光伏组串产生的直流电直流变换后输出至逆变电路14的输入端，从而通过控制逆变电路14将逆变电路14输入端输入的直流变换后的直流电逆变为交流电，从而实现对交流电网的供电。
与此同时，在光伏逆变器1向交流电网供电的过程中,第一开关管Q1在比较器P1输出第一电平信号时处于导通状态，以控制第一直流电源13使漏电流检测绕组Ns处于第一充电状态。第二开关管Q2在比较器P1输出第二电平信号时处于导通状态，以控制第二直流电源112使漏电流检测绕组Ns处于第二充电状态，漏电流检测绕组Ns处于第一充电状态下的电流方向与漏电流检测绕组Ns处于第二充电状态下的电流方向相反。比较器P1在漏电流检测绕组Ns处于充电饱和状态时，输出的电平信号翻转，从而使比较器P1输出载波信号。其中，载波信号包括间隔的第一电平信号和第二电平信号。滤波电路12基于该载波信号对漏电流采样电阻Rs两端的电压信号进行滤波，得到漏电压信号。之后，光伏逆变器1基于漏电压信号得到光伏逆变器1的漏电流值，并在漏电流值大于漏电流阈值的情况，控制光伏逆变器1停机，以保证工作人员的安全。
可以理解的，光伏逆变器1通过由第一开关管Q1和第一直流电源13构成漏电流检测绕组Ns在第一充电状态下的充电回路，以及由第二开关管Q2和第二直流电源112构成漏电流检测绕组Ns在第二充电状态下的充电回路，又由于第一推挽电路111中各开关管所能通过的负载电流值大，从而使得漏电流检测绕组Ns在处于充电状态时的电流值增大，进而缩短漏电流检测绕组Ns进入充电饱和状态所需的时长，以提高光伏逆变器1检测漏电流的检测精度。上述只是对本申请提供的光伏逆变器的应用场景进行示例，而非穷举，本申请不对应用场景进行限制。
下面结合图2至图8对本申请提供的漏电流检测装置和光伏逆变器的工作原理进行示例说明。
参见图2，图2是本申请提供的光伏逆变器的一结构示意图。如图2所示，光伏逆变器1包括磁环L、漏电流检测绕组Ns、调制波电路11、滤波电路12、第一直流电源13和逆变电路14。其中，漏电流检测绕组Ns缠绕在磁环L上，逆变电路14的输出端与光伏逆变器1的输出端之间的连接线从磁环L中穿过。调制波电路11包括第一推挽电路111、比较器P1、第二直流电源112和漏电流采样电阻Rs，第一推挽电路111包括第一开关管Q1和第二开关管Q2，其中，第一开关管Q1和第二开关管Q2的串联连接处连接漏电流检测绕组Ns的第一端a1，漏电流检测绕组Ns的第二端a2连接漏电流采样电阻Rs，第一开关管Q1的控制端和第二开关管Q2的控制端连接比较器P1的输出端。比较器P1的正相输入端和反相输入端分别连接漏电流检测绕组Ns的第一端a1和第二端a2，比较器P1的输出端连接第一直流电源13的输出端。滤波电路12的输入端分别连接漏电流采样电阻Rs的两端。
需要说明的是，逆变电路14的输入端可以直接连接光伏逆变器1的输入端，此时，光伏逆变器1的输入端与光伏组串之间还连接有DC/DC变换器，该DC/DC变换器用于对光伏组串输出的直流电进行直流变换，并实现对光伏组串的最大功率点跟踪(MaximumPower Point Tracking，MPPT)，以保证光伏组串的高效率发电。可选的，光伏逆变器1还包括DC/DC电路，逆变电路14的输入端可以通过DC/DC电路连接光伏逆变器1的输入端，此时，光伏逆变器1的输入端可以直接连接光伏组串，这里DC/DC电路的作用与上述DC/DC变换器的作用一致，此处不再赘述。光伏逆变器1的结构多样，灵活性高。
在光伏逆变器11向交流电网供电的过程中，第一开关管Q1在比较器P1输出第一电平信号时处于导通状态，以控制第一直流电源13使漏电流检测绕组Ns处于第一充电状态。第二开关管Q2在比较器P1输出第二电平信号时处于导通状态，以控制第二直流电源112使漏电流检测绕组Ns处于第二充电状态，漏电流检测绕组Ns处于第一充电状态下的电流方向与漏电流检测绕组Ns处于第二充电状态下的电流方向相反。比较器P1在漏电流检测绕组Ns处于充电饱和状态时，输出的电平信号翻转，从而使比较器P1输出载波信号，该载波信号包括间隔的第一电平信号和第二电平信号。滤波电路12基于载波信号对漏电流采样电阻Rs两端的电压信号进行滤波，得到漏电压信号。
在本申请实施例中，光伏逆变器1通过第一开关管Q1和第一直流电源13构成漏电流检测绕组Ns在第一充电状态下的充电回路，以及由第二开关管Q2和第二直流电源112构成漏电流检测绕组Ns在第二充电状态下的充电回路，又由于推挽电路中各开关管所能通过的负载电流值大，从而使得漏电流检测绕组Ns在处于充电状态时的电流值增大，进而缩短漏电流检测绕组Ns进入充电饱和状态所需的时长，以提高光伏逆变器1检测漏电流的检测精度。
参见图3，图3是本申请提供的光伏逆变器的另一结构示意图。如图3所示，图3所示的光伏逆变器1与图2所示的光伏逆变器1相比，两者中的调制波电路11不同。具体来讲，调制波电路11包括第一推挽电路111、比较器P1、第二直流电源112、漏电流采样电阻Rs、第一电阻R1、第二电阻R2和第三电阻R3。第一推挽电路111包括第一开关管Q1和第二开关管Q2。其中，第一开关管Q1的集电极和发射极分别连接第一直流电源13的输出端Vo13和第二开关管Q2的集电极，第二开关管Q2的发射极连接参考地GND。第一开关管Q1的发射极连接漏电流检测绕组Ns的第一端a1，漏电流检测绕组Ns的第二端a2连接漏电流采样电阻Rs的一端b1，漏电流采样电阻Rs的另一端b2连接第二直流电源112的输出端Vo112。第一开关管Q1的基极和第二开关管Q2的基极连接比较器P1的输出端。比较器P1的正相输入端通过第一电阻R1连接第二直流电源112的输出端Vo112，比较器P1的正相输入端通过第二电阻R2连接漏电流检测绕组Ns的第一端a1，比较器P1的反相输入端通过第三电阻R3连接漏电流检测绕组Ns的第二端a2。比较器P1的输出端和正电源端连接第一直流电源13的输出端Vo13，比较器P1的负电源端连接参考地GND。这里，光伏逆变器1中除调制波电路11的之外的其他电路的具体描述请参见图2所示的光伏逆变器1中对应部分的描述，此处不再赘述。可选的，光伏逆变器1还包括控制器16。
需要说明的是，本申请实施例以第一推挽电路111的结构为上N下P结构，且第一推挽电路111中的开关管为双极结型晶体管(Bipolar Junction Transistor，BJT)为例进行说明。可选的，本申请中的第一推挽电路111的结构还可采用上P下N结构，此外，本申请中第一推挽电路111中的开关管除了可以是BJT之外，还可采用金氧半场效晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,MOSFET),本申请对此不做限制。
其中，磁环L可由钴基非晶、纳米晶合金或坡莫合金材料制得，钴基非晶、纳米晶合金或坡莫合金材料具有较高的饱和磁通和初始磁导率，确保较小的漏电流引起磁路中磁通量的变化，有利于提高由磁环L和漏电流检测绕组Ns构成的漏电流传感器的检测灵敏度。同时，钴基非晶、坡莫合金或纳米晶合金材料的矫顽力较小、磁矩比较高，当漏电流传感器工作于较高频率时，相对需要较小的励磁电流就能使漏电流检测绕组Ns达到磁饱和状态，有助于降低电源功耗，简化电路设计。
在光伏逆变器1向交流电网供电的过程中，比较器P1在第一直流电源13刚开始向比较器P1的输出端，输出电压VCC时输出第一电平信号(即高电平信号)。此时，第一开关管Q1导通，由于第一直流电源13的输出电压VCC与第二直流电源112的输出电压VREF之间的电压差，电流从第一直流电源13的输出端Vo13流出依次经过第一开关管Q1、漏电流检测绕组Ns和漏电流采样电阻Rs后，流入第二直流电源112的输出端Vo112，以控制第一直流电源13使漏电流检测绕组Ns进入第一充电状态(即正向充电状态)。这里的第一直流电源13为输出电流方向相反，且输出电压分别为VCC和VREF的第一直流电源13和第二直流电源112共同作用的直流电源。在漏电流检测绕组Ns处于正向充电饱和状态时，漏电流检测绕组Ns的阻抗接近于0，漏电流检测绕组Ns的第一端和第二端之间等效于短路状态，则漏电流检测绕组Ns的第一端电压与第二端电压均为第一直流电源13的输出电压VCC，此时，比较器P1的正相输入端电压为VCC与VREF通过第一电阻R1和第二电阻R2的分压值，小于漏电流检测绕组Ns的第二端电压值(即VCC)，使得比较器P1的输出电平信号发生翻转，输出第二电平信号(即低电平信号)。
在比较器P1输出第二电平信号后，第一开关管Q1从导通状态变为关断状态，第二开关管Q2导通，此时，漏电流检测绕组Ns的第一端a1连接参考地GND，由于第二直流电源112的输出电压VREF与参考地GND之间的电压差，电流从第二直流电源112的输出端Vo112流出，依次经过漏电流采样电阻Rs、漏电流检测绕组Ns和第二开关管Q2后，流入参考地GND，以控制第二直流电源112使漏电流检测绕组Ns进入第二充电状态(即反向充电状态)，具体来讲，漏电流检测绕组Ns在VREF与参考地GND之间的电压差的作用下，从正向饱和状态开始退饱和后再迅速进入反向充电状态。其中，漏电流检测绕组Ns在正向充电状态下的电流方向(即从漏电流检测绕组Ns的第一端a1流向第二端a2)与漏电流检测绕组Ns在反向充电状态下的电流方向(即从漏电流检测绕组Ns的第二端a2流向第一端a1)相反。在漏电流检测绕组Ns处于反向饱和状态时，漏电流检测绕组Ns的阻抗接近于0，漏电流检测绕组Ns的第一端和第二端之间等效于短路状态，则漏电流检测绕组Ns的第一端电压与第二端电压均为参考地GND的电压，此时，比较器P1的正相输出端电压为VREF与参考地GND的电压通过第一电阻R1和第二电阻R2的分压值，大于漏电流检测绕组Ns的第二端电压值(即参考地GND的电压)，使得比较器P1的输出电平信号发生翻转，输出第一电平信号。基于此循环往复，比较器P1输出正负幅值为第一电平信号和第二电平信号的载波信号，其中，第一电平信号具体为第一直流电源13的输出电压VCC，第二电平信号具体为0，载波信号为脉冲宽度调制(Pulse widthmodulation，PWM)波信号。其中，载波信号的频率f＝VOH/(4n*Bs*Ae)，VOH为磁芯两端最大电平，n为线圈匝数，Bs为饱和磁通密度，Ae为磁芯截面积。在实际应用中，载波信号的频率一般取11KHz。
之后，载波信号和漏电流检测绕组Ns检测到的漏电流信号均作用在漏电流采样电阻Rs上。为了采集实际漏电流信息，需要通过滤波电路12将载波信号(即高频信号)滤除，并保证漏电流信息的完整。因此，本申请中的滤波电路12采用的是二级滤波结构的低通滤波器，不仅需要保证载波信号频率处有足够大的衰减，还需要求0-2KHz的增益一致，以保证软件仅采用直流分量校正时的0-2KHz频段的精度。具体的，滤波电路12的截止频率f0设计成2.5KHz，滤除频率大于2.5KHz的高频信号(包括11KHz的载波信号所对应的高频电压信号)，使2.5KHz及以下的漏电流信号对应的漏电压信号通过。滤波电路12的设计过程如下：令滤波电路12中所包含的第二运算放大器U1的传递函数为U1i*(R4+R5)/(2*R4)＝U1o，第三运算放大器U2的传递函数为U2i/(1/R6+1/jωC2)＝U2o，之后基于波特图中上述两个运算放大器的传递函数曲线即可得到滤波电路12的截止频率。
参见图4a，图4a是本申请提供的滤波电路12的一结构示意图。如图4a所示，滤波电路12包括第二运算放大器U1、第三运算放大器U2、第九电阻R4、第十电阻R5、第十一电阻R6、第一电容C1和第二电容C2。其中，第九电阻R4和第一电容C1串联在第二运算放大器U1的正相输入端和反相输入端之间，第十电阻R5连接在第二运算放大器U1的反相输入端和输出端之间。第三运算放大器U2的正相输入端连接第二运算放大器U1的输出端，第十一电阻R6和第二电容C2并联后连接在第三运算放大器U2的反相输入端与输出端之间。第二运算放大器U1的正相输入端和第三运算放大器U2的反相输入端分别连接滤波电路12的第一输入端in121和第二输入端in122，第三运算放大器U2的输出端连接滤波电路12的输出端。滤波电路12的第一输入端in121和第二输入端in122分别连接漏电流采样电阻Rs的一端b1和另一端b2。第二运算放大器U1的正电源端和负电源端分别连接第一直流电源13的输出端Vo13和参考地GND，第三运算放大器U2的正电源端和负电源端分别连接第一直流电源13的输出端Vo13和参考地GND。
滤波电路12在进行滤波的同时，还进行信号的放大。具体的，滤波电路12通过第二运算放大器U1和第三运算放大器U2还具有信号放大功能。其中，第二运算放大器U1的信号放大系数A1＝|U1o|/|U1i|，第三运算放大器U2的信号放大系数A2＝|U2o|/|U2i|。
由于漏电流采样电阻Rs两端的电压信号中有第二直流电源112输出的直流电压VREF的偏置，因此，在设计滤波电路12时滤波电路12的第二输入端in122也接入同样的直流电压VREF的偏置，从而消除了直流电压VREF的偏置，滤除高频电压信号，并无失真还原低于2KHz的低频电压信号，得到漏电压信号。
可选的，图4a所示的滤波电路12中还可以包括第十二电阻R7、第十三电阻R8、第十四电阻R9、第十五电阻R10、第十六电阻R11、第十七电阻R12、第三电容C3和第四电容C4。具体请参见图4b所示的滤波电路12。如图4b所示，第二运算放大器U1的正相输入端依次通过第十二电阻R7和第十三电阻R8连接滤波电路12的第一输入端in121。第十二电阻R7和第十三电阻R8的连接处通过第三电容C3连接第二运算放大器U1的输出端。第二运算放大器U1的正相输入端通过第十四电阻R9连接参考地GND。第三运算放大器U2的正相输入端通过第十五电阻R10连接第二运算放大器U1的输出端，第十六电阻R11与第四电容并联后连接在第三运算放大器的正相输入端与参考电压端Voerf之间。第三运算放大器U2的反相输入端通过第十七电阻R12连接滤波电路12的第二输入端in122。其中，参考电压端Voerf的电压值可以取1.5V。在实际应用中，参考电压端Voerf的电压值可以根据应用场景和实际需求进行对应调整，本申请对此不做限制。
这里，图4b所示的滤波电路12中第二运算放大器的传递函数为U1/((R8+7+1+8*(R7+Z1)/jωC3*4/(Z1*(R4+R5))-8/jωC3＝1o，其中，Z1＝1/(1/9+1/jωC1。第三运算放大器的传递函数为U2*Z2*(R12+Z3)/((R10+Z2)*R12＝2o，其中，Z2＝1/(1/11+1/jωC4，Z3＝1/(1/6+1/jωC2。
需要说明的是，上述实施例中的滤波电路12是以截止频率为2.5KHz为例进行说明的，在设计滤波电路12的过程中，可以根据实际需求改变滤波电路12中的RC参数，以实现对滤波电路12的截止频率的调整，从而使得滤波电路12的截止频率还可以小于2.5KHz。
之后，控制器16获取漏电压信号，并对漏电压信号进行AD采样后经过计算得到光伏逆变器1的漏电流值。
此外，本申请中的第二直流电源112可采用图5a所示的第二直流电源112。如图5a所示，第二直流电源112包括第一运算放大器U3、第七电阻R13和第八电阻R14。其中，第一运算放大器U3的正相输入端通过第七电阻R13连接第一直流电源13的输出端Vo13，第一运算放大器U3的正相输入端通过第八电阻R14连接参考地GND。第一运算放大器U3的输出端连接第一运算放大器U3的反相输入端和第二直流电源112的输出端Vo112。第一运算放大器U3的正电源端和负电源端分别连接第一直流电源13的输出端Vo13和参考地GND。
这里的第二直流电源112为电压跟随器，其输出电压为第一直流电源13的输出电压VCC通过第七电阻R13和第八电阻R14的分压值。本申请可通过设置第七电阻R13和第八电阻R14的阻值大小，使得第二直流电源112的输出电压大于或者等于第一直流电源13的输出电压的一半。在实际应用中，通常设置第七电阻R13的电阻值与第八电阻R14的电阻值相等，以使第二直流电源112的输出电压为第一直流电源13的输出电压的一半，进而使载波信号正负偏移范围对称。
可以理解的，本实施例中第二直流电源112采用电压跟随器的结构，电路简单，便于控制，从而可提高光伏逆变器1的稳定性，进而提高光伏逆变器1检测漏电流的检测精度和准确度。
可选的，第二直流电源112还可采用图5b所示的第二直流电源112。如图5b所示，图5b所示的第二直流电源112与图5a所示的第二直流电源112相比，多了第二推挽电路1121。具体来讲，第二直流电源112包括第七电阻R13、第八电阻R14、第一运算放大器U3和第二推挽电路1121。第二推挽电路1121包括第三开关管Q3和第四开关管Q4。其中，第一运算放大器U3的正相输入端通过第七电阻R13连接第一直流电源13的输出端Vo13，第一运算放大器U3的正相输入端通过第八电阻R14连接参考地GND。第一运算放大器U3的反相输入端连接第三开关管Q3的集电极和第二直流电源112的输出端Vo112。第一运算放大器U3的输出端连接第三开关管Q3的基极和第四开关管Q4的基极。第三开关管Q3的集电极和发射极分别连接第一直流电源13的输出端Vo13和第四开关管Q4的集电极，第四开关管Q4的发射极连接参考地GND。第一运算放大器U3的正电源端和负电源端分别连接第一直流电源13的输出端Vo13和参考地GND。可选的，图5b所示的第二直流电源112中还可以包括第十八电阻和第十九电阻，其中，第十八电阻连接在第一运算放大器U3的输出端与第三开关管Q3的基极之间，第十九电阻连接在第三开关管Q3的发射极与第二直流电源112的输出端Vo112之间。
在第一直流电源13向第二直流电源112供电后，第一运算放大器U3开始输出电压。在第一运算放大器U3的输出电压位于预设电压范围内时，第三开关管Q3和第四开关管Q4均处于线性状态，此时，第三开关管Q3和第四开关管Q4对第一直流电源13的输出电压VCC进行串联分压，则第二直流电源112的输出电压为第一直流电源13的输出电压VCC的一半。可以理解的，第二推挽电路1121可在第二直流电源112接入的负载发生变化时，根据负载的变化调整自身的阻抗，以使第二推挽电路1121输出的电流大小满足负载需求，从而提高第二直流电源112的稳定性。
本申请可通过设置第七电阻R13和第八电阻R14的阻值大小，使得第二直流电源112的输出电压大于或者等于第一直流电源13的输出电压的一半。在实际应用中，通常设置第七电阻R13的电阻值与第八电阻R14的电阻值相等，以使第二直流电源112的输出电压为第一直流电源13的输出电压的一半，进而使载波信号正负偏移范围对称。
可以理解的，本实施例中第二直流电源112通过在电压跟随器的基础上添加第二推挽电路，使第二直流电源112的输出电压更稳定，可提高光伏逆变器1检测漏电流的检测精度和准确度。
在本申请实施例中，光伏逆变器1通过第一开关管Q1和第一直流电源13构成漏电流检测绕组Ns在第一充电状态下的充电回路，以及由第二开关管Q2和第二直流电源112构成漏电流检测绕组Ns在第二充电状态下的充电回路，又由于推挽电路中各开关管所能通过的负载电流值大，从而使得漏电流检测绕组Ns在处于充电状态时的电流值增大，进而缩短漏电流检测绕组Ns进入充电饱和状态所需的时长，以提高光伏逆变器1检测漏电流的检测精度。
参见图6，图6是本申请提供的光伏逆变器的另一结构示意图。如图6所示，图6所示的光伏逆变器1与图3所示的光伏逆变器1相比，调制波电路11结构不同。具体来讲，图6所示的调制波电路11与图3所示的调制波电路11相比，多了第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3和第四二极管D4。其中，第一二极管D1的阴极和第三二极管D3的阴极连接第一直流电源13的输出端Vo13，第一二极管D1的阳极连接第二二极管D2的阴极和漏电流检测绕组Ns的第一端a1，第三二极管D3的阳极连接第四二极管D4的阴极和漏电流检测绕组Ns的第二端a2，第二二极管D2的阳极和第四二极管D4的阳极连接参考地GND。这里，图6所示的光伏逆变器1的工作原理与图3所示的光伏逆变器1的工作原理一致，此处不再赘述。
在本申请实施例中，光伏逆变器1通过第一开关管Q1和第一直流电源13构成漏电流检测绕组Ns在第一充电状态下的充电回路，以及由第二开关管Q2和第二直流电源112构成漏电流检测绕组Ns在第二充电状态下的充电回路，又由于推挽电路中各开关管所能通过的负载电流值大，从而使得漏电流检测绕组Ns在处于充电状态时的电流值增大，进而缩短漏电流检测绕组Ns进入充电饱和状态所需的时长，以提高光伏逆变器1检测漏电流的检测精度。此外，通过在调制波电路11中增加第一二极管D1至第四二极管D4四个二极管，不仅可以对漏电流检测绕组Ns两端的电压进行钳位，还可以保护第一推挽电路111中的各开关管，从而提高调制波电路11工作时的稳定性，进而提高光伏逆变器1工作时的稳定性。
参见图7，图7是本申请提供的光伏逆变器的又一结构示意图。如图7所示，图7所示的光伏逆变器1与图6所示的光伏逆变器1相比，调制波电路11结构不同。具体来讲，图7所示的调制波电路11与图6所示的调制波电路11相比，多了第四电阻R15、第五电阻R16和第六电阻R17。其中，第四电阻R15连接在比较器P1的正相输入端与输出端之间，从而第四电阻R15与比较器P1构成滞回比较器P1。比较器P1的输出端通过第五电阻R16连接第一开关管Q1的基极，比较器P1的输出端通过第六电阻R17连接第二开关管Q2的基极。这里，图7所示的光伏逆变器1的工作原理与图6所示的光伏逆变器1的工作原理一致，此处不再赘述。
在本申请实施例中，光伏逆变器1通过第一开关管Q1和第一直流电源13构成漏电流检测绕组Ns在第一充电状态下的充电回路，以及由第二开关管Q2和第二直流电源112构成漏电流检测绕组Ns在第二充电状态下的充电回路，又由于推挽电路中各开关管所能通过的负载电流值大，从而使得漏电流检测绕组Ns在处于充电状态时的电流值增大，进而缩短漏电流检测绕组Ns进入充电饱和状态所需的时长，以提高光伏逆变器1检测漏电流的检测精度。此外，通过在调制波电路11中添加第四电阻R15以构成滞回比较器P1，来避免比较器P1正相输入端电压与反相输入端电压接近时输出多次翻转而导致载波信号的频率异常的情况，从而提高比较器P1输出的载波信号的稳定性，进而提高光伏逆变器1检测漏电流的检测精度和准确度。再者，通过在调制波电路11中添加第一推挽电路111中各开关管的基极电阻，即第五电阻R16和第六电阻R17，对上述开关管的基极电流进行限制，实现对上述开关管的保护，从而提高调制波电路11工作时的稳定性，进而进一步提高光伏逆变器1检测漏电流的检测精度和准确度，适用性更强。
参见图8，图8是本申请提供的漏电流检测装置的结构示意图。如图8所示，漏电流检测装置2包括磁环L、漏电流检测绕组Ns、调制波电路11、滤波电路12和第一直流电源13。其中，漏电流检测绕组Ns缠绕在磁环L上，待检测设备的输出端连接线l从磁环L中穿过。调制波电路11包括第一推挽电路111、比较器P1、第二直流电源112和漏电流采样电阻Rs，第一推挽电路111包括第一开关管Q1和第二开关管Q2。其中，第一开关管Q1和第二开关管Q2的串联连接处连接漏电流检测绕组Ns的第一端，漏电流检测绕组Ns的第二端连接漏电流采样电阻Rs，第一开关管Q1的控制端和第二开关管Q2的控制端连接比较器P1的输出端。比较器P1的正相输入端和反相输入端分别连接漏电流检测绕组Ns的第一端和第二端，比较器P1的输出端连接第一直流电源13的输出端。滤波电路12的输入端分别连接漏电流采样电阻Rs的两端。
在漏电流检测装置2检测过程中，第一开关管Q1在比较器P1输出第一电平信号时处于导通状态，以控制第一直流电源13使漏电流检测绕组Ns处于第一充电状态。第二开关管Q2在比较器P1输出第二电平信号时处于导通状态，以控制第二直流电源112使漏电流检测绕组Ns处于第二充电状态，漏电流检测绕组Ns处于第一充电状态下的电流方向与漏电流检测绕组Ns处于第二充电状态下的电流方向相反。比较器P1在漏电流检测绕组Ns处于充电饱和状态时输出的电平信号翻转，从而使比较器P1输出载波信号，该载波信号包括间隔的第一电平信号和第二电平信号。滤波电路12基于载波信号对漏电流采样电阻Rs两端的电压信号进行滤波，得到漏电压信号。
需要说明的是，漏电流检测装置2可以位于待检测设备的内部，即漏电流检测装置2为待检测设备的一部分，如图2至图7所示的光伏逆变器1，漏电流检测装置2为光伏逆变器1的一部分。可选的，漏电流检测装置2还可以包括控制器16。当漏电流检测装置2位于待检测设备内部时，漏电流检测装置2中的控制器16与待检测设备中的控制器可以是同一个，也可以是两个不同的控制器。漏电流检测装置2还可以位于待检测设备之外，是独立于待检测设备的检测装置。
此外，图8所示的漏电流检测装置2是本申请提供的最简电路结构实施例。本申请提供的漏电流检测装置2还可以是图3、图6或者图7中的磁环L、漏电流检测绕组Ns、调制波电路11、滤波电路12和第一直流电源13组成的检测装置，该检测装置的工作原理请参见图3、图6和图7所示的光伏逆变器1中对应部分的描述，此处不再赘述。
在本申请实施例中，漏电流检测装置2通过第一开关管Q1和第一直流电源13构成漏电流检测绕组Ns在第一充电状态下的充电回路，以及由第二开关管Q2和第二直流电源112构成漏电流检测绕组Ns在第二充电状态下的充电回路，又由于推挽电路中各开关管所能通过的负载电流值大，从而使得漏电流检测绕组Ns在处于充电状态时的电流值增大，进而缩短漏电流检测绕组Ns进入充电饱和状态所需的时长，以提高漏电流检测装置2的检测精度。
以上，仅为本申请的具体实施方式，但本申请的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本申请揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本申请的保护范围之内。因此，本申请的保护范围应以权利要求的保护范围为准。

Claims (13)

1.一种光伏逆变器，其特征在于，所述光伏逆变器的输入端和输出端分别用于连接光伏组串和交流电网，所述光伏逆变器包括逆变电路、磁环、漏电流检测绕组、调制波电路、滤波电路和第一直流电源，其中：
所述漏电流检测绕组缠绕在所述磁环上，所述逆变电路的输出端与所述光伏逆变器的输出端之间的连接线从所述磁环中穿过；
所述调制波电路包括第一推挽电路、比较器、第二直流电源和漏电流采样电阻，所述第一推挽电路包括第一开关管和第二开关管，其中：
所述第一开关管和所述第二开关管的串联连接处连接所述漏电流检测绕组的第一端，所述漏电流检测绕组的第二端连接所述漏电流采样电阻，所述第一开关管的控制端和所述第二开关管的控制端连接所述比较器的输出端，所述第一开关管用于在所述比较器输出第一电平信号时处于导通状态，以控制所述第一直流电源使所述漏电流检测绕组处于第一充电状态；所述第二开关管用于在所述比较器输出第二电平信号时处于导通状态，以控制所述第二直流电源使所述漏电流检测绕组处于第二充电状态，所述漏电流检测绕组处于第一充电状态下的电流方向与所述漏电流检测绕组处于第二充电状态下的电流方向相反；
所述比较器的正相输入端和反相输入端分别连接所述漏电流检测绕组的第一端和第二端，所述比较器的输出端连接所述第一直流电源的输出端，用于输出载波信号，所述载波信号包括间隔的所述第一电平信号和所述第二电平信号，所述漏电流检测绕组处于充电饱和状态时所述比较器输出的电平信号翻转；
所述滤波电路的输入端分别连接所述漏电流采样电阻的两端，用于基于所述载波信号对所述漏电流采样电阻两端的电压信号进行滤波，得到漏电压信号。
2.根据权利要求1所述的光伏逆变器，其特征在于，所述第一开关管的第一端和第二端分别连接所述第一直流电源的输出端和所述第二开关管的第一端，所述第二开关管的第二端连接参考地。
3.根据权利要求1或2所述的光伏逆变器，其特征在于，所述调制波电路还包括第一电阻、第二电阻和第三电阻，其中:
所述比较器的正相输入端通过所述第一电阻连接所述第二直流电源的输出端，所述比较器的正相输入端通过所述第二电阻连接所述漏电流检测绕组的第一端；
所述比较器的反相输入端通过所述第三电阻连接所述漏电流检测绕组的第二端和所述漏电流采样电阻的一端，所述漏电流检测电阻的另一端连接所述第二直流电源的输出端。
4.根据权利要求3所述的光伏逆变器，其特征在于，所述调制波电路还包括第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管，其中：
所述第一二极管的阴极和所述第三二极管的阴极连接所述第一直流电源的输出端，所述第一二极管的阳极连接所述第二二极管的阴极和所述漏电流检测绕组的第一端，所述第三二极管的阳极连接所述第四二极管的阴极和所述漏电流检测绕组的第二端，所述第二二极管的阳极和所述第四二极管的阳极连接所述参考地。
5.根据权利要求1-4任一项所述的光伏逆变器，其特征在于，所述调制波电路还包括第四电阻，所述第四电阻连接在所述比较器的正相输入端与输出端之间。
6.根据权利要求1-5任一项所述的光伏逆变器，其特征在于，所述调制波电路还包括第五电阻和第六电阻，所述比较器的输出端通过所述第五电阻连接所述第一开关管的控制端，所述比较器的输出端通过所述第六电阻连接所述第二开关管的控制端。
7.根据权利要求1-6任一项所述的光伏逆变器，其特征在于，所述第二直流电源包括第一运算放大器、第七电阻和第八电阻，其中：
所述第一运算放大器的正相输入端通过所述第七电阻连接所述第一直流电源的输出端，所述第一运算放大器的正相输入端通过所述第八电阻连接参考地；
所述第一运算放大器的输出端连接所述第一运算放大器的反相输入端和所述第二直流电源的输出端。
8.根据权利要求1-6任一项所述的光伏逆变器，其特征在于，所述第二直流电源包括第一运算放大器、第七电阻、第八电阻和第二推挽电路，所述第二推挽电路包括第三开关管和第四开关管，其中：
所述第一运算放大器的正相输入端通过所述第七电阻连接所述第一直流电源的输出端，所述第一运算放大器的正相输入端通过所述第八电阻连接参考地；
所述第三开关管和所述第四开关管的串联连接处连接所述第一运算放大器的反相输入端和所述第二直流电源的输出端，所述第三开关管的控制端和所述第四开关管的控制端连接所述第一运算放大器的输出端，所述第三开关管用于在所述第一运算放大器的输出电压位于预设电压范围内时处于线性状态；所述第四开关管用于在所述第一运算放大器的输出电压位于所述预设电压范围内时处于线性状态，所述线性状态为开关管在关断状态与导通状态之间的过渡状态。
9.根据权利要求8所述的光伏逆变器，其特征在于，所述第三开关管的第一端和第二端分别连接所述第一直流电源的输出端和所述第四开关管的第一端，所述第四开关管的第二端连接所述参考地。
10.根据权利要求7-9任一项所述的光伏逆变器，其特征在于，所述第二直流电源的输出电压大于或者等于所述第一直流电源的输出电压的一半。
11.根据权利要求1-10任一项所述的光伏逆变器，其特征在于，所述滤波电路的输入端包括第一输入端和第二输入端，所述滤波电路包括第二运算放大器、第三运算放大器、第九电阻、第十电阻、第十一电阻、第一电容和第二电容，其中：
所述第九电阻和所述第一电容串联在所述第二运算放大器的正相输入端和反相输入端之间，所述第十电阻连接在所述第二运算放大器的反相输入端和输出端之间；
所述第三运算放大器的正相输入端连接所述第二运算放大器的输出端，所述第十一电阻和所述第二电容并联后连接在所述第三运算放大器的反相输入端与输出端之间；
所述第二运算放大器的正相输入端和所述第三运算放大器的反相输入端分别连接所述滤波电路的第一输入端和第二输入端，所述第三运算放大器的输出端连接所述滤波电路的输出端。
12.根据权利要求11所述的光伏逆变器，其特征在于，所述滤波电路用于滤除所述电压信号中频率大于截止频率的高频信号，所述截止频率小于等于2.5KHz。
13.一种漏电流检测装置，其特征在于，所述漏电流检测装置包括磁环、漏电流检测绕组、调制波电路、滤波电路和第一直流电源，其中：
所述漏电流检测绕组缠绕在所述磁环上，所述待检测设备的输出端连接线从所述磁环中穿过；
所述调制波电路包括第一推挽电路、比较器、第二直流电源和漏电流采样电阻，所述第一推挽电路包括第一开关管和第二开关管，其中：
所述第一开关管和所述第二开关管的串联连接处连接所述漏电流检测绕组的第一端，所述漏电流检测绕组的第二端连接所述漏电流采样电阻，所述第一开关管的控制端和所述第二开关管的控制端连接所述比较器的输出端，所述第一开关管用于在所述比较器输出第一电平信号时处于导通状态，以控制所述第一直流电源使所述漏电流检测绕组处于第一充电状态；所述第二开关管用于在所述比较器输出第二电平信号时处于导通状态，以控制所述第二直流电源使所述漏电流检测绕组处于第二充电状态，所述漏电流检测绕组处于第一充电状态下的电流方向与所述漏电流检测绕组处于第二充电状态下的电流方向相反；
所述比较器的正相输入端和反相输入端分别连接所述漏电流检测绕组的第一端和第二端，所述比较器的输出端连接所述第一直流电源的输出端，用于输出载波信号，所述载波信号包括间隔的所述第一电平信号和所述第二电平信号，所述漏电流检测绕组处于充电饱和状态时所述比较器输出的电平信号翻转；
所述滤波电路的输入端分别连接所述漏电流采样电阻的两端，用于基于所述载波信号对所述漏电流采样电阻两端的电压信号进行滤波，得到漏电压信号。
CN202310120732.3A 2023-02-02 2023-02-02 光伏逆变器及漏电流检测装置 Pending CN116256665A (zh)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202310120732.3A CN116256665A (zh) 2023-02-02 2023-02-02 光伏逆变器及漏电流检测装置
PCT/CN2024/071988 WO2024160036A1 (zh) 2023-02-02 2024-01-12 光伏逆变器及漏电流检测装置
EP24709626.6A EP4435454A4 (en) 2023-02-02 2024-01-12 Photovoltaic inverter and leakage current detection apparatus
US18/747,832 US20240339914A1 (en) 2023-02-02 2024-06-19 Photovoltaic Inverter and Leakage Current Detection Apparatus

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202310120732.3A CN116256665A (zh) 2023-02-02 2023-02-02 光伏逆变器及漏电流检测装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN116256665A true CN116256665A (zh) 2023-06-13

Family

ID=86682130

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202310120732.3A Pending CN116256665A (zh) 2023-02-02 2023-02-02 光伏逆变器及漏电流检测装置

Country Status (4)

Country Link
US (1) US20240339914A1 (zh)
EP (1) EP4435454A4 (zh)
CN (1) CN116256665A (zh)
WO (1) WO2024160036A1 (zh)

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2024160036A1 (zh) * 2023-02-02 2024-08-08 华为数字能源技术有限公司 光伏逆变器及漏电流检测装置
CN118731462A (zh) * 2024-08-09 2024-10-01 上海精积微半导体技术有限公司 测量电路
CN118777659A (zh) * 2024-06-25 2024-10-15 珠海多创科技有限公司 一种剩余电流测量设备、电子设备及其剩余电流测量方法
CN119936732A (zh) * 2025-02-13 2025-05-06 山东云开电力有限公司 一种电力开关柜漏电智能检测电路
CN120103217A (zh) * 2025-05-08 2025-06-06 比亚迪股份有限公司 漏电检测电路及其方法、用电设备和车辆
WO2025161807A1 (zh) * 2024-01-29 2025-08-07 华为数字能源技术有限公司 逆变器和漏电流检测装置

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN118818368B (zh) 2024-09-20 2025-03-21 上海思格源智能科技有限公司 逆变器系统的检测方法、逆变器系统和电弧检测系统
TWI896379B (zh) * 2024-10-17 2025-09-01 新加坡商鴻運科股份有限公司 電流檢測裝置
CN119995001B (zh) * 2025-01-06 2025-11-21 湖北能源集团新能源发展有限公司 光伏并网逆变系统及其绝缘阻抗在线检测方法和装置

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103424643B (zh) * 2012-05-22 2017-09-12 浙江巨磁智能技术有限公司 接地故障检测装置
CN102680851B (zh) * 2012-05-30 2014-12-17 深圳市英威腾电气股份有限公司 一种漏电流检测方法及其装置
CN104931758B (zh) * 2014-03-21 2018-03-27 上海电科电器科技有限公司 直流剩余电流检测装置
KR20170120954A (ko) * 2016-04-22 2017-11-01 엘에스산전 주식회사 태양광 인버터 시스템의 고장 검출장치
JP6697746B2 (ja) * 2016-11-29 2020-05-27 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 漏電検出装置
CN113972624B (zh) * 2020-07-22 2025-03-18 上海复旦微电子集团股份有限公司 磁调制振荡电路及其驱动方法
CN115133567B (zh) * 2021-03-27 2025-10-28 华为数字能源技术有限公司 光伏系统和光伏系统的漏电流控制方法
CN115616442A (zh) * 2021-07-16 2023-01-17 台达电子企业管理（上海）有限公司 检测装置、逆变器及检测方法
CN115586455A (zh) * 2022-08-25 2023-01-10 云尖信息技术有限公司 一种光伏并网逆变器漏电流检测装置和方法
CN116256665A (zh) * 2023-02-02 2023-06-13 华为数字能源技术有限公司 光伏逆变器及漏电流检测装置

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2024160036A1 (zh) * 2023-02-02 2024-08-08 华为数字能源技术有限公司 光伏逆变器及漏电流检测装置
WO2025161807A1 (zh) * 2024-01-29 2025-08-07 华为数字能源技术有限公司 逆变器和漏电流检测装置
CN118777659A (zh) * 2024-06-25 2024-10-15 珠海多创科技有限公司 一种剩余电流测量设备、电子设备及其剩余电流测量方法
CN118731462A (zh) * 2024-08-09 2024-10-01 上海精积微半导体技术有限公司 测量电路
CN118731462B (zh) * 2024-08-09 2025-09-19 上海精积微半导体技术有限公司 测量电路
CN119936732A (zh) * 2025-02-13 2025-05-06 山东云开电力有限公司 一种电力开关柜漏电智能检测电路
CN120103217A (zh) * 2025-05-08 2025-06-06 比亚迪股份有限公司 漏电检测电路及其方法、用电设备和车辆

Also Published As

Publication number Publication date
EP4435454A4 (en) 2025-05-21
US20240339914A1 (en) 2024-10-10
EP4435454A1 (en) 2024-09-25
WO2024160036A1 (zh) 2024-08-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN116256665A (zh) 光伏逆变器及漏电流检测装置
JP7089619B2 (ja) Ｐｗｍコンデンサの制御
EP3121921B1 (en) Residual current protection device
CN102843025B (zh) 用于pfc电路的控制电路、控制方法及电源系统
TWI470916B (zh) 直流－直流轉換器及其驅動方法
CN104931758B (zh) 直流剩余电流检测装置
CN105305848A (zh) 操作在边界导通模式中的无桥式升压pfc变换器的升压电感消磁检测
CN104506072B (zh) 一种基于pwm控制器的移相全桥峰值电流控制电路
CN103051172A (zh) 光伏发电用移相全桥变换器的偏磁抑制系统和方法
US20040140848A1 (en) Phase shift modulation class D amplifier
CN102790434A (zh) 一种电流互感器自取能电路
CN102109366A (zh) 一种电磁流量计多频脉冲数字调宽恒流源
CN205123588U (zh) 隔离反激式高频开关电源及其输入电压检测电路
CN110311569B (zh) 一种用于开关电源的电流调制器
CN104584424A (zh) 用于音频放大器和稳压电源的脉冲发生电路
CN203705525U (zh) 一种电流检测电路及其控制回路
CN201917366U (zh) 电磁流量计多频脉冲数字调宽恒流源
CN220650853U (zh) 一种漏电检测电路和漏电检测设备
CN105992416B (zh) 电磁加热控制电路及电磁加热设备
CN117538582A (zh) 传感器线圈、杂散电流监测电路及驱动方法
CN209446692U (zh) 一种用于并网装置的检测电路及直流电子负载
CN209545447U (zh) 一种磁隔离反馈电路
CN109889041B (zh) 一种基于电容电流反馈控制的buck电路
CN114447877A (zh) 一种电压转换电路及其过流保护电路和过流保护控制方法
CN218481580U (zh) 一种无桥pfc输入电流检测电路和pfc芯片控制电路

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination