CN100481701C

CN100481701C - 一种控制开关电源控制电路

Info

Publication number: CN100481701C
Application number: CNB2006100895197A
Authority: CN
Inventors: 尹航
Original assignee: Vimicro Corp
Current assignee: Wuxi Vimicro Corp
Priority date: 2006-06-30
Filing date: 2006-06-30
Publication date: 2009-04-22
Anticipated expiration: 2026-06-30
Also published as: CN1897440A

Abstract

本发明公开了一种电流峰值调制装置，与以往技术不同的是，该装置在电流反馈回路中添加了一个高通滤波器用来滤除电流反馈信号中的低频部分，从而提高电路在低电压下的负载能力并且在高频下缩短了负载变化的相应时间。

Description

一种控制开关电源控制电路

技术领域

本发明涉及一种控制开关电源控制电路，特别是一种峰值电流模式控制的直流控制开关电源控制电路。

技术背景

直流控制开关电源控制电路主要包括脉冲宽度调制(Pulse-width Modulation，以下简称脉宽调制或PWM)比较器、控制开关及输出LC电路，所述PWM比较器用于比较其输入端的输入信号产生不同占空比的方波信号，这些PWM比较器产生的方波信号用于驱动控制开关的闭合与关断，因此，这些PWM方波信号也可以叫做PWM脉冲关断时刻，所述控制开关用于在其闭合时将输入电压接入LC电路，在其关断时，切断输入电压与LC电路的连接并释放LC电路的能量，所述LC电路包括与控制开关连接的电感和与所述电感串联的电容，所述电感和电容的连接节点的节点电压被用作输出电压。

所述直流控制开关电源控制电路的基本工作原理就是在输入电压变化、内部参数变化或外接负载变化的情况下，控制电路通过被控制信号与基准信号的差值进行闭环反馈，调节控制开关的导通脉冲宽度，使得控制开关电源控制电路的输出电压或电流等被控制信号稳定。由于直流控制开关电源控制电路的关键在于控制开关的导通脉冲宽度的控制，因此该控制电路也被叫做脉宽调制(PWM)控制电路。

现有技术中存在多种反馈控制模式来控制PWM，其中就有一种为峰值电流模式控制(Peak Current Mode Control)PWM。图1和2分别示出了一种现有峰值电流模式控制脉宽调制(PWM)的控制电路。如图1示出了其一种实施例，所述脉宽调制(PWM)控制电路包括误差放大器(Error Amplifier)10、三角波发生器(Ramp Generator)20、PWM比较器30、逻辑驱动单元40、控制开关50、串联的输出电感60和输出电容70、反馈放大器80、分压电路90。

所述误差放大器(Error Amplifier)10的正向输入端输入一参考电压V_ref，也可以叫做基准电压，反向输入端输入将输出电压V_out分压得到的反馈电压V_FB，所述误差放大器10将反馈电压V_FB和基准电压V_ref比较并将比较结果进行适当放大以输出电压V_EA。所述三角波发生器20用于产生稳定的三角波信号。所述PWM比较器的正向输入端输入所述三角波信号，其反向输入端输入所述输出电压V_EA与反馈电流电压V_IFB合成的合成电压V_∑，所述反馈电流电压V_IFB反映输出电感60电流峰值的变化，所述PWM比较器用于将三角波与合成电压V_∑进行比较以输出一定占空比的方波信号，也就是所述控制开关50的关断时刻。所述PWM比较器的工作原理具体请参考图4，当三角波信号电位高于合成电压V_∑电位的时候输出一个高电平信号，当三角波信号电位低于的合成电压V_∑电位的时候输出一个低电平信号。通过调整合成电压V_∑的电位高低就可以调整输出方波的占空比，也就是调整了控制开关50的关断时刻，进而控制PWM控制电路的输出电压V_out。

所述控制开关50由一个PMOS管、一个NMOS管组成，所述PMOS管和NMOS管的栅极分别与逻辑驱动单元40相连，所述PMOS管的源极与输入电压V_in连接，所述NMOS管的源极与地连接，所述PMOS管与NMOS管的漏极连接并作为控制开关50的输出端与输出电感60相连，与输出电感60串联的输出电容70的另一端接地，输出电感60与输出电容70的连接节点的电压被引作PWM控制电路的输出电压V_out，所述输出电压V_out经过分压电路90得到前述反馈电压V_FB。所述分压电路90由串联在输出电压V_out和地之间的第一分压电阻和第二分压电阻组成，所述第一分压电阻和第二分压电阻的中间节点电压作为反馈电压V_FB。

所述逻辑驱动单元40接收所述PWM比较器的方波信号并将其分为两路，一路送给PMOS管的栅极作为开关信号，另一路经过一定的延时送给NMOS管的栅极作为开关信号。前述反馈电流电压V_IFB是将输入电压V_in减去控制开关50和输出电感60的中间节点电压后再经过由控制开关50的PMOS管控制的开关采集后再经过放大器80适当放大得到。前述反馈电流电压V_IFB的计算公式为：

V_IFB＝α*(V_in-(V_in-i*R_PMOS))＝α*i*R_PMOS

其中：α为放大器80的放大系数，i为输出电感60电流，R_PMOS为PMOS管的等效电阻值。由公式可以看出反馈电流电压V_IFB反映了输出电感电流峰值的变化。

当输入电压V_in变化或外接负载变化的情况下，所述反馈电压V_FB可能产生波动，误差放大器10将波动的反馈电压V_FB与基准电压V_ref比较并将比较结果进行适当放大以调整输出电压V_EA，从而调整合成电压V_∑的电位高低以控制输出方波的占空比，调整了控制开关50的关断时刻，进而控制PWM控制电路的输出电压V_out收敛于一个基准值，此时反馈电压V_FB与基准电压V_ref之间的差为零，因此，这个输出电压V_out的基准值与基准电压V_ref直接相关。

在图1所示的PWM控制电路的方波的占空比由误差放大器10的输出电压V_EA和反映输出电感60电流峰值变化的反馈电流电压V_IFB的合成电压V_∑决定。因此，峰值电流模式控制PWM控制电路是双闭环控制系统，电压外环控制电流内环。电流内环是瞬时快速按照逐个脉冲工作的。功率级是由电流内环控制的电流源，而电压外环控此功率输出级电流源。在该双环控制中，电流内环只负责输入电感的动态变化，因而电压外环仅需控制输出电容，不必控制LC储能电路。

图2所示的峰值电流模式控制PWM控制电路的另外一个实施例，其和图1所示PWM控制电路的不同之处在于，反映输出电感60电流峰值变化的反馈电流电压V_IFB不是和误差放大器10的输出电压V_EA组成合成电压V′_∑，而是和三角波发生器20产生的三角波信号组成为其峰值代表输出电感电流峰值的三角状波形或梯形尖角状合成波形信号，并将合成波形信号输入PWM比较器的正向输入端，而误差放大器10的输出电压V_EA直接输入PWM比较器的反向输入端。图2所示和图1所示的PWM控制电路的工作原理相同，再此容不赘述。

峰值电流模式控制使PWM控制电路成为一个单一极点系统，还有一个好处就是方便进行补偿。但是直接引用电流作为反馈信号会造成以下两个方面的影响：

1.在负载能力上。在连续电流模式(Continue Current Mode)下，控制开关50的驱动信号的占空比(D＝Vout/Vin)理论上是一个恒定的值，为了获得一个恒定的D值，误差放大器10的输出电压V_EA必须随着流过输出电感60的电流的变化而变化。而当加载一个大的负载时，流过输出电感60的电流会增大，而误差放大器10的输出电压V_EA也就需要随之增大，然而误差放大器10的输出电压V_EA的取值受到输入电压V_in的限制必须限定在一定范围内，因此，当负载大于一定范围时，需要的误差放大器10的输出电压V_EA的取值就可能超出其取值范围。这样，峰值电流模式下的PWM控制电路的负载能力就会很有限。

2.在负载响应速度方面。正如在1中讨论的一样，误差放大器的输出电压V_EA需要与流过输出电感60的负载电流相适应。当负载快速变化时，也就是说在负载电流变化时，误差放大器的输出电压V_EA的响应时间就会因为输出电压V_EA取值变化幅度增大而增加，再输出电压V_EA响应时其会产生强烈的向上过冲和向下过冲。

因此，亟待出现一种负载能力强且响应速度快的直流控制开关电源控制电路。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种负载能力强且响应速度快的直流控制开关电源控制电路。

为了达到上述目的，根据本发明一种控制开关电源控制电路所述的，其包括：

输出LC电路，其包括串联的输出电感和电容，输出电容的另一端接地，所述输出电感和电容的连接节点的节点电压被用作输出电压V_out；

控制开关，其具有与输入电压V_in连接的电源连接端、与地连接的接地连接端、与输出电感连接的输出端及用于控制所述控制开关开启或关断的控制端，所述控制开关用于在其开启时将输入电压V_in输送给输出LC电路以给输出LC电路充电，所述控制开关还用于在其关断时切断输入电压V_in和输出LC电路的连接并给其放电；

误差放大器，其一输入端输入参考电压V_ref，另一输入端输入将输出电压V_out分压得到的反馈电压V_FB，所述误差放大器用于将所述反馈电压V_FB和所述基准电压V_ref相减并将差值放大，以输出误差电压V_EA；

三角波发生器，用于产生稳定的三角波信号；

脉宽调制比较器，其一输入端输入所述三角波信号，其另一输入端输入由误差电压V_EA与反映输出电感电流变化的反馈电流电压V_IFB合成的合成电压V_∑，或者其一输入端输入所述三角波信号与反映输出电感电流变化的反馈电流电压V_IFB的合成电压V′_∑，其另一输入端输入误差电压V_EA，脉宽调制比较器用于将三角波与合成电压V_∑进行比较或者用于将误差电压V_EA与合成电压V′_∑进行比较以输出所述控制开关的开启和关断的开关控制信号给所述控制开关的控制端；其特点在于，

所述控制电路还包括有高通滤波器，其用于滤除掉反馈电流电压V_IFB中反映输出电感电流中的低频分量部分，使反馈电流电压V_IFB仅仅反映输出电感电流的高频分量。

本发明一种控制开关电源控制电路所述的由于采用了高通滤波器，滤除反馈电流电压中的高频分量，使输出电压V_EA的变化幅度大幅缩小，控制电路的响应速度大幅提高。另外，在相同负载电流情况下，由于引入了高通滤波器，而使输出电压V_EA需要的工作电压从降低，由于误差放大器的输出电压V_EA的上限受到输入电压V_in的限制，因此，在误差放大器的输出电压V_EA为上限时，引入了高通滤波器的控制电路的负载要明显大于没有引入的情况。

附图说明

图1是现有技术中峰值电流模式下的直流控制开关电源控制电路的第一种实施例的结构框图；

图2是现有技术中峰值电流模式下的直流控制开关电源控制电路的第二种实施例的结构框图；

图3是本发明峰值电流模式下的直流控制开关电源控制电路的第一种实施方式的结构框图；

图4是PWM比较器产生一定占空比方波的示意图；

图5是现有直流控制开关电源控制电路的仿真波形图；

图6是本发明直流控制开关电源控制电路的的仿真波形图；

图7是本发明峰值电流模式下的直流控制开关电源控制电路的第二种实施方式的结构框图；

图8是本发明中高通滤波器实现框图；和

图9是本发明中高通滤波器实现的具体电路图。

具体实施方式

本发明提供了一种峰值电流模式控制的直流控制开关电源控制电路，也可以被叫做峰值电流模式控制的PWM控制电路101，图3示出了本发明PWM控制电路101的第一实施方式。

请参看图3，本发明提供的PWM控制电路101包括误差放大器10、三角波发生器20、PWM比较器30、逻辑驱动单元40、控制开关50、串联的输出电感60和输出电容70、反馈放大器80、分压电路90。

所述误差放大器(Error Amplifier)10的正向输入端输入一参考电压V_ref，也可以叫做基准电压，反向输入端输入将输出电压V_out分压得到的反馈电压V_FB，所述误差放大器10用于将所述反馈电压V_FB和所述基准电压V_ref比较并将比较结果进行适当放大用以输出，这个输出电压被称为V_EA。所述三角波发生器20用于产生稳定的三角波信号。

所述PWM比较器的正向输入端输入所述三角波信号，其反向输入端输入所述误差放大器10的输出电压V_EA与反映输出电感60电流峰值变化的反馈电流电压V_IFB合成的合成电压V_∑，所述PWM比较器用于将三角波与合成电压V_∑进行比较以输出一定占空比的方波信号。所述PWM比较器的工作原理具体请参考图4，当三角波信号电位高于合成电压V_∑电位的时候输出一个高电平信号，当三角波信号电位低于的合成电压V_∑电位的时候输出一个低电平信号。

所述控制开关50由一个PMOS管、一个NMOS管组成，所述PMOS管和NMOS管的栅极分别与逻辑驱动单元40相连，所述PMOS管的源极与输入电压V_in连接，所述NMOS管的射极与地连接，所述PMOS管的射极与NMOS管的源极连接并作为控制开关50的输出端与输出电感60相连，与输出电感60串联的输出电容70的另一端接地，输出电感60与输出电容70的连接节点的电压被引作PWM控制电路的输出电压V_out，所述输出电压V_out经过分压电路90得到前述反馈电压V_FB。所述分压电路90由串联在输出电压V_out和地之间的第一分压电阻和第二分压电阻组成，所述第一分压电阻和第二分压电阻的中间节点电压作为反馈电压V_FB。

所述逻辑驱动单元40接收所述PWM比较器的方波信号并将其分为两路，一路送给PMOS管的栅极作为开关信号，另一路经过一定的延时送给NMOS管的栅极作为开关信号。当方波信号为高电平的时候，开启NMOS管关断PMOS管，给输出电感60、输出电容70释放能量，此时被称为控制开关50的关断时刻；而当方波为低电平的时候，开启PMOS管关断NMOS管，输入电压V_in通过PMOS管给输出电感、电容充电，此时被称为控制开关的开启时刻。从这个角度看，前述方波信号也可以被叫作所述控制开关50的开关时刻。所述逻辑驱动单元40用来确保不会产生两个管子都开启或都关断的状态产生。因此，通过调整合成电压V_∑的电位高低就可以调整输出方波的占空比，也就是调整了控制开关50的关断时刻，进而控制PWM控制电路的输出电压V_out。

前述反映输出电感60电流峰值变化的反馈电流电压V_IFB是将输入电压V_in减去控制开关50和输出电感60的中间节点电压后再经过由控制开关50的PMOS管控制的开关采集后再经过放大器80适当放大得到。前述反馈电流电压V_IFB的计算公式为：

V_IFB＝α*(V_in-(V_in-i*R_PMOS))＝α*i*R_PMOS

其中：α为放大器80的放大系数，i为输出电感60电流，R_PMOS为PMOS管的电阻值。由公式可以看出反馈电流电压V_IFB反映了输出电感电流峰值的变化。

下面描述一下本发明提供的PWM控制电路100的具体控制过程。

当输入电压V_in变化或外接负载变化的情况下，所述输出电压V_out可能就会产生增大或减小的波动，以下以增大为例来介绍一下控制过程：所述反馈电压V_FB增大，反馈电压V_FB与基准电压V_ref之间的差值增大，输出电压V_EA随之增大，合成电压V_∑的电位拉高，方波信号的高电平时刻增多，控制开关50的关断时刻增多即充电时刻减少，输出电压V_out减小直到收敛于一个基准值，此时，反馈电压V_FB收敛于基准电压V_ref。因此，基准电压V_ref用于决定输出电压V_out的大小。相反，输出电压V_out变小时，反馈电压V_FB与基准电压V_ref之间的差值减小，输出电压V_EA随之减小，合成电压V_∑的电位拉低，方波信号的高电平时刻减少，控制开关50的开启时刻增多即充电时刻增加，输出电压V_out增大直到收敛于一个基准值。也就是说，通过电压或电流反馈来调整合成电压V_∑的电位高低，就可以调整输出方波的占空比，也就是调整了控制开关50的开关时刻，进而控制PWM控制电路的输出电压V_out。

在图3所示的PWM控制电路的方波的占空比由误差放大器10的输出电压V_EA和反映输出电感60电流峰值变化的反馈电流电压V_IFB的合成电压V_∑决定。因此，峰值电流模式控制PWM控制电路是双闭环控制系统，电压外环控制电流内环。电流内环是瞬时快速按照逐个脉冲工作的。功率级是由电流内环控制的电流源，而电压外环控此功率输出级电流源。在该双环控制中，电流内环只负责输入电感的动态变化，因而电压外环仅需控制输出电容，不必控制LC储能电路。

对现有技术中的峰值电流模式控制的PWM控制电路的负载能力和负载相应速度的分析可以发现，现有技术中的PWM控制电路的负载能力弱和负载相应速度慢的根本原因在于误差放大器10的输出电压V_EA必须随着流过输出电感60的电流的变化而变化，并且最重要的是输出电压V_EA必须随着流过输出电感60的电流中的低频分量的变化而变化。然而，在电流反馈中真正对PWM控制电路的稳定性带来好处的是流过输出电感60的电流中的高频分量，而流过输出电感60的电流中的低频分量并未对PWM控制电路的稳定性带来什么好处。基于此种考虑，请再次参看图3所示，PWM控制电路101还包括位于电流反馈回路中的高通滤波器100，所述高通滤波器100用于滤除掉反馈电流电压V_IFB中反映输出电感电流中的低频分量的部分，使反馈电流电压V_IFB仅仅反映输出电感60电流高频分量变化。因此，误差放大器10的输出电压V_EA不含有流过输出电感60的电流的低频分量，从而使本发明提供的PWM控制电路101保证在和图1所示控制电路一样稳定的同时，增大了负载能力并加快了响应速度。

请对比参看图5与图6所示，图5是现有直流控制开关电源控制电路的仿真波形图，图6是本发明直流控制开关电源控制电路的仿真波形图，每个仿真波形图都是由多个参数随时间变化的波形图。两组图(图5和图6)中第一个波形图都是输出电压V_out时域波形图；第二个波形图是输入电压V_in时域波形图；第三个波形图是流过输出电感的电流i的时域波形图；第四个波形图是流过负载的电流时域波形图；第五个波形图是误差放大器10的输出电压V_EA的时域波形图。

请对照参看图5、6的第4个图，直流控制开关电源控制电路都是在负载电流为60mA左右跳变到300mA，然后再次从300mA左右跳变回60mA。

请对照参考图5、6的第1个图，在相同的负载变化的情况下，现有的控制电路和本发明的控制电路的功率输出级的输出电压V_out波形在负载电流从60mA左右跳变到300mA左右的时候都产生了一定程度的向下过冲(B处)，在负载电流从300mA左右跳变回60mA左右的时候都产生了一定程度的向上过冲(A处)。在没有引入高通滤波器的控制电路中，功率输出级的输出电压V_out向上过冲峰值与向下过冲的谷值之间的差约为403mV，而引入了高通滤波器的控制电路中，功率输出级的输出电压V_out向上过冲峰值与向下过冲的谷值之间的差约为105mV，过冲量大大减小了，这样，控制电路的响应速度也大大提高了。

同样的，请对照参考图5、6的第5个图，在没有引入高通滤波器的控制电路中，误差放大器10的输出电压V_EA波形在负载电流从60mA左右跳变到300mA左右的时候由900mV变为1.4V，变动幅度为500mV；而引入高通滤波器的控制电路中，误差放大器10的输出电压V_EA波形在负载电流从60mA左右跳变到300mA左右的时候由600mV变为900mV，变动幅度为300mV。在相同负载电流变化下，由于引入了高通滤波器，而使输出电压V_EA的变化幅度从500mV降为300mV，变化幅度大幅缩小，这也可以看出了，控制电路的响应速度大幅提高。另外，在相同负载电流情况下，由于引入了高通滤波器，而使输出电压V_EA需要的工作电压从1.4V降为900mV，由于误差放大器10的输出电压V_EA的上限受到输入电压V_in的限制，因此，在误差放大器10的输出电压V_EA为上限时，引入了高通滤波器的控制电路的负载要明显大于没有引入的情况。

从对比中我们可以看出，本发明的支流控制开关电源控制电路由于引入了高通滤波器100，而增强了其负载能力的同时提高了响应的速度。

请参看图7所示，本发明第二种实施方式与第一种实施方式相比，所述经过高通滤波器70与放大器80的流过功率输出级的电流信号没有作为负反馈连接到误差放大器10的输出端，而是作为正反馈与三角波发生器10产生的三角波信号连接并送到比较器30的正向输入端。其作用同第一实施例，在此不作赘述。

请参看图8所示，所述高通滤波器设计采用了图中的设计思路。由于低通滤波器在电路上更容易实现，因而本发明先用一个电流镜电路产生两路与所述电流反馈信号相同的信号，用一个低通滤波器滤除掉其中一路信号的高频分量，并用另一路信号减去这路滤除掉高频分量的电流反馈信号，得到仅有高频分量的电流反馈信号。由于输入的电流反馈信号的值比较大，采用低通滤波器就要采用大电阻与大电容配合，而大的电容会占用很大的芯片面积，本发明则采用密勒电容设计，节省了很大的芯片面积。

请对照参看图8、图9所示，所述高通滤波器包括7个MOS管与一个电阻R20，7个MOS管分别为M0、M5、M6、M8、M27和M28，I_in代表输入进滤波器的含有高频分量与低频分量的电流反馈信号，I_out代表经过高通滤波器滤波的电流信号。如图9所示，M0与M5、M8构成了两个电流镜，M27与M29构成了一个等效电容，M6、与M27、M29联合构成一个密勒电容，R20与M6、M27、M29构成了一个低通滤波器，将输入信号I_in的高频分量滤出后再被M5漏极的电流信号相减，最后在输出端将得到仅保留高频分量的电流信号。

本发明优选的采用了M6、M27和M29构成的密勒电容设计，这样就可以将M27与M29构成的等效电容放大M6的增益倍，这样就利用两个三极管等效出了一个较大的电容，节省了很大的芯片面积。

上述有关电流镜与密勒电容的接法以、功能以及电学特性本领域普通技术人员可以轻松获得相关技术，在此恕不赘述。

本发明电流峰值调制装置的功率输出级，可以采用buck、boost和buck-boost电路。

本发明电流峰值调制装置还可以用在驱动LED明暗的电路中。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种控制开关电源控制电路，其包括：

三角波发生器，用于产生稳定的三角波信号；

脉宽调制比较器，其一输入端输入所述三角波信号，其另一输入端输入由误差电压V_EA与反映输出电感电流变化的反馈电流电压V_IFB合成的合成电压V_∑，或者其一输入端输入所述三角波信号与反映输出电感电流变化的反馈电流电压V_IFB的合成电压V′_∑，其另一输入端输入误差电压V_EA，脉宽调制比较器用于将三角波与合成电压V_∑进行比较或者用于将误差电压V_EA与合成电压V′_∑进行比较以输出所述控制开关的开启和关断的开关控制信号给所述控制开关的控制端；其特征在于，

所述控制电路还包括有高通滤波器，其用于滤除掉反馈电流电压V_IFB中反映输出电感电流中的低频分量部分，使反馈电流电压V_IFB仅仅反映输出电感电流的高频分量；

所述高通滤波器由一个电流镜电路低通滤波器电路构成，首先所述电流镜电路产生两路与所述反馈电流电压V_IFB相同的信号，所述低通滤波器滤除掉其中一路信号的高频分量，并用另一路信号减去这路滤除掉高频分量的反馈电流电压信号，得到仅有高频分量的反馈电流电压信号。

2.根据权利要求1所述的控制开关电源控制电路，其特征为：所述控制开关包括一个PMOS管和一个NMOS管，所述PMOS管和NMOS管的源极都连接在所述电感的一端，所述PMOS管的漏极作为电源连接端连接到所述输入电压V_in上，所述NMOS管的漏极作为接地连接端连接到地，所述PMOS与NMOS的栅极作为所述控制开关的控制端，其目的在于当开关控制信号为低电平的时候PMOS开启NMOS闭合，输入电压V_in为所述LC电路充电，而当开关控制信号为高电平的时候NMOS开启PMOS闭合，所述LC电路通过NMOS的接地端放电。

3.根据权利要求2所述的控制开关电源控制电路，其特征为：所述控制电路还包括有逻辑驱动单元，包括一个输入端和两个输出端，其输入端输入所述控制开关开启和关断的开关控制信号，其一个输出端直接输出所述开关控制信号给所述PMOS管的栅极，其另一个输出端经过一个特定的延时输出同样的开关控制信号给所述NMOS管的栅极，其目的在于保证PMOS管与NMOS管不能够同时开启或者关闭。

4.根据权利要求2所述的控制开关电源控制电路，其特征为：前述反馈电流电压V_IFB是将输入电压V_in减去控制开关和输出电感的中间节点电压后再经过放大器80适当放大得到，前述反馈电流电压V_IFB的计算公式为：

V_IFB＝α*(V_in-(V_in-i*R_PMOS))＝α*i*R_PMOS

α为放大器的放大系数，i为输出电感电流，R_PMOS为PMOS管的电阻值。

5.根据权利要求1所述的控制开关电源控制电路，其特征为：所述低通滤波器采用电容电阻滤波设计，所述电容采用密勒电容设计。

6.根据权利要求1所述的控制开关电源控制电路，其特征为：将输出电压V_out分压得到的反馈电压V_FB是经过分压电路得到前述反馈电压V_FB，所述分压电路由串联在输出电压V_out和地之间的第一分压电阻和第二分压电阻组成，所述第一分压电阻和第二分压电阻的中间节点电压作为反馈电压V_FB。