CN103699169B - 电源电路 - Google Patents
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Abstract
本发明提供一种能够抑制在电源（21）接通瞬间产生的浪涌电流，且能够降低电子设备在休眠模式时的功耗的电源电路（2）。本发明的电源电路（2）包括：电源（21）、电源电压检测电路（23）、前沿延迟电路（25）、电子开关（22）和慢导通电路（24）。当电源（21）接通时，电子开关（22）缓慢导通，以使得流经电子开关（22）的电流I不会大到损坏该电流I所流过的器件。在电子设备进入休眠模式时，立即切断向负载（26）的供电，由此降低了电子设备在休眠模式时的功耗。
Description
技术领域
本发明涉及一种电源电路，更具体地涉及一种能够抑制在电源接通瞬间产生的浪涌电流，且能够降低电子设备在休眠模式时的功耗的电源电路。
背景技术
在电子设备中，电源电路是不可缺少的构成部分。在现有技术中，电子设备的电源电路有多种结构，以下仅以其中一种结构为例来说明。
图1是现有技术的电源电路的主要部分的电路图例。以下，参照图1，说明现有技术的电源电路1的工作原理。
如图1所示，电源电路1具有：电源11、机械开关17、电子开关12、限流电阻RL、电源电压检测电路13、控制单元15以及负载16。其中，电子开关12例如是电流控制器件FET，控制单元15例如是MCU。电源11输出用于向负载16直流供电的电源电压V1。电源电压检测电路13用于检测经机械开关17后的电源电压V1。当电源电压检测电路13检测到电源电压V1时，输出第一电压控制信号C1给MCU，MCU接收到第一电压控制信号C1后输出第二电压控制信号C2给FET，FET在接受到C2后导通。但是，在从产生第一电压控制信号C1到产生第二电压控制信号C2的延迟时间T内，FET处于断开状态。在这个时间段T内，电源电压V1通过限流电阻RL向负载16进行供电。此时，电源电压V1不是通过开关器件直接施加给负载16的，而是通过限流电阻RL向负载供电。即，经限流电阻RL向负载16供电的电流值为I＝V1/RL。由此，在现有技术的电源电路1中，通过这样地在电源11负载16之间串联限流电阻RL的方法来抑制在电源11接通瞬间产生的浪涌电流。
但是，现有技术的电源电路1处于休眠模式的情况下，即使切断FET，电源电压V1还是会通过限流电阻RL形成环路，消耗不必要的功率。而且，现有技术中的电源电路1无法满足目前技术中Energy Start的严格要求。
因此，在电源电路中，抑制在电源接通瞬间产生的浪涌电流的同时，还能够降低电子设备在休眠模式时的功耗成为迫切需要解决的问题。
发明内容
本发明为了解决现有技术中存在的上述问题而作出。本发明的目的在于提供一种不仅能够抑制在电源接通瞬间所产生的浪涌电流，还能够降低电子设备在休眠模式时的功耗的电源电路。
本发明的电子设备的电源电路包括：电源，其输出用于向负载进行直流供电的电源电压；电源电压检测电路，其用于检测所述电源电压，输出其前沿与所述电源接通对应、其后沿与所述电源断开对应的第一电压控制信号；前沿延迟电路，接收所述第一电压控制信号，输出其前沿相对于所述第一电压控制信号的前沿延迟预定时间、且其后沿与所述第一电压控制信号的后沿在时间上一致的第二电压控制信号；在电源和负载之间串联有电子开关，该电子开关用于接通或断开电源向负载的供电；慢导通电路，接收所述第二电压控制信号，向所述电子开关输出其前沿用于控制所述电子开关导通、其后沿用于控制所述电子开关截止的开关电压信号，所述开关电压信号的前沿的起始时间与所述第二电压控制信号的前沿的起始时间一致，但其前沿的变化速度比所述第二电压控制信号的前沿的变化速度慢，以使得当所述电源接通时流经所述电子开关的电流不会大到损坏该电流所流过的器件，所述开关电压信号的后沿与所述第二电压控制信号的后沿在时间上一致。
进一步，在所述电源和所述电子开关之间串联有机械开关，其用于控制所述电源的接通或断开，所述电源电压检测电路用于检测经所述机械开关后的电源电压。
进一步，所述慢导通电路包括：第一电阻，其一端与所述电子开关的一开关端连接；第一电容，其连接在所述第一电阻的另一端和地之间；第二电阻，其一端与所述电子开关的一开关端连接；第三电阻，其一端与所述第二电阻的另一端和电子开关的控制端连接；晶体三极管，其基极接收所述第二电压控制信号，其集电极与所述第三电阻的另一端连接，其发射极接地，二极管，连接在所述第一电阻的另一端和所述第二电阻的另一端之间，其中，在所述晶体三极管导通时，所述第一电容能够通过所述二极管放电，且所述第一电容在所述延迟的预定时间内完成充电。
进一步，所述电子开关是场效应管，其源极为所述电子开关的一开关端，其栅极为所述电子开关的控制端，其漏极为所述电子开关的另一开关端。
根据本发明的电源电路，不仅能够抑制在电源接通瞬间所产生的浪涌电流，还能够降低电子设备在休眠模式时的功耗。进一步，使得电子设备中的相关器件的电流规格降低，确保了电子设备的可靠性、安全性。
附图说明
下文将参照附图描述实现本发明的各个特征的总体结构。所提供的附图以及相关描述用于说明本发明的实施例，但并不限于本发明。
图1是现有技术的电源电路的主要构成部分的电路图例。
图2是本发明的电源电路的主要构成部分的结构框图。
图3是本发明的电源电路的主要构成部分的电路图例。
图4是本发明的电源电路的主要节点的波形图。
图5是本发明的电源电路的电源电压检测电路的电路图例。
图6是本发明的电源电路的电源电压检测电路的另一电路图例。
符号的说明
11、21 电源
12、22 电子开关
17、27 机械开关
13、23、23’、23” 电源电压检测电路
15 控制单元
24 慢导通电路
25 前沿延迟电路
16、26 负载
C1 第一电压控制信号
C2 第二电压控制信号
S1 开关电压信号
Q1 晶体三极管
D 二极管
R1、R2、R3、R4、R5、R6、R7、R8、R9 电阻
具体实施方式
在下面的说明中，描述用于实现本发明的优选模式。另外，以下叙述的实施例是本发明的优选实施例，因此附加了技术上理想的各种限定，但本发明的范围只要在以下说明中没有特别限定本发明的意思的记载，就不限于这些方式。
以下，结合附图对本发明的具体实施方式进行详细地说明。
图2是本发明的电源电路的主要构成部分的结构框图。
作为本发明的电源电路2的一个实例，如图2所示，本发明的电子设备的电源电路2包括：电源21，其输出用于向负载26进行直流供电的电源电压V1；电源电压检测电路23，其用于检测电源电压V1，输出其前沿与电源21接通对应、其后沿与电源21断开对应的第一电压控制信号C1；前沿延迟电路25，接收第一电压控制信号C1，输出其前沿相对于第一电压控制信号C1的前沿延迟预定时间、且其后沿与第一电压控制信号C1的后沿在时间上一致的第二电压控制信号C2；在电源21和负载26之间串联有电子开关22，该电子开关22用于接通或断开电源21向负载26的供电；慢导通电路24，接收第二电压控制信号C2，向电子开关22输出其前沿用于控制电子开关22导通、其后沿用于控制电子开关22截止的开关电压信号S1，开关电压信号S1的前沿的起始时间与第二电压控制信号C2的前沿的起始时间一致，但其前沿的变化速度比第二电压控制信号C2的前沿的变化速度慢，以使得当电源21接通时流经电子开关22的电流不会大到损坏该电流所流过的器件，开关电压信号S1的后沿与第二电压控制信号C2的后沿在时间上一致。
图4是本发明的电子设备的电源电路的主要节点的波形图。以下，结合图2和图4，对本发明的电源电路2抑制在电源接通时产生的浪涌电流的过程；以及降低电子设备在休眠模式时的功耗进行说明。
电源电压检测电路23始终对电源电压V1进行检测。电源电压V1的波形例如如图4的(a)所示。当电源电压检测电路23检测到电源电压V1时，输出第一电压控制信号C1到前沿延迟电路25，例如该第一电压控制信号C1为高电平。如图4的(a)和(b)所示，该第一电压控制信号C1的前沿和后沿与电源电压V1在时间上一致。当前沿延迟电路25接收到第一电压控制信号C1时，延迟预定时间T后输出第二电压控制信号C2到慢导通电路24，例如该第二电压控制信号C2为高电平。如图4的(b)和(c)所示，该第二电压控制信号C2的前沿相对于第一电压控制信号C1延迟预定时间T，该第二电压控制信号C2的后沿与第一电压控制信号C1在时间上一致。当慢导通电路24接收到第二电压控制信号C2时，其向电子开关22输出开关电压信号S1。如图4的(c)和(d)所示，该开关电压信号S1的起始时间与第二电压控制信号的起始时间一致，该开关电压信号S1的后沿与第二电压控制信号C2的后沿在时间上一致。但是该开关电压信号S1从起始沿开始先缓慢变化，例如缓慢降低，直至到达稳定电压Vs。在这样的开关电压信号S1的控制下，流经电子开关22的电流I缓慢变化，例如缓慢增大，则电子开关缓慢导通。因此，在电源接通时，流经电子开关至负载的电流I不是瞬间增大，而是缓慢增大，由此抑制了在电源接通瞬间产生的浪涌电流。
电源电压检测电路23一直检测电源电压V1，当其没有检测到电源电压V1时，即电源电压V1为如图4的(a)的后沿之后的部分，例如该部分为低电平。与此相对地，电源电压检测电路23向前沿延迟电路25输出的第一电压控制信号C1产生跳变，例如由高电平变为低电平。同时，前沿延迟电路25向慢导通电路24输出的第二电压控制信号C2产生跳变，例如由高电平变为低电平，慢导通电路向电子开关22输出的开关电压信号S1产生跳变，例如由稳定电压Vd变为电源电压V1，电子开关22在开关电压信号S1跳变为电源电压V1时，电子开关22立即断开。由此，在切断电源21向负载26的供电时，即断开电源瞬间，向负载26的供电被立即切断。
在电子设备需要进入休眠模式时，前沿延迟电路25向慢导通电路24输出的第二电压控制信号C2产生跳变，例如由高电平变为低电平。同时，慢导通电路向电子开关22输出的开关电压信号S1产生跳变，例如由稳定电压Vs变为电源电压V1，电子开关22在开关电压信号S1跳变为电源电压V1时，电子开关22立即断开。由此，在休眠模式下，即使电源继续输出电源电压V1，但是切断了其向负载26的供电，由此降低了电子设备的功耗。
图3是本发明的电源电路的主要构成部分的电路图例。
作为上述的电源电路2的变换例，如图3所示，在电源21和电子开关22之间进一步串联有机械开关27，其用于控制电源21的接通或断开，电源电压检测电路23用于检测经机械开关27后的电源电压V1。
又，作为上述电源电路2的各例的变换例，慢导通电路24包括：第一电阻R1，其一端与电子开关22的一开关端S连接；第一电容C，其连接在第一电阻R1的另一端和地GND之间；第二电阻R2，其一端与电子开关22的一开关端S连接；第三电阻R3，其一端与所述第二电阻的另一端和电子开关的控制端G连接；晶体三极管Q1，其基极B接收第二电压控制信号C2，其集电极C与第三电阻R3的另一端连接，其发射极E接地GND，二极管D1，连接在第一电阻R1的另一端和第二电阻R2的另一端之间，其中，在晶体三极管Q1导通时，第一电容C能够通过二极管D1放电，且第一电容C在延迟的预定时间内完成充电。
又，作为上述电源电路2的各例的变换例，电子开关22例如是场效应管FET，其源极S为电子开关22的一开关端S，其栅极G为所述电子开关22的控制端G，其漏极D为电子开关22的另一开关端。
这里，电子开关27也可以是除FET以外的其它电子开关。
以下，结合图3和图4对本发明的电源电路2抑制在电源接通时产生的浪涌电流的过程，以及如何降低电子设备在休眠模式时的功耗进行进一步地说明。
例如，该电子设备为打印机，当打印机发生如卡纸等故障时，则需要打开打印机的门以进行维修，而打印机在正常工作时，打印机的门保持关闭状态。打印机的门与机械开关27被设置为机械式地联动，即打印机的门打开时，机械开关27就断开，打印机的门关闭时，机械开关27就接通。
在打印机的门关闭的状态下，机械开关27接通，电源电压检测电路23检测到经机械开关27的电源电压V1。此时，电源电压检测电路23产生第一电压控制信号C1并输出到前沿延迟电路25，例如该第一电压控制信号C1为高电平。当前沿延迟电路25接收到第一电压控制信号C1时，延迟预定时间T后输出第二电压控制信号C2到晶体三极管Q1的基极B，例如该第二电压控制信号C2为高电平。在从产生第一电压控制信号C1到产生第二电压控制信号C2的迟时间T内，电源21经电阻R1对C1充电，且电容C在该时间段T内完成充电，因此该预定延迟时间T是比电容C充电时间长的时间，例如为3RC的时间。此时，FET的S极和G极的电压均为电源电压V1，FET的VGS为零，电流控制器件FET处于断开状态。在以上过程中，二极管D1处于反相截止状态。接着，晶体三极管Q1在第二电压控制信号S2的控制下导通，此时形成回路：电源21-机械开关27-电阻R2-电阻R3-晶体三极管Q1-GND，其中电阻R2和电阻R3起到分压作用，二极管D1导通。在晶体三极管Q1导通后，且形成放电回路：电容C-二极管D1-电阻R3-晶体三极管Q1-GND。随着电容C的放电，FET的G极电压降低，FET的S极电源为电源电压V1，FET的VGS的电压升高，流经FET的电流缓慢增大，FET缓慢导通。当电容C的电压放电到该电容C上的电压为稳定电压Vs时，这里，Vs＝V1*R3/(R3+R)，其中，R＝R2*R1/(R2+R1),FET正常导通。这里，VGS的波形如图4的(e)所示。因此，在电源接通时，流经电子开关至负载的电流I不是瞬间增大，而是缓慢增大，由此抑制了在电源接通瞬间产生的浪涌电流。
当打印机的门打开时，机械开关27断开，电源电压检测电路23无法检测到经机械开关27的电源电压V1。此时，从电源电压检测电路23向前沿延迟电路25输出的第一电压控制信号C1产生跳变，例如由高电平变为低电平。同时，从前沿延迟电路25向晶体三极管Q1输出的第二电压控制信号C2产生跳变，例如由高电平变为低电平。晶体三极管Q1的栅极接收到低电平后立即断开。晶体三极管Q1断开后，FET的S极和G极的电压均为电源电压V1，FET的VGS为零，FET立即断开。由此，在打印机的门打开时，FET立即断开，向负载26的供电被立即切断。
在电子设备需要进入休眠模式时，前沿延迟电路25向慢导通电路24输出的第二电压控制信号C2产生跳变，例如由高电平变为低电平。同时，从前沿延迟电路25向晶体三极管Q1输出的第二电压控制信号C2产生跳变，例如由高电平变为低电平。晶体三极管Q1的栅极接收到低电平后立即断开。晶体三极管Q1断开后，FET的S极和G极的电压均为电源电压V1，FET的VGS为零，FET立即断开。由此，在休眠模式下，即使电源继续输出电源电压V1，但是切断了其向负载26的供电，由此降低了电子设备的功耗。
又，作为上述电源电路2的各例的变换例，前沿延迟电路25例如是MCU，在该MCU中预先存储有延迟程序，使得第二电压控制信号C2的前沿相对于第一电压控制信号C1延迟预定时间T。
又，作为上述电源电路2的各例的变换例，前沿延迟电路25例如是分立式的电子器件的组合。例如，前沿延迟电路25包含三角波形成电路，三角波和第二电压控制信号C2相交的阈值点与延迟时间T对应。
图5是本发明的电子设备的电源电路的电源电压检测电路的一具体电路例。作为上述电源电路2的各例的变换例，如图5所示，电源电压检测电路23’具有电阻R4和电阻R5，其中，电阻R4的一端和机械开关27的一开关端连接，其另一端与电阻R5的一端连接。电阻R5的另一端接地。电阻R4和电阻R5的连接点与前沿延迟电路25连接。
图6是本发明的电子设备的电源电路的电源电压检测电路的一具体电路例。作为上述电源电路2的各例的变换例，如图6所示，电源电压检测电路23”具有电阻R6、电阻R7、电阻R8、电阻R9、比较器62和参考电源61。其中，电阻R6的一端和机械开关27的一开关端连接，电阻R6的另一端和电阻R7的一端连接，电阻R7的另一端接地。电阻R8的一端和参考电源61连接，电阻R8的另一端和电阻R9的一端连接，电阻R9的另一端接地。比较器62的一输入端(例如负输入端)和电阻R8与电阻R9的连接点相连，比较器62的另一输入端(例如正输入端)和电阻R6与电阻R7的连接点相连，比较器62的输出端与前沿延迟电阻25的输出端相连。
另外，对于本发明的实施方式中所选用的各个器件，本领域技术人员基于本领域的公知常识，可以选用能够实现相同功能的其他器件来替代在上述实施例中所选用的各个器件，或者相应改变各器件之间的连接方式，这些都不脱离本发明的保护范围。
虽然本发明的特定实施方式已被描述，但该实施方式只是通过实例的方式进行表述，并不意欲限制本发明的范围。实际上，本文描述的电源电路可以通过各种其他形式实施；此外，也可以进行对本文描述的电源电路的各种省略、替代和改变而不背离本发明的精神。附后的权利要求及其等同内容的目的是涵盖落入本发明的范围和精神内的这样的各种形式或修改。
Claims (5)
1.一种电子设备的电源电路，其特征在于，包括：
电源，其输出用于向负载进行直流供电的电源电压；
电源电压检测电路，其用于检测所述电源电压，输出其前沿与所述电源接通对应、其后沿与所述电源断开对应的第一电压控制信号；
前沿延迟电路，接收所述第一电压控制信号，输出其前沿相对于所述第一电压控制信号的前沿延迟预定时间、且其后沿与所述第一电压控制信号的后沿在时间上一致的第二电压控制信号；
在电源和负载之间串联有电子开关，该电子开关用于接通或断开电源向负载的供电；
慢导通电路，接收所述第二电压控制信号，向所述电子开关输出其前沿用于控制所述电子开关导通、其后沿用于控制所述电子开关截止的开关电压信号，所述开关电压信号的前沿的起始时间与所述第二电压控制信号的前沿的起始时间一致，但其前沿的变化速度比所述第二电压控制信号的前沿的变化速度慢，以使得当所述电源接通时流经所述电子开关的电流不会大到损坏该电流所流过的器件，所述开关电压信号的后沿与所述第二电压控制信号的后沿在时间上一致。
2.如权利要求1所述电源电路，其特征在于，在所述电源和所述电子开关之间串联有机械开关，其用于控制所述电源的接通或断开，所述电源电压检测电路用于检测经所述机械开关后的电源电压。
3.如权利要求1或2所述的电源电路，其特征在于，所述慢导通电路包括：
第一电阻，其一端与所述电子开关的一开关端连接；
第一电容，其连接在所述第一电阻的另一端和地之间；
第二电阻，其一端与所述电子开关的一开关端连接；
第三电阻，其一端与所述第二电阻的另一端和电子开关的控制端连接；
晶体三极管，其基极接收所述第二电压控制信号，其集电极与所述第三电阻的另一端连接，其发射极接地，
二极管，连接在所述第一电阻的另一端和所述第二电阻的另一端之间，其中，
在所述晶体三极管导通时，所述第一电容能够通过所述二极管放电，且所述第一电容在所述延迟的预定时间内完成充电。
4.如权利要求1所述的电源电路，其特征在于，所述电子开关是场效应管，其源极为所述电子开关的一开关端，其栅极为所述电子开关的控制端，其漏极为所述电子开关的另一开关端。
5.如权利要求3所述的电源电路，其特征在于，所述电子开关是场效应管，其源极为所述电子开关的一开关端，其栅极为所述电子开关的控制端，其漏极为所述电子开关的另一开关端。
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